JP7094976B2 - 高周波モジュール - Google Patents

Description

本発明は、準ミリ波帯のトランジスタ発振器や対象物の動きを検出する電波センサなどに使用可能な超小型の高周波モジュールに関する。

近年、ドアの自動開閉、電気機器の自動ＯＮ／ＯＦＦ、照明の自動点灯消灯など機器の多機能化が進んでいる。また、人の安全な暮らしを見守る見守りセンサや不審者などを検知するセキュリティーセンサなどの開発が進んでいる。これらの機器やセンサでは、対象物の動きを電波により検出する電波センサが使われている。

この種の電波センサに関し、特許文献１には、２つの混合器に入力する局部発振信号と受信信号の位相を気にしないで混合器などの配置をしても対象物の遠近情報を確実に認識することができる方向識別型のドップラーモジュールが開示されている。このドップラーモジュールでは、局部発振信号と反射波である受信信号とを混合する混合器を２個直列に接続し、その一方側から第１の局部発振信号と受信信号とを入力させるとともに、第２の局部発振信号をさらに２個の混合器の接続部にも入力させ、それぞれの出力を検出することにより、対象物が遠ざかるか近づくかの遠近情報を検出する。

また、特許文献２には、高い周波数を送信でき、回路構成が簡単で安価に製造できるとされる電波センサ用モジュールが開示されている。この電波センサ用モジュールは、基準電波を逓倍するとともに逓倍された出力電波をアンテナから放射させ、ターゲットで反射されて時間遅れの生じた入力電波をホモダイン検波する逓倍および検波手段を備えて構成される。

また、特許文献３には、マイクロストリップライン、非線形素子である発振素子、バラクタダイオードで構成される局部発振器を備えるドップラーレーダが開示されている。局部発振器は、外部より入力端へ発振源である主発振器の信号の一部を注入した後、主発振器の信号と局部発振信号との位相同期状態中に入力端からＲＦ（高周波）受信信号を入力する。これにより、発振素子をミキサ（混合器ないし混合回路）としても動作させ、出力端より中間周波数信号を取り出すようにしている。

特開平２００４－８５２９３号公報 特開平２００３－１９４９１８号公報 特開平２００１－１６０４２号公報

特許文献１に開示されたドップラーモジュールでは、ミキサの出力と信号入力とが共通となるため、整合が容易でない。また、発振器やアンテナが別体であるため、全体として大きな面積が必要となり、小型化に限界がある。
また、特許文献２に開示された電波センサ用モジュールの発振器は逓倍方式であるためスプリアスが多く、強固なフィルタが必要である。そのため、小型化に限界がある。
また、特許文献３に開示されたドップラーレーダでは、サーキュレータやＦＥＴ（電界効果トランジスタ）などの高価な素子を使用するため、低コスト化が進みにくい。

本発明は、従来よりも簡素な構成で小型化且つ量産が容易となり、併せてより一層の低コスト化が可能となる高周波モジュールを提供することを目的とするものである。

本発明の一態様は、第１端子、第２端子及び第３端子を有するトランジスタと、前記第１端子に接続され、準ミリ波帯以上の周波数の信号を直接発振により出力する共振パターンと、前記第２端子に接続され、前記周波数の信号の送受信が可能なアンテナとして動作する面状の開放伝送線路と、を備え、前記第１端子と前記第２端子との端子間容量が、前記第１端子と前記第３端子との端子間容量及び前記第２端子と前記第３端子との端子間容量よりも相対的に大きく、前記第３端子に電源が供給されているときに前記開放伝送線路を伝送する前記信号の一部が、前記第１端子と前記第２端子との静電容量を介して前記第１端子に帰還する、高周波モジュールである。

本発明の一態様によれば、トランジスタで準ミリ波帯の信号を直接発振させ、その信号を開放伝送線路から放射させるので、逓倍方式で発振させる際に必要な回路やスプリアス除去のためフィルタなどが不要となり、簡素かつ小型で安価な高周波モジュールを提供することができる。

本実施形態の高周波モジュールの外観図であり、上面図。 本実施形態の高周波モジュールの外観図であり、Ｙ方向から見た側面図。 本実施形態の高周波モジュールの外観図であり、Ｘ方向から見た側面図。 本実施形態の高周波モジュールの外観図であり、裏面図。 基板レイアウトの例示図。 導電膜パターンと実装部に素子が実装された基板の状態説明図。 導電膜パターンと素子により実現される電子回路の模式図。 共振器の反射型と帰還型の特徴を示した図表。 発振素子に用いられる半導体素子の特徴を示した図表。 二つのドップラー信号の信号波形例であり、対象物が近づくときの例。 二つのドップラー信号の信号波形例であり、対象物が遠ざかるときの例。 基板の表面と窓との位置関係を示す図。 金属ケースが存在しない場合のビームパターン。 金属ケースが存在する場合のビームパターン。 本実施形態の高周波モジュールの放射特性図。

