WO2021192707A1 - Rf検出器およびそれを備える高周波モジュール - Google Patents

Rf検出器およびそれを備える高周波モジュール Download PDF

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WO2021192707A1
WO2021192707A1 PCT/JP2021/005233 JP2021005233W WO2021192707A1 WO 2021192707 A1 WO2021192707 A1 WO 2021192707A1 JP 2021005233 W JP2021005233 W JP 2021005233W WO 2021192707 A1 WO2021192707 A1 WO 2021192707A1
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detection element
stub
detector
conductive pattern
signal line
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PCT/JP2021/005233
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English (en)
French (fr)
Inventor
健一 三木
丈嗣 市原
Original Assignee
株式会社ヨコオ
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    • HELECTRICITY
    • H01ELECTRIC ELEMENTS
    • H01PWAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00Auxiliary devices
    • H01P1/20Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203Strip line filters
    • H01P1/2039Galvanic coupling between Input/Output
    • GPHYSICS
    • G01MEASURING; TESTING
    • G01RMEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R29/00Arrangements for measuring or indicating electric quantities not covered by groups G01R19/00 - G01R27/00
    • G01R29/08Measuring electromagnetic field characteristics
    • G01R29/0864Measuring electromagnetic field characteristics characterised by constructional or functional features
    • G01R29/0878Sensors; antennas; probes; detectors
    • GPHYSICS
    • G01MEASURING; TESTING
    • G01RMEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R21/00Arrangements for measuring electric power or power factor
    • G01R21/10Arrangements for measuring electric power or power factor by using square-law characteristics of circuit elements, e.g. diodes, to measure power absorbed by loads of known impedance
    • G01R21/12Arrangements for measuring electric power or power factor by using square-law characteristics of circuit elements, e.g. diodes, to measure power absorbed by loads of known impedance in circuits having distributed constants
    • GPHYSICS
    • G01MEASURING; TESTING
    • G01RMEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R29/00Arrangements for measuring or indicating electric quantities not covered by groups G01R19/00 - G01R27/00
    • G01R29/08Measuring electromagnetic field characteristics

