WO2021192707A1 - Ｒｆ検出器およびそれを備える高周波モジュール - Google Patents

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WO2021192707A1
WO2021192707A1 PCT/JP2021/005233 JP2021005233W WO2021192707A1 WO 2021192707 A1 WO2021192707 A1 WO 2021192707A1 JP 2021005233 W JP2021005233 W JP 2021005233W WO 2021192707 A1 WO2021192707 A1 WO 2021192707A1
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detection element
stub
detector
conductive pattern
signal line
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PCT/JP2021/005233
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English (en)
French (fr)
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健一 三木
丈嗣 市原
Original Assignee
株式会社ヨコオ
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters
    • H01P1/2039—Galvanic coupling between Input/Output
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R29/00—Arrangements for measuring or indicating electric quantities not covered by groups G01R19/00 - G01R27/00
    • G01R29/08—Measuring electromagnetic field characteristics
    • G01R29/0864—Measuring electromagnetic field characteristics characterised by constructional or functional features
    • G01R29/0878—Sensors; antennas; probes; detectors
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R21/00—Arrangements for measuring electric power or power factor
    • G01R21/10—Arrangements for measuring electric power or power factor by using square-law characteristics of circuit elements, e.g. diodes, to measure power absorbed by loads of known impedance
    • G01R21/12—Arrangements for measuring electric power or power factor by using square-law characteristics of circuit elements, e.g. diodes, to measure power absorbed by loads of known impedance in circuits having distributed constants
    • G—PHYSICS
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    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R29/00—Arrangements for measuring or indicating electric quantities not covered by groups G01R19/00 - G01R27/00
    • G01R29/08—Measuring electromagnetic field characteristics

Definitions

  • the present invention relates to an RF detector and a high frequency module including the RF detector.
  • FIG. 12 shows a general configuration example of a high frequency module having an RF detector (Radio Frequency Detector).
  • the high-frequency module 100 of FIG. 12 inputs to the RF detector 102 an RF signal in which an out-of-band component of the signal received by the antenna ANT is attenuated by the RF filter 101.
  • the RF detector 102 converts the input RF signal into a DC voltage corresponding to its signal strength (power).
  • the converted RF signal (DC voltage) is amplified by the amplifier 103 and then analog / digitally converted by the A / D converter 104.
  • the DSP (Digital Signal Processor) 105 outputs the digitally converted RF signal as digital data representing the signal strength to a subsequent electronic circuit.
  • DSP Digital Signal Processor
  • the RF detector 102 is a high-frequency component including a detection element such as a rectifying diode as a main component, and conventionally, for example, those disclosed in Patent Documents 1 and 2 are known.
  • the RF detector disclosed in Patent Document 1 is used in the microwave band, and the variation in the characteristics of the rectifier diode is eliminated by adding an impedance adjusting element.
  • a silicon Schottky barrier diode is mainly used as the rectifying diode.
  • the RF detector disclosed in Patent Document 2 includes a rectifier circuit that rectifies an RF signal in the 24 GHz band, it is possible to suppress a decrease in conversion characteristics when the frequency band used becomes high.
  • this rectifier circuit two rectifier diodes are connected in parallel between the output unit and the ground (ground surface). By providing a plurality of fan-shaped open stubs (resonators) in the output unit, highly efficient power conversion over a wide band is possible.
  • 5G next generation mobile communication system
  • 5G next generation mobile communication system
  • 5G it is planned to use devices and systems in the quasi-millimeter wave band of 26 GHz band, 28 GHz band, or higher frequency band. Therefore, in the future, an RF detector that can be used in a high frequency band of the quasi-millimeter wave band or higher will be indispensable for investigation of the radio wave environment for 5G, product inspection, operation check of products and parts, and the like.
  • the quasi-millimeter wave band used in 5G is 24.25 to 27.5 GHz in the 26 GHz band. In the 28 GHz band, it is 26.5 to 29.5 GHz.
  • Patent Documents 1 and 2 do not describe the material of the printed circuit board on which the high-frequency component is mounted, but for the high-frequency component from 1 to 10 GHz, an inexpensive FR (Flame Retardant) -4 grade printed circuit board based on glass fiber is used.
  • FR-4 substrate is commonly used.
  • the printed circuit board the lower the dielectric constant ⁇ , the higher the signal transmission speed, and the higher the frequency band used, the larger the transmission loss. Therefore, conventionally, the printed circuit board used in the quasi-millimeter wave band is not an FR-4 substrate based on glass fiber having a high loss and a high dielectric constant ⁇ , but a high-frequency substrate using, for example, a low-loss fluororesin as an insulator. Is used.
  • the high frequency substrate is not only much more expensive than the FR-4 substrate, but also inferior to the FR-4 substrate in terms of processing productivity.
  • the thickness of the substrate is preferably thick in consideration of mechanical characteristics (strength / resistance), but as the substrate becomes thicker, the line width of the signal line conducting with the electronic circuit in the subsequent stage becomes thicker. If it becomes thicker, it becomes more difficult to obtain matching, and good conversion characteristics cannot be obtained. If the substrate is made thin in a multi-layer structure, the loss can be reduced and the conversion characteristics can be improved, but the multi-layer structure increases the manufacturing cost.
  • the silicon Schottky barrier diode which has been conventionally used as a rectifying diode, has a low forward potential difference, so that relatively high conversion characteristics can be obtained up to the 10 GHz band, but in the higher frequency band. The conversion characteristics drop sharply. If a silicon Schottky barrier diode is used to force matching over a wide band, the conversion characteristics will be sacrificed. Mass production is difficult if individual measures are taken to individually improve the variation in the characteristics of the rectifier diode.
  • One of the objects of the present invention is to provide an RF detector or a high-frequency module provided with the RF detector with a structure having sufficient mechanical characteristics while maintaining good conversion characteristics even at frequencies above the quasi-millimeter wave band. be. Other objects of the invention will become apparent from the description herein.
  • a detection element that detects the signal strength of the RF signal, a first conductive pattern that conducts with the input end of the detection element, and a second conductive pattern that conducts with the output end of the detection element are formed.
  • An RF detector having a printed circuit board, the first conductive pattern and the second conductive pattern facing each other with the detection element interposed therebetween, and capacitively coupling between the respective conductive patterns.
  • Another aspect of the present invention is a high frequency module that exists on the front surface of a printed circuit board whose back surface is a ground conductor and includes an RF detector that detects the signal level of an input RF signal, wherein the RF detector is described above. It is a high frequency module that serves as an RF detector of the embodiment.
  • the width of the frequency band used can be expanded without causing matching between the detection element and the first conductive pattern and the second conductive pattern. Therefore, even when the detection element or the printed circuit board used in the microwave band is used in the quasi-millimeter wave band or more, good conversion characteristics can be maintained. As a result, it is possible to easily realize an RF detector and a high-frequency module having sufficient mechanical characteristics and cost reduction.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of the RF detector according to the first embodiment
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of its dimensions and arrangement intervals.
  • the RF detector 1 of the first embodiment includes a printed circuit board 10 and a detection element 20 for detecting an RF signal.
  • a FR-4 substrate double-sided substrate
  • a horizontal size W of 13 mm a vertical size D of 8 mm
  • a thickness T of 0.6 mm is used.
  • a plurality of conductive patterns patterned by a conductor film having a thickness of about 18 ⁇ m are formed.
  • the conductor film is any of copper foil, silver foil, and gold leaf, and constitutes a microstrip line.
  • the detection element 20 is a rectifying diode. In this embodiment, a silicon Schottky barrier diode is used as the detection element 20.
  • the FR-4 substrate having a thickness T and the silicon Schottky barrier diode are components that are not generally used at high frequencies of the quasi-millimeter wave band or higher.
  • X-axis, Y-axis, and Z-axis which are three orthogonal axes, are defined in FIGS. 1 and 2.
  • the + Z direction is vertically above the printed circuit board 10
  • the -Z direction is vertically below the printed circuit board 10
  • the + X direction is the direction in which the RF signal is input
  • the -X direction is the direction in which the RF signal is output.
  • the + Y direction may be referred to as the left direction when viewed from the + X direction
  • the ⁇ Y direction may be referred to as the right direction when viewed from the + X direction.
  • the surface including the X-axis and the Y-axis may be referred to as a front surface, a back surface, or a horizontal plane of the printed circuit board 10.
  • An input terminal portion to which an input end (for example, an anode) of the detection element 20 is connected and an output terminal portion to which an output end (for example, a cathode) of the detection element 20 is connected are formed in a substantially central portion of the surface of the printed circuit board 10. ing.
  • the conversion characteristic becomes a positive output.
  • the cathode of the detection element 20 is connected to the input terminal portion and the anode of the detection element 20 is connected to the output terminal portion, the conversion characteristic becomes a negative output.
  • the matching function, the filter function, and the conversion characteristic adjusting function are realized by the plurality of conductive patterns.
  • the portion including the input terminal portion is referred to as a "first conductive pattern”.
  • the portion of the plurality of conductive patterns including the output terminal portion is referred to as a "second conductive pattern”.
  • the RF detector 1 of the present embodiment also functions to block the set frequency on the low frequency side by the first conductive pattern.
  • the second conductive pattern also functions to block the set frequency on the high frequency side.
  • the first conductive pattern includes an input signal line 30 into which an RF signal is input, a short stub 32 for grounding, and an open stub 34.
  • the input signal line 30 is a strip line whose characteristic impedance is set to 50 ⁇ .
