JP2002084157A - 分布定数型コモンモードフィルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、ＵＳＢ（Universal Serial Bus）
やＩＥＥＥ １３９４などのディジタル平衡信号インタ
ーフェースのコモンモードノイズフィルタとして利用さ
れる、数ＭＨｚから数１０ＭＨｚ、あるいは数１００Ｍ
Ｈｚから数ＧＨｚ、さらには将来の数ＧＨｚから数１０
ＧＨｚに渡る周波数成分を有する高速信号伝送回路に用
いられるコモンモードフィルタにおいて、広い周波数帯
域に渡ってコモンモードノイズ抑制効果が得られるとと
もに、素子の小型化や製造コストの低減が図られる分布
定数型コモンモードフィルタを提供することを目的とす
る。 【解決手段】 内部誘電体１３の上下に対向して配置さ
れる平行導体ライン１１，１２を磁性体と誘電体の複合
体１４，１５で挟持し、これら磁性体と誘電体の複合体
１４，１５の上下外側表面に接地導体１８，１９を形成
する。こうして、コモンモード動作時の磁性体損失と導
体ラインうず電流損の大幅な増大によって、広い周波数
範囲に渡ってコモンモードノイズを抑制することができ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、ディジタル平衡
信号伝送系として需要が急増しているＵＳＢ( Universa
l Serial Bus )やＩＥＥＥ １３９４インターフェース
用のコモンモードノイズフィルタに関する。

【０００２】

【従来の技術】ノート型パーソナルコンピュータ、携帯
電話やＰＨＳ、およびＰＤＡなどに代表されるモバイル
情報通信機器の市場はワールドワイドに拡大している。
これらの機器の小型軽量化、高機能化は半導体集積回路
の技術進展に負うところが大きく、この傾向は近年益々
加速度を増している。多くの情報通信機器に共通して言
えるのは、信号周波数の高周波化が顕著であることであ
る。例えば、２０００年現在、パーソナルコンピュータ
のＣＰＵクロック周波数は５００ＭＨｚ程度が普通であ
り、近い内に１ＧＨｚを越えるであろう。それに併せ
て、周辺機器との高速データ転送も必要となり、ノイズ
輻射が少なく、かつ、長距離伝送可能な平衡信号伝送系
であるＵＳＢ(Universal Serial Bus)やＩＥＥＥ １３
９４インターフェースが普及しつつある。 現在、パー
ソナルコンピュータとディジタル機器とのインターフェ
ースとして提案されたＵＳＢのデータ転送レートはロー
スピード規格で１．２Ｍｂｐｓ、フルスピード規格で１
２Ｍｂｐｓであり、近い将来、１００Ｍｂｐｓを越える
であろうことは容易に想像できる。また、より広い用途
でディジタル機器相互のインターフェースとして規格提
案されているＩＥＥＥ１３９４インターフェースは、１
００Ｍｂｐｓ以上の高速データ転送が可能であり、１Ｇ
ｂｐｓ以上の超高速データ転送の実用化が期待されてい
る。

【０００３】平衡信号伝送系の概略構成を図１８に示
す。伝送ケーブル（信号電送経路）には、ツイストペア
線からなる平衡信号線路の他に電源線も具備されるが、
図ではそれを省略している。完全平衡信号に対しては、
信号伝送線路１を流れる電流は逆位相であるため、これ
らによる漏洩磁界はキャンセルされるため原理的にノイ
ズ輻射は発生しない。しかしながら、信号の平衡度が不
完全である場合には線路に同位相のコモンモード電流が
流れるために、大きなノイズ輻射を生じる。

【０００４】一般に送信側の信号ドライバを完全平衡に
するのは容易でなく、通常、コモンモードチョークコイ
ルを利用してコモンモードノイズを抑制する。環状磁心
と巻線で構成されるコモンモードチョークを例にして、
その動作原理を図１９に示す。コモンモードチョークコ
イルは磁性体と2本の巻線で構成される。（ｂ）に示す
バランスモード（平衡モード）信号に対しては低インピ
ーダンスであるため信号が通過し、（ａ）に示すコモン
モード信号に対しては高インピーダンスであるため信号
を阻止するように動作する。

【０００５】最近、２層平面コイルをフェライト板でサ
ンドイッチした構成から成る積層型コモンモードチョー
クコイルが開発され、ＵＳＢインターフェースのコモン
モードノイズフィルタとしての適用結果が公表された
（松田勝治、川口正彦、内山一義、金子敏己；電気学会
マグネティックス研究会, MAG-98-256, 1998）。データ
転送速度１２ＭｂｐｓのＵＳＢインターフェースに対
し、試作されたコモンモードチョークコイルは十分なコ
モンモード抑制が得られたと報告されている。しかしな
がら、一般にコモンモードチョークコイルは集中定数型
素子であるため、巻線間の分布容量が問題となるような
高周波信号に対してはコモンモード信号抑制が劣化す
る。従って、ＩＥＥＥ １３９４インターフェ−スのよ
うな１００Ｍｂｐｓを越えるような高速データ転送に対
しては、コモンモードチョークコイルによるコモンモー
ド信号抑制は困難になると考えられる。