以下、本発明を、準ミリ波帯の電波のドップラー効果を利用して対象物の動きを検出するドップラーモジュール（電波センサ）として動作する高周波モジュールに適用した場合の実施の形態例を説明する。ドップラーモジュールでは、発振器、アンテナ、ミキサが標準部品となる。準ミリ波帯で動作する従来のドップラーモジュールでは、これらの部品を別体としたり、二つのアンテナを用いて配線の引き回しを行う。また、その理由については後述するが、本願出願人の製品を含め、発振器に用いる電子素子は高価であり、ミキサの構成も複雑である。本実施形態では、これらを安価な電子素子を用い、かつ一つの電子回路として一体化することにより、従来よりも格段に小型で低コストとなる高周波モジュールを実現したものである。

図１Ａ～図１Ｄは、本実施形態の高周波モジュールの外観図であり、図１Ａは上面図、図１ＢはＹ方向から見た側面図、図１ＣはＸ方向から見た側面図、図１Ｄは裏面図である。
高周波モジュール１は、シールド用の金属ケース１０と、その表面側に金属ケース１０が被嵌される基板２０と、を有する。基板２０は略矩形状の絶縁体であり、対向する一対の短側面には、表裏面にわたって金属製の端子２１～２６が形成され、一対の長側面には四つの窪みが形成されている。裏面は図１Ｄに示される通り、端子２１～２６が露出しているので、電源供給や信号出力のための配線が容易になっている。

金属ケース１０は有底矩形筒状であり、有底部には窓１１が開口されている。この窓１１の役割については後述する。金属ケース１０の側面のうち対向する一対の短側面は、対向する一対の長側面よりも短く、基板２０への被嵌時に間隙１２が形成され、これにより端子２１～２６との接触が回避される。金属ケース１０の一対の長側面には、基板２０の上記窪みに係合するための舌片１０ａ～１０ｄが形成されている。

基板２０に金属ケース１０が被嵌されたときの全体のサイズは、縦１３ｍｍ、横１６ｍｍ、厚さ１．６ｍｍの略直方体状となる。このサイズは、同じ周波数を用い、かつアンテナを別体とした（つまりアンテナを含まない）本願出願人の従来製品と比較して体積比で２０％以下である。これだけ小型化が進んだ製品は、他社製品を含めても現時点では見当たらない。

基板２０の表面には、複数の導電膜パターンが形成されている。図２は、基板レイアウトの例示図である。基板２０は、横の長さＷが１６ｍｍ、縦の長さＨが１３ｍｍ、厚さが０．６ｍｍで比誘電率は３．２の高周波基板と、横の長さＷが１６ｍｍ、縦の長さＨが１３ｍｍ、厚さ０．３ｍｍ、比誘電率４．３の汎用基板と、を張り合わせた基板となっている。汎用基板を張り合わせることにより、基板２０の厚みを増し、強度をもたせており、高周波基板の多層構造よりも低コストで構成できる。
基板２０には、電子素子を表面実装するための実装部Ｐ１～Ｐ７が形成されている。実装部Ｐ１には、３端子型のトランジスタ、例えばベース、コレクタ及びベースを有するバイポーラトランジスタが実装される。本明細書では、実装部Ｐ１のうちベースの接合部位と端子２１との間の導電膜パターンを第１導電膜パターン１００と呼ぶ。また、実装部Ｐ１のうちコレクタの接合部位と端子２２との間の導電膜パターンを第２導電膜パターン２００と呼ぶ。また、実装部Ｐ１のうちエミッタの接合部位と端子２３～２６との間の導電膜パターンを第３導電膜パターン３００と呼ぶ。

図３に、各導電膜パターン１００，２００，３００に含まれる個別の導電膜パターンと、実装部Ｐ１～Ｐ７に素子が実装された基板２０の状態を示す。また、図４に、基板２０に形成された各導電膜パターン１００，２００，３００のいずれかと導通する素子により実現される電子回路の模式図を示す。

実装部Ｐ１には、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタＱ１が実装される。実装形態は任意であるが、本実施形態では表面実装した。バイポーラトランジスタＱ１のベースＢは、第１導電膜パターン１００である共振パターンＢ１１、所定長の伝送線路Ｂ１２、オープンスタブＢ１３及び端子２１と導通する。共振パターンＢ１１は、２４ＧＨｚ帯（例えば２４．１５ＧＨｚ）の波長λの略１／４、又は略３／８の長さの面状パターンである。本実施形態では、３．０ｍｍの長さのパターンとした。伝送線路Ｂ１２は、２４ＧＨｚ帯の波長λの略１／２の長さの線路である。また、共振パターンＢ１１に影響を与えず、２４ＧＨｚ帯でのインピーダンスを大きくするとともに、浮遊容量を減らすため、伝送線路Ｂ１２の線幅を０．１ｍｍまで細くしてある。

オープンスタブＢ１３は、２４ＧＨｚ帯の波長λの略１／４の長さのスタブパターンである。端子２１からは、バイアスＶｂが供給される。その結果、バイポーラトランジスタＱ１のベースに、オープンスタブＢ１３、伝送線路Ｂ１２、共振パターンＢ１１を含めて２４ＧＨｚ帯で影響を受けずにバイアスＶｂを供給することができる。