  • the line width W 1 of the portion where the RF signal is input is 1.1 mm. This line width W 1 is 7 times or more thicker than the line width of other signal lines described later.
  • the portion of the thick input signal line 30 on which the input terminal portion is formed acts as a matching stub 31 in which the line width further expands as it approaches the input terminal portion and becomes an enlarged open end.
  • the input RF signal is suppressed from being reflected in the vicinity of the detection element 20 by the matching action in cooperation with the expanded open end of the matching stub 31 and the matching stub 41 described later. As a result, the RF signal of the frequency used as designed is input to the detection element 20.
  • the matching stub 31 has a symmetrical shape about the line axis of the input signal line 30 including the input terminal portion to which the input end of the detection element 20 is connected (the central axis in the direction orthogonal to the line width, the same applies hereinafter). ..
  • the outer edge between the ends of the expanded open end is formed in a non-linear shape.
  • the outer edge (“coupling region”) between the ends of the enlarged open ends is formed symmetrically and unevenly about the line axis of the input signal line 30.
  • At least one of the protrusions has an acute angle. The acute angle is to facilitate the adjustment work for matching, and also to facilitate the capacitive coupling with the matching stub 41 described later.
  • the short stub 32 is a conductive pattern having a width of 0.15 mm that attenuates an RF signal propagating in the input signal line 30 at a set frequency in a low frequency range.
  • the short stub 32 is arranged at a position where grounding does not affect matching in the frequency band used.
  • the ground terminal is shown in an annular shape at the tip of the short stub 32.
  • the length L 1 of the short stub 32 is 1.52 mm, which is 1/4 or approximately 1/4 of the wavelength of the center frequency of the frequency band used.
  • the open stub 34 is a conductive pattern having a length L 2 (1.49 mm) extending from the vicinity of the center of the short stub 32 and a width of 0.15 mm.
  • the open stub 34 is arranged so as to approach and follow the input signal line 30. (L 1/2) under conditions which satisfy the ⁇ L 2, the (L 1/2) of the wavelength of the length of the + L 2 is cut-off frequency 24.0GHz 1/4 or almost 1/4.
  • the open stub 34 configured in this way operates as a notch filter. As a result, a steep attenuation characteristic can be obtained on the low frequency side of the 28 GHz band.
  • the short stub 32 is provided in the present embodiment. By providing the short stub 32, the factors that cause the above-mentioned disorder of matching and loss can be eliminated, a large attenuation can be obtained, and the loss of the RF signal can be suppressed to the minimum.
  • the second conductive pattern includes a matching stub 31 of the first conductive pattern and a matching stub 41 that faces each other with the detection element 20 in between.
  • the matching stub 41 is a conductive pattern of 0.65 mm (short side) ⁇ 1.8 mm (long side).
  • the matching stub 41 is provided for wideband matching by the capacitive reactance generated by the tip coupling of the outer edge (“bonding region”) pointing to the matching stub 31.
  • the length of the long side of the matching stub 41 is 1/4 or approximately 1/4 of the set wavelength of the cutoff frequency on the high frequency side, and also acts as a reflection stub at the cutoff frequency on the high frequency side.
  • the second conductive pattern also includes a first output signal line 40 and a first reflection stub extending from the central portion of the outer edge (“high impedance line region”) of the matching stub 41 on the opposite side of the coupling region with the matching stub 31. 42, a second output signal line 43, a second reflection stub 44, a third output signal line 45, and an open stub 46 are included.
  • the first and second output signal lines 40 and 43 are conductive patterns having a width W 2 of 0.15 mm, respectively. These lines act as high impedance signal lines for the frequency band used.
  • the first reflective stub 42 is a conductive pattern of 0.65 mm (short side) ⁇ 1.8 mm (long side).
  • the length of the long side of the first reflection stub 42 is 1/4 or approximately 1/4 of the set wavelength of the cutoff frequency on the high frequency side.
  • the first reflection stub 42 does not have to have a shape as shown in the drawing as long as it can be reflected at a high cutoff frequency.
  • the second reflective stub 44 is, for example, a triangular conductive pattern that is easier to form and process than a fan-shaped one.
  • the minimum width of the second reflective stub 44 is 0.15 mm, and the maximum width does not exceed 1.8 mm.
  • the third output signal line 45 extends from the base end (the portion having the smallest width) of the second reflection stub 44, and further, the open stub 46, the capacitor component (C) 47 and the resistance component (R) 48, which serve as loads, and the second.
  • the 4-output signal line 49 extends.
  • the third output signal line 45 and the fourth output signal line 49 act as high impedance signal lines with respect to the frequency band used.
  • Third output signal line 45 and the fourth output signal line 49 is conductive pattern of 0.15mm width W 3.
  • the load is a passive element for stabilizing the operation, and the resistance component (R) 48 and the capacitor component (C) are connected in parallel to the ground terminal shown in an annular shape.
  • the resistance component (R) 48 is 510 k ⁇ and the capacitor component (C) 47 is 100 pF.
  • the open stub 46 is a conductive pattern for matching, it can be omitted.
  • the length L 3 from the opposite side of the outer edge to the proximal end of the second reflection stub 44 (site of width minimum) binding region of the matching stub 41 is 3/4 or approximately 3/4 of the wavelength of the center frequency of 28GHz Is. In this example, it was set to 4.3 mm.
  • the length L 4 from the outer edge on the opposite side of the coupling region of the matching stub 41 to the opposite outer edge of the first reflection stub 42 was set to 2.5 mm in this example.
  • the RF signal that has passed through the matching stub 41 is reflected by the first output signal line 40 and the first reflection stub 42 at the set frequency on the high frequency side, and further, the frequency used by the second output signal line 43 and the second reflection stub 44. It is reflected by the band. Since the point of reflection (the position where reflection occurs) is separated from the output end of the detection element 20, phase adjustment can be easily performed, and the input signal at the input end of the detection element 20 and the reflected signal at the output end do not cancel each other out. .. Further, even when a harmonic component that is converted again by the detection element 20 and causes deterioration of the original conversion characteristics is generated, the harmonic component is thicker than the conventional general input signal line. With a width of 30, it is greatly attenuated. Therefore, high conversion characteristics can be obtained.
  • FIG. 3 is a conversion characteristic diagram of the RF detector 1 of the first embodiment.
  • the horizontal axis is the strength of the input RF signal (RF_Level: dBm), and the vertical axis is the voltage output (mV).
  • the detection element 20 and the printed circuit board 10 which are conventionally used only in the microwave band of about 1 to 10 GHz are used.
  • sufficient conversion characteristics are obtained in the 28 GHz band.
  • Sufficient conversion characteristics can be obtained even in the 28 GHz band because matching is performed on both the first conductive pattern at the input end of the detection element 20 and the second conductive pattern at the output end of the detection element 20. Therefore, unlike the conventional case, it is not necessary to separately provide a matching stub on the input signal line 30, the conductive pattern is simplified, and cost reduction and mass production are facilitated.
  • FIG. 4 is a configuration diagram of the RF detector 2 according to the second embodiment.
  • the same parts and the like as described in the first embodiment are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.
  • the RF detector 2 according to the second embodiment eliminates the open stub 46 of the RF detector 1 and is located on the opposite side of the short stub 32 of the input signal line 30 to 1/4 or abbreviated the wavelength of the notch set cutoff frequency.
  • An open stub 36 having a length of 1/4 and a length of L 5 (1.9 mm) is added. The open stub 36 extends downward from the input signal line 30, then changes its angle and extends parallel to the input signal line 30.
  • the open stub 36 having such a configuration acts as a narrow band notch filter, and can make the attenuation amount on the low frequency side steeper than that of the RF detector 1 described in the first embodiment. Since it is a narrow band, it is less susceptible to inconsistencies.
  • the present inventor has created an RF detector 5 as a comparative example of the RF detectors 1 and 2 of the first embodiment and the second embodiment.
  • the RF detector 5 is configured by using high frequency components and design techniques that are widely used in the quasi-millimeter wave band at the time of filing the application, and operates in the 28 GHz band.
  • the configuration diagram of the RF detector 5 is shown in FIG.
  • the RF detector 5 is the same as the RF detectors 1 and 5 in that the FR-4 substrate is used as the printed circuit board 50 and that a plurality of conductive patterns are formed on the printed circuit board 50 by microstrip.
  • the detection element 60 is a GaAs diode.
  • An input signal line 70 is connected to the input end of the detection element 60.
  • the input signal line 70 has a narrower signal line width than the input signal lines 30 of the first embodiment and the second embodiment, and the portion of the detection element 60 near the input terminal is tapered. It is a general matching method so far to taper the portion of the narrow signal line width close to the input terminal.
  • the input signal line 70 is grounded by a short stub 71 provided at a position not affected by the frequency band used.
  • a reflection stub 72 is provided in order to suppress reflection from the ground contact end shown in an annular shape.
  • the reflective stub 72 is fan-shaped so that the distances from the base end to the outer edge are equal.
  • the detection element 60 has reflection from the input terminal. Therefore, a stub 74 for matching is required in the vicinity of the portion where the RF signal is input in the input signal line 70 conducting with the input terminal.
  • a reflection stub 80 set to a length of 1/4 or approximately 1/4 of the wavelength of the center frequency of the frequency band used most recently is arranged.
  • the reflection stub 80 is formed in a fan shape, and an output signal line 81 having a high impedance is connected near the base end by loading a resistance component (R) 87 and a capacitor component (C) 88, and the output signal line 89 is used as a conversion signal. Is outputting the voltage.