【０００６】一方、ＩＥＥＥ １３９４インターフェー
スのコモンモード信号抑制用として、最近、コモンモー
ド誘電体フィルタが開発された（津田文史郎、貝崎康
裕、篠原慎一、佐藤利三郎；電気学会マグネティックス
研究会,MAG- 98-257, 1998）。コモンモードフィルタの
構成例を図２０に示す。このフィルタは金属導体とアル
ミナ誘電体で構成され、２本のスパイラル導体ライン５
がアルミナ６中に埋め込まれ、アルミナの上下面に金属
接地導体７が形成される構成となっている。このフィル
タの等価回路は、図２１に示されるように、対称結合２
線路分布定数回路として表現される。平衡信号に対する
フィルタの特性インピーダンスＺｃ（Ｂ）、ならびに、
コモンモード信号に対する特性インピーダンスＺｃ
（Ｃ）は、次の(1), (2)式で与えられる。

【０００７】

【数１】 ここで、Ｒは導体ラインの単位長さ当たりの抵抗、Ｌは
導体ラインの単位長さ当たりの自己インダクタンス、Ｇ
１１とＣ１１は導体ラインと接地導体間の単位長さ当た
りのコンダクタンスとキャパシタンス、Ｇ１２とＣ１２
は２本の導体ライン間の単位長さ当たりのコンダクタン
スとキャパシタンスである。

【０００８】また、２本のスパイラル導体ラインの磁気
結合係数は相互インダクタンスＭを用いて次式のように
表される。

【数２】 フィルタを設計する際に、下記条件を満足するように各
種パラメータを設定すれば、コモンモード特性インピー
ダンスＺｃ（Ｃ）は平衡モードのそれに比べて十分大き
くなり、両者の差を利用して平衡モ−ド信号を通過、コ
モンモード信号を阻止する。

【数３】

【０００９】しかしながら、アルミナのような非磁性誘
電体と金属導体のみの構成では、(5)式を満足するよう
な高い結合係数kを得ることは容易ではない。また、こ
のような構成では、フィルタ内の損失（ＲやＧ）が比較
的小さいため、特性インピーダンスの差を利用してコモ
ンモード信号を抑制するというフィルタ原理では、コモ
ンモード抑制周波数帯域を広くするのは困難である。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】以上述べたように、高
速データ転送平衡信号伝送線路に用いるコモンモードフ
ィルタにおいて、広い周波数帯域で高いコモンモード除
去比を有することが求められているものの、この課題の
解決の決定的な方法は今だ提案されていない。本発明
は、上述した事情に鑑みて為されたもので、従来困難と
されてきた高いコモンモード除去比を広い周波数帯域に
渡って得ることができる分布定数型コモンモードフィル
タを提供することを目的とする。即ち、本発明は、ＵＳ
Ｂ（Universal Serial Bus）やＩＥＥＥ １３９４など
のディジタル平衡信号インターフェースのコモンモード
ノイズフィルタとして利用される、数ＭＨｚから数１０
ＭＨｚ、あるいは数１００ＭＨｚから数ＧＨｚ、さらに
は将来の数ＧＨｚから数１０ＧＨｚに渡る周波数成分を
有する高速信号伝送回路に用いられるコモンモードフィ
ルタにおいて、広い周波数帯域に渡ってコモンモードノ
イズ抑制効果が得られるとともに、素子の小型化や製造
コストの低減が図られる分布定数型コモンモードフィル
タを提供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、この発明のコモンモードフィルタにあっては、磁
性体と誘電体、２本の導体ラインならびに接地導体で構
成される。この素子の等価回路は図２１と同様に対称結
合２線路からなる分布定数回路として表現されるので、
これを分布定数型コモンモードフィルタと呼ぶ。また、
この発明の分布定数型コモンモードフィルタにあって
は、２本の導体ラインが誘電体層の上下両面に対向する
ように配置され、これらが磁性体と誘電体の複合体で挟
持され、上下の磁性体・誘電体複合体の外側表面の接地
導体とから構成されている。また、この発明の分布定数
型コモンモードフィルタにあっては、２本の導体ライン
がお互いに接近して同一平面上に配置され、これらが磁
性体と誘電体の複合体で挟持され、上下の磁性体・誘電
体複合体の外側表面の接地導体とから構成されている。
また、この発明の分布定数型コモンモードフィルタにあ
っては、つづら折れ状の平面パターン形状を有する導体
ラインで構成するようにしてもよい。また、この発明の
分布定数型コモンモードフィルタにあっては、うず巻状
の平面パターン形状を有する導体ラインで構成するよう
にしてもよい。また、この発明の分布定数型コモンモー
ドフィルタにあっては、磁性体と誘電体の組み合わせか
らなる複合体を磁性体と誘電体の積層体で構成するよう
にしてもよい。また、この発明の分布定数型コモンモー
ドフィルタにあっては、磁性体材料が磁性酸化物で構成
されるようにしてもよい。また、この発明の分布定数型
コモンモードフィルタにあっては、 例えばＮｉ−Ｚｎ
フェライト磁性膜、ポリイミド樹脂等の誘電体膜、なら
びにアルミ等の金属導体膜で構成されている。また、こ
の発明の分布定数型コモンモードフィルタにあっては、
磁性体と誘電体の組み合わせからなる複合体が誘電体
中に磁性体微粒子を分散させた材料で構成されている。