バイアスＶｂを任意のタイミングでＬｏｗレベルまたはＨｉｇｈレベルのように切り替えることにより、バイポーラトランジスタＱ１の動作を停止（ＯＦＦ動作）させたり、動作を開始（ＯＮ動作）させることができる。また、バイアスＶｂをパルス状の電圧信号としてパルス動作（間欠動作）させ、省電力化を図ることもできる。
オープンスタブＢ１３と端子２１との間に、ベース電流調整用抵抗とバイパスコンデンサを接続しても良い。

バイポーラトランジスタＱ１のコレクタＣは、第２導電膜パターン２００である伝送線路Ｃ１１、略扇形のオープンスタブＣ１２と導通する。伝送線路Ｃ１１は、２４ＧＨｚ帯の波長λの略１／４の長さの線路である。２４ＧＨｚ帯でのインピーダンスを大きくすると共に浮遊容量を減らすため、伝送線路Ｃ１１の線幅を０．１ｍｍまで細くしてある。オープンスタブＣ１２は、２４ＧＨｚ帯の波長λの略１／４の長さのスタブパターンである。また、隣接する導電体（本例では後述するオープンスタブＥ１１）との間の浮遊容量の増加を抑制しつつ、周波数の広帯域化を図るために、オープンスタブＣ１２は、コレクタＣと電源との間に介挿される。オープンスタブＣ１２を略扇形としたのは、隣接するオープンスタブＥ１１に近接する部分の面積を減らすためである。

オープンスタブＣ１２と端子２２との間の実装部Ｐ６には電圧調整用抵抗Ｃ１３が接合される。また、実装部Ｐ７にはバイパスコンデンサＣ１４が接続される。バイパスコンデンサＣ１４の他端は、グランド端子Ｇ２に接合する。グランド端子Ｇ２は金属ケース１０が被嵌されたときに金属ケース１０の内壁と導通する。端子２２には電源Ｖｃが供給される。その結果、バイポーラトランジスタＱ１のコレクタＣに、２４ＧＨｚ帯の出力電力を低下させずに発振が安定した状態で電源Ｖｃを供給することができる。

バイポーラトランジスタＱ１のエミッタＥは、第３導電膜パターン３００であるオープンスタブＥ１１，Ｅ１２、チョークコイルとして動作する伝送線路Ｅ１３、アンテナとして動作する開放伝送線路Ｅ１４と導通する。チョークコイルは、直流成分を通過させ、準ミリ波帯の信号を遮断するフィルターパターンとして動作する。
オープンスタブＥ１１，Ｅ１２は２４ＧＨｚ帯の出力整合用のスタブパターンであり、一つで済む場合はオープンスタブＥ１２を省略しても良い。逆に、二つでも足りない場合は、もう一つのオープンスタブを追加しても良い。この時、オープンスタブＥ１２を２４GHｚ帯の波長λの略１／８の長さに設定しながら、オープンスタブＥ１１で整合調整することでオープンスタブＥ１２をノッチフィルタとして作用させてもよい。このように、ノッチフィルタとして作用させることにより、高調波成分（２倍波）を低減することができる。伝送線路Ｅ１３（チョークコイル）の一端は開放伝送線路Ｅ１４と一体に形成され、他端は接地電位となるグランド端子Ｇ１に接合される。グランド端子Ｇ１は金属ケース１０が被嵌されたときに金属ケース１０の内壁と導通するようにしても良い。

開放伝送線路Ｅ１４は、２４ＧＨｚ帯で共振する長さの導電膜パターンである。開放伝送線路Ｅ１４の形状は任意である。本実施形態では、バイポーラトランジスタＱ１のエミッタＥから伝送してきた信号が放射されやすくなり、ホモダイン検波に用いやすくするため、開放端をできるだけ長くした面状パターンとした。また、バイポーラトランジスタＱ１のベースＢと容量結合しやすくなるように、ベースＢと近い部分がベースＢに向けて突出する形状とし、放射されずに残った信号（開放伝送線路内で反射した信号）がこの容量結合を介してトランジスタＱ１のベースＢに帰還し、発振に寄与できるようにした。この時、放射されずに残った信号がバイポーラトランジスＱ１のエミッタEに入力されにくいので、バイポーラトランジスタＱ１は安定した状態で発振を継続できることとなる。

上記突出した部分と対向する開放伝送線路Ｅ１４の開放端は、間隔ｄだけ離れて二つの実装部Ｐ２，Ｐ３のカソード端子と導通する。間隔ｄは、２４ＧＨｚ帯の波長の略３／８の長さ（本例では２．９ｍｍ）とする。その理由については後述する。これらの実装部Ｐ２，Ｐ４にはダイオードＤ１，Ｄ２が表面実装される。