  • FIG. 6 shows a comparison diagram of output voltage (mV) -frequency (GHz) characteristics by the RF detector 2 according to the second embodiment and the RF detector 5 according to the comparative example.
  • the linear broken line 600 is a practical specification reference value, that is, a value of an output voltage that is a practical level.
  • the solid line 601 is the output voltage of the RF detector 2 of the second embodiment, and the broken line 602 is the output voltage of the RF detector 5 of the comparative example.
  • the RF detector 2 of the second embodiment uses a silicon Schottky diode as the detection element 20, and even if a thick FR-4 substrate is used for the printed circuit board 10, the FR-4 substrate is conventionally used. It can be seen that a higher output voltage can be obtained than that of the RF detector 5 using the expensive detection element 60 by the design technique of. Further, it can be seen that a sufficient output voltage can be obtained over a wide band of about 3 GHz. Further, the RF detector 2 has steep band characteristics in the low and high frequencies. The low frequency portion is steeply attenuated by a notch filter composed of an open stub 36, a short stub 32, and an open stub 34. The high frequency region is reflected by the first reflection stub 42 and is rapidly attenuated. Therefore, according to the RF detector 2, the conversion characteristics in the required band can be significantly improved as compared with the RF detector 5 according to the comparative example.
  • the output voltage is higher than the practical specification reference value 600, and is at a level where there is no problem in practical use even with the FR-4 substrate.
  • a reflected signal from the input end of the detection element to the input signal line is generated in any frequency band. Therefore, in order to prevent the input RF signal from being canceled by the reflected signal, a stub (for example, the stub 74 in FIG. 5) may be provided separately, but this sacrifices the conversion characteristics due to unnecessary reactance loss. Often becomes.
  • the first conductive pattern at the input end of the detection element 20 and the second conductive pattern at the output end of the detection element 20 are the detection elements.
  • the reflected reactance from the input end of the detection element 20 is absorbed by the inductive reactance of each conductive pattern and the capacitive reactance generated by the capacitive coupling between the conductive patterns, so that the conversion characteristics can be improved. You won't sacrifice.
  • the first conductive pattern includes a matching stub 31 whose line width expands as it approaches the input end of the detection element 20 to form an enlarged open end, and the outer edge between the ends of the enlarged open end is formed in a non-linear manner. Therefore, the thick signal line 30 can suppress unnecessary reflections and the like, and can be matched in a wide band. Further, since a protrusion for shortening the distance from the facing second conductor pattern is formed on the outer edge between the ends of the enlarged open end, the structure is easy to be capacitively coupled.
  • the shapes of the enlarged open end of the matching stub 31, the input end of the detection element 20, the output end of the detection element 20, and the second conductive pattern are symmetrical with respect to the central axis of the input signal line 30, the printed circuit board 10 The above high-frequency current imbalance is eliminated, and well-balanced matching can be achieved.
  • RF detectors disclosed in Patent Document 1 and Patent Document 2 require out-of-band attenuation, and therefore it is inevitable to add an RF filter.
  • the RF filter requires attenuation over a wide area and is difficult to use in a narrow band such as a notch filter. Further, in the RF filter, the cost increases due to the size increase and the addition of parts, and the insertion loss increases and the conversion characteristics are sacrificed.
  • a short stub 32 is formed at a predetermined portion of the input signal line 30, and an open stub 34 is formed at a predetermined portion of the short stub 32.
  • the size of the short stub 32 and the open stub 34 extends to form a filter in which the cutoff frequency on the low frequency side of the high frequency signal input to the detection element 20 is lower than the used frequency band. Therefore, it is not necessary to separately provide an RF filter.
  • an open stub 36 having a length of approximately 1/4 of the wavelength of the cutoff frequency on the low frequency side is formed at a predetermined portion of the input signal line 30 in the direction opposite to the formation portion of the short stub 32, there is also a case where the open stub 36 is formed.
  • a narrow band notch filter can be formed. Therefore, the low frequency range can be made steeper.
  • first reflection stub 42 and the second reflection stub 44 do not have to have a fan-shaped outer edge to equalize the distance from the base end as in the RF detector 5 according to the comparative example. Fine adjustment becomes easy. Therefore, it becomes easy to design.
  • FIG. 7 A third embodiment will be described.
  • the open stub 34, the first reflection stub 42, and the open stub 36 are deleted in the RF detector 2 of the second embodiment. Therefore, the illustration is omitted.
  • the output voltage (mV) -frequency (GHz) characteristics of the RF detector with such a configuration are shown in FIG. Referring to FIG. 7, the RF detector of the third embodiment has almost the same effect of wide area matching as that of the RF detector 2 of the second embodiment, the output voltage is increased on the low frequency side, and the conversion characteristics are improved. It will be better, but the conversion characteristics in the high frequency range will be sacrificed a little.
  • the RF detector of the fourth embodiment is the RF detector 2 of the second embodiment in which the open stubs 34 and 36 are deleted. Therefore, the illustration is omitted.
  • the output voltage (mV) -frequency (GHz) characteristics of the RF detector with such a configuration are shown in FIG. Referring to FIG. 8, the RF detector of the fourth embodiment has almost the same effect of wide area matching as that of the RF detector 2 of the second embodiment, the output voltage increases on the high frequency side, and the conversion characteristics are improved. It's better, but the steepness of the lows is a bit sacrificed.
  • FIG. 9 is a block diagram of the RF detector 3 according to the fifth embodiment.
  • the same parts and the like as described in the first embodiment and the second embodiment are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.
  • the RF detector 3 according to the fifth embodiment is different from the RF detector 1 of the first embodiment and the RF detector 2 of the second embodiment in the following points.
  • the ground terminals G1 and G2 have a four-sided shape.
  • the white circle portion is a via hole for conducting with the ground terminal on the opposite surface of the substrate 10.
  • -The open stub 34 is oriented in the X direction, that is, toward the input side.
  • -The shape of the matching stub 41 has been changed. That is, the shape of the coupling region 41a of the matching stubs 41 was changed to a shape corresponding to the coupling region on the matching stub 31 side formed in an uneven shape, and the high impedance line region 41b was changed to a C chamfered shape.
  • the shape of the open stub 46 may be a fan shape instead of a triangular shape. In other words, the width of the portion connected with the third output signal line 45 of the open stub 46, and so as gradually reduced approaching the width W 3 of the third output signal line 45.
  • the open stub 34 faces the input side, the coupling with the matching stub 31 is avoided, so that the impedance adjustment between the matching stub 31 and the matching stub 41 becomes easy. In addition, ripple in the frequency band used is improved.
  • the distance between the coupling region and the matching stub 31 becomes substantially even between the ends. That is, not only the local coupling (for example, lumped constant coupling) between the vicinity of the input end on the matching stub 31 side to which the detection element 20 is connected and the vicinity of the output end on the matching stub 41 side, but also the coupling region of the matching stub 31 It becomes a surface bond (for example, a distributed constant bond) over almost the entire area of the bond region 41a of the matching stub 41. Therefore, the degree of coupling between the matching stubs 31 and 41 is high, and a wide band can be widened. This makes it possible to expand the options of the detection elements 20 that can be used. Further, it is not necessary to make the interval between the matching stubs 31 and 41 fine, which is advantageous in terms of manufacturing or processing.
  • the width of the portion connected to the third output signal line 45 of the open stub 46 by a gradually reduced so as to approach the width W 3 of the third output signal line 45, the third output signal line
  • the planar coupling with 45 (for example, a distributed constant coupling) becomes a local coupling (for example, a lumped constant coupling), and impedance adjustment becomes easier.
  • Dissipation factor represents the degree to which a part of electrical energy in the dielectric portion of a printed circuit board becomes heat and is lost when an AC electric field is applied to the printed circuit board. That is, as the frequency used increases, the effect of converting it into heat in the circuit of the printed circuit board increases, so that the signal transmission loss increases.
  • the dielectric loss tangent of the FR-4 substrate is about 0.02 per 1 GHz, but it is desirable to use it because some FR-4 substrates have a small dielectric loss tangent, but in applications where transmission loss is important.
  • a glass fluororesin substrate or the like may be used instead of the FR-4 substrate.
  • the RF detectors 1, 2 and 3 described above can be used in the quasi-millimeter wave band together with other high frequency components such as the amplifier 103, the A / D converter 104, the DSP 105, or the antenna ANT shown in FIG. It can be implemented as one high frequency module.
  • the combination of the shapes of the matching stub 31 and the matching stub 41 surrounding the detection element 20 can be changed as shown in FIGS. 10 and 11.
  • the coupling region 311 at the open end of the matching stub 31 is R-chamfered (chamfered with rounded corners) with a thread surface (fine chamfer) or a large surface (large chamfer).
  • the coupling region 312 at the open end of the matching stub 31 is C-chamfered (oblique chamfered) on the thread surface or the large surface.
  • the width of the coupling region 313 at the open end of the matching stub 31 is expanded.
  • the coupling region 411 of the matching stub 41 is projected in the direction of the concave region along the concave shape of the concave region at the open end of the matching stub 31. ..
  • the coupling region 412 of the matching stub 41 is projected at an acute angle in the direction of the coupling region at the open end of the matching stub 31.
  • the high impedance line region 413 of the matching stub 41 is C-chamfered.
  • the high impedance line region 414 of the matching stub 41 is chamfered into a semi-cylindrical shape (D-shaped).
  • the high impedance line region 415 of the matching stub 41 is chamfered into a trapezoidal shape.
  • the shapes of FIGS. 10 and 11 are examples, and other chamfered shapes may be used. Further, it may be a combination of the shapes of FIGS. 10 and 11.
