WO2019073677A1 - 高周波モジュール - Google Patents

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WO2019073677A1
WO2019073677A1 PCT/JP2018/029420 JP2018029420W WO2019073677A1 WO 2019073677 A1 WO2019073677 A1 WO 2019073677A1 JP 2018029420 W JP2018029420 W JP 2018029420W WO 2019073677 A1 WO2019073677 A1 WO 2019073677A1
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WO
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terminal
transmission line
signal
high frequency
frequency module
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PCT/JP2018/029420
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Inventor
健一 三木
Original Assignee
株式会社ヨコオ
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Publication date
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    • G01S7/032—Constructional details for solid-state radar subsystems
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    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
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    • G01S7/352—Receivers
    • G01S7/358—Receivers using I/Q processing

Definitions

  • the present invention relates to an ultra-compact high-frequency module that can be used as a transistor oscillator in a quasi-millimeter wave band or a radio wave sensor that detects the movement of an object.
  • Patent Document 1 makes sure that even when the mixers are arranged without worrying about the local oscillation signal input to the two mixers and the phase of the reception signal, the distance information of the object is reliably obtained.
  • a directional identification type Doppler module that can be recognized is disclosed.
  • two mixers for mixing the local oscillation signal and the reception signal which is a reflected wave are connected in series, and the first local oscillation signal and the reception signal are input from one side thereof, and the second The local oscillation signal of is also input to the connection of two mixers, and the output of each is detected to detect perspective information as to whether the object is moving away or approaching.
  • Patent Document 2 discloses a radio wave sensor module which can transmit a high frequency, has a simple circuit configuration, and can be manufactured inexpensively.
  • the radio wave sensor module is configured to include multiplication and detection means for multiplying the reference radio wave and emitting the multiplied output radio wave from the antenna and performing homodyne detection on the input radio wave that is reflected by the target and causes a time delay. .
  • Patent Document 3 discloses a Doppler radar provided with a local oscillator including a microstrip line, an oscillating element which is a non-linear element, and a varactor diode.
  • the local oscillator injects a part of the signal of the main oscillator that is the oscillation source from the outside to the input end, and then receives an RF (high frequency) reception signal from the input end during phase synchronization of the signal of the main oscillator and the local oscillation signal. input.
  • the oscillation element is also operated as a mixer (mixer or mixing circuit), and an intermediate frequency signal is extracted from the output terminal.
  • An object of the present invention is to provide a high-frequency module which can be downsized and easily mass-produced with a simpler configuration than in the prior art and can be further reduced in cost.
  • One embodiment of the present invention is a transistor having a first terminal, a second terminal, and a third terminal, and a resonant pattern connected to the first terminal and outputting a signal with a frequency of a quasi-millimeter wave band or more by direct oscillation.
  • a planar open transmission line connected to the second terminal and operating as an antenna capable of transmitting and receiving signals of the frequency, wherein an inter-terminal capacitance between the first terminal and the second terminal is When the power is supplied to the third terminal, the open transmission is relatively larger than the capacitance between the first terminal and the third terminal and the capacitance between the second terminal and the third terminal. It is a high frequency module in which a part of said signal which transmits a track is returned to said 1st terminal via electrostatic capacity of said 1st terminal and said 2nd terminal.
  • the transistor directly oscillates the quasi-millimeter wave band signal by the transistor and radiates the signal from the open transmission line, so that a circuit or the like for eliminating spurious circuits necessary for oscillating by the multiplication method Can be provided, and a simple, compact and inexpensive high frequency module can be provided.
  • FIG. State explanatory drawing of the board
  • a high frequency module that operates as a Doppler module (radio wave sensor) that detects the movement of an object using the Doppler effect of radio waves in the quasi-millimeter wave band.
  • a Doppler module radio wave sensor
  • an oscillator, an antenna and a mixer become standard parts.
  • these parts are separated or wiring is routed using two antennas.
  • the electronic device used for an oscillator including an applicant's product is expensive, and the structure of a mixer is also complicated.
  • a high-frequency module that is significantly smaller and less expensive than in the prior art is realized by integrating these as an electronic circuit using inexpensive electronic devices.
  • FIG. 1A to 1D are external views of the high-frequency module according to the present embodiment
  • FIG. 1A is a top view
  • FIG. 1B is a side view seen from the Y direction
  • FIG. 1C is a side view seen from the X direction
  • the high frequency module 1 has a metal case 10 for shielding and a substrate 20 on which the metal case 10 is fitted.
  • the substrate 20 is a substantially rectangular insulator, and on the pair of opposing short side surfaces, metal terminals 21 to 26 are formed across the front and back surfaces, and four depressions are formed on the pair of long side surfaces. Since the terminals 21 to 26 are exposed as shown in FIG. 1D on the back surface, wiring for power supply and signal output is facilitated.
  • the metal case 10 is a bottomed rectangular tube, and a window 11 is opened in the bottom portion. The role of the window 11 will be described later.
  • the pair of opposing short side surfaces is shorter than the pair of opposing long side surfaces, and the gap 12 is formed when fitting to the substrate 20, thereby avoiding contact with the terminals 21 to 26. Ru.
  • tongue pieces 10a to 10d for engaging with the above-mentioned depressions of the substrate 20 are formed.
  • the overall size is approximately 13 mm in length, 16 mm in width, and 1.6 mm in thickness. This size is equal to or less than 20% by volume as compared with the applicant's conventional product using the same frequency and using the antenna separately (that is, not including the antenna). Products that have become so compact have not been found at this time, even those of other companies.
  • FIG. 2 is an exemplary view of a substrate layout.
  • the substrate 20 is a high frequency substrate having a horizontal length W of 16 mm, a vertical length H of 13 mm, a thickness of 0.6 mm and a relative dielectric constant of 3.2, a horizontal length W of 16 mm, and a vertical length It is a substrate obtained by bonding a general-purpose substrate having a thickness H of 13 mm, a thickness of 0.3 mm, and a relative dielectric constant of 4.3.
  • the thickness of the substrate 20 can be increased to provide strength, and the cost can be reduced compared to the multilayer structure of the high frequency substrate.
  • the mounting portion P1 is mounted with a three-terminal transistor, for example, a bipolar transistor having a base, a collector and a base.
  • a three-terminal transistor for example, a bipolar transistor having a base, a collector and a base.
  • the conductive film pattern between the bonding portion of the base and the terminal 21 in the mounting portion P1 is referred to as a first conductive film pattern 100.
  • the conductive film pattern between the bonding portion of the collector and the terminal 22 in the mounting portion P1 is referred to as a second conductive film pattern 200.
  • the conductive film pattern between the bonding portion of the emitter and the terminals 23 to 26 in the mounting portion P1 is referred to as a third conductive film pattern 300.
  • FIG. 3 shows the individual conductive film patterns included in the conductive film patterns 100, 200, and 300, and the state of the substrate 20 on which the elements are mounted on the mounting portions P1 to P7.
  • FIG. 4 is a schematic view of an electronic circuit realized by an element electrically connected to one of the conductive film patterns 100, 200, and 300 formed on the substrate 20.
  • the base B of the bipolar transistor Q1 is electrically connected to the resonant pattern B11 which is the first conductive film pattern 100, the transmission line B12 having a predetermined length, the open stub B13, and the terminal 21.
  • the resonance pattern B11 is a planar pattern having a length of about 1 ⁇ 4 or about 3 ⁇ 8 of the wavelength ⁇ of the 24 GHz band (for example, 24.15 GHz). In this embodiment, the pattern is 3.0 mm in length.
  • the transmission line B12 is a line about half the length of the wavelength ⁇ of the 24 GHz band.
  • the line width of the transmission line B12 is reduced to 0.1 mm in order to increase the impedance in the 24 GHz band and to reduce the stray capacitance without affecting the resonance pattern B11.
  • the open stub B13 is a stub pattern having a length of about 1 ⁇ 4 of the wavelength ⁇ of the 24 GHz band.
  • a bias Vb is supplied from the terminal 21.
  • the bias Vb can be supplied to the base of the bipolar transistor Q1 without being affected by the 24 GHz band including the open stub B13, the transmission line B12, and the resonance pattern B11.
  • the operation of the bipolar transistor Q1 can be stopped (OFF operation) or the operation can be started (ON operation).
  • power saving can be achieved by pulse operation (intermittent operation) of the bias Vb as a pulse-like voltage signal.