実装部Ｐ２にはダイオードＤ１が表面実装される。このダイオードＤ１のアノード端子はオープンスタブＤ１１、伝送線路Ｄ１２を介して実装部Ｐ３の一方端及び端子２３と導通する。実装部Ｐ３の他方端は、端子２４と導通する。実装部Ｐ３にはバイアス調整用抵抗Ｄ１３が実装される。端子２３からは、ダイオードＤ１で検波された第１出力信号が出力される。また、端子２４にはバイアス電圧Ｖｂｂが供給される。

実装部Ｐ４にはダイオードＤ２が表面実装される。このダイオードＤ２のアノード端子はオープンスタブＤ２１、伝送線路Ｄ２２を介して実装部Ｐ５の一方端及び端子２５と導通する。実装部Ｐ５の他方端は、端子２６と導通する。実装部Ｐ５にはバイアス調整用抵抗Ｄ２３が実装される。端子２５からは、ダイオードＤ２で検波された第２出力信号が出力される。また、端子２６にはバイアス電圧Ｖｂｂが供給される。

ダイオードＤ１，Ｄ２は、ミキサダイオード，ショットキーバリアダイオードなどの高周波ダイオードを使用することができる。また、バイポーラトランジスタのベースとコレクタを接続してカソードとして用い、エミッタをアノードとして用いることにより、バイポーラトランジスタをダイオードＤ１，Ｄ２として使用することもできる。特に、発振器として使用するバイポーラトランジスタＱ１と同じバイポーラトランジスタをダイオードＤ１，Ｄ２として使用することにより、能動素子の種類が１種類だけとなり、素子調達コストを抑えることができる。

［高周波モジュールの動作］
次に、高周波モジュール１の動作について説明する。高周波モジュール１は、バイポーラトランジスタＱ１と共振パターンＢ１１と開放伝送線路Ｅ１４とが、２４ＧＨｚの信号を直接発振する発振器として動作する。また、開放伝送線路Ｅ１４が、２４ＧＨｚ帯の信号を送受信するアンテナとして動作する。さらに、二つのダイオードＤ１，Ｄ２が、それぞれ開放伝送線路Ｅ１４で受信した反射波を異なる位置でホモダイン検波するミキサとして動作する。つまり、高周波モジュール１は、ドップラーモジュールとして必要となる標準部品が一体化した一つの電子回路として動作する。以下、これらの部品（回路）の動作原理について説明する。

＜発振器＞
準ミリ波帯の発振器を実現する手法として、反射型と帰還型とが知られている。図５は、両者の特徴を示した図表である。図５に示されるように、回路構成は、いずれもストリップライン（伝送線路）、共振素子及び発振素子が用いられる。発振素子の利得は反射型が１前後で発振可能なのに対し、帰還型は、発振素子の利得が１以上となることが必要となる。ただし、帰還型は、反射型よりも出力を大きくとることができるので、増幅器が不要になるという大きな利点がある。帰還型は、また、反射型よりも出力に含まれるノイズがきわめて小さいという利点もある。

他方、発振素子に用いられる半導体素子には、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ（Field effect transistor：ユニポーラトランジスタ）、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）があり、それぞれ一長一短がある。図６は、これらの半導体素子の特徴を示した図表である。図６に示されるように、準ミリ波帯のような高い周波数帯では、トランジション周波数（利得帯域幅積）ｆ_Ｔが重要なパラメータとなる。トランジション周波数ｆ_Ｔは、どのくらいの高周波信号までを増幅できるかという限界を示すもので、ＨＥＭＴが最も高い。また、発振素子では、寄生発振や共振をなくすため、もしくは寄生発振や共振する周波数を使用周波数よりも高い周波数に移動させるために、端子間容量（端子間に生じる静電容量、以下同じ）は極力小さくしなければならない。この端子間容量が最も小さいのはＨＥＭＴである。また、発振方式も直接発振が最も簡易である。そのため、従来、準ミリ波帯以上の周波数帯で用いる発振器の発振素子には、ＨＥＭＴが多用されていた。
しかし、ＨＥＭＴは、両電源（正負バイアス）使用が通例であるが、たとえば構成が簡素となる単電源（正バイアス）の使用ではソースを直接接地できないことから発振周波数の安定性が小さいし、消費電力も大きく、価格も高価である。

一方、バイポーラトランジスタは、トランジション周波数ｆ_Ｔが低く、使用する周波数が高くなるにつれて端子間容量による寄生発振や共振が多くなる。そのため、準ミリ波帯では使用されにくかった。準ミリ波帯で使用する場合であっても、直接発振が困難であるため、実用的には逓倍方式の発振とするしかなかった。逓倍方式では増幅回路の追加が生じたり、スプリアス除去のため強固なフィルタを追加しなければならない。そのため、結果として小型化や低コスト化が困難となる。