  • the RF detectors 1, 2 and 3 described above are for detecting RF signals in various fields such as monitoring and monitoring (security and nursing care), IoT (content distribution, etc.), AI (autonomous driving, etc.), medical care / healthcare, etc. It can be applied.
  • Aspect 1 is a printed circuit board on which a detection element that detects the signal strength of an RF signal, a first conductive pattern that conducts with the input end of the detection element, and a second conductive pattern that conducts with the output end of the detection element are formed.
  • the first conductive pattern and the second conductive pattern face each other with the detection element interposed therebetween, thereby capacitively coupling between the respective conductive patterns.
  • the detection element or printed circuit board used in the microwave band can be used as a quasi. It will be possible to use it even in the millimeter wave band and above. Therefore, it is possible to easily realize an RF detector having sufficient mechanical characteristics and capable of cost reduction.
  • Aspect 2 is the RF detector according to Aspect 1, wherein the detection element is a rectifier diode that directly converts an input RF signal. According to the second aspect, it is possible to provide a quasi-millimeter wave band RF detector corresponding to, for example, 5G at low cost.
  • the first conductive pattern includes an input signal line whose line width expands as it approaches the input end of the detection element to form an enlarged open end, and the outer edge between the ends of the expanded open end is non-linear.
  • the RF detector according to aspect 1 or 2 which is formed in a shape.
  • the capacitive coupling between the expanded open end of the first conductive pattern and a part of the second conductive pattern becomes easy.
  • reflection in the vicinity of the detection element is suppressed, and matching can be performed in a wide band, as designed.
  • the frequency used will be input to the detection element. Therefore, unlike the conventional case, it is not necessary to separately provide a matching stub on the input signal line, the pattern is simplified, and cost reduction and mass production are facilitated.
  • Aspect 4 is the RF detector according to aspect 3, wherein a protrusion is formed on the outer edge between the ends of the enlarged open end so that the tip thereof faces the second conductive pattern. According to the fourth aspect, the adjustment work for matching becomes easy, and the capacitive coupling between the enlarged open end and a part of the second conductive pattern becomes easy.
  • Aspect 5 is a third aspect in which the shapes of the enlarged open end, the input end of the detection element, the output end of the detection element, and the second conductive pattern are symmetrical with respect to the line axis of the input signal line. Or the RF detector according to 4. According to the fifth aspect, the imbalance of the high frequency current on the printed circuit board is eliminated, and the matching can be achieved in a well-balanced manner.
  • a short stub for grounding is formed at a predetermined portion of the input signal line, an open stub extends in parallel with the input signal line at a predetermined portion of the short stub, and the size of the short stub and the open stub.
  • the RF detector according to aspect 3, 4 or 5 which forms a filter in which the cutoff frequency on the low frequency side of the RF signal input to the detection element is lower than the frequency band used.
  • the open stub can be operated as a notch filter, a steep damping characteristic can be obtained on the low frequency side.
  • the disorder of matching is not generated, a large attenuation can be obtained, and the loss can be suppressed to the minimum. Further, the cost is increased due to the size increase and the addition of parts, and the insertion loss is increased, so that it is not necessary to separately provide an RF filter whose conversion characteristics are sacrificed.
  • Aspect 7 has a length of approximately 1/4 of the wavelength of the cutoff frequency on the low frequency side at a predetermined portion of the input signal line opposite to the short stub forming portion and the line axis of the input signal line.
  • a narrow band notch filter can be formed, and the low frequency side in the conversion characteristic can be steep.
  • the band is narrow, even if there is an inconsistency, it can be made less susceptible to the inconsistency.
  • the second conductive pattern includes an output signal line extending from the output end of the detection element, and has a length of approximately 1/4 of the wavelength of the cutoff frequency on the high frequency side at a predetermined portion on the output signal line.