  • a resistor for adjusting a base current and a bypass capacitor may be connected between the open stub B13 and the terminal 21.
  • the collector C of the bipolar transistor Q1 is electrically connected to the transmission line C11, which is the second conductive film pattern 200, and the substantially stub-like open stub C12.
  • the transmission line C11 is a line having a length of about 1 ⁇ 4 of the wavelength ⁇ of the 24 GHz band. In order to increase the impedance in the 24 GHz band and reduce the stray capacitance, the line width of the transmission line C11 is narrowed to 0.1 mm.
  • the open stub C12 is a stub pattern having a length of about 1 ⁇ 4 of the wavelength ⁇ of the 24 GHz band.
  • the open stub C12 is connected between the collector C and the power supply in order to widen the frequency while suppressing an increase in stray capacitance between the adjacent conductor (in the present example, the open stub E11 described later). Intervened.
  • the open stub C12 is generally fan-shaped in order to reduce the area of the portion adjacent to the adjacent open stub E11.
  • a voltage adjustment resistor C13 is joined to the mounting portion P6 between the open stub C12 and the terminal 22. Further, a bypass capacitor C14 is connected to the mounting portion P7. The other end of the bypass capacitor C14 is connected to the ground terminal G2. The ground terminal G2 is electrically connected to the inner wall of the metal case 10 when the metal case 10 is fitted.
  • a power supply Vc is supplied to the terminal 22. As a result, the power supply Vc can be supplied to the collector C of the bipolar transistor Q1 in a state where the oscillation is stable without reducing the output power in the 24 GHz band.
  • the emitter E of the bipolar transistor Q1 is electrically connected to the open stubs E11 and E12 as the third conductive film pattern 300, the transmission line E13 operating as a choke coil, and the open transmission line E14 operating as an antenna.
  • the choke coil operates as a filter pattern that passes DC components and blocks signals in the quasi-millimeter wave band.
  • the open stubs E11 and E12 are stub patterns for output matching in the 24 GHz band, and when one stub is sufficient, the open stub E12 may be omitted. Conversely, if two are not enough, another open stub may be added.
  • the open stub E12 may be made to act as a notch filter by matching and adjusting with the open stub E11 while setting the open stub E12 to a length of about 1/8 of the wavelength ⁇ of the 24 GHz band.
  • harmonic components second harmonics
  • One end of the transmission line E13 (choke coil) is integrally formed with the open transmission line E14, and the other end is joined to the ground terminal G1 at the ground potential.
  • the ground terminal G1 may be electrically connected to the inner wall of the metal case 10 when the metal case 10 is fitted.
  • the open transmission line E14 is a conductive film pattern having a length that resonates in the 24 GHz band.
  • the shape of the open transmission line E14 is arbitrary.
  • the signal transmitted from the emitter E of the bipolar transistor Q1 is easily radiated, and the open end is made a planar pattern as long as possible in order to make it easy to use for homodyne detection.
  • a portion close to the base B protrudes toward the base B so as to facilitate capacitive coupling with the base B of the bipolar transistor Q1, and a signal which is not radiated remains (a signal reflected in the open transmission line) Are fed back to the base B of the transistor Q1 through this capacitive coupling so as to contribute to oscillation.
  • the bipolar transistor Q1 can continue oscillation in a stable state.
  • the open end of the open transmission line E14 facing the above projecting portion is electrically connected to the cathode terminals of the two mounting portions P2 and P3 at an interval d.
  • the distance d is approximately 3 ⁇ 8 of the wavelength of the 24 GHz band (2.9 mm in this example). The reason will be described later.
  • Diodes D1 and D2 are surface-mounted on these mounting portions P2 and P4.
  • a diode D1 is surface mounted on the mounting portion P2.
  • the anode terminal of the diode D1 is electrically connected to one end of the mounting portion P3 and the terminal 23 through the open stub D11 and the transmission line D12.
  • the other end of the mounting portion P3 is electrically connected to the terminal 24.
  • a bias adjustment resistor D13 is mounted on the mounting portion P3.
  • the terminal 23 outputs a first output signal detected by the diode D1. Further, a bias voltage Vbb is supplied to the terminal 24.
  • a diode D2 is surface mounted on the mounting portion P4.
  • the anode terminal of the diode D2 is electrically connected to one end of the mounting portion P5 and the terminal 25 through the open stub D21 and the transmission line D22.
  • the other end of the mounting portion P5 is electrically connected to the terminal 26.
  • a bias adjustment resistor D23 is mounted on the mounting portion P5.
  • the terminal 25 outputs a second output signal detected by the diode D2. Further, a bias voltage Vbb is supplied to the terminal 26.
  • the diodes D1 and D2 can use high-frequency diodes such as mixer diodes and Schottky barrier diodes.
  • the bipolar transistors can also be used as the diodes D1 and D2 by connecting the base and collector of the bipolar transistor and using them as the cathode and using the emitter as the anode.
  • the same bipolar transistor as the bipolar transistor Q1 used as an oscillator as the diodes D1 and D2 only one type of active element can be used, and the element procurement cost can be suppressed.
  • the high frequency module 1 operates as an oscillator in which the bipolar transistor Q1, the resonance pattern B11, and the open transmission line E14 directly oscillate a signal of 24 GHz. Also, the open transmission line E14 operates as an antenna for transmitting and receiving signals in the 24 GHz band. Furthermore, the two diodes D1 and D2 operate as a mixer for performing homodyne detection at different positions on the reflected wave received by the open transmission line E14. That is, the high frequency module 1 operates as one electronic circuit in which standard parts required as a Doppler module are integrated. The operating principle of these components (circuits) will be described below.
  • FIG. 5 is a chart showing the features of both. As shown in FIG. 5, in each circuit configuration, a strip line (transmission line), a resonant element and an oscillating element are used. While the gain of the oscillation element can oscillate when the reflection type oscillates around 1, the feedback type requires the gain of the oscillation element to be 1 or more. However, the feedback type has a great advantage that the amplifier can be eliminated since the output can be made larger than the reflection type. The feedback type also has the advantage that the output contains much less noise than the reflective type.
  • FIG. 6 is a chart showing the features of these semiconductor devices.
  • a transition frequency (gain bandwidth product) f T is an important parameter.
  • the transition frequency f T indicates the limit on how many high frequency signals can be amplified, and the HEMT is the highest.
  • the capacitance between terminals (capacitance generated between terminals, the same applies hereinafter) is It should be as small as possible.
  • the HEMT has the smallest capacitance between the terminals.
  • direct oscillation is also the simplest in oscillation method. Therefore, conventionally, HEMTs have been widely used as oscillators of oscillators used in frequency bands above the quasi-millimeter wave band.
  • HEMTs usually use dual power supplies (positive and negative biases), but for example, the stability of the oscillation frequency is small because the source can not be directly grounded in the use of a single power supply (positive bias) whose configuration is simple. The power is large and the price is expensive.
  • the terminal-to-terminal capacitance of the bipolar transistor includes a terminal-to-terminal capacitance Ccb between the base and the collector, a terminal-to-terminal capacitance Cce between the collector and the emitter, and a terminal-to-terminal capacitance Ceb between the emitter and the base, and Ccb ⁇ Cce ⁇ Ceb. That is, the inter-terminal capacitance Ceb between the emitter and the base is the largest, which contributes to parasitic oscillation and resonance in a high frequency band.
  • the bipolar transistor has a great advantage that the oscillation stability is the highest, the power supply may be a single power supply, and the price is low.
  • the fact that the interterminal capacitance Ceb of the bipolar transistor Q1 is large is used for feedback oscillation.
  • the emitter E is stabilized while the oscillation operation is stabilized, the emitter E is an output, and a signal not used for radiation while transmitting through the open transmission line E14 is capacitively coupled with the capacitance of the terminals of the emitter E and the base B.
  • the generated capacitance is fed back to the base B to continue oscillation more stably.
  • the transition frequency f T can be increased by using a SiGe transistor, that is, a transistor in which germanium (Ge) is mixed with silicon (Si), for the bipolar antenna Q1. Therefore, it becomes possible to oscillate the signal of 24 GHz more stably and directly.
  • the inter-terminal capacitance Ceb for signal feedback, the influence of the other inter-terminal capacitances Ccb and Cce is reduced as a result.