また、バイポーラトランジスタにおける端子間容量は、ベースとコレクタ間の端子間容量Ｃｃｂ、コレクタとエミッタ間の端子間容量Ｃｃｅ、エミッタとベース間の端子間容量Ｃｅｂがあり、Ｃｃｂ＜Ｃｃｅ＜Ｃｅｂとなる。つまり、エミッタとベース間の端子間容量Ｃｅｂが一番大きく、これが高周波帯における寄生発振や共振の一因となっていた。
しかし、バイポーラトランジスタは、発振の安定性が最も高く、電源も単電源で良く、価格が低いという大きな利点がある。

本実施形態の高周波モジュール１では、バイポーラトランジスタＱ１の端子間容量Ｃｅｂが大きいことを逆に利用して、これを帰還型の発振に用いることとした。例えば発振動作が安定するエミッタ接地型としつつエミッタＥを出力とし、開放伝送線路Ｅ１４を伝送しつつ放射に使用されなかった信号を、エミッタＥとベースＢとの端子の静電容量と容量結合で生じた静電容量でベースＢに帰還させ、より安定して発振を継続させる構成とした。

また、バイポーラアンテナＱ１にＳｉＧｅトランジスタ、すなわちシリコン（Ｓｉ）にゲルマニウム（Ｇｅ）を混合したトランジスタを使用することにより、トランジション周波数ｆ_Ｔを高めることができる。そのため、２４ＧＨｚの信号をより安定的に直接発振することができるようになる。

本発明者のシミュレーションによれば、端子間容量Ｃｅｂを信号の帰還に用いることにより、結果的に他の端子間容量Ｃｃｂ，Ｃｃｅの影響も小さくなった。しかし、高周波モジュール１では、伝送線路Ｂ１２，Ｃ１１，Ｄ１２，Ｄ２１の線幅を極力細くしたり（本例では０．１ｍｍ）、導電膜パターンを特徴的な形状及び配置にすることにより、浮遊容量、寄生発振あるいは共振の防止を徹底した。例えば、エミッタ接地型では、エミッタＥを直近でグランド端子に接続するのが通例である。しかし、本実施形態では通例の構成とは異なり、エミッタＥから整合用のオープンスタブＥ１１，Ｅ１２及びチョークコイルとして動作する伝送線路Ｅ１３を介して接地するようにした。これにより、エミッタＥとグランド端子Ｇ１との間で生じる浮遊容量を減らすことができ、寄生発振や共振が抑えられ、２４ＧＨｚ帯でより安定した発振特性を得ることができるようになった。
上述したように、オープンスタブＣ１２の形状を略扇形としたのも浮遊容量を減らすための方策の一つである。すなわち、オープンスタブＣ１２のうちオープンスタブＥ１１に近接する部分を細くして面積を減らすことにより、エミッタＥ－コレクタＣ間の浮遊容量の増加を抑制している。

＜アンテナ＞
上述したように基板２０のサイズがきわめて小さいことから、開放伝送線路Ｅ１４の面積も小さく、放射効率も十分でない。そのため、放射効率の高いアンテナを別体で設けた場合に比べて利得は低くなるが、高周波モジュール１では、アンテナと発振器、並びに後述するミキサが一体化しており、これらをつなぐ伝送線路の引き回しによる損失が少ない。そのため、アンテナを別体に設けた場合よりも給電電力を大きくとることができる。本発明者のシミュレーションによれば、アンテナを別体に設けた本願出願人の製品と同等以上の送受信特性が得られることが判明している。

高周波モジュール１は、開放伝送線路Ｅ１４だけをアンテナとして用いている。つまり、１アンテナ型のモジュールとして使用する。ドップラーモジュールの場合、通常は整合や位相調整が容易となることから、従来は２アンテナ型が主流であった。しかし、２アンテナ型の場合、小型化のためにアンテナの間隔が近づくとアンテナ間の結合が生じ、この結合により分解能が低下する。また、１アンテナ型であっても、従来のドップラーモジュールの場合、分配器（分岐器）等が必要となり、回路が複雑で面積拡大となってしまう。小型化に適したサーキュレータ，アイソレータなど使用すれば面積拡大は回避されるが、これらの部品はコストが高い。本実施形態の高周波モジュール１は、高価な部品を使用しないので、分解能の低下を抑制させつつコスト的にも有利となる。

＜ミキサ＞
ミキサは、開放伝送線路Ｅ１４と、この開放伝送線路Ｅ１４に接続された二つのダイオードＤ１，Ｄ２により構成される。コレクタＣに電源Ｖｃが供給され、ベースＢにバイアス電圧Ｖｂが入力されている間、開放伝送線路Ｅ１４には、共振パターンＢ１１で直接発振され、エミッタＥを通じて伝送された信号が流入し、連続的に放射される。放射された信号は、対象物で反射され、反射波として開放伝送線路Ｅ１４で受信される。
以後の説明では、放射された信号を「放射信号」、反射波として受信される信号を「反射信号」と呼ぶ。