【００１２】さらに、本発明の分布定数型コモンモード
フィルタを用いた平衡モード信号伝送回路にあっては、
平衡モード特性インピーダンスが平衡モード信号伝送回
路の送信側ならびに受信側インピーダンスと概略一致
し、かつ、不平衡モード特性インピーダンスが送信側な
らびに受信側インピーダンスより大きくなるように分布
定数型コモンモードフィルタが構成されている。また、
本発明の分布定数型コモンモードフィルタを用いた平衡
モード信号伝送回路にあっては、分布定数型コモンモー
ドフィルタの２つの導体ラインの入力端子と接地導体の
間に容量性素子を接続して構成されることが好ましい。
また、本発明の分布定数型コモンモードフィルタの２つ
の入力端子と接地導体の間に容量性素子を接続して構成
される平衡モード信号伝送回路にあっては、容量性素子
のインピーダンスが平衡モード信号の通過周波数帯域で
は分布定数型コモンモードフィルタの平衡モード入力イ
ンピーダンスより十分に大きく、また、フィルタの不平
衡モード入力インピーダンスより十分に小さくなるよう
に構成される。また、本発明の分布定数型コモンモード
フィルタにあっては、入力端子電極と接地導体の間に生
じる容量性インピーダンスが平衡モード信号の通過周波
数帯域では分布定数型コモンモードフィルタの平衡モー
ド入力インピーダンスより十分に大きく、また、フィル
タの不平衡モード入力インピーダンスより十分に小さく
なるように構成される。

【００１３】この発明の分布定数型コモンモードフィル
タによれば、誘電体のみならず磁性体も同時に利用され
るため、分布自己インダクタンスＬが大きくなる、２本
の導体ラインの磁気結合係数ｋが大きくなるなどの理由
によって、前述した(4)式と(5)式の条件が同時に満足さ
れ、特にコモンモード特性インピーダンスＺｃ（Ｃ）を
高くすることが容易に可能になる。また、コモンモード
動作時は平衡モード動作時に比べて磁性体の磁束密度が
遥かに高くなるために磁気損失が大幅に増大すること、
さらには、導体ラインを鎖交する高周波磁束も増えるた
めに導体のうず電流損失も増大する。これらのコモンモ
ード動作時の大幅な損失の増大は、コモンモード信号を
広い周波数範囲に渡って抑制することが可能となる。ま
た、本発明による分布定数型コモンモードフィルタの入
力端子と接地導体の間に容量性インピーダンス、具体的
にはコンデンサなどを接続することによって、コモンモ
ード信号の抑制をさらに向上できる。また、分布定数型
コモンモードフィルタの入力端子電極と接地導体の間に
生ずる静電容量を利用すれば、上記のコンデンサを代替
することができ、素子の小型化が図れる。以上述べた本
発明による分布定数型コモンモードフィルタを平衡モー
ド信号伝送線路に利用すれば、平衡モード信号を効率よ
く通過させ、信号の不平衡で生じるコモンモード信号を
大幅に除去できる。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて図面を参照して説明する。

【００１５】図１は、本発明の第一の実施の形態にかか
る、分布定数型コモンモードフィルタの基本断面構造を
示すものである。上下の平行導体ライン１１，１２が内
部誘電体層１３の上下面に対向するように配置され、こ
れらが磁性体層と誘電体層の複合積層体（ｔｍｄ）で挟
持され、さらに、複合積層体（ｔｍｄ）の上下面に接地
導体１８，１９が形成された構成を有する。なお、紙面
と垂直方向が導体ライン１１，１２の長手方向になって
いる。ここで、構成例の一つとして、磁性体１４として
厚さ５００μｍのＮｉ−Ｚｎフェライト基板、内部誘電
体１３として２５μｍ厚ポリイミド、幅５０μｍ、厚さ
３μｍ、長さ１２．５ｍｍの一対のアルミニウム導体ラ
イン１１，１２、ならびに３μｍ厚アルミニウム接地導
体１８，１９を用いている。

【００１６】図２は、図１の構成において、上下の平行
導体ライン１１，１２に平衡モード信号が加わった場合
（電流が相互に反対方向に流れる場合）の電界、ならび
に磁界の発生の様子を模式的に示したものである。 各
導体ラインと接地導体間には＋Ｅ，−Ｅの電界が、ま
た、上下導体ライン間には２Ｅの電界が加わる。上下導
体ラインに流れる電流は逆向きであるから、これらによ
って発生する磁界はお互いに逆向きであるため、発生す
る磁束は非常に少ない。図３は、図１の構成において、
上下の平行導体ライン１１，１２にコモンモード信号が
加わった場合（電流が相互に同一方向に流れる場合）の
電界、ならびに磁界の発生の様子を模式的に示したもの
である。各導体ライン１１，１２と接地導体１８，１９
間には同一のＥの電界が、また、上下導体ライン間は同
電位であるため電界は零である。上下導体ライン１１，
１２に流れる電流は同じ向きであるから、これらによっ
て発生する磁界は加算され、平衡モードの場合に比べて
発生する磁束が非常に多くなる。

【００１７】図１で示した本発明による分布定数型コモ
ンモードフィルタでは、磁性体の採用によって、導体ラ
インを流れる電流で発生する磁束は遥かに多くなるの
で、ラインの単位長さ当たりの自己インダクタンスＬが
大きくなり、また、上下導体ライン１１，１２間の磁気
結合ｋも高くなる。図１の分布定数型コモンモードフィ
ルタの単位長さ当たりの自己インダクタンスＬは次式の
ように与えられる。