  • stray capacitance is achieved by narrowing the line width of the transmission lines B12, C11, D12 and D21 as much as possible (0.1 mm in this example) or making the conductive film pattern a distinctive shape and arrangement. Thorough prevention of parasitic oscillation or resonance.
  • the emitter grounded type it is usual to connect the emitter E to the ground terminal immediately.
  • the emitter E is grounded via the matching open stubs E11 and E12 and the transmission line E13 operating as a choke coil.
  • the floating capacitance generated between the emitter E and the ground terminal G1 can be reduced, parasitic oscillation and resonance can be suppressed, and more stable oscillation characteristics can be obtained in the 24 GHz band.
  • making the shape of the open stub C12 substantially fan-shaped is one of the measures for reducing the stray capacitance. That is, an increase in stray capacitance between the emitter E and the collector C is suppressed by thinning the portion of the open stub C12 close to the open stub E11 to reduce the area.
  • the high frequency module 1 uses only the open transmission line E14 as an antenna. That is, it is used as a one antenna type module.
  • the Doppler module two-antenna type has conventionally been mainstream since matching and phase adjustment are usually easy.
  • the two-antenna type coupling between the antennas occurs as the spacing between the antennas approaches for miniaturization, and this coupling reduces the resolution.
  • a distributor (branch) and the like are required, and the circuit becomes complicated and the area is expanded.
  • the use of circulators, isolators and the like suitable for miniaturization can avoid area expansion, but these parts are expensive.
  • the high frequency module 1 according to this embodiment does not use expensive parts, and thus is advantageous in cost while suppressing the decrease in resolution.
  • the mixer comprises an open transmission line E14 and two diodes D1 and D2 connected to the open transmission line E14. While the power source Vc is supplied to the collector C and the bias voltage Vb is input to the base B, the open transmission line E14 is oscillated directly with the resonance pattern B11 and the signal transmitted through the emitter E flows in continuously. Emitted to The emitted signal is reflected by the object and received as a reflected wave by the open transmission line E14.
  • the radiated signal is referred to as a "radiated signal” and the signal received as a reflected wave is referred to as a "reflected signal”.
  • a directly oscillated signal (the same as a radiation signal) and a reflected signal are input to each of the diodes D1 and D2 through the open transmission line E14, and homodyne detection is performed.
  • the signal subjected to homodyne detection is a Doppler signal for identifying the moving direction of the moving object, and is output from the terminals 23 and 25 respectively. That is, when the object approaches or moves away from the high frequency module 1, a Doppler signal accompanied by a change in phase according to the moving speed of the moving object is output from each of the diodes D1 and D2 due to the Doppler effect of radio waves.
  • the signal subjected to homodyne detection by the diode D1 and output from the terminal 23 is referred to as a first Doppler signal
  • the signal output from the terminal 25 is referred to as a second Doppler signal.
  • the wavelength of the radiation signal (the same as the reflection signal) is ⁇
  • the distance between the object and the open transmission line E14 is L (vector amount)
  • the amplitude of the signal waveform is A
  • the oscillation angular frequency is ⁇
  • the diode D1 is The radiation signal VT1, the reflection signal VR1, and the first Doppler signal V M1 are expressed by the following equations.
  • V T1 A T1 Sin ( ⁇ t + ⁇ T1 )
  • V R1 A R1 Sin ( ⁇ t + ⁇ R1 + 4 ⁇ L / ⁇ )
  • V M1 A M1 Sin ( ⁇ T1 - ⁇ R1 -4 ⁇ L / ⁇ )
  • V T2 A T2 Sin ( ⁇ t + ⁇ T2 )
  • V R2 A R2 Sin ( ⁇ t + ⁇ R2 + 4 ⁇ L / ⁇ )
  • V M2 A M2 Sin ( ⁇ T2 - ⁇ R2 -4 ⁇ L / ⁇ )
  • FIGS. 7A and 7B Examples of signal waveforms of the first Doppler signal V M1 and the second Doppler signal V M2 when moving objects are moved toward or away from the high frequency module 1 at a constant speed are shown in FIGS. 7A and 7B.
  • FIG. 7A is an example when approaching and FIG. 7B is an example when going away.
  • the first Doppler signal (V M1 ) 71 lags the second Doppler signal (V M2 ) 72 by the phase difference ⁇ .
  • the second Doppler signal (V M2 ) 72 lags behind the first Doppler signal (V M1 ) 71 by the phase difference ⁇ . Therefore, for example, the phase difference ⁇ of the signal waveform of the second Doppler signal (V M2 ) 72 and the displacement direction of the phase (phase delay or phase lead) with reference to the signal waveform of the first Doppler signal (V M1 ) 71 By detecting, it is possible to identify the moving direction of the moving object.
  • the processing for detecting the phase difference ⁇ etc. of the first Doppler signal (V M1 ) 71 and the second Doppler signal (V M2 ) 72 is performed by an analog-to-digital converter and a DSP incorporated in a predetermined housing together with the high frequency module 1 and the power supply unit. It is executed by (digital signal processor).
  • the phase difference ⁇ was 265 degrees when the moving speed of the moving object was constant. This is because the distance d between the diodes D1 and D2 is approximately 3/8 (2.9 mm in this example) of the wavelength ⁇ of the frequency of the 24 GHz band. It is desirable that the phase difference ⁇ be about 270 degrees (3 ⁇ / 2) in consideration of fluctuations in the movement speed of the moving object, etc., but the direction of the moving object is sufficient even in the range of 235 degrees to 315 degrees practically Identification performance is obtained.
  • FIG. 8 is a view showing the positional relationship between the surface of the substrate 20 and the window 11.
  • the signal propagating through the open transmission line E14 is folded back at the opposite open end from the feed side as shown by the arrow in FIG. 8 and is folded back again at the open end on the feed side. Part of the signal is directed towards the base B of the bipolar transistor Q1 and is folded back at the open end.
  • the transmission direction of the signal on the open transmission line E14 is complicated. Therefore, the radiation direction of the signal is distorted, and the beam 500 is split into two as shown in FIG. 9A.
  • reactance is loaded on the open end of the open transmission line E14 by forming the rectangular window 11 along the peripheral edge of the open end of the open transmission line E14 other than the power supply side.
  • the phase of the signal propagating from the open end is optimized so that the beam is formed in one direction.
  • FIG. 9B is an example of a beam pattern emitted from the window 11, and shows that the beam 600 is formed in the direction orthogonal to the open transmission line E14.
  • the portions of the diodes D1 and D2, the bipolar transistor Q1 and other conductive film patterns are covered (shielded) with a metal case 10. Therefore, the operation of the oscillator and homodyne detection can be stabilized.
  • FIG. 10 is a measurement view of a beam pattern emitted from the window 11 of the metal case 10.
  • the solid line is a beam pattern (horizontal direction pattern) in the long side direction of the metal case 10, and the broken line is a beam pattern (vertical direction pattern) in the short side direction of the metal case 10.
  • the beam pattern in the vertical direction has a peak of 0 degrees.
  • the peak of the horizontal pattern is slightly shifted from the center of the window 11, it is considered that the window 11 is formed in a rectangular shape.
  • the peak gain is 1 dBi for any pattern.
  • the half width is 50 degrees in the horizontal direction pattern and 30 degrees in the vertical direction pattern, and a radiation characteristic sufficient for use in a sensor for short distance is obtained.
  • the beam pattern can be finely adjusted by changing the shape of the window 11.
  • a plano-convex lens made of a dielectric can be easily loaded so as to cover the window 11 of the metal case 10. Therefore, the beam pattern can be largely narrowed with an inexpensive configuration, and a sensor for long distance can be coped with.
  • the high frequency module 1 of the present embodiment has a maximum value of effective isotropic radiated power (EIRP) of +10 dBm, and a frequency drift indicating oscillation stability of 0.8 MHz at a maximum value per degree Celsius.
  • the consumption current was 30 mA at the maximum value during continuous use.
  • the operable temperature range is -30 degrees Celsius to +85 degrees Celsius.
  • the high frequency module 1 can be used as a radio wave sensor (Doppler module) for detecting the moving speed and moving direction of a person, an animal, a vehicle and other objects using the Doppler effect of radio waves, and It can also be used as an object detection sensor that detects the presence or absence. Therefore, the high frequency module 1 can be mounted on various electronic application devices, which can contribute to diversification of application fields of the electronic application devices.