各ダイオードＤ１，Ｄ２には、開放伝送線路Ｅ１４を通じて、直接発振された信号（放射信号と同じ）と反射信号とが入力され、ホモダイン検波される。ホモダイン検波された信号は、移動物の動く方向を識別するためのドップラー信号となり、それぞれ端子２３，２５から出力される。すなわち、対象物が高周波モジュール１に近づいたり、遠ざかったりすると、電波のドップラー効果により、各ダイオードＤ１，Ｄ２から、移動物の動く速度に応じた位相の変化を伴うドップラー信号が出力される。以下、ダイオードＤ１でホモダイン検波され、端子２３から出力される信号を第１ドップラー信号、ダイオードＤ２でホモダイン検波され、端子２５から出力される信号を第２ドップラー信号と呼ぶ。

放射信号（反射信号も同じ）の波長をλ、対象物と開放伝送線路Ｅ１４までの距離をＬ（ベクトル量）、信号波形の振幅をＡ、発振角周波数をωとすると、ダイオードＤ１に入力される放射信号ＶＴ１、反射信号ＶＲ１、第１ドップラー信号Ｖ_Ｍ１は、それぞれ以下の式で表される。
Ｖ_Ｔ１ ＝ Ａ_Ｔ１Ｓｉｎ（ωｔ＋θ_Ｔ１）
Ｖ_Ｒ１ ＝ Ａ_Ｒ１Ｓｉｎ（ωｔ＋θ_Ｒ１＋４πＬ／λ）
Ｖ_Ｍ１ ＝ Ａ_Ｍ１Ｓｉｎ（θ_Ｔ１－θ_Ｒ１－４πＬ／λ）

同様に、ダイオードＤ２に入力される放射信号Ｖ_Ｔ２、反射信号Ｖ_Ｒ２、第２ドップラー信号Ｖ_Ｍ２は、それぞれ以下の式で表される。
Ｖ_Ｔ２ ＝ Ａ_Ｔ２Ｓｉｎ（ωｔ＋θ_Ｔ２）
Ｖ_Ｒ２ ＝ Ａ_Ｒ２Ｓｉｎ（ωｔ＋θ_Ｒ２＋４πＬ／λ）
Ｖ_Ｍ２ ＝ Ａ_Ｍ２Ｓｉｎ（θ_Ｔ２－θ_Ｒ２－４πＬ／λ）

位相差θは、それぞれ以下の条件式を満たす。
θ_Ｔ１＜θ_Ｔ２，θ_Ｒ１＜θ_Ｒ２，（θ_Ｔ１－θ_Ｒ１）≠（θ_Ｔ２－θ_Ｒ２）
そのため、第１ドップラー信号Ｖ_Ｍ１と第２ドップラー信号Ｖ_Ｍ２の位相差θは、以下の式で表される。
θ＝（θ_Ｔ２－θ_Ｒ２）－（θ_Ｔ１－θ_Ｒ１）

開放伝送線路Ｅ１４の突出した部分と対向する開放端に間隔ｄでダイオードＤ１，Ｄ２を接続することにより上記条件式を満たし、位相差がθとなるドップラー信号を出力することができる。
移動物を一定の速度で高周波モジュール１に近づけたり、遠ざけたりしたときの第１ドップラー信号Ｖ_Ｍ１と第２ドップラー信号Ｖ_Ｍ２の信号波形例を図７Ａと図７Ｂに示す。図７Ａは近づくとき、図７Ｂは遠ざかるときの例である。図７Ａに示されるように、対象物が近づくと第１ドップラー信号（Ｖ_Ｍ１）７１は第２ドップラー信号（Ｖ_Ｍ２）７２よりも位相差θだけ遅れる。また、図７Ｂに示されるように、対象物が遠ざかると第２ドップラー信号（Ｖ_Ｍ２）７２が第１ドップラー信号（Ｖ_Ｍ１）７１よりも位相差θだけ遅れる。そのため、例えば第１ドップラー信号（Ｖ_Ｍ１）７１の信号波形を基準としたときの第２ドップラー信号（Ｖ_Ｍ２）７２の信号波形の位相差θと位相の変位方向（位相遅れまたは位相進み）を検出することにより、移動物が動く方向を識別することができる。

第１ドップラー信号（Ｖ_Ｍ１）７１と第２ドップラー信号（Ｖ_Ｍ２）７２の位相差θ等を検出する処理は、高周波モジュール１及び電源ユニットと共に所定筐体に組み込まれるアナログ・デジタル変換器とＤＳＰ（digital signal processor）により実行される。

本発明者のシミュレータによれば、移動物が動く速度を一定にしたときの位相差θは２６５度であった。これは、ダイオードＤ１，Ｄ２の間隔ｄを２４ＧＨｚ帯の周波数の波長λの略３／８の長さ（本例では２．９ｍｍ）としたためである。移動物の動きの速度のばらつきなどを考慮すると、位相差θは約２７０度（３π／２）となることが望ましいが、実用的には２３５度～３１５度の範囲でも十分な移動物の方向識別性能が得られる。