【数４】 ここで、ｔｍは磁性体１４，１５の厚さである。また、
μは磁性体１４，１５の複素透磁率であり、真空の透磁
率μoを用いて次式で示される。

【数５】 また、λは次式のように表され、磁性体中を通る磁束の
横方向分布を決定するパラメータである。λの実部λ’
は導体ライン端部の磁性体磁束を基準として、そこから
横方向に離れた場合の磁束の減衰に関係するものであ
る。さらに具体的に言えば、導体ライン端部の磁性体磁
束をφoとしたとき、λ’の距離だけ横方向に離れた点
では磁束の大きさがφoｅ^−１に減衰することを意味す
る。

【数６】 導体ラインの単位長さ当たりの自己インダクタンスＬ
は、(6), (7), (8)式から複素量として得られる。

【数７】 磁性体による単位長さ当たりの自己インピーダンスＺ
は、

【数８】 となる。

【００１８】図１の上下導体ラインの磁気結合係数をｋ
とすれば、平衡モード動作時の磁性体のインピーダンス
は（１−ｋ）Ｚとして、コモンモード動作時の磁性体の
インピーダンスは（１＋ｋ）Ｚとして表される。導体ラ
インと接地導体の間の単位長さ当たりのコンダクタンス
Ｇ１１とＣ１１は次式のように与えられ、σ１１とε１
１は磁性体と誘電体の積層複合体の実効導電率と実効誘
電率である。

【数９】 ここで、ｔｍｄは磁性体と誘電体の積層複合体の厚さで
ある（図１参照）。また、上下導体ライン間の単位長さ
当たりのコンダクタンスＧ１２とＣ１２は次式のように
与えられ、ｔｄ、ならびにσ１２とε１２は内部誘電体
層１３の厚さ、実効導電率と実効誘電率である。

【数１０】

【００１９】図４に示すように、導体ライン１１，１２
には交流の磁束φが鎖交するので、これによるうず電流
Ｉｅによって導体抵抗が増大する。導体の交流抵抗は鎖
交する磁束の自乗に比例すると考えられる。平衡モード
動作時における鎖交磁束は（１−ｋ）に比例し、また、
コモンモード動作時における鎖交磁束は（１＋ｋ）に比
例すると考えられるので、それぞれの信号モードでの導
体ラインの交流抵抗ｒｂ，ｒｃは次式のように表すこと
ができる。

【数１１】 ここで、ｋは比例定数である。磁性体１４，１５の採用
によって、ｋは１に近い値を持つので、コモンモードの
導体交流抵抗ｒｃは平衡モードのｒｂに比べて遥かに大
きくなる。

【００２０】以上述べた分布定数型コモンモードフィル
タのパラメータを用いて、平衡モードならびにコモンモ
ード動作時の等価回路を表すと図５および図６のように
なる。Ｒｂは平衡モード動作時における導体ライン１
１，１２の単位長さ当たりの等価損失抵抗、Ｒｃはコモ
ンモード動作時における等価損失抵抗であり、次式で表
される。

【数１２】 従って、平衡モードならびにコモンモード動作時の特性
インピーダンスＺｃ（Ｂ），Ｚｃ（Ｃ）は次式のように
表され、コモンモードフィルタが従来技術で述べた誘電
体と導体のみで構成された場合に比べて、Ｚｃ（Ｂ）と
Ｚｃ（Ｃ）の差を遥かに大きくできる。

【数１３】

【００２１】図７は、本発明の第二の実施の形態にかか
る、分布定数型コモンモードフィルタの基本断面構造を
示すものであり、２本の導体ライン１１Ａ，１２Ａが接
近して同一平面上に配置される場合を示している。２本
の導体ラインの配置が異なるのみで、基本的な動作は図
１を例にして説明した場合と同一である。ただし、２本
の導体ライン１１Ａ，１２Ａ間の磁気結合ｋは図１の場
合に比べて悪化するが、導体ライン間の距離ｓを(8)式
のλ’よりも十分に小さく設定することによって、磁気
結合kの低下を抑えることができる。Ｇ１２およびＣ１
２の表示式は、(13), (14)式において、ｔｄがｓに、ｗ
がｔｃに置き換わるのみである。

【００２２】図８は、本発明の第三の実施の形態にかか
る、分布定数型コモンモードフィルタの導体ラインがつ
づら折れパターン形状を有する場合を示すものであり、
図面の簡単化のために２本の導体ラインのみ抽出して示
してある。図８（ａ）は、２本の導体ライン１１，１２
が上下に平行の場合を示し、図８（ｂ）は２本の導体ラ
イン１１Ａ，１２Ａが、左右に平行の場合を示してい
る。これら一対の導体ラインがつづら折れ状のパターン
となるように形成されるが、つづら折れ間隔Ｄｍの隣接
導体ラインは負の磁気結合を有するので、自己インダク
タンスを悪化させない程度にＤｍを大きくするのが良
い。具体的には、(8)式で示したλ’を目安に、少なく
ともλ’以上のＤｍを確保することが望ましい。