  • Doppler module radio wave sensor
  • an NPN bipolar transistor is used as a three-terminal transistor
  • the present invention is not limited to this.
  • a four-terminal transistor consisting of two emitter terminals, one collector terminal, and one base terminal
  • two terminals form an emitter one end of the emitter terminal is open, and the other terminal is connected to an open transmission line. It can be used as well.
  • the terminals of the emitters may be connected in the shortest pattern and used as one terminal.
  • a transistor other than a bipolar transistor for example, an FET (Field Effect Transistor) may be used.
  • one end of the source terminal is open even in a 4-terminal transistor (consisting of source 2 terminal, drain 1 terminal, and gate 1 terminal), and the other terminal and open transmission line are used in the same way as the three terminal transistor. can do.
  • the present invention is connected to a first terminal which is one of two terminals having a relatively large inter-terminal capacitance of the transistor, and a resonance pattern for outputting a signal of a frequency of a quasi-millimeter wave band or more by direct oscillation.
  • a part of the signal transmitted through the open transmission line when the planar open transmission line operating as an antenna is connected to the second terminal which is the other of the two terminals and power is supplied to the third terminal other than the two terminals.
  • the capacitance between the first terminal and the second terminal that is, the capacitance between the first terminal and the second terminal, and the capacitance generated by the capacitive coupling between the first terminal and the open transmission line
  • the semiconductor device has at least three terminals, and any type or ground type transistor may be used as long as it is a semiconductor element having at least three terminals.
  • unipolar transistors, such as field effect transistors can be used.
  • the high frequency module 1 which integrated the oscillator, the antenna, and the mixer was described in this embodiment, an oscillator and an antenna, or a high frequency module of only the oscillator can be configured.
  • the example in the case of transmitting and receiving signals in the 24 GHz band has been described in this embodiment, the present invention is also applicable to signals in other frequencies in the quasi-millimeter wave band.

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Abstract

簡素な構成で小型化且つ量産が容易となる高周波モジュールを提供する。 バイポーラトランジスタＱ１を含む発振器、アンテナ、ミキサを一つの回路で実現する。バイポーラトランジスタＱ１のベースは準ミリ波帯以上の周波数の信号を直接発振により出力する共振パターンＢ１１等と導通する。コレクタは、電源と繋がる伝送線路Ｃ１１等と導通する。エミッタは、アンテナとして動作する面状の開放伝送線路Ｅ１４等と導通する。開放伝送線路Ｅ１４を伝送する信号の一部はベースとの間の静電容量を介してベースに帰還する。開放伝送線路Ｅ１４は、それぞれミキサとして動作する二つのダイオードＤ１，Ｄ２と導通する。

Description

高周波モジュール
　本発明は、準ミリ波帯のトランジスタ発振器や対象物の動きを検出する電波センサなどに使用可能な超小型の高周波モジュールに関する。
　近年、ドアの自動開閉、電気機器の自動ＯＮ／ＯＦＦ、照明の自動点灯消灯など機器の多機能化が進んでいる。また、人の安全な暮らしを見守る見守りセンサや不審者などを検知するセキュリティーセンサなどの開発が進んでいる。これらの機器やセンサでは、対象物の動きを電波により検出する電波センサが使われている。
　この種の電波センサに関し、特許文献１には、２つの混合器に入力する局部発振信号と受信信号の位相を気にしないで混合器などの配置をしても対象物の遠近情報を確実に認識することができる方向識別型のドップラーモジュールが開示されている。このドップラーモジュールでは、局部発振信号と反射波である受信信号とを混合する混合器を２個直列に接続し、その一方側から第１の局部発振信号と受信信号とを入力させるとともに、第２の局部発振信号をさらに２個の混合器の接続部にも入力させ、それぞれの出力を検出することにより、対象物が遠ざかるか近づくかの遠近情報を検出する。
　また、特許文献２には、高い周波数を送信でき、回路構成が簡単で安価に製造できるとされる電波センサ用モジュールが開示されている。この電波センサ用モジュールは、基準電波を逓倍するとともに逓倍された出力電波をアンテナから放射させ、ターゲットで反射されて時間遅れの生じた入力電波をホモダイン検波する逓倍および検波手段を備えて構成される。
　また、特許文献３には、マイクロストリップライン、非線形素子である発振素子、バラクタダイオードで構成される局部発振器を備えるドップラーレーダが開示されている。局部発振器は、外部より入力端へ発振源である主発振器の信号の一部を注入した後、主発振器の信号と局部発振信号との位相同期状態中に入力端からＲＦ（高周波）受信信号を入力する。これにより、発振素子をミキサ（混合器ないし混合回路）としても動作させ、出力端より中間周波数信号を取り出すようにしている。
特開平２００４－８５２９３号公報 特開平２００３－１９４９１８号公報 特開平２００１－１６０４２号公報