  • the RF detector according to any one of aspects 1 to 6, wherein a reflective stub is formed.
  • the wide area portion in the conversion characteristic is abruptly attenuated.
  • the reflection point is separated from the output end of the detection element, the phase can be easily adjusted, and the input signal at the input end of the detection element and the reflected signal at the output end do not cancel each other, resulting in a disorder of matching. It becomes difficult.
  • Aspect 9 is a high frequency module including an RF detector whose back surface is on the front surface of a printed circuit board whose back surface is a ground conductor and detects a signal level of an input RF signal, wherein the RF detector is from claim 1. It is a high frequency module which is an RF detector of any one term of 8. According to the ninth aspect, since the width of the frequency band used can be expanded without causing matching between the detection element and the first conductive pattern and the second conductive pattern, the detection element used in the microwave band. And printed circuit boards can be used even in the quasi-millimeter wave band and above. Therefore, it is possible to easily realize a high-frequency module having sufficient mechanical characteristics and cost reduction.

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Abstract

ＲＦ検出器あるいはそれを備える高周波モジュールを、準ミリ波帯以上の周波数においても良好な変換特性を維持しつつ充分な機械的特性を有する構造とする。たとえば、ＲＦ信号の信号強度を検出する検出素子２０と、検出素子２０の入力端と導通する第１導電パターンおよび検出素子２０の出力端と導通する第２導電パターンが形成されたプリント基板１０とを備え、第１導電パターンと、第２導電パターンとが検出素子２０を挟んで対向し、これにより各導電パターン間で容量結合する部分を含むＲＦ検出器１を構成する。

Description

ＲＦ検出器およびそれを備える高周波モジュール
　本発明は、ＲＦ検出器およびそれを備える高周波モジュールに関する。
　ＲＦ検出器（Radio Frequency Detector）を有する高周波モジュールの一般的な構成例を図１２に示す。図１２の高周波モジュール１００は、アンテナＡＮＴが受信した信号のうち帯域外成分をＲＦフィルタ１０１で減衰させたＲＦ信号をＲＦ検出器１０２に入力する。ＲＦ検出器１０２は、入力されたＲＦ信号をその信号強度（power）に対応する直流電圧に変換する。変換されたＲＦ信号（直流電圧）は、増幅器１０３で増幅された後、Ａ／Ｄ変換器１０４でアナログ／デジタル変換される。ＤＳＰ (Digital Signal Processor）１０５は、デジタル変換されたＲＦ信号をその信号強度を表すデジタルデータとして後段の電子回路へ出力する。
　ＲＦ検出器１０２は、整流ダイオードなどの検出素子を主要部品として含む高周波部品であり、従来、たとえば特許文献１，２に開示されたものが知られている。
　特許文献１に開示されたＲＦ検出器は、マイクロ波帯で使用されるもので、整流ダイオードの特性ばらつきをインピーダンス調整用素子の付加により解消する。整流ダイオードには、主としてシリコン・ショットキーバリアダイオードが用いられる。
　特許文献２に開示されたＲＦ検出器は、２４ＧＨｚ帯のＲＦ信号を整流する整流回路を備えるので、使用周波数帯が高くなる場合の変換特性の低下を抑制することが可能である。この整流回路は、２つの整流ダイオードを出力部と接地（グランド面）との間に並列接続する。そして、出力部に複数の扇型の開放スタブ（共振器）を備えることで、広帯域にわたる高効率の電力変換が可能とされる。
特開２００１－８６６６６号公報 特開２０１４－２０９８１６号公報
　近年、次世代通信規格のひとつとして５Ｇ（第五世代移動通信システム）が提案されている。５Ｇでは、準ミリ波帯である２６ＧＨｚ帯，２８ＧＨｚ帯，あるいはそれ以上の周波数帯における装置、システムの使用が予定されている。そのため、今後、５Ｇ用の電波環境の調査、製品検査、製品や部品の動作確認などで準ミリ波帯以上の高周波数帯での使用を可能にするＲＦ検出器は必要不可欠となる。
５Ｇで使用する準ミリ波帯は、２６ＧＨｚ帯では２４．２５～２７．５ＧＨｚである。また、２８ＧＨｚ帯では２６．５～２９．５ＧＨｚである。
　特許文献１，２には高周波部品を実装するプリント基板の材質の記載がないが、１～１０ＧＨｚまでの高周波部品では、ガラス繊維を基調とする安価なＦＲ（Flame Retardant）－４グレードのプリント基板（「ＦＲ－４基板」）の使用が一般的である。プリント基板は、誘電率εが低いほど信号の伝送速度が高速になり、使用周波数帯が高くなるほど伝送損失が大きくなる。そのため、従来、準ミリ波帯で使用するプリント基板には、高損失で誘電率εの高いガラス繊維を基調とするＦＲ－４基板ではなく、たとえば低損失のフッ素樹脂を絶縁体とした高周波基板が用いられている。
　しかし、高周波基板は、ＦＲ－４基板よりも遙かに高価であるばかりでなく、加工生産性の点でＦＲ－４基板に劣る。基板（プリント基板）の厚みは、機械的特性（強度・耐性）を考えると厚い方が望ましいが、基板が厚くなると、後段の電子回路と導通する信号線路の線路幅が太くなる。太くなると整合がさらに取りにくくなり、良好な変換特性が得られない。多層構造で一枚あたりの基板を薄くすれば、損失が低減し、変換特性を良好にすることはできるが、多層構造にすると製造コストが高くなる。
　さらに、従来、整流ダイオードとして用いられている、シリコン・ショットキーバリアダイオードは、順方向の電位差が低いので、１０ＧＨｚ帯までは比較的高い変換特性が得られるものの、それ以上の高周波数帯になると変換特性が急激に低下してしまう。仮に、シリコン・ショットキーバリアダイオードを用いて、広帯域に無理に整合をとろうとすると変換特性が犠牲となる。整流ダイオードの特性ばらつきを個別に改善する個別対応では、量産化が難しい。
　また、例えば、特許文献２に開示されたＲＦ検出器のように、整流ダイオードが並列に接続される構成では、充分な電流容量を確保することはできるものの、出力部－グランド間の容量の影響で整合がとりにくく、不整合の場合は十分な変換特性が得られない。２４ＧＨｚ帯で使用される整流ダイオードには、シリコン・ショットキーバリアダイオードよりも数十倍も高価で、電子移動度が早く、高い周波数に対応できるＧａＡｓ（ガリウムヒ素）ダイオードやプレーナ・ドープ・バリアダイオードなどが用いられることになる。
　そのため、準ミリ波帯以上で使用可能なＲＦ検出器、あるいは、このようなＲＦ検出器を備える高周波モジュールのコスト低減ならびに量産化が困難であった。
　本発明の目的の一つは、ＲＦ検出器、あるいはそれを備える高周波モジュールを、準ミリ波帯以上の周波数においても良好な変換特性を維持しつつ充分な機械的特性を有する構造とすることである。本発明の他の目的は、この明細書の記載から明らかになるであろう。
　本発明の一態様は、ＲＦ信号の信号強度を検出する検出素子と、前記検出素子の入力端と導通する第１導電パターンおよび前記検出素子の出力端と導通する第２導電パターンが形成されたプリント基板とを有し、前記第１導電パターンと前記第２導電パターンとが前記検出素子を挟んで対向し、各導電パターン間で容量結合するＲＦ検出器である。
　本発明の他の態様は、裏面がグランド導体となるプリント基板の表面に存在し、入力されたＲＦ信号の信号レベルを検出するＲＦ検出器を含む高周波モジュールであって、前記ＲＦ検出器が上記態様のＲＦ検出器となる高周波モジュールである。
　上記各態様によれば、検出素子と第１導電パターンおよび第２導電パターンとの間の整合を生じさせずに使用周波数帯の幅を拡大することができる。そのため、マイクロ波帯で使用される検出素子やプリント基板を準ミリ波帯以上で使用した場合であっても、良好な変換特性を維持できるようになる。これにより、機械的特性が充分で、コスト低減を図ることもできるＲＦ検出器および高周波モジュールを容易に実現することができる。
第１実施形態に係るＲＦ検出器の構成図。 第１実施形態に係るＲＦ検出器の寸法および配置間隔の説明図。 第１実施形態のＲＦ検出器の変換特性図。 第２実施形態に係るＲＦ検出器の構成図。 比較例に係るＲＦ検出器の構成図。 第２実施形態に係るＲＦ検出器と比較例に係るＲＦ検出器による出力電圧（ｍＶ）－周波数（ＧＨｚ）特性比較図。 第３実施形態に係るＲＦ検出器による出力電圧（ｍＶ）－周波数（ＧＨｚ）特性図。 第４実施形態に係るＲＦ検出器による出力電圧（ｍＶ）－周波数（ＧＨｚ）特性図。 第５実施形態に係るＲＦ検出器の構成図。 変形例１の説明図。 変形例２の説明図。 高周波モジュールの一般的な構成例を示す図。
発明の実施の形態
［第１実施形態］