【００２３】図９は、本発明の第四の実施の形態にかか
る、分布定数型コモンモードフィルタの導体ラインがう
ず巻パターン形状を有する場合を示すものであり、図面
の簡単化のために２本の導体ラインのみ抽出して示して
ある。図９（ａ）は、２本の導体ライン１１，１２が上
下に平行の場合を示し、図９（ｂ）は左右に平行の場合
の２通りを示している。これら一対の導体ラインがうず
巻状のパターンとなるように形成されるが、うず巻パタ
ーンによる隣接導体ラインは正の磁気結合を有するの
で、つづら折れの場合よりも自己インダクタンスが遥か
に大きくなる。この場合の同一平面上の導体ライン間の
距離Ｄｓは可能な限り狭い方が良い。具体的には、(8)
式で示したλ’を目安に、λ’より十分に小さい導体ラ
イン間距離Ｄｓを設定する方が望ましい。

【００２４】図１０は、本発明の第五の実施の形態にか
かる、分布定数型コモンモードフィルタの磁性体と誘電
体の複合体に関するもので、磁性体１４Ａ，１５Ａとし
て酸化物磁性材料を用いる場合の構成例を示すものであ
る。Ｍｎ−Ｚｎフェライト、Ｎｉ−Ｚｎフェライトなど
のスピネル型フェライト、ＹＩＧなどのガーネット型フ
ェライト、その他の磁性酸化物は、磁性を持つと同時に
誘電性も併せ持つので、磁性体と誘電体の複合体を一種
類の材料で代替できる利点がある。図１１は、Ｎｉ−Ｚ
ｎフェライトの複素透磁率ならびに複素誘電率を測定し
た結果の一例であり、（ａ）は複素透磁率を、（ｂ）は
複素誘電率をそれぞれ示す。本発明による分布定数型コ
モンモードフィルタが磁気損失をも積極的に利用するこ
とを考慮すると、損失に比例する複素透磁率の虚部μ”
が大きい１ＧＨｚ以上でも十分にコモンモードフィルタ
機能を発揮することができる。

【００２５】図１２は、本発明の第六の実施の形態にか
かる、分布定数型コモンモードフィルタの磁性体と誘電
体の複合体に関するもので、磁性膜／誘電体膜の積層構
造２１，２２を用いるものである。この方法によれば、
二元スパッタ装置などの手段によって一括して作製する
ことができるので、素子の量産性を向上することができ
る。

【００２６】図１３は、本発明の第七の実施の形態にか
かる、分布定数型コモンモードフィルタの磁性体と誘電
体の複合体に関するもので、誘電体中に磁性微粒子が分
散された複合材料２３を用いる場合を示している。即
ち、２本の導体ライン１１，１２は複合材料２３中に埋
め込まれ、その上下両側に接地導体１８，１９が配置さ
れている。磁性微粒子は、磁性金属微粒子でも良いし、
フェライトなどの磁性酸化物微粒子でも良い。図１０で
示した磁性酸化物材料は通常バルクの磁性材料として提
供されるものであり、薄く加工するのが困難でこれをデ
バイスとして利用するには基板として用いる以外にな
い。この発明によれば、誘電体前駆体溶液中に磁性微粒
子を分散させ、それを塗布、低温焼成するだけで磁性体
と誘電体の複合材料を作製することができ、素子の小型
化と低コスト化に繋がる。

【００２７】図１４は、本発明の第八の実施の形態にか
かる、分布定数型コモンモードフィルタを平衡モード信
号伝送線路に適用する場合に関するものである。分布定
数型コモンモードフィルタ２５の平衡モード特性インピ
ーダンスＺｃ（Ｂ）を平衡モード信号伝送回路１の送信
側ならびに受信側インピーダンスと概略一致させ、不平
衡モード特性インピーダンスＺｃ（Ｃ）を送信側ならび
に受信側インピーダンスより大きくすることを特徴とす
る。この発明の具体例をより詳細に説明する。例えば、
ＩＥＥＥ １３９４インターフェスの送信ドライバの信
号源インピーダンス、ならびに受信側インピーダンスを
５０Ωとした場合、分布定数型コモンモードフィルタの
平衡モード特性インピーダンスＺｃ（Ｂ）、ならびにコ
モンモード特性インピーダンスＺｃ（Ｃ）を以下のよう
に設定する。

【数１４】

【００２８】平衡モード信号に対しては、分布定数型コ
モンモードフィルタの入出力端でインピーダンス整合条
件が概略満足されるので、広い周波数帯域に渡って平衡
モード信号を通過させることができる。平衡モード動作
時のフィルタ損失は少ないので、信号減衰の少ない平衡
信号伝送が可能である。また、ディジタル平衡信号伝送
では、広帯域の信号伝送が必要であり、インピーダンス
整合は重要な条件となる。

【００２９】一方、コモンモード信号に対しては、分布
定数型コモンモードフィルタの入出力端はインピーダン
ス不整合となる。この時のコモンモード信号抑制につい
て、以下により詳細に説明する。誘電体と導体のみで構
成されるコモンモードフィルタの場合、フィルタ内の電
圧・電流定在波波長の１／４の長さが導体ラインの長さ
１ｃに一致する周波数ｆｃで大きなコモンモード信号除
去比Ａｃが得られる。周波数ｆｃ、ならびに信号除去比
Ａｃは概略以下のように表され、Ａｃはフィルタの入出
力信号振幅の比を意味している。