　特許文献１に開示されたドップラーモジュールでは、ミキサの出力と信号入力とが共通となるため、整合が容易でない。また、発振器やアンテナが別体であるため、全体として大きな面積が必要となり、小型化に限界がある。
　また、特許文献２に開示された電波センサ用モジュールの発振器は逓倍方式であるためスプリアスが多く、強固なフィルタが必要である。そのため、小型化に限界がある。
　また、特許文献３に開示されたドップラーレーダでは、サーキュレータやＦＥＴ（電界効果トランジスタ）などの高価な素子を使用するため、低コスト化が進みにくい。
　本発明は、従来よりも簡素な構成で小型化且つ量産が容易となり、併せてより一層の低コスト化が可能となる高周波モジュールを提供することを目的とするものである。
　本発明の一態様は、第１端子、第２端子及び第３端子を有するトランジスタと、前記第１端子に接続され、準ミリ波帯以上の周波数の信号を直接発振により出力する共振パターンと、前記第２端子に接続され、前記周波数の信号の送受信が可能なアンテナとして動作する面状の開放伝送線路と、を備え、前記第１端子と前記第２端子との端子間容量が、前記第１端子と前記第３端子との端子間容量及び前記第２端子と前記第３端子との端子間容量よりも相対的に大きく、前記第３端子に電源が供給されているときに前記開放伝送線路を伝送する前記信号の一部が、前記第１端子と前記第２端子との静電容量を介して前記第１端子に帰還する、高周波モジュールである。
　本発明の一態様によれば、トランジスタで準ミリ波帯の信号を直接発振させ、その信号を開放伝送線路から放射させるので、逓倍方式で発振させる際に必要な回路やスプリアス除去のためフィルタなどが不要となり、簡素かつ小型で安価な高周波モジュールを提供することができる。
本実施形態の高周波モジュールの外観図であり、上面図。 本実施形態の高周波モジュールの外観図であり、Ｙ方向から見た側面図。 本実施形態の高周波モジュールの外観図であり、Ｘ方向から見た側面図。 本実施形態の高周波モジュールの外観図であり、裏面図。 基板レイアウトの例示図。 導電膜パターンと実装部に素子が実装された基板の状態説明図。 導電膜パターンと素子により実現される電子回路の模式図。 共振器の反射型と帰還型の特徴を示した図表。 発振素子に用いられる半導体素子の特徴を示した図表。 二つのドップラー信号の信号波形例であり、対象物が近づくときの例。 二つのドップラー信号の信号波形例であり、対象物が遠ざかるときの例。 基板の表面と窓との位置関係を示す図。 金属ケースが存在しない場合のビームパターン。 金属ケースが存在する場合のビームパターン。 本実施形態の高周波モジュールの放射特性図。
　以下、本発明を、準ミリ波帯の電波のドップラー効果を利用して対象物の動きを検出するドップラーモジュール（電波センサ）として動作する高周波モジュールに適用した場合の実施の形態例を説明する。ドップラーモジュールでは、発振器、アンテナ、ミキサが標準部品となる。準ミリ波帯で動作する従来のドップラーモジュールでは、これらの部品を別体としたり、二つのアンテナを用いて配線の引き回しを行う。また、その理由については後述するが、本願出願人の製品を含め、発振器に用いる電子素子は高価であり、ミキサの構成も複雑である。本実施形態では、これらを安価な電子素子を用い、かつ一つの電子回路として一体化することにより、従来よりも格段に小型で低コストとなる高周波モジュールを実現したものである。
　図１Ａ～図１Ｄは、本実施形態の高周波モジュールの外観図であり、図１Ａは上面図、図１ＢはＹ方向から見た側面図、図１ＣはＸ方向から見た側面図、図１Ｄは裏面図である。
　高周波モジュール１は、シールド用の金属ケース１０と、その表面側に金属ケース１０が被嵌される基板２０と、を有する。基板２０は略矩形状の絶縁体であり、対向する一対の短側面には、表裏面にわたって金属製の端子２１～２６が形成され、一対の長側面には四つの窪みが形成されている。裏面は図１Ｄに示される通り、端子２１～２６が露出しているので、電源供給や信号出力のための配線が容易になっている。
　金属ケース１０は有底矩形筒状であり、有底部には窓１１が開口されている。この窓１１の役割については後述する。金属ケース１０の側面のうち対向する一対の短側面は、対向する一対の長側面よりも短く、基板２０への被嵌時に間隙１２が形成され、これにより端子２１～２６との接触が回避される。金属ケース１０の一対の長側面には、基板２０の上記窪みに係合するための舌片１０ａ～１０ｄが形成されている。
　基板２０に金属ケース１０が被嵌されたときの全体のサイズは、縦１３ｍｍ、横１６ｍｍ、厚さ１．６ｍｍの略直方体状となる。このサイズは、同じ周波数を用い、かつアンテナを別体とした（つまりアンテナを含まない）本願出願人の従来製品と比較して体積比で２０％以下である。これだけ小型化が進んだ製品は、他社製品を含めても現時点では見当たらない。
　基板２０の表面には、複数の導電膜パターンが形成されている。図２は、基板レイアウトの例示図である。基板２０は、横の長さＷが１６ｍｍ、縦の長さＨが１３ｍｍ、厚さが０．６ｍｍで比誘電率は３．２の高周波基板と、横の長さＷが１６ｍｍ、縦の長さＨが１３ｍｍ、厚さ０．３ｍｍ、比誘電率４．３の汎用基板と、を張り合わせた基板となっている。汎用基板を張り合わせることにより、基板２０の厚みを増し、強度をもたせており、高周波基板の多層構造よりも低コストで構成できる。
　基板２０には、電子素子を表面実装するための実装部Ｐ１～Ｐ７が形成されている。実装部Ｐ１には、３端子型のトランジスタ、例えばベース、コレクタ及びベースを有するバイポーラトランジスタが実装される。本明細書では、実装部Ｐ１のうちベースの接合部位と端子２１との間の導電膜パターンを第１導電膜パターン１００と呼ぶ。また、実装部Ｐ１のうちコレクタの接合部位と端子２２との間の導電膜パターンを第２導電膜パターン２００と呼ぶ。また、実装部Ｐ１のうちエミッタの接合部位と端子２３～２６との間の導電膜パターンを第３導電膜パターン３００と呼ぶ。
　図３に、各導電膜パターン１００，２００，３００に含まれる個別の導電膜パターンと、実装部Ｐ１～Ｐ７に素子が実装された基板２０の状態を示す。また、図４に、基板２０に形成された各導電膜パターン１００，２００，３００のいずれかと導通する素子により実現される電子回路の模式図を示す。
　実装部Ｐ１には、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタＱ１が実装される。実装形態は任意であるが、本実施形態では表面実装した。バイポーラトランジスタＱ１のベースＢは、第１導電膜パターン１００である共振パターンＢ１１、所定長の伝送線路Ｂ１２、オープンスタブＢ１３及び端子２１と導通する。共振パターンＢ１１は、２４ＧＨｚ帯（例えば２４．１５ＧＨｚ）の波長λの略１／４、又は略３／８の長さの面状パターンである。本実施形態では、３．０ｍｍの長さのパターンとした。伝送線路Ｂ１２は、２４ＧＨｚ帯の波長λの略１／２の長さの線路である。また、共振パターンＢ１１に影響を与えず、２４ＧＨｚ帯でのインピーダンスを大きくするとともに、浮遊容量を減らすため、伝送線路Ｂ１２の線幅を０．１ｍｍまで細くしてある。
　オープンスタブＢ１３は、２４ＧＨｚ帯の波長λの略１／４の長さのスタブパターンである。端子２１からは、バイアスＶｂが供給される。その結果、バイポーラトランジスタＱ１のベースに、オープンスタブＢ１３、伝送線路Ｂ１２、共振パターンＢ１１を含めて２４ＧＨｚ帯で影響を受けずにバイアスＶｂを供給することができる。
　バイアスＶｂを任意のタイミングでＬｏｗレベルまたはＨｉｇｈレベルのように切り替えることにより、バイポーラトランジスタＱ１の動作を停止（ＯＦＦ動作）させたり、動作を開始（ＯＮ動作）させることができる。また、バイアスＶｂをパルス状の電圧信号としてパルス動作（間欠動作）させ、省電力化を図ることもできる。
　オープンスタブＢ１３と端子２１との間に、ベース電流調整用抵抗とバイパスコンデンサを接続しても良い。
　バイポーラトランジスタＱ１のコレクタＣは、第２導電膜パターン２００である伝送線路Ｃ１１、略扇形のオープンスタブＣ１２と導通する。伝送線路Ｃ１１は、２４ＧＨｚ帯の波長λの略１／４の長さの線路である。２４ＧＨｚ帯でのインピーダンスを大きくすると共に浮遊容量を減らすため、伝送線路Ｃ１１の線幅を０．１ｍｍまで細くしてある。オープンスタブＣ１２は、２４ＧＨｚ帯の波長λの略１／４の長さのスタブパターンである。また、隣接する導電体（本例では後述するオープンスタブＥ１１）との間の浮遊容量の増加を抑制しつつ、周波数の広帯域化を図るために、オープンスタブＣ１２は、コレクタＣと電源との間に介挿される。オープンスタブＣ１２を略扇形としたのは、隣接するオープンスタブＥ１１に近接する部分の面積を減らすためである。