＜金属ケース＞
次に、金属ケース１０および窓１１の作用について説明する。図８は、基板２０の表面と窓１１との位置関係を示す図である。開放伝送線路Ｅ１４を伝搬する信号は、図８の矢印のように、給電側からその対向する開放端で折り返し、再び給電側の開放端で折り返す。信号の一部はバイポーラトランジスタＱ１のベースＢの方向に向かい、開放端で折り返す。このように、開放伝送線路Ｅ１４における信号の伝送方向は複雑である。そのため、信号の放射方向が歪み、図９Ａのようにビーム５００が二つに割れた状態となる。そこで、開放伝送線路Ｅ１４のうち給電側以外の開放端の周縁に沿って矩形状の窓１１を形成することにより、開放伝送線路Ｅ１４の開放端にリアクタンスが装荷されることとなる。この開放伝送線路Ｅ１４に装荷されるリアクタンスを可変させることにより、開放端から伝搬する信号の位相を最適化し、ビームが一方向に形成されるようにした。図９Ｂは、窓１１から放射されるビームパターン例であり、開放伝送線路Ｅ１４と直交する方向にビーム６００が形成される様子を示す。

ダイオードＤ１，Ｄ２、バイポーラトランジスタＱ１、他の導電膜パターンの部分は、金属ケース１０で覆われる（シールドされる）。そのため、発振器やホモダイン検波の動作の安定化を図ることができる。

図１０は、金属ケース１０の窓１１から放射されるビームパターンの実測図である。実線は金属ケース１０の長辺方向のビームパターン（水平方向パターン）であり、破線は金属ケース１０の短辺方向のビームパターン（垂直方向パターン）である。窓１１の中央部から鉛直方向を０度とすると、垂直方向のビームパターンは０度がピークとなる。水平方向パターンのピークは窓１１の中央部から多少ずれるが、これは窓１１を矩形状に形成したためと考えられる。ピーク利得はいずれのパターンも１ｄＢｉである。半値幅は、水平方向パターンが５０度、垂直方向パターンが３０度であり、近距離用のセンサに使用するには十分な放射特性が得られている。ビームパターンは、窓１１の形状を変えることにより微調整が可能である。
また、金属ケース１０の窓１１を覆う形で、誘電体で構成された平凸状のレンズを容易に装荷できる。そのため、安価な構成でビームパターンを大きく狭めることもでき、遠距離用のセンサにも対応することができる。

＜その他の電気的性能＞
本実施形態の高周波モジュール１は、ＥＩＲＰ(Effective Isotropic Radiated Power)実効等方放射電力の最大値で＋１０ｄＢｍであり、発振の安定度を示す周波数ドリフトは摂氏１度当たり最大値で０．８ＭＨｚであり、消費電流は連続使用時、最大値で３０ｍＡであった。また、動作可能な温度範囲は摂氏－３０度～摂氏＋８５度である。
このように、本実施形態によれば、超小型、低背でありながら、室内、又は屋外の使用でも十分な電気的性能の高周波モジュール１を実現することができる。

この高周波モジュール１は、電波のドップラー効果を利用した、人、動物、車両その他の対象物の移動速度・移動方向を検出するための電波センサ（ドップラーモジュール）として利用できるほか、対象物の存在の有無を検知する物体検知センサとして利用することもできる。そのため、さまざまな電子応用機器に高周波モジュール１を搭載することができ、電子応用機器の利用分野の多様化に貢献することができる。

＜変形例＞
本実施形態では、３端子型のトランジスタとしてＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを用いた場合の例を説明したが、この限りでない。２つの端子がエミッタを成す４端子型トランジスタ（エミッタ２端子、コレクタ１端子、ベース１端子で構成）でもエミッタ端子の一端を開放とし、他方の端子と開放伝送線路を接続すれば３端子型トランジスタと同様に使用することができる。エミッタの端子間を最短パターンで接続し、１端子として使用しても良い。また、バイポーラトランジスタ以外のトランジスタ、例えば、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）を用いて構成してもよい。この場合、４端子型トランジスタ（ソース２端子、ドレイン１端子、ゲート１端子で構成）でもソース端子の一端を開放とし、他方の端子と開放伝送線路を接続すれば３端子型トランジスタと同様に使用することができる。

本発明は、トランジスタの端子間容量が相対的に大きい二つの端子の一方である第１端子に、準ミリ波帯以上の周波数の信号を直接発振により出力する共振パターンが接続され、二つの端子の他方である第２端子にアンテナとして動作する面状の開放伝送線路が接続され、上記二つの端子以外の第３端子に電源が供給されているときに開放伝送線路を伝送する信号の一部が第１端子、第２端子との静電容量、すなわち第１端子と第２端子との端子間容量、及び、第１端子と開放伝送線路との容量結合とで生じる静電容量を介して第１端子に帰還する点に特徴の一つがあるので、少なくとも３端子を有する半導体素子であれば、どのような種類ないし接地型のトランジスタを用いても良い。また、ユニポーラトランジスタ、例えば電界効果トランジスタを用いることもできる。

本実施形態では、また、発振器、アンテナ、ミキサを一体化した高周波モジュール１の例を説明したが、発振器とアンテナ、あるいは発振器だけの高周波モジュールを構成することもできる。本実施形態では、また、２４ＧＨｚ帯の信号の送受信を行う場合の例を説明したが、準ミリ波帯の他の周波数の信号についても適用が可能である。