【数１５】

【００３０】コモンモードフィルタが、従来技術で示す
誘電体と導体のみで構成される場合には、本発明による
場合に比べて遥かに損失が少ないため、コモンモードに
対する信号抑制はｆｃの奇数倍の周波数に対してのみ有
効となり、ｆｃの偶数倍の周波数に対してはコモンモー
ド信号は通過する。加えて、周波数ｆｃならびにその奇
数倍の周波数で得られるコモンモード信号抑制も極めて
狭い周波数帯域でしか得ることができない。平衡信号の
アンバランスで生じるコモンモード信号は広い周波数帯
域を有するので、線路損失の少ない誘電体と導体のみで
構成されたコモンモードフィルタでは十分にコモンモー
ドノイズを抑制することができない。これに対し、この
発明による分布定数型コモンモードフィルタでは、コモ
ンモード動作時の導体抵抗ならびに磁性体損失の大幅な
増加により、広帯域に渡ってコモンモードノイズを抑制
できる。

【００３１】以下に、この発明の具体的な実施例を詳細
に述べる。図１５は、磁性体として厚さ５００μｍのＮ
ｉ−Ｚｎフェライト基板、内部誘電体として２５μｍ厚
ポリイミド、幅５０μｍ、厚さ３μｍ、長さ１２．５ｍ
ｍの一対のアルミニウム導体ライン、ならびに3μｍ厚
アルミニウム接地導体を用いて分布定数型コモンモード
フィルタを構成した場合の特性の一例を示すものであ
る。使用したＮｉ−Ｚｎフェライトは図１１で示された
ものと同一のものである。比較のために、アルミナ誘電
体とタングステン導体を用いて作製した積層型コモンモ
ード誘電体フィルタの特性例も示してある。両者とも平
衡モード信号特性インピーダンスＺｃ（Ｂ）は概略５０
Ωに一致するように設計した。図１５から明らかなよう
に、積層型コモンモード誘電体フィルタのコモンモード
信号除去比Ａｃは５００ＭＨｚでは大きいものの、２倍
の周波数１ＧＨｚ付近で大幅に悪化しており、いわゆる
帯域阻止フィルタとしての特性を示す。これに対し、こ
の発明による分布定数型コモンモードフィルタによれ
ば、３００ＭＨｚから２ＧＨｚの広い周波数帯域に渡っ
て大きなコモンモード信号除去比が得られていることが
分かる。

【００３２】図１６は、本発明の第九の実施の形態にか
かる、分布定数型コモンモードフィルタを平衡モード信
号伝送線路に適用する場合に関するものである。分布定
数型コモンモードフィルタ２５の２つの導体ラインＺ１
０の入力端子と接地導体の間に容量性素子を接続するこ
とによって、さらに特性改善を図るものである。容量性
素子の具体的な例としてはコンデンサなどが利用でき
る。また、分布定数型コモンモードフィルタの入力端子
電極２０と接地導体１８，１９の間に生ずる静電容量を
利用すれば、上記のコンデンサを代替することができ、
素子の小型化が図れる。以下に、この発明の効果と具体
例を詳細に述べる。

【００３３】平衡モード信号伝送線路に分布定数型コモ
ンモードフィルタを適用する場合、送信側の等価回路は
図１６に示されるように、信号源ｖｓと信号源インピー
ダンスＺｓで表される。ＩＥＥＥ １３９４インターフ
ェースでは、信号源インピーダンスＺｓは概略５０Ωで
ある。分布定数型コモンモードフィルタの平衡モード入
力インピーダンスはＺｓに概略一致する５０Ωとなり、
フィルタの平衡モード入力信号ｖｉｎ（Ｂ）は概略ｖｓ
／２となる。これに対し、分布定数型コモンモードフィ
ルタのコモンモード入力インピーダンスはＺｓよりも十
分に大きいためフィルタのコモンモード入力信号ｖｉｎ
（Ｃ）は概略ｖｓとなる。フィルタの平衡モード入力信
号とコモンモード入力信号に２倍の差があることは、送
信側から受信側に至る過程での平衡モード信号に対する
コモンモードノイズ抑制を悪化させることに繋がるの
で、分布定数型コモンモードフィルタの性能を活かすこ
とができなくなる可能性がある。実際のコモンモード信
号は平衡信号のアンバランスで生じるものであるから、
平衡度が著しく悪化しない限り、コモンモードノイズ抑
制が致命的に悪化するとは考えにくい。しかしながら、
信号平衡度は一般的に一定でないので、この影響は必ず
しも無視できない。

【００３４】この発明では、送信側回路と分布定数型コ
モンモードフィルタの間に、コンデンサなどから成る容
量性素子を接地導体と信号ラインの間に挿入するもの
で、より具体的には、図１６に示すように、分布定数型
コモンモードフィルタの２つの入力端子と接地導体の間
に容量性素子を接続する。分布定数型コモンモードフィ
ルタの平衡モード信号の通過周波数帯域において、次式
を満足するように容量性素子のインピ−ダンスＺ１０を
選択する。