　オープンスタブＣ１２と端子２２との間の実装部Ｐ６には電圧調整用抵抗Ｃ１３が接合される。また、実装部Ｐ７にはバイパスコンデンサＣ１４が接続される。バイパスコンデンサＣ１４の他端は、グランド端子Ｇ２に接合する。グランド端子Ｇ２は金属ケース１０が被嵌されたときに金属ケース１０の内壁と導通する。端子２２には電源Ｖｃが供給される。その結果、バイポーラトランジスタＱ１のコレクタＣに、２４ＧＨｚ帯の出力電力を低下させずに発振が安定した状態で電源Ｖｃを供給することができる。
　バイポーラトランジスタＱ１のエミッタＥは、第３導電膜パターン３００であるオープンスタブＥ１１，Ｅ１２、チョークコイルとして動作する伝送線路Ｅ１３、アンテナとして動作する開放伝送線路Ｅ１４と導通する。チョークコイルは、直流成分を通過させ、準ミリ波帯の信号を遮断するフィルターパターンとして動作する。
　オープンスタブＥ１１，Ｅ１２は２４ＧＨｚ帯の出力整合用のスタブパターンであり、一つで済む場合はオープンスタブＥ１２を省略しても良い。逆に、二つでも足りない場合は、もう一つのオープンスタブを追加しても良い。この時、オープンスタブＥ１２を２４GHｚ帯の波長λの略１／８の長さに設定しながら、オープンスタブＥ１１で整合調整することでオープンスタブＥ１２をノッチフィルタとして作用させてもよい。このように、ノッチフィルタとして作用させることにより、高調波成分（２倍波）を低減することができる。伝送線路Ｅ１３（チョークコイル）の一端は開放伝送線路Ｅ１４と一体に形成され、他端は接地電位となるグランド端子Ｇ１に接合される。グランド端子Ｇ１は金属ケース１０が被嵌されたときに金属ケース１０の内壁と導通するようにしても良い。
　開放伝送線路Ｅ１４は、２４ＧＨｚ帯で共振する長さの導電膜パターンである。開放伝送線路Ｅ１４の形状は任意である。本実施形態では、バイポーラトランジスタＱ１のエミッタＥから伝送してきた信号が放射されやすくなり、ホモダイン検波に用いやすくするため、開放端をできるだけ長くした面状パターンとした。また、バイポーラトランジスタＱ１のベースＢと容量結合しやすくなるように、ベースＢと近い部分がベースＢに向けて突出する形状とし、放射されずに残った信号（開放伝送線路内で反射した信号）がこの容量結合を介してトランジスタＱ１のベースＢに帰還し、発振に寄与できるようにした。この時、放射されずに残った信号がバイポーラトランジスＱ１のエミッタEに入力されにくいので、バイポーラトランジスタＱ１は安定した状態で発振を継続できることとなる。
　上記突出した部分と対向する開放伝送線路Ｅ１４の開放端は、間隔ｄだけ離れて二つの実装部Ｐ２，Ｐ３のカソード端子と導通する。間隔ｄは、２４ＧＨｚ帯の波長の略３／８の長さ（本例では２．９ｍｍ）とする。その理由については後述する。これらの実装部Ｐ２，Ｐ４にはダイオードＤ１，Ｄ２が表面実装される。
　実装部Ｐ２にはダイオードＤ１が表面実装される。このダイオードＤ１のアノード端子はオープンスタブＤ１１、伝送線路Ｄ１２を介して実装部Ｐ３の一方端及び端子２３と導通する。実装部Ｐ３の他方端は、端子２４と導通する。実装部Ｐ３にはバイアス調整用抵抗Ｄ１３が実装される。端子２３からは、ダイオードＤ１で検波された第１出力信号が出力される。また、端子２４にはバイアス電圧Ｖｂｂが供給される。
　実装部Ｐ４にはダイオードＤ２が表面実装される。このダイオードＤ２のアノード端子はオープンスタブＤ２１、伝送線路Ｄ２２を介して実装部Ｐ５の一方端及び端子２５と導通する。実装部Ｐ５の他方端は、端子２６と導通する。実装部Ｐ５にはバイアス調整用抵抗Ｄ２３が実装される。端子２５からは、ダイオードＤ２で検波された第２出力信号が出力される。また、端子２６にはバイアス電圧Ｖｂｂが供給される。
　ダイオードＤ１，Ｄ２は、ミキサダイオード，ショットキーバリアダイオードなどの高周波ダイオードを使用することができる。また、バイポーラトランジスタのベースとコレクタを接続してカソードとして用い、エミッタをアノードとして用いることにより、バイポーラトランジスタをダイオードＤ１，Ｄ２として使用することもできる。特に、発振器として使用するバイポーラトランジスタＱ１と同じバイポーラトランジスタをダイオードＤ１，Ｄ２として使用することにより、能動素子の種類が１種類だけとなり、素子調達コストを抑えることができる。
［高周波モジュールの動作］
　次に、高周波モジュール１の動作について説明する。高周波モジュール１は、バイポーラトランジスタＱ１と共振パターンＢ１１と開放伝送線路Ｅ１４とが、２４ＧＨｚの信号を直接発振する発振器として動作する。また、開放伝送線路Ｅ１４が、２４ＧＨｚ帯の信号を送受信するアンテナとして動作する。さらに、二つのダイオードＤ１，Ｄ２が、それぞれ開放伝送線路Ｅ１４で受信した反射波を異なる位置でホモダイン検波するミキサとして動作する。つまり、高周波モジュール１は、ドップラーモジュールとして必要となる標準部品が一体化した一つの電子回路として動作する。以下、これらの部品（回路）の動作原理について説明する。
＜発振器＞
　準ミリ波帯の発振器を実現する手法として、反射型と帰還型とが知られている。図５は、両者の特徴を示した図表である。図５に示されるように、回路構成は、いずれもストリップライン（伝送線路）、共振素子及び発振素子が用いられる。発振素子の利得は反射型が１前後で発振可能なのに対し、帰還型は、発振素子の利得が１以上となることが必要となる。ただし、帰還型は、反射型よりも出力を大きくとることができるので、増幅器が不要になるという大きな利点がある。帰還型は、また、反射型よりも出力に含まれるノイズがきわめて小さいという利点もある。
　他方、発振素子に用いられる半導体素子には、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ（Field effect transistor：ユニポーラトランジスタ）、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）があり、それぞれ一長一短がある。図６は、これらの半導体素子の特徴を示した図表である。図６に示されるように、準ミリ波帯のような高い周波数帯では、トランジション周波数（利得帯域幅積）ｆＴが重要なパラメータとなる。トランジション周波数ｆＴは、どのくらいの高周波信号までを増幅できるかという限界を示すもので、ＨＥＭＴが最も高い。また、発振素子では、寄生発振や共振をなくすため、もしくは寄生発振や共振する周波数を使用周波数よりも高い周波数に移動させるために、端子間容量（端子間に生じる静電容量、以下同じ）は極力小さくしなければならない。この端子間容量が最も小さいのはＨＥＭＴである。また、発振方式も直接発振が最も簡易である。そのため、従来、準ミリ波帯以上の周波数帯で用いる発振器の発振素子には、ＨＥＭＴが多用されていた。
　しかし、ＨＥＭＴは、両電源（正負バイアス）使用が通例であるが、たとえば構成が簡素となる単電源（正バイアス）の使用ではソースを直接接地できないことから発振周波数の安定性が小さいし、消費電力も大きく、価格も高価である。
　一方、バイポーラトランジスタは、トランジション周波数ｆＴが低く、使用する周波数が高くなるにつれて端子間容量による寄生発振や共振が多くなる。そのため、準ミリ波帯では使用されにくかった。準ミリ波帯で使用する場合であっても、直接発振が困難であるため、実用的には逓倍方式の発振とするしかなかった。逓倍方式では増幅回路の追加が生じたり、スプリアス除去のため強固なフィルタを追加しなければならない。そのため、結果として小型化や低コスト化が困難となる。
　また、バイポーラトランジスタにおける端子間容量は、ベースとコレクタ間の端子間容量Ｃｃｂ、コレクタとエミッタ間の端子間容量Ｃｃｅ、エミッタとベース間の端子間容量Ｃｅｂがあり、Ｃｃｂ＜Ｃｃｅ＜Ｃｅｂとなる。つまり、エミッタとベース間の端子間容量Ｃｅｂが一番大きく、これが高周波帯における寄生発振や共振の一因となっていた。
　しかし、バイポーラトランジスタは、発振の安定性が最も高く、電源も単電源で良く、価格が低いという大きな利点がある。
　本実施形態の高周波モジュール１では、バイポーラトランジスタＱ１の端子間容量Ｃｅｂが大きいことを逆に利用して、これを帰還型の発振に用いることとした。例えば発振動作が安定するエミッタ接地型としつつエミッタＥを出力とし、開放伝送線路Ｅ１４を伝送しつつ放射に使用されなかった信号を、エミッタＥとベースＢとの端子の静電容量と容量結合で生じた静電容量でベースＢに帰還させ、より安定して発振を継続させる構成とした。
　また、バイポーラアンテナＱ１にＳｉＧｅトランジスタ、すなわちシリコン（Ｓｉ）にゲルマニウム（Ｇｅ）を混合したトランジスタを使用することにより、トランジション周波数ｆＴを高めることができる。そのため、２４ＧＨｚの信号をより安定的に直接発振することができるようになる。