　以下、本発明を、２８ＧＨｚ帯（２６．５ＧＨｚ～２９．５ＧＨｚ）のＲＦ信号の信号強度を検出するＲＦ検出器に適用した実施の形態例を説明する。図１は、第１実施形態に係るＲＦ検出器の構成図、図２はその寸法および配置間隔の説明図である。
　第１実施形態のＲＦ検出器１は、プリント基板１０と、ＲＦ信号を検出する検出素子２０とを有する。プリント基板１０は、横サイズＷが１３ｍｍ、縦サイズＤが８ｍｍ、厚みＴが０．６ｍｍのＦＲ－４基板（両面基板）を用いる。プリント基板１０の表面には、厚さ約１８μｍの導体膜でパターニングされた複数の導電パターンが形成されている。導体膜は、銅箔、銀箔、金箔のいずれかであり、マイクロストリップラインを構成する。検出素子２０は整流ダイオードである。本実施形態では、検出素子２０として、シリコン・ショットキーバリアダイオードを用いる。
　上記厚みＴのＦＲ－４基板とシリコン・ショットキーバリアダイオードは、前述の通り、準ミリ波帯以上の高周波数では一般的に使用されない部品である。しかし、本実施形態では、複数形成される導電パターンの形状や配置の工夫によって、それが容易になる。このことを以下に説明する。
　本明細書では、説明の便宜上、図１および図２に、直交三軸であるＸ軸、Ｙ軸、Ｚ軸を定義する。この直交三軸において、＋Ｚ方向をプリント基板１０の鉛直上方、－Ｚ方向をプリント基板１０の鉛直下方、＋Ｘ方向をＲＦ信号が入力される方向、－Ｘ方向をＲＦ信号が出力される方向、＋Ｙ方向を＋Ｘ方向から見た左方向、－Ｙ方向を＋Ｘ方向から見た右方向という場合がある。また、Ｘ軸とＹ軸とを含む面をプリント基板１０の表面、裏面あるいは水平面と呼ぶ場合がある。
　プリント基板１０表面の略中央部には、検出素子２０の入力端（たとえばアノード）が接続される入力端子部と、検出素子２０の出力端（たとえばカソード）が接続される出力端子部が形成されている。入力端子部に検出素子２０のアノードが接続され、出力端子部に検出素子２０のカソードが接続される場合、変換特性は正出力となる。逆に、入力端子部に検出素子２０のカソードが接続され、出力端子部に検出素子２０のアノードが接続される場合、変換特性は負出力となる。
　本実施形態では、ＲＦ検出器１の小型化・簡略構造化のため、ＲＦ信号を直接電圧に変換するダイレクト変換を可能にする。そして、本実施形態では、複数の導電パターンにより、整合機能、フィルタ機能および変換特性調整機能を実現する。これらの複数の導電パターンのうち入力端子部を含む部分を「第１導電パターン」と呼ぶ。また、複数の導電パターンのうち出力端子部を含む部分を「第２導電パターン」と呼ぶ。本実施形態のＲＦ検出器１は、第１導電パターンにより、低域側の設定周波数を遮断する機能をも果たす。また、第２導電パターンにより、高域側の設定周波数を遮断する機能をも果たす。これらの機能については後で詳しく説明する。
　第１導電パターンは、ＲＦ信号が入力される入力信号線路３０、接地用のショートスタブ３２およびオープンスタブ３４を含む。入力信号線路３０は、特性インピーダンスが５０Ωに設定されたストリップラインである。このストリップラインのうち、ＲＦ信号が入力される部分のライン幅Ｗ１は１．１ｍｍである。このライン幅Ｗ１は、後述する他の信号線路のライン幅に比べて７倍以上太い。この太い入力信号線路３０のうち、上記の入力端子部が形成される部分は、当該入力端子部に近づくにつれてライン幅が更に拡大して拡大開放端となる整合スタブ３１として作用する。入力されたＲＦ信号は、整合スタブ３１の拡大開放端および後述の整合スタブ４１との協働による整合作用によって、検出素子２０近傍での反射が抑制される。これにより、設計通りの使用周波数のＲＦ信号が検出素子２０に入力される。
　整合スタブ３１は、検出素子２０の入力端が接続される入力端子部を含む入力信号線路３０のライン軸（線路幅と直交する方向の中心軸、以下同じ）を中心として、対称の形状となる。拡大開放端の端部間の外縁は、非直線状に形成されている。図１および図２の例では、拡大開放端の端部間の外縁（「結合領域」）が入力信号線路３０のライン軸を中心として対称に、凹凸に形成されている。突起部分の少なくとも一つは鋭角をなす。鋭角にするのは、整合のための調整作業をしやすくするためであり、また、後述する整合スタブ４１との間での容量結合をしやすくするためでもある。
　ショートスタブ３２は、入力信号線路３０を伝搬するＲＦ信号を、低域の設定周波数で減衰させる幅０．１５ｍｍの導電パターンである。ショートスタブ３２は、接地しても使用周波数帯における整合に影響がない箇所に配置される。図中、ショートスタブ３２の先端部で円環状に示されているのが接地（グランド）端子である。ショートスタブ３２の長さＬ１は、本例では、使用周波数帯の中心周波数の波長の１／４又は略１／４となる１．５２ｍｍとした。オープンスタブ３４は、ショートスタブ３２の中央付近から長さＬ２（１．４９ｍｍ）で延びる幅０．１５ｍｍの導電パターンである。オープンスタブ３４は、入力信号線路３０に接近して沿うように配置される。（Ｌ１／２）＜Ｌ２を満たす条件下で、（Ｌ１／２）＋Ｌ２の長さが遮断周波数２４．０ＧＨｚの波長の１／４又は略１／４となる。このように構成されるオープンスタブ３４は、ノッチフィルタとして動作する。これにより、２８ＧＨｚ帯の低域側で急峻な減衰特性を得ることができる。
　入力信号線路３０上にオープンスタブ型のノッチフィルタを設けることは、しばしば採用される構成である。しかし、入力信号線路３０の形状やサイズを調整したりする際に配置箇所の制限を受けて位置やサイズが変わり、あるいは、その近傍に他のスタブなどの追加などがあると、整合の乱れや損失が生じて、大きな減衰を得ることができない。この点を考慮して、本実施形態ではショートスタブ３２を設けている。このショートスタブ３２を設けたことにより、上記の整合の乱れや損失が生じる要因が解消され、大きな減衰を得ることができ、かつ、ＲＦ信号の損失を最低限に抑えることができる。
　第２導電パターンは、第１導電パターンの整合スタブ３１と検出素子２０を挟んで対向する整合スタブ４１を含む。整合スタブ４１は、０．６５ｍｍ（短辺）×１．８ｍｍ（長辺）の導電パターンである。整合スタブ４１は、整合スタブ３１を指向する外縁（「結合領域」）の先端結合により生じる容量性リアクタンスにより、広帯域の整合を図るために設けられる。整合スタブ４１は、長辺の長さが高域側の遮断周波数の設定波長の１／４又は略１／４の長さであり、高域側の遮断周波数における反射用スタブとしても作用する。
　第２導電パターンは、また、整合スタブ４１のうち、整合スタブ３１との結合領域の反対側の外縁（「高インピーダンス線路領域」）の中央部から延びる第１出力信号線路４０、第１反射スタブ４２、第２出力信号線路４３、第２反射スタブ４４、第３出力信号線路４５、オープンスタブ４６を含む。
　第１，第２出力信号線路４０，４３は、それぞれ幅Ｗ２が０．１５ｍｍの導電パターンである。これらの線路は、使用周波数帯に対しては、高インピーダンス信号線路として作用する。第１反射スタブ４２は、０．６５ｍｍ（短辺）×１．８ｍｍ（長辺）の導電パターンである。第１反射スタブ４２の長辺の長さは、高域側の遮断周波数の設定波長の１／４又は略１／４の長さである。なお、第１反射スタブ４２は、高域の遮断周波数で反射できる形状であれば、図示のような形状でなくとも良い。第２反射スタブ４４は、たとえば扇状のものよりも成形、加工が容易な三角形状の導電パターンである。第２反射スタブ４４の最小幅は０．１５ｍｍで、最大幅は１．８ｍｍを超えないサイズである。
　第２反射スタブ４４の基端（幅が最小の部位）からは、第３出力信号線路４５が延び、さらにオープンスタブ４６、負荷となるコンデンサ成分（Ｃ）４７と抵抗成分（Ｒ）４８、第４出力信号線路４９が延びる。第３出力信号線路４５および第４出力信号線路４９は、使用周波数帯に対しては高インピーダンス信号線路として作用する。第３出力信号線路４５および第４出力信号線路４９は、幅Ｗ３が０．１５ｍｍの導電パターンである。負荷は、動作を安定させるための受動素子であり、抵抗成分（Ｒ）４８とコンデンサ成分（Ｃ）とが円環状に示された接地（グランド）端子に対して並列に接続される。本例では抵抗成分（Ｒ）４８が５１０ｋΩ，コンデンサ成分（Ｃ）４７が１００ｐＦである。なお、オープンスタブ４６は、整合用の導電パターンであるが、省略することもできる。
　整合スタブ４１の結合領域の反対側の外縁から第２反射スタブ４４の基端（幅が最小の部位）までの長さＬ３は、２８ＧＨｚの中心周波数の波長の３／４又は略３／４である。本例では、４．３ｍｍとした。整合スタブ４１の結合領域の反対側の外縁から第１反射スタブ４２の対向外縁までの長さＬ４は、本例では２．５ｍｍとした。
　整合スタブ４１を通過したＲＦ信号は、第１出力信号線路４０および第１反射スタブ４２により高域側の設定周波数で反射され、更に、第２出力信号線路４３および第２反射スタブ４４により使用周波数帯で反射される。反射のポイント（反射が生じる位置）が検出素子２０の出力端から離れるので、位相調整が容易にでき、検出素子２０の入力端の入力信号と出力端の反射信号との打消し等も生じない。また、検出素子２０で再度変換され、本来の変換特性を悪化させる原因となる高調波成分が生じた場合であっても、この高調波成分が、従来の一般的なものよりも太い入力信号線路幅３０で、大きく減衰される。そのため、高い変換特性を得ることができる。
　図３は、第１実施形態のＲＦ検出器１の変換特性図である。横軸は入力されたＲＦ信号の強度（ＲＦ_Ｌｅｖｅｌ：ｄＢｍ）、縦軸は電圧出力（ｍＶ）である。図示される通り、本実施形態のＲＦ検出器１によれば、従来、マイクロ波帯である１～１０ＧＨｚ前後でしか使用されることのない検出素子２０やプリント基板１０を用いた場合であっても、２８ＧＨｚ帯において十分な変換特性が得られている。
２８ＧＨｚ帯においても十分な変換特性が得られるのは、整合が検出素子２０の入力端の第１導電パターンおよび検出素子２０の出力端の第２導電パターンの双方でとられていることによる。そのため、従来のように、入力信号線路３０上に整合用のスタブを別途設ける必要がなくなり、導電パターンが簡略化され、コスト低減および量産化が容易になる。
［第２実施形態］
　図４は、第２実施形態に係るＲＦ検出器２の構成図である。第１実施形態において説明したものと同じ部品等については、同一符号を付してその説明を省略する。第２実施形態に係るＲＦ検出器２は、ＲＦ検出器１のオープンスタブ４６を無くすとともに、入力信号線路３０のうちショートスタブ３２の対面側に、ノッチ設定遮断周波数の波長の１／４又は略１／４の長さＬ５（１．９ｍｍ）のオープンスタブ３６を付加したものである。
　オープンスタブ３６は、入力信号線路３０から下方に延びた後、角度を変え、入力信号線路３０と平行に延びる。このような構成のオープンスタブ３６は、狭帯域ノッチフィルタとして作用し、第１実施形態で説明したＲＦ検出器１よりも低域側の減衰量を更に急峻にすることができる。狭帯域なので、不整合があってもその影響を受けにくくなる。