【数１６】 このとき、送信側から見た平衡モードとコモンモードの
負荷インピーダンスＺＬ（Ｂ）, ＺＬ（Ｃ）は次のよう
になる。

【数１７】 容量性素子としてコンデンサを用い、それの共振周波数
が平衡モード信号の通過周波数帯域よりも高ければ、そ
れのインピーダンスＺ１０は静電容量Ｃ１０を用いて次
式のように表される。

【数１８】

【００３５】以上のような構成によって、分布定数型コ
モンモードフィルタの平衡モード信号通過帯域におい
て、平衡モード入力インピーダンスをほぼ一定にしたま
まで、コモンモードの見かけの入力インピーダンスを下
げることができ、前述した問題を解決することが出来
る。しかしながら、この方法は平衡モード信号の通過帯
域を狭くする問題もあり、平衡信号伝送回路システムに
必要な伝送帯域幅、ならびに分布定数型コモンモードフ
ィルタのＺｉｎ（Ｂ）とＺｉｎ（Ｃ）の大きさなどの兼
ね合いによって、容量性素子のインピ−ダンスＺ１０を
適宜選択する。

【００３６】この発明による容量性インピーダンスは、
分布定数型コモンモードフィルタの外側に容量性素子を
接続しても良いが、図１７に示すように、分布定数型コ
モンモードフィルタの入力端子電極２０と接地導体１
８，１９の間に生ずる静電容量を利用しても良い。入力
端子電極２０の面積をＳ１、端子電極と接地導体の間の
磁性体／誘電体複合体１４の厚さｔｍｄを、導電率をσ
１１、誘電率をε１１とすれば、容量性インピーダンス
Ｚ１０は次式のように表される、前述した(25)式の条件
を満足するには電極面積Ｓ１を調整すれば良い。

【数１９】

【００３７】以上詳述した分布定数型コモンモードフィ
ルタは、磁性体と誘電体の組み合わせからなる複合体、
ならびに導体材料で構成されるものであり、磁性体材料
と誘電体材料の組み合わせは多数あるため伝送特性を大
幅に調節できる、素子の基本構造は積層体からなるので
バルク材料を張り合わせる方法、スパッタリングやフォ
トリソグラフィを利用する薄膜プロセスなど、その作製
方法も多岐に渡る。従って、性能を優先したり、製造コ
ストを優先したり、ニーズに応じてフィルタの構成や作
製方法を適宜選択することができる。

【００３８】

【発明の効果】以上、説明したようにこの発明によれ
ば、高速ディジタル信号インターフェースとして今後の
飛躍的な普及が予想される平衡信号伝送線路システムの
コモンモードノイズの低減に有効である広帯域コモンモ
ードフィルタの飛躍的な性能向上に資するばかりでな
く、フィルタの更なる小型化および製造コストの低減を
図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第一の実施の形態にかかる、分布定
数型コモンモードフィルタの基本断面構造を示す概略構
成図。

【図２】同じく、平衡モード信号が加わった場合の内部
電界、ならびに内部磁界の様子を示す概略図。

【図３】同じく、コモンモード信号が加わった場合の内
部電界、ならびに内部磁界の様子を示す概略図。

【図４】同じく、導体ラインに交流磁束が鎖交する場合
に発生する導体中のうず電流の様子を示す概略図。

【図５】同じく、平衡モード動作時の分布定数型コモン
モードフィルタの等価回路図。

【図６】同じく、コモンモード動作時の分布定数型コモ
ンモードフィルタの等価回路図。

【図７】この発明の第ニの実施の形態にかかる、分布定
数型コモンモードフィルタの基本断面構造を示す概略構
成図。

【図８】この発明の第三の実施の形態にかかる、分布定
数型コモンモードフィルタの導体ラインのパターン形状
がつづら折れである場合の一対の導体ラインのみを抽出
した概略図。

【図９】この発明の第四の実施の形態にかかる、分布定
数型コモンモードフィルタの導体ラインのパターン形状
がうず巻である場合の一対の導体ラインのみを抽出した
概略図。

【図１０】この発明の第五の実施の形態にかかる、分布
定数型コモンモードフィルタの磁性体と誘電体の複合体
の内、磁性体が酸化物磁性材料を用いる場合の構成の概
略図。

【図１１】同じく、酸化物磁性材料がＮｉ−Ｚｎフェラ
イトである場合の（ａ）複素透磁率と（ｂ）複素誘電率
の周波数特性を示す概略図。

【図１２】この発明の第六の実施の形態にかかる、分布
定数型コモンモードフィルタの磁性体と誘電体の複合体
が磁性膜／誘電体膜の積層構造である場合の構成の概略
図。

【図１３】この発明の第七の実施の形態にかかる、分布
定数型コモンモードフィルタの磁性体と誘電体の複合体
が誘電体中に磁性粒子を分散させた複合材料を用いる場
合の構成の概略図。

【図１４】この発明の第八の実施の形態にかかる、分布
定数型コモンモードフィルタを平衡モード信号伝送回路
に適用する場合の構成を示す概略図。

【図１５】同じく、Ｎｉ−Ｚｎフェライト、ポリイミ
ド、アルミニウムを用いて作製された本発明の分布定数
型コモンモードフィルタと従来型のコモンモードアルミ
ナ誘電体フィルタの特性を比較した概略図であり、図中
の黒丸は従来技術を示し、白丸は本発明を示す。