　本発明者のシミュレーションによれば、端子間容量Ｃｅｂを信号の帰還に用いることにより、結果的に他の端子間容量Ｃｃｂ，Ｃｃｅの影響も小さくなった。しかし、高周波モジュール１では、伝送線路Ｂ１２，Ｃ１１，Ｄ１２，Ｄ２１の線幅を極力細くしたり（本例では０．１ｍｍ）、導電膜パターンを特徴的な形状及び配置にすることにより、浮遊容量、寄生発振あるいは共振の防止を徹底した。例えば、エミッタ接地型では、エミッタＥを直近でグランド端子に接続するのが通例である。しかし、本実施形態では通例の構成とは異なり、エミッタＥから整合用のオープンスタブＥ１１，Ｅ１２及びチョークコイルとして動作する伝送線路Ｅ１３を介して接地するようにした。これにより、エミッタＥとグランド端子Ｇ１との間で生じる浮遊容量を減らすことができ、寄生発振や共振が抑えられ、２４ＧＨｚ帯でより安定した発振特性を得ることができるようになった。
　上述したように、オープンスタブＣ１２の形状を略扇形としたのも浮遊容量を減らすための方策の一つである。すなわち、オープンスタブＣ１２のうちオープンスタブＥ１１に近接する部分を細くして面積を減らすことにより、エミッタＥ－コレクタＣ間の浮遊容量の増加を抑制している。
＜アンテナ＞
　上述したように基板２０のサイズがきわめて小さいことから、開放伝送線路Ｅ１４の面積も小さく、放射効率も十分でない。そのため、放射効率の高いアンテナを別体で設けた場合に比べて利得は低くなるが、高周波モジュール１では、アンテナと発振器、並びに後述するミキサが一体化しており、これらをつなぐ伝送線路の引き回しによる損失が少ない。そのため、アンテナを別体に設けた場合よりも給電電力を大きくとることができる。本発明者のシミュレーションによれば、アンテナを別体に設けた本願出願人の製品と同等以上の送受信特性が得られることが判明している。
　高周波モジュール１は、開放伝送線路Ｅ１４だけをアンテナとして用いている。つまり、１アンテナ型のモジュールとして使用する。ドップラーモジュールの場合、通常は整合や位相調整が容易となることから、従来は２アンテナ型が主流であった。しかし、２アンテナ型の場合、小型化のためにアンテナの間隔が近づくとアンテナ間の結合が生じ、この結合により分解能が低下する。また、１アンテナ型であっても、従来のドップラーモジュールの場合、分配器（分岐器）等が必要となり、回路が複雑で面積拡大となってしまう。小型化に適したサーキュレータ，アイソレータなど使用すれば面積拡大は回避されるが、これらの部品はコストが高い。本実施形態の高周波モジュール１は、高価な部品を使用しないので、分解能の低下を抑制させつつコスト的にも有利となる。
＜ミキサ＞
　ミキサは、開放伝送線路Ｅ１４と、この開放伝送線路Ｅ１４に接続された二つのダイオードＤ１，Ｄ２により構成される。コレクタＣに電源Ｖｃが供給され、ベースＢにバイアス電圧Ｖｂが入力されている間、開放伝送線路Ｅ１４には、共振パターンＢ１１で直接発振され、エミッタＥを通じて伝送された信号が流入し、連続的に放射される。放射された信号は、対象物で反射され、反射波として開放伝送線路Ｅ１４で受信される。
　以後の説明では、放射された信号を「放射信号」、反射波として受信される信号を「反射信号」と呼ぶ。
　各ダイオードＤ１，Ｄ２には、開放伝送線路Ｅ１４を通じて、直接発振された信号（放射信号と同じ）と反射信号とが入力され、ホモダイン検波される。ホモダイン検波された信号は、移動物の動く方向を識別するためのドップラー信号となり、それぞれ端子２３，２５から出力される。すなわち、対象物が高周波モジュール１に近づいたり、遠ざかったりすると、電波のドップラー効果により、各ダイオードＤ１，Ｄ２から、移動物の動く速度に応じた位相の変化を伴うドップラー信号が出力される。以下、ダイオードＤ１でホモダイン検波され、端子２３から出力される信号を第１ドップラー信号、ダイオードＤ２でホモダイン検波され、端子２５から出力される信号を第２ドップラー信号と呼ぶ。
　放射信号（反射信号も同じ）の波長をλ、対象物と開放伝送線路Ｅ１４までの距離をＬ（ベクトル量）、信号波形の振幅をＡ、発振角周波数をωとすると、ダイオードＤ１に入力される放射信号ＶＴ１、反射信号ＶＲ１、第１ドップラー信号ＶＭ１は、それぞれ以下の式で表される。
　ＶＴ１　＝　ＡＴ１Ｓｉｎ（ωｔ＋θＴ１）
　ＶＲ１　＝　ＡＲ１Ｓｉｎ（ωｔ＋θＲ１＋４πＬ／λ）
　ＶＭ１　＝　ＡＭ１Ｓｉｎ（θＴ１－θＲ１－４πＬ／λ）
　同様に、ダイオードＤ２に入力される放射信号ＶＴ２、反射信号ＶＲ２、第２ドップラー信号ＶＭ２は、それぞれ以下の式で表される。
　ＶＴ２　＝　ＡＴ２Ｓｉｎ（ωｔ＋θＴ２）
　ＶＲ２　＝　ＡＲ２Ｓｉｎ（ωｔ＋θＲ２＋４πＬ／λ）
　ＶＭ２　＝　ＡＭ２Ｓｉｎ（θＴ２－θＲ２－４πＬ／λ）
　位相差θは、それぞれ以下の条件式を満たす。
　θＴ１＜θＴ２，θＲ１＜θＲ２，（θＴ１－θＲ１）≠（θＴ２－θＲ２）
　そのため、第１ドップラー信号ＶＭ１と第２ドップラー信号ＶＭ２の位相差θは、以下の式で表される。
　θ＝（θＴ２－θＲ２）－（θＴ１－θＲ１）
　開放伝送線路Ｅ１４の突出した部分と対向する開放端に間隔ｄでダイオードＤ１，Ｄ２を接続することにより上記条件式を満たし、位相差がθとなるドップラー信号を出力することができる。
　移動物を一定の速度で高周波モジュール１に近づけたり、遠ざけたりしたときの第１ドップラー信号ＶＭ１と第２ドップラー信号ＶＭ２の信号波形例を図７Ａと図７Ｂに示す。図７Ａは近づくとき、図７Ｂは遠ざかるときの例である。図７Ａに示されるように、対象物が近づくと第１ドップラー信号（ＶＭ１）７１は第２ドップラー信号（ＶＭ２）７２よりも位相差θだけ遅れる。また、図７Ｂに示されるように、対象物が遠ざかると第２ドップラー信号（ＶＭ２）７２が第１ドップラー信号（ＶＭ１）７１よりも位相差θだけ遅れる。そのため、例えば第１ドップラー信号（ＶＭ１）７１の信号波形を基準としたときの第２ドップラー信号（ＶＭ２）７２の信号波形の位相差θと位相の変位方向（位相遅れまたは位相進み）を検出することにより、移動物が動く方向を識別することができる。
　第１ドップラー信号（ＶＭ１）７１と第２ドップラー信号（ＶＭ２）７２の位相差θ等を検出する処理は、高周波モジュール１及び電源ユニットと共に所定筐体に組み込まれるアナログ・デジタル変換器とＤＳＰ（digital signal processor）により実行される。
　本発明者のシミュレータによれば、移動物が動く速度を一定にしたときの位相差θは２６５度であった。これは、ダイオードＤ１，Ｄ２の間隔ｄを２４ＧＨｚ帯の周波数の波長λの略３／８の長さ（本例では２．９ｍｍ）としたためである。移動物の動きの速度のばらつきなどを考慮すると、位相差θは約２７０度（３π／２）となることが望ましいが、実用的には２３５度～３１５度の範囲でも十分な移動物の方向識別性能が得られる。
＜金属ケース＞
　次に、金属ケース１０および窓１１の作用について説明する。図８は、基板２０の表面と窓１１との位置関係を示す図である。開放伝送線路Ｅ１４を伝搬する信号は、図８の矢印のように、給電側からその対向する開放端で折り返し、再び給電側の開放端で折り返す。信号の一部はバイポーラトランジスタＱ１のベースＢの方向に向かい、開放端で折り返す。このように、開放伝送線路Ｅ１４における信号の伝送方向は複雑である。そのため、信号の放射方向が歪み、図９Ａのようにビーム５００が二つに割れた状態となる。そこで、開放伝送線路Ｅ１４のうち給電側以外の開放端の周縁に沿って矩形状の窓１１を形成することにより、開放伝送線路Ｅ１４の開放端にリアクタンスが装荷されることとなる。この開放伝送線路Ｅ１４に装荷されるリアクタンスを可変させることにより、開放端から伝搬する信号の位相を最適化し、ビームが一方向に形成されるようにした。図９Ｂは、窓１１から放射されるビームパターン例であり、開放伝送線路Ｅ１４と直交する方向にビーム６００が形成される様子を示す。
　ダイオードＤ１，Ｄ２、バイポーラトランジスタＱ１、他の導電膜パターンの部分は、金属ケース１０で覆われる（シールドされる）。そのため、発振器やホモダイン検波の動作の安定化を図ることができる。
　図１０は、金属ケース１０の窓１１から放射されるビームパターンの実測図である。実線は金属ケース１０の長辺方向のビームパターン（水平方向パターン）であり、破線は金属ケース１０の短辺方向のビームパターン（垂直方向パターン）である。窓１１の中央部から鉛直方向を０度とすると、垂直方向のビームパターンは０度がピークとなる。水平方向パターンのピークは窓１１の中央部から多少ずれるが、これは窓１１を矩形状に形成したためと考えられる。ピーク利得はいずれのパターンも１ｄＢｉである。半値幅は、水平方向パターンが５０度、垂直方向パターンが３０度であり、近距離用のセンサに使用するには十分な放射特性が得られている。ビームパターンは、窓１１の形状を変えることにより微調整が可能である。