［比較例］
　本発明者は、第１実施形態および第２実施形態のＲＦ検出器１、２の比較例となるＲＦ検出器５を作成した。このＲＦ検出器５は、本願出願の時点において準ミリ波帯で多用されている高周波部品および設計技術を用いて構成したものであり、２８ＧＨｚ帯で動作する。ＲＦ検出器５の構成図を図５に示す。
　ＲＦ検出器５は、プリント基板５０としてＦＲ－４基板を用いる点、および、プリント基板５０上にマイクロストリップで複数の導電パターンを形成する点は、ＲＦ検出器１，５と同じである。ただし、検出素子６０はＧａＡｓダイオードである。
　検出素子６０の入力端には、入力信号線路７０が接続される。入力信号線路７０は、第１実施形態および第２実施形態の入力信号線路３０よりも信号線路幅が細く、検出素子６０の入力端子に近い部分はテーパ状に細くなっている。このように細い信号線幅のうち入力端子に近い部分をテーパ状に細くするのが、これまでの一般的な整合の手法である。
　入力信号線路７０は、使用周波数帯の影響を受けない位置に設けられたショートスタブ７１で接地されている。図示の例では円環状に示されている接地端からの反射を抑えるため、反射スタブ７２が設けられる。反射スタブ７２は、基端から外縁までの距離が等しくなるように扇形になっている。検出素子６０には入力端子からの反射がある。そのため、入力端子と導通する入力信号線路７０のうちＲＦ信号が入力される部位付近に、整合のためのスタブ７４が必要とされる。
　検出素子６０の出力端には、直近に使用周波数帯の中心周波数の波長の１／４又は略１／４の長さに設定された反射スタブ８０が配置される。反射スタブ８０は扇状に成形され、抵抗成分（Ｒ）８７およびコンデンサ成分（Ｃ）８８を負荷にして高インピーダンスとなる出力信号線路８１が基端付近に接続され、出力信号線路８９から変換信号となる電圧を出力している。
　第２実施形態に係るＲＦ検出器２と比較例に係るＲＦ検出器５による出力電圧（ｍＶ）－周波数（ＧＨｚ）特性比較図を図６に示す。図６において、直線状の破線６００は、実用仕様参考値、すなわち実用レベルとなる出力電圧の値である。また、実線６０１は第２実施形態のＲＦ検出器２による出力電圧、破線６０２は比較例のＲＦ検出器５の出力電圧である。
図６に示すように、第２実施形態のＲＦ検出器２は、検出素子２０としてシリコン・ショットキーダイオードを用い、プリント基板１０に厚いＦＲ－４基板を用いても、ＦＲ－４基板で従来の設計技術で高価な検出素子６０を用いたＲＦ検出器５よりも、高い出力電圧が得られることがわかる。また、約３ＧＨｚの広い帯域にわたって充分な出力電圧が得られることがわかる。
　さらに、ＲＦ検出器２では、低域および高域で、急峻な帯域特性となる。低域部は、オープンスタブ３６とショートスタブ３２とオープンスタブ３４から成るノッチフィルタで急峻に減衰される。高域部は、第１反射スタブ４２により反射され、急激に減衰される。そのため、ＲＦ検出器２によれば、必要な帯域での変換特性を、比較例に係るＲＦ検出器５よりも、格段に高めることができる。
　なお、第１反射スタブ４２は検出素子２０の出力端から離れた位置に配置されるので、整合の乱れが生じにくい。出力電圧は、実用仕様参考値６００と比較しても上回っており、ＦＲ－４基板でも実用上まったく問題ないレベルとなっている。
［上記実施形態の効果］
　第１実施形態および第２実施形態によれば、シリコン・ショットキーバリアダイオードとＦＲ－４基板を用いても、広帯域に高い変換特性とフィルタ性能を発揮し、低コストで５Ｇにも対応する準ミリ波帯ＲＦ検出器を実現することができる。また、入力信号線路３０を太くできるので、厚いプリント基板に対応することができる。入力信号線路３０が太くすることで、発熱も抑制される。また、プリント基板１０を厚くすることができるので、多層構造にしなくとも、機械的特性（強度・耐性）が増す。
　これまでの一般的なＲＦ検出器では、どの周波数帯においても検出素子の入力端から入力信号線路への反射信号が生じる。そのため、入力されたＲＦ信号が反射信号と打ち消されることを防止するため、スタブ（たとえば図５のスタブ７４）などを別途設ける場合があるが、そうすると、不要なリアクタンス損失のため、変換特性が犠牲になることが多い。
　これに対して、第１実施形態および第２実施形態のＲＦ検出器１，２では、検出素子２０の入力端の第１導電パターンと検出素子２０の出力端の第２導電パターンとが検出素子２０を挟んで対向し、これにより各導電パターンの誘導リアクタンスと、各導電パターン間が容量結合することで生じる容量リアクタンスで上記検出素子２０の入力端からの反射信号を吸収するので、変換特性を犠牲にすることがなくなる。
　特に、第１導電パターンは、検出素子２０の入力端に近づくにつれてライン幅が拡大して拡大開放端をなす整合スタブ３１を含み、拡大開放端の端部間の外縁が非直線状に形成されているので、太い信号線路３０で無用な反射などを抑えて、広い帯域で整合をとることができる。また、拡大開放端の端部間の外縁に、対向する第２導体パターンとの距離を短くする突起が形成されているので、容量結合しやすい構造となる。
　また、整合スタブ３１の拡大開放端、検出素子２０の入力端、検出素子２０の出力端、第２導電パターンの各々の形状が、入力信号線路３０の中心軸に対して対称なので、プリント基板１０上の高周波電流の不平衡が無くなり、バランスよく整合をとることができる。
　特許文献１および特許文献２に開示されたいずれのＲＦ検出器では、いずれも帯域外の減衰が必要であり、それ故にＲＦフィルタを追加することが必然となる。ＲＦフィルタは、広域に渡り減衰が必要で、ノッチフィルタのような狭帯域では使用が難しい。また、ＲＦフィルタでは、サイズ拡大や部品追加などでコストが上がると共に、挿入損失が増えて変換特性が犠牲となる。これに対して、第１実施形態および第２実施形態のＲＦ検出器１，２では、入力信号線路３０の所定部位にショートスタブ３２が形成され、ショートスタブ３２の所定部位にはオープンスタブ３４が延び、ショートスタブ３２およびオープンスタブ３４のサイズが検出素子２０に入力される高周波信号のうち低域側の遮断周波数が使用周波数帯よりも低域になるフィルタを形成する。そのため、別途ＲＦフィルタを設ける必要がなくなる。
　また、入力信号線路３０のうちショートスタブ３２の形成部位と反対方向の所定部位に、低域側の遮断周波数の波長の略１／４の長さとなるオープンスタブ３６が形成されている場合も、狭帯域のノッチフィルタを形成することができる。そのため、低域部を更に急峻にすることができる。
　また、第１反射スタブ４２、第２反射スタブ４４は、比較例に係るＲＦ検出器５のように、外縁を扇型にして基端からの距離を均等にしなくとも良いので、作成、加工、微調整が容易になる。そのため、設計もしやすくなる。
［第３実施形態］
　第３実施形態について説明する。第３実施形態のＲＦ検出器は、第２実施形態のＲＦ検出器２において、オープンスタブ３４、第１反射スタブ４２、オープンスタブ３６は、削除したものである。そのため、図示を省略する。このような構成によるＲＦ検出器の出力電圧（ｍＶ）－周波数（ＧＨｚ）特性を図７に示す。図７を参照すると、第３実施形態のＲＦ検出器は、第２実施形態のＲＦ検出器２に比べて、広域整合の効果はほぼ同じで、低域側で出力電圧が上がり、変換特性が良くなるが、高域の変換特性は、少し犠牲になる。
［第４実施形態］
　第４実施形態について説明する。第４実施形態のＲＦ検出器は、第２実施形態のＲＦ検出器２において、オープンスタブ３４，３６を削除したものである。そのため、図示を省略する。このような構成によるＲＦ検出器の出力電圧（ｍＶ）－周波数（ＧＨｚ）特性を図８に示す。図８を参照すると、第４実施形態のＲＦ検出器は、第２実施形態のＲＦ検出器２に比べて、広域整合の効果はほぼ同じで、高域側で出力電圧が上がり、変換特性が良くなるが、低域の急峻特性は、少し犠牲になる。
［第５実施形態］
　第５実施形態について説明する。図９は、第５実施形態に係るＲＦ検出器３の構成図である。第１実施形態および第２実施形態において説明したものと同じ部品等については、同一符号を付してその説明を省略する。第５実施形態に係るＲＦ検出器３が第１実施形態のＲＦ検出器１および第２実施形態のＲＦ検出器２と異なるのは、以下の点である。
　・接地（グランド）端子Ｇ１，Ｇ２を四辺形状とした。白丸部分は基板１０の反対面の接地端子と導通させるためのビアホールである。
　・オープンスタブ３４をＸ方向、すなわち入力側を向くようにした。
　・整合スタブ４１の形状を変更した。すなわち、整合スタブ４１のうち結合領域４１ａの形状を凹凸状に形成されている整合スタブ３１側の結合領域に対応する形状に変更するとともに、高インピーダンス線路領域４１ｂをＣ面取りした形状に変更した。
　・図１に示したオープンスタブ４６を、第２反射スタブ４４と略同じ形状および略同じ面積の三角形状とし、第２反射スタブ４４と平行に配置した。オープンスタブ４６の形状は、三角形状の代わりに扇形状であっても良い。すなわち、オープンスタブ４６のうち第３出力信号線路４５と接続する部分の幅が、第３出力信号線路４５の幅Ｗ３に近づくように徐々に小さくなるようにした。
　オープンスタブ３４が入力側を向くことにより、整合スタブ３１との結合が回避されるため、整合スタブ３１と整合スタブ４１とのインピーダンス調整が容易になる。また、使用周波数帯域におけるリップルが改善する。
　また、整合スタブ４１の結合領域４１ａを図示のように変更することにより、整合スタブ３１の結合領域との間隔が端部間にわたってほぼ均等となる。つまり、検出素子２０が接続される整合スタブ３１側の入力端付近と整合スタブ４１側の出力端付近との局所的な結合（たとえば集中定数的な結合）だけでなく、整合スタブ３１の結合領域と整合スタブ４１の結合領域４１ａのほぼ全域にわたる面的な結合（たとえば分布定数的な結合）となる。そのため、整合スタブ３１，４１間の結合度が高くなり、広帯域化が可能となる。これにより、使用可能な検出素子２０の選択肢を拡げることができる。また、整合スタブ３１，４１間の間隔を微細にする必要がなくなり、製造上あるいは加工上も有利となる。
　さらに、オープンスタブ４６のうち第３出力信号線路４５と接続する部分の幅が、第３出力信号線路４５の幅Ｗ３に近づくように徐々に小さくなるようにすることで、第３出力信号線路４５との間の面的な結合（たとえば分布定数的な結合）が局所的な結合（たとえば集中定数的な結合）となり、インピーダンス調整がより容易になる。
［他の実施形態］
　第１から第５実施形態では、プリント基板１０にＦＲ－４基板を用いた場合の例を説明した。プリント基板１０は誘電体なので、誘電正接（ｔａｎσ）というファクタがある。誘電正接は、プリント基板に交流電場が加わった時に、プリント基板の誘電体部分の中で電気エネルギーの一部が熱になって損失する程度を表す。つまり、使用周波数が高くなると、それがプリント基板の回路中で熱に変わる作用が大きくなるので、信号の伝送損失が大きくなる。ＦＲ－４基板の誘電正接は、１ＧＨｚあたり０．０２程度であるが、ＦＲ－４基板の中でも誘電正接が小さいものがあるので、それを使用するのが望ましいが、伝送損失を重視する用途では、ＦＲ－４基板に代えて、ガラスフッ素樹脂基板などを用いても良い。