Claims (14)

1. 第１端子、第２端子及び第３端子を有するバイポーラトランジスタと、
   前記第１端子に接続され、準ミリ波帯以上の周波数の信号を直接発振により出力する共振パターンと、
   前記第２端子に接続され、前記周波数の信号の送受信が可能なアンテナとして動作する面状の開放伝送線路と、を備え、
   前記第１端子と前記第２端子との端子間容量が、前記第１端子と前記第３端子との端子間容量及び前記第２端子と前記第３端子との端子間容量よりも相対的に大きく、
   前記第３端子に電源が供給されているときに前記開放伝送線路を伝送する前記信号の一部が、前記第１端子と前記第２端子との静電容量を介して前記第１端子に帰還し、
   前記第２端子と一端が接続されるフィルターパターンと、
   前記第２端子と前記フィルターパターンとの間に介挿される整合用のオープンスタブと、をさらに備え、
   前記フィルターパターンの他端が接地され、
   前記開放伝送線路が、前記第１端子と容量結合される、
   高周波モジュール。
2. 前記第３端子と前記電源との間に介挿入されるオープンスタブをさらに備え、
   前記オープンスタブは、隣接する導電体との間の浮遊容量の増加を抑制しつつ前記準ミリ波帯以上の周波数を広帯域化するものである、
   請求項１に記載の高周波モジュール。
3. 前記開放伝送線路は、前記信号を放射するとともに対象物で反射された前記信号の反射波を受信する、
   請求項１または２に記載の高周波モジュール。
4. 前記開放伝送線路の開放端に接続され、前記反射波を異なる位置でホモダイン検波する二つのダイオードをさらに備える、
   請求項３に記載の高周波モジュール。
5. 前記二つのダイオードは、二つの端子を接続した前記バイポーラトランジスタで構成される、
   請求項４に記載の高周波モジュール。
6. 前記バイポーラトランジスタは、３端子型トランジスタである、
   請求項１から５のいずれか一項に記載の高周波モジュール。
7. 前記バイポーラトランジスタは、２つの端子がエミッタ又はソースを成す４端子型トランジスタであり、エミッタ又はソース端子の一端を開放とし、３端子型トランジスタとして構成される、
   請求項１から５のいずれか一項に記載の高周波モジュール。
8. 前記開放伝送線路を臨む部位に所定サイズの窓が開口された金属ケースに収納される、
   請求項１から７のいずれか一項に記載の高周波モジュール。
9. 基板と、
   前記基板の表面に形成された複数の導電膜パターンと、
   前記基板に実装され、かつ、エミッタ、コレクタ及びベースを有するバイポーラトランジスタと、を備え、
   前記複数の導電膜パターンは、
   前記ベースと導通し、かつ、準ミリ波帯以上の周波数の信号を直接発振により出力する共振パターンを含む第１導電膜パターンと、
   前記コレクタと導通し、電源と繋がる第２導電膜パターンと、
   前記エミッタと導通し、接地されたフィルターパターンと前記準ミリ波帯以上の周波数の信号の送受信が可能なアンテナとして動作し、前記ベースと容量結合を成す面状の開放伝送線路とを含む第３導電膜パターンと、を含み、
   前記開放伝送線路を伝送する前記信号の一部が、前記ベースとの間の端子間容量と容量結合とで生じる静電容量を介して前記ベースに帰還する、
   高周波モジュール。
10. 前記開放伝送線路は、前記準ミリ波帯以上の周波数の信号を放射するとともに前記信号が対象物で反射された反射波の受信が可能なサイズに形成され、
    前記開放伝送線路の開放端には、所定の間隔をおいて二つのダイオードが接続され、
    各ダイオードは、それぞれ前記反射波を異なる位相でホモダイン検波することにより、前記対象物が動く方向の識別を可能にするドップラー信号を出力する、
    請求項９に記載の高周波モジュール。
11. 前記第１導電膜パターン及び前記第２導電膜パターンは、前記信号の周波数におけるインピーダンスがそれ以外の周波数のインピーダンスよりも大きくなるパターンである、
    請求項９または１０に記載の高周波モジュール。
12. 前記第２導電膜パターンは、前記第１導電膜パターンまたは前記第３導電膜パターンと対向する部分が狭く、前記第１導電膜パターン及び前記第３導電膜パターンから離れるにつれて広くなるオープンスタブを含む、
    請求項９から１１のいずれか一項に記載の高周波モジュール。
13. 前記第３導電膜パターンは、前記接地されたフィルターパターン及び前記開放伝送線路と前記エミッタとの間に形成された整合用のオープンスタブを含む、
    請求項９から１２のいずれか一項に記載の高周波モジュール。
14. 前記開放伝送線路を臨む部位に所定サイズの窓が開口された金属ケースに収納される、
    請求項９から１３のいずれか一項に記載の高周波モジュール。

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