【図１６】この発明の第九の実施の形態にかかる、分布
定数型コモンモードフィルタの入力端子と接地導体の間
に容量性インピーダンスを接続して平衡モード信号伝送
回路に使用する際の概略図。

【図１７】同じく、分布定数型コモンモードフィルタの
入力端子電極と接地導体の間に生じる容量性インピーダ
ンスを利用する際の概略図。

【図１８】ディジタル平衡信号伝送系の一例を示す概略
構成図。

【図１９】環状磁心を用いたコモンモードチョークコイ
ルの動作を説明する概略図。

【図２０】従来技術によるコモンモード誘電体フィルタ
の概略構成図。

【図２１】コモンモードフィルタの等価回路図。

【符号の説明】

１ 伝送回路 １１，１２，１１Ａ，１２Ａ 導体ライン １３ 内部誘電体層 １４，１５ 磁性体と誘電体の複合積層体層 １４Ａ，１５Ａ 酸化物磁性体層 １８，１９ 接地導体 ２０ 入力パッド（電極） ２１，２２ 磁性体と誘電体の積層膜 ２３ 誘電体中に磁性粒子を分散させた複合材料 ２５ 分布定数型コモンモードフィルタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5E070 AA05 AB01 AB07 BA11 CB12 CB20 DB08 5E082 AA01 AB03 BB01 BC39 DD09 EE04 EE24 FF05 FG06 FG38 5J024 CA06 CA09 DA26 EA09 KA01

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 誘電体層と、該誘電体層の内部に平行に
   配置された２本の導体ラインと、前記誘電体層を挟むよ
   うにその両側に配置された磁性体と誘電体の複合体層
   と、該複合体層の更に外側に配置された接地導体とで構
   成されたことを特徴とする分布定数型コモンモードフィ
   ルタ。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の分布定数型コモンモー
   ドフィルタにおいて、前記２本の導体ラインが前記誘電
   体層の内部で上下両面に対向するように配置されたこと
   を特徴とする分布定数型コモンモードフィルタ。
3. 【請求項３】 請求項１に記載の分布定数型コモンモー
   ドフィルタにおいて、前記２本の導体ラインが前記誘電
   体層の内部で同一平面上に配置されたことを特徴とする
   分布定数型コモンモードフィルタ。
4. 【請求項４】 請求項１乃至３のいずれかに記載の分布
   定数型コモンモードフィルタにおいて、前記導体ライン
   がつづら折れ状の平面パターン形状を有することを特徴
   とする分布定数型コモンモードフィルタ。
5. 【請求項５】 請求項１乃至３のいずれかに記載の分布
   定数型コモンモードフィルタにおいて、前記導体ライン
   がうず巻状の平面パターン形状を有することを特徴とす
   る分布定数型コモンモードフィルタ。
6. 【請求項６】請求項１乃至５のいずれかに記載の分布定
   数型コモンモードフィルタにおいて、前記磁性体が、Ｎ
   ｉ−Ｚｎフェライト基板であり、前記誘電体がポリイミ
   ド樹脂により構成されていることを特徴とする分布定数
   型コモンモードフィルタ。
7. 【請求項７】 請求項１乃至５のいずれかに記載の分布
   定数型コモンモードフィルタにおいて、前記複合体が磁
   性体と誘電体の積層体で構成されていることを特徴とす
   る分布定数型コモンモードフィルタ。
8. 【請求項８】 請求項１乃至５のいすれかに記載の分布
   定数型コモンモードフィルタにおいて、前記磁性体が酸
   化物磁性材料で構成された層であることを特徴とする分
   布定数型コモンモードフィルタ。
9. 【請求項９】 請求項１乃至５に記載の分布定数型コモ
   ンモードフィルタにおいて、前記誘電体層と前記複合体
   層とが誘電体中に磁性体微粒子を分散させた材料を用い
   て一体的に構成されていることを特徴とする分布定数型
   コモンモードフィルタ。
10. 【請求項１０】 請求項１乃至９に記載の分布定数型コ
    モンモードフィルタにおいて、その平衡モード特性イン
    ピーダンスが平衡モード信号伝送回路の送信側ならびに
    受信側インピーダンスと概略一致し、不平衡モード特性
    インピーダンスが送信側ならびに受信側インピーダンス
    より大きいことを特徴とする分布定数型コモンモードフ
    ィルタ。
11. 【請求項１１】 請求項１０に記載の分布定数型コモン
    モードフィルタにおいて、前記２本の導体ラインの入力
    端子と接地導体の間に容量性素子を更に接続したことを
    特徴とする分布定数型コモンモードフィルタ。
12. 【請求項１２】 請求項１１に記載の分布定数型コモン
    モードフィルタにおいて、前記２つの導体ラインの入力
    端子に接続する容量性素子のインピーダンスが、平衡モ
    ード信号の通過周波数帯域ではフィルタの平衡モード入
    力インピーダンスより十分に大きく、フィルタの不平衡
    モード入力インピーダンスより十分に小さくしたことを
    特徴とする分布定数型コモンモードフィルタ。
13. 【請求項１３】 請求項１１又は１２に記載の分布定数
    型コモンモードフィルタにおいて、前記容量素子は前記
    導体ラインの入力端子電極と接地導体の間に生じる容量
    性インピーダンスを利用して形成したことを特徴とする
    分布定数型コモンモードフィルタ。