　また、上述したＲＦ検出器１，２，３は、他の高周波部品、たとえば図１２に示した増幅器１０３、Ａ／Ｄ変換器１０４、ＤＳＰ１０５、あるいはアンテナＡＮＴと共に、準ミリ波帯で使用可能な一つの高周波モジュールとして実施することができる。
［変形例］
　検出素子２０を囲む整合スタブ３１、整合スタブ４１の形状の組み合わせを、図１０および図１１に示すように変えることもできる。図１０の「変形例１－１」は、整合スタブ３１の開放端部の結合領域３１１を糸面（微細な面取）又は大面（大きい面取）でＲ面取（角を丸める面取）したものである。「変形例１－２」は、整合スタブ３１の開放端部の結合領域３１２を糸面又は大面でＣ面取（斜めの面取）したものである。「変形例１－３」は、整合スタブ３１の開放端部の結合領域３１３の幅を拡げたものである。「変形例１－４」は、整合スタブ３１の開放端部の結合領域３１４の外端部を第２導体パターンの方向に延ばしたものである。「変形例１－５」は、整合スタブ３１の開放端部の結合領域３１５の外端部を斜め方向に延ばしたものである。
　また、図１１の「変形例２－１」は、整合スタブ４１の結合領域４１１を整合スタブ３１の開放端部の凹領域の凹形状に沿って当該凹領域の方向に突起させたものである。「変形例２－２」は、整合スタブ４１の結合領域４１２を整合スタブ３１の開放端部の結合領域の方向に鋭角で突起させたものである。「変形例２－３」は、整合スタブ４１の高インピーダンス線路領域４１３をＣ面取したものである。「変形例２－４」は、整合スタブ４１の高インピーダンス線路領域４１４を蒲鉾（Ｄ字形状）に面取したものである。「変形例２－５」は、整合スタブ４１の高インピーダンス線路領域４１５を台形状に面取したものである。なお、図１０および図１１の形状は例示であって、他の面取形状であっても良い。また、図１０および図１１の形状の組み合わせであっても良い。
　上述の各実施形態では、２８ＧＨｚ帯で使用されるＲＦ検出器１，２および高周波モジュールの例を説明したが、各構成部品の寸法が変わるだけで、２６ＧＨｚ帯以下、あるいは、２８ＧＨｚ帯以上の周波数で使用されるＲＦ検出器および高周波モジュールについても同様に適用が可能である。
［利用分野］
　上述したＲＦ検出器１，２，３は、監視見守り（セキュリティや介護）、ＩｏＴ（コンテンツ配信など）、ＡＩ（自動運転など）、医療・ヘルスケアなど、さまざま分野におけるＲＦ信号の検出用としての適用が可能となる。
　本明細書によれば、以下の態様が提供される。
（態様１）
　態様１は、ＲＦ信号の信号強度を検出する検出素子と、前記検出素子の入力端と導通する第１導電パターンおよび前記検出素子の出力端と導通する第２導電パターンが形成されたプリント基板と、を備え、前記第１導電パターンと前記第２導電パターンとが前記検出素子を挟んで対向し、これにより各導電パターン間で容量結合する、ＲＦ検出器である。
　態様１によれば、第１導電パターンと第２導電パターンとが検出素子を挟んで対向しているため、各導電パターンの誘導リアクタンスと、各導電パターン間が容量結合することで生じる容量リアクタンスで検出素子の入力端からの反射を吸収するので、変換特性を犠牲にすることがなくなる。検出素子と第１導電パターンおよび第２導電パターンとの間の整合を生じさせずに使用周波数帯の幅を拡大することができるので、マイクロ波帯で使用される検出素子やプリント基板を、準ミリ波帯以上でも使用できるようになる。そのため、機械的特性が充分で、コスト低減を図ることもできるＲＦ検出器を容易に実現することができる。
（態様２）
　態様２は、前記検出素子は、入力されたＲＦ信号をダイレクト変換する整流ダイオードである、態様１に記載のＲＦ検出器である。
　態様２によれば、低コストで、たとえば５Ｇに対応した準ミリ波帯ＲＦ検出器を提供することができる。
（態様３）
　態様３は、前記第１導電パターンは、前記検出素子の入力端に近づくにつれてライン幅が拡大して拡大開放端をなす入力信号線路を含み、前記拡大開放端の端部間の外縁が非直線状に形成されている、態様１又は２に記載のＲＦ検出器である。
　態様３によれば、第１導電パターンの拡大開放端と第２導電パターンの一部との間での容量結合がしやすくなる。また、第１導電パターンの拡大開放端と第２導電パターンの一部との協働による整合作用により、検出素子近傍での反射が抑制され、広い帯域で整合をとることができ、設計通りの使用周波数のものが検出素子に入力されることになる。したがって、従来のように、入力信号線路上に整合用のスタブを別途設ける必要がなくなり、パターンが簡略化され、コスト低減および量産化が容易になる。
（態様４）
　態様４は、前記拡大開放端の端部間の外縁に、その先端が対向する前記第２導電パターンを指向する突起が形成されている、態様３に記載のＲＦ検出器である。
　態様４によれば、整合のための調整作業がしやすくなり、また、拡大開放端と第２導電パターンの一部との間での容量結合がしやすくなる。
（態様５）
　態様５は、前記拡大開放端、前記検出素子の入力端、前記検出素子の出力端、および前記第２導電パターンの各々の形状が前記入力信号線路の線路軸に対して対称である、態様３又は４に記載のＲＦ検出器である。
　態様５によれば、プリント基板上の高周波電流の不平衡がなくなり、バランスよく整合をとることができる。
（態様６）
　態様６は、前記入力信号線路の所定部位に接地用のショートスタブが形成され、前記ショートスタブの所定部位にはオープンスタブが前記入力信号線路と平行に延び、前記ショートスタブおよび前記オープンスタブのサイズが前記検出素子に入力されるＲＦ信号のうち低域側の遮断周波数が使用周波数帯よりも低域になるフィルタを形成する、態様３，４又は５に記載のＲＦ検出器である。
　態様６によれば、オープンスタブをノッチフィルタとして動作させることができるため、低域側で急峻な減衰特性を得ることができる。また、ショートスタブを設けることにより、整合の乱れが生じることがなくなり、大きな減衰を得ることができ、さらに、最低限の損失に抑えることができる。さらに、サイズ拡大や部品追加などでコストが上がると共に、挿入損失が増えて変換特性が犠牲となるＲＦフィルタを別途設ける必要がなくなる。
（態様７）
　態様７は、前記入力信号線路のうち前記ショートスタブの形成部位と前記入力信号線路の線路軸を挟んで反対側の所定部位に、低域側の遮断周波数の波長の略１／４の長さとなるオープンスタブが形成されている、態様６に記載のＲＦ検出器である。
　態様７によれば、狭帯域のノッチフィルタを形成することができ、変換特性における低域側を急峻にすることができる。また、狭帯域のため、たとえ不整合があったとしてもその影響を受けにくくすることができる。
（態様８）
　態様８は、前記第２導電パターンは、前記検出素子の出力端から延びる出力信号線を含み、前記出力信号線路上の所定部位に、高域側の遮断周波数の波長の略１／４の長さとなる反射スタブが形成されている、態様１から６のいずれか一つに記載のＲＦ検出器である。
　態様８によれば、反射スタブにより、高域側の設定周波数が反射されるため、変換特性における広域部は、急激に減衰される。また、反射のポイントが検出素子の出力端から離れるため、位相調整が容易にでき、検出素子の入力端の入力信号と出力端の反射信号との打消し等も生じず、整合の乱れが生じにくくなる。
（態様９）
　態様９は、裏面がグランド導体となるプリント基板の表面に存在し、入力されたＲＦ信号の信号レベルを検出するＲＦ検出器を含む高周波モジュールであって、前記ＲＦ検出器が、請求項１から８のいずれか一項のＲＦ検出器である、高周波モジュールである。
　態様９によれば、検出素子と第１導電パターンおよび第２導電パターンとの間の整合を生じさせずに使用周波数帯の幅を拡大することができるので、マイクロ波帯で使用される検出素子やプリント基板を、準ミリ波帯以上でも使用できるようになる。そのため、機械的特性が充分で、コスト低減を図ることもできる高周波モジュールを容易に実現することができる。

Claims (9)

  1. 　ＲＦ信号の信号強度を検出する検出素子と、
    　前記検出素子の入力端と導通する第１導電パターンおよび前記検出素子の出力端と導通する第２導電パターンが形成されたプリント基板と、を備え、
    　前記第１導電パターンと前記第２導電パターンとが前記検出素子を挟んで対向し、これにより各導電パターン間で容量結合する、
    　ＲＦ検出器。
  2. 　前記検出素子は、入力されたＲＦ信号をダイレクト変換する整流ダイオードである、
    　請求項１に記載のＲＦ検出器。
  3. 　前記第１導電パターンは、前記検出素子の入力端に近づくにつれてライン幅が拡大して拡大開放端をなす入力信号線路を含み、
    　前記拡大開放端の端部間の外縁が非直線状に形成されている、
    　請求項１又は２に記載のＲＦ検出器。
  4. 　前記拡大開放端の端部間の外縁に、その先端が対向する前記第２導電パターンを指向する突起が形成されている、
    　請求項３に記載のＲＦ検出器。
  5. 　前記拡大開放端、前記検出素子の入力端、前記検出素子の出力端、および前記第２導電パターンの各々の形状が前記入力信号線路の線路軸に対して対称である、
    　請求項３又は４に記載のＲＦ検出器。
  6. 　前記入力信号線路の所定部位に接地用のショートスタブが形成され、前記ショートスタブの所定部位にはオープンスタブが前記入力信号線路と平行に延び、前記ショートスタブおよび前記オープンスタブのサイズが前記検出素子に入力されるＲＦ信号のうち低域側の遮断周波数が使用周波数帯よりも低域になるフィルタを形成する、
    　請求項３、４又は５に記載のＲＦ検出器。
  7. 　前記入力信号線路のうち前記ショートスタブの形成部位と前記入力信号線路の線路軸を挟んで反対側の所定部位に、低域側の遮断周波数の波長の略１／４の長さとなるオープンスタブが形成されている、
    　請求項６に記載のＲＦ検出器。
  8. 　前記第２導電パターンは、前記検出素子の出力端から延びる出力信号線を含み、前記出力信号線路上の所定部位に、高域側の遮断周波数の波長の略１／４の長さとなる反射スタブが形成されている、
    　請求項１から６のいずれか一項に記載のＲＦ検出器。
  9. 　裏面がグランド導体となるプリント基板の表面に存在し、入力されたＲＦ信号の信号レベルを検出するＲＦ検出器を含む高周波モジュールであって、
    　前記ＲＦ検出器が、請求項１から８のいずれか一項のＲＦ検出器である、高周波モジュール。
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