　また、金属ケース１０の窓１１を覆う形で、誘電体で構成された平凸状のレンズを容易に装荷できる。そのため、安価な構成でビームパターンを大きく狭めることもでき、遠距離用のセンサにも対応することができる。
＜その他の電気的性能＞
　本実施形態の高周波モジュール１は、ＥＩＲＰ(Effective Isotropic Radiated Power)実効等方放射電力の最大値で＋１０ｄＢｍであり、発振の安定度を示す周波数ドリフトは摂氏１度当たり最大値で０．８ＭＨｚであり、消費電流は連続使用時、最大値で３０ｍＡであった。また、動作可能な温度範囲は摂氏－３０度～摂氏＋８５度である。
　このように、本実施形態によれば、超小型、低背でありながら、室内、又は屋外の使用でも十分な電気的性能の高周波モジュール１を実現することができる。
　この高周波モジュール１は、電波のドップラー効果を利用した、人、動物、車両その他の対象物の移動速度・移動方向を検出するための電波センサ（ドップラーモジュール）として利用できるほか、対象物の存在の有無を検知する物体検知センサとして利用することもできる。そのため、さまざまな電子応用機器に高周波モジュール１を搭載することができ、電子応用機器の利用分野の多様化に貢献することができる。
＜変形例＞
　本実施形態では、３端子型のトランジスタとしてＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを用いた場合の例を説明したが、この限りでない。２つの端子がエミッタを成す４端子型トランジスタ（エミッタ２端子、コレクタ１端子、ベース１端子で構成）でもエミッタ端子の一端を開放とし、他方の端子と開放伝送線路を接続すれば３端子型トランジスタと同様に使用することができる。エミッタの端子間を最短パターンで接続し、１端子として使用しても良い。また、バイポーラトランジスタ以外のトランジスタ、例えば、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）を用いて構成してもよい。この場合、４端子型トランジスタ（ソース２端子、ドレイン１端子、ゲート１端子で構成）でもソース端子の一端を開放とし、他方の端子と開放伝送線路を接続すれば３端子型トランジスタと同様に使用することができる。
　本発明は、トランジスタの端子間容量が相対的に大きい二つの端子の一方である第１端子に、準ミリ波帯以上の周波数の信号を直接発振により出力する共振パターンが接続され、二つの端子の他方である第２端子にアンテナとして動作する面状の開放伝送線路が接続され、上記二つの端子以外の第３端子に電源が供給されているときに開放伝送線路を伝送する信号の一部が第１端子、第２端子との静電容量、すなわち第１端子と第２端子との端子間容量、及び、第１端子と開放伝送線路との容量結合とで生じる静電容量を介して第１端子に帰還する点に特徴の一つがあるので、少なくとも３端子を有する半導体素子であれば、どのような種類ないし接地型のトランジスタを用いても良い。また、ユニポーラトランジスタ、例えば電界効果トランジスタを用いることもできる。
　本実施形態では、また、発振器、アンテナ、ミキサを一体化した高周波モジュール１の例を説明したが、発振器とアンテナ、あるいは発振器だけの高周波モジュールを構成することもできる。本実施形態では、また、２４ＧＨｚ帯の信号の送受信を行う場合の例を説明したが、準ミリ波帯の他の周波数の信号についても適用が可能である。

Claims (14)

  1. 　第１端子、第２端子及び第３端子を有するトランジスタと、
    　前記第１端子に接続され、準ミリ波帯以上の周波数の信号を直接発振により出力する共振パターンと、
    　前記第２端子に接続され、前記周波数の信号の送受信が可能なアンテナとして動作する面状の開放伝送線路と、を備え、
    　前記第１端子と前記第２端子との端子間容量が、前記第１端子と前記第３端子との端子間容量及び前記第２端子と前記第３端子との端子間容量よりも相対的に大きく、
    　前記第３端子に電源が供給されているときに前記開放伝送線路を伝送する前記信号の一部が、前記第１端子と前記第２端子との静電容量を介して前記第１端子に帰還する、
    　高周波モジュール。
  2. 　前記第２端子と一端が接続されるフィルターパターンと、
    　前記第２端子と前記フィルターパターンとの間に介挿される整合用のオープンスタブと、をさらに備え、
    　前記フィルターパターンの他端が接地され、
    　前記開放伝送線路が、前記第１端子と容量結合される、
    　請求項１に記載の高周波モジュール。
  3. 　前記第３端子と前記電源との間に介挿入されるオープンスタブをさらに備え、
    　前記オープンスタブは、隣接する導電体との間の浮遊容量の増加を抑制しつつ前記準ミリ波帯以上の周波数を広帯域化するものである、
    　請求項１または２に記載の高周波モジュール。
  4. 　前記開放伝送線路は、前記信号を放射するとともに対象物で反射された前記信号の反射波を受信する、
    　請求項１から３のいずれか一項に記載の高周波モジュール。
  5. 　前記開放伝送線路の開放端に接続され、前記反射波を異なる位置でホモダイン検波する二つのダイオードをさらに備える、
    　請求項４に記載の高周波モジュール。
  6. 　前記二つのダイオードは、二つの端子を接続した前記トランジスタで構成される、
    　請求項５に記載の高周波モジュール。
  7. 　前記トランジスタは、３端子型トランジスタである、
    　請求項１から６のいずれか一項に記載の高周波モジュール。
  8. 　前記トランジスタは、２つの端子がエミッタ又はソースを成す４端子型トランジスタであり、エミッタ又はソース端子の一端を開放とし、３端子型トランジスタとして構成される、
    　請求項１から６のいずれか一項に記載の高周波モジュール。
  9. 　基板と、
    　前記基板の表面に形成された複数の導電膜パターンと、
    　前記基板に実装され、かつ、エミッタ、コレクタ及びベースを有するバイポーラトランジスタと、を備え、
    　前記複数の導電膜パターンは、
    　前記ベースと導通し、かつ、準ミリ波帯以上の周波数の信号を直接発振により出力する共振パターンを含む第１導電膜パターンと、
    　前記コレクタと導通し、電源と繋がる第２導電膜パターンと、
    　前記エミッタと導通し、接地されたフィルターパターンと前記準ミリ波帯以上の周波数の信号の送受信が可能なアンテナとして動作し、前記ベースと容量結合を成す面状の開放伝送線路とを含む第３導電膜パターンと、を含み、
    　前記開放伝送線路を伝送する前記信号の一部が、前記ベースとの間の端子間容量と容量結合とで生じる静電容量を介して前記ベースに帰還する、
    　高周波モジュール。
  10. 　前記開放伝送線路は、前記準ミリ波帯以上の周波数の信号を放射するとともに前記信号が対象物で反射された反射波の受信が可能なサイズに形成され、
    　前記開放伝送線路の開放端には、所定の間隔をおいて二つのダイオードが接続され、
    　各ダイオードは、それぞれ前記反射波を異なる位相でホモダイン検波することにより、前記対象物が動く方向の識別を可能にするドップラー信号を出力する、
    　請求項９に記載の高周波モジュール。
  11. 　前記第１導電膜パターン及び前記第２導電膜パターンは、前記信号の周波数におけるインピーダンスがそれ以外の周波数のインピーダンスよりも大きくなるパターンである、
    　請求項９または１０に記載の高周波モジュール。
  12. 　前記第２導電膜パターンは、前記第１導電膜パターンまたは前記第３導電膜パターンと対向する部分が狭く、前記第１導電膜パターン及び前記第３導電膜パターンから離れるにつれて広くなるオープンスタブを含む、
    　請求項９から１１のいずれか一項に記載の高周波モジュール。
  13. 　前記第３導電膜パターンは、前記接地されたフィルターパターン及び前記開放伝送線路と前記エミッタとの間に形成された整合用のオープンスタブを含む、
    　請求項９から１２のいずれか一項に記載の高周波モジュール。
  14. 　前記開放伝送線路を臨む部位に所定サイズの窓が開口された金属ケースに収納される、
    　請求項１から１３のいずれか一項に記載の高周波モジュール。
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