Definitions

  • the present invention relates to an RF detector and a high frequency module including the RF detector.
  • FIG. 12 shows a general configuration example of a high frequency module having an RF detector (Radio Frequency Detector).
  • the high-frequency module 100 of FIG. 12 inputs to the RF detector 102 an RF signal in which an out-of-band component of the signal received by the antenna ANT is attenuated by the RF filter 101.
  • the RF detector 102 converts the input RF signal into a DC voltage corresponding to its signal strength (power).
  • the converted RF signal (DC voltage) is amplified by the amplifier 103 and then analog / digitally converted by the A / D converter 104.
  • the DSP (Digital Signal Processor) 105 outputs the digitally converted RF signal as digital data representing the signal strength to a subsequent electronic circuit.
  • DSP Digital Signal Processor
  • the RF detector 102 is a high-frequency component including a detection element such as a rectifying diode as a main component, and conventionally, for example, those disclosed in Patent Documents 1 and 2 are known.
  • the RF detector disclosed in Patent Document 1 is used in the microwave band, and the variation in the characteristics of the rectifier diode is eliminated by adding an impedance adjusting element.
  • a silicon Schottky barrier diode is mainly used as the rectifying diode.
  • the RF detector disclosed in Patent Document 2 includes a rectifier circuit that rectifies an RF signal in the 24 GHz band, it is possible to suppress a decrease in conversion characteristics when the frequency band used becomes high.
  • this rectifier circuit two rectifier diodes are connected in parallel between the output unit and the ground (ground surface). By providing a plurality of fan-shaped open stubs (resonators) in the output unit, highly efficient power conversion over a wide band is possible.
  • 5G next generation mobile communication system
  • 5G next generation mobile communication system
  • 5G it is planned to use devices and systems in the quasi-millimeter wave band of 26 GHz band, 28 GHz band, or higher frequency band. Therefore, in the future, an RF detector that can be used in a high frequency band of the quasi-millimeter wave band or higher will be indispensable for investigation of the radio wave environment for 5G, product inspection, operation check of products and parts, and the like.
  • the quasi-millimeter wave band used in 5G is 24.25 to 27.5 GHz in the 26 GHz band. In the 28 GHz band, it is 26.5 to 29.5 GHz.
  • Patent Documents 1 and 2 do not describe the material of the printed circuit board on which the high-frequency component is mounted, but for the high-frequency component from 1 to 10 GHz, an inexpensive FR (Flame Retardant) -4 grade printed circuit board based on glass fiber is used.
  • FR-4 substrate is commonly used.
  • the printed circuit board the lower the dielectric constant ⁇ , the higher the signal transmission speed, and the higher the frequency band used, the larger the transmission loss. Therefore, conventionally, the printed circuit board used in the quasi-millimeter wave band is not an FR-4 substrate based on glass fiber having a high loss and a high dielectric constant ⁇ , but a high-frequency substrate using, for example, a low-loss fluororesin as an insulator. Is used.
  • the high frequency substrate is not only much more expensive than the FR-4 substrate, but also inferior to the FR-4 substrate in terms of processing productivity.
  • the thickness of the substrate is preferably thick in consideration of mechanical characteristics (strength / resistance), but as the substrate becomes thicker, the line width of the signal line conducting with the electronic circuit in the subsequent stage becomes thicker. If it becomes thicker, it becomes more difficult to obtain matching, and good conversion characteristics cannot be obtained. If the substrate is made thin in a multi-layer structure, the loss can be reduced and the conversion characteristics can be improved, but the multi-layer structure increases the manufacturing cost.
  • the silicon Schottky barrier diode which has been conventionally used as a rectifying diode, has a low forward potential difference, so that relatively high conversion characteristics can be obtained up to the 10 GHz band, but in the higher frequency band. The conversion characteristics drop sharply. If a silicon Schottky barrier diode is used to force matching over a wide band, the conversion characteristics will be sacrificed. Mass production is difficult if individual measures are taken to individually improve the variation in the characteristics of the rectifier diode.
  • One of the objects of the present invention is to provide an RF detector or a high-frequency module provided with the RF detector with a structure having sufficient mechanical characteristics while maintaining good conversion characteristics even at frequencies above the quasi-millimeter wave band. be. Other objects of the invention will become apparent from the description herein.
  • a detection element that detects the signal strength of the RF signal, a first conductive pattern that conducts with the input end of the detection element, and a second conductive pattern that conducts with the output end of the detection element are formed.
  • An RF detector having a printed circuit board, the first conductive pattern and the second conductive pattern facing each other with the detection element interposed therebetween, and capacitively coupling between the respective conductive patterns.
  • Another aspect of the present invention is a high frequency module that exists on the front surface of a printed circuit board whose back surface is a ground conductor and includes an RF detector that detects the signal level of an input RF signal, wherein the RF detector is described above. It is a high frequency module that serves as an RF detector of the embodiment.
  • the width of the frequency band used can be expanded without causing matching between the detection element and the first conductive pattern and the second conductive pattern. Therefore, even when the detection element or the printed circuit board used in the microwave band is used in the quasi-millimeter wave band or more, good conversion characteristics can be maintained. As a result, it is possible to easily realize an RF detector and a high-frequency module having sufficient mechanical characteristics and cost reduction.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of the RF detector according to the first embodiment
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of its dimensions and arrangement intervals.
  • the RF detector 1 of the first embodiment includes a printed circuit board 10 and a detection element 20 for detecting an RF signal.
  • a FR-4 substrate double-sided substrate
  • a horizontal size W of 13 mm a vertical size D of 8 mm
  • a thickness T of 0.6 mm is used.
  • a plurality of conductive patterns patterned by a conductor film having a thickness of about 18 ⁇ m are formed.
  • the conductor film is any of copper foil, silver foil, and gold leaf, and constitutes a microstrip line.
  • the detection element 20 is a rectifying diode. In this embodiment, a silicon Schottky barrier diode is used as the detection element 20.
  • the FR-4 substrate having a thickness T and the silicon Schottky barrier diode are components that are not generally used at high frequencies of the quasi-millimeter wave band or higher.
  • X-axis, Y-axis, and Z-axis which are three orthogonal axes, are defined in FIGS. 1 and 2.
  • the + Z direction is vertically above the printed circuit board 10
  • the -Z direction is vertically below the printed circuit board 10
  • the + X direction is the direction in which the RF signal is input
  • the -X direction is the direction in which the RF signal is output.
  • the + Y direction may be referred to as the left direction when viewed from the + X direction
  • the ⁇ Y direction may be referred to as the right direction when viewed from the + X direction.
  • the surface including the X-axis and the Y-axis may be referred to as a front surface, a back surface, or a horizontal plane of the printed circuit board 10.
  • An input terminal portion to which an input end (for example, an anode) of the detection element 20 is connected and an output terminal portion to which an output end (for example, a cathode) of the detection element 20 is connected are formed in a substantially central portion of the surface of the printed circuit board 10. ing.
  • the conversion characteristic becomes a positive output.
  • the cathode of the detection element 20 is connected to the input terminal portion and the anode of the detection element 20 is connected to the output terminal portion, the conversion characteristic becomes a negative output.
  • the matching function, the filter function, and the conversion characteristic adjusting function are realized by the plurality of conductive patterns.
  • the portion including the input terminal portion is referred to as a "first conductive pattern”.
  • the portion of the plurality of conductive patterns including the output terminal portion is referred to as a "second conductive pattern”.
  • the RF detector 1 of the present embodiment also functions to block the set frequency on the low frequency side by the first conductive pattern.
  • the second conductive pattern also functions to block the set frequency on the high frequency side.
  • the first conductive pattern includes an input signal line 30 into which an RF signal is input, a short stub 32 for grounding, and an open stub 34.
  • the input signal line 30 is a strip line whose characteristic impedance is set to 50 ⁇ .
  • the line width W 1 of the portion where the RF signal is input is 1.1 mm. This line width W 1 is 7 times or more thicker than the line width of other signal lines described later.
  • the portion of the thick input signal line 30 on which the input terminal portion is formed acts as a matching stub 31 in which the line width further expands as it approaches the input terminal portion and becomes an enlarged open end.
  • the input RF signal is suppressed from being reflected in the vicinity of the detection element 20 by the matching action in cooperation with the expanded open end of the matching stub 31 and the matching stub 41 described later. As a result, the RF signal of the frequency used as designed is input to the detection element 20.
  • the matching stub 31 has a symmetrical shape about the line axis of the input signal line 30 including the input terminal portion to which the input end of the detection element 20 is connected (the central axis in the direction orthogonal to the line width, the same applies hereinafter). ..
  • the outer edge between the ends of the expanded open end is formed in a non-linear shape.
  • the outer edge (“coupling region”) between the ends of the enlarged open ends is formed symmetrically and unevenly about the line axis of the input signal line 30.
  • At least one of the protrusions has an acute angle. The acute angle is to facilitate the adjustment work for matching, and also to facilitate the capacitive coupling with the matching stub 41 described later.
  • the short stub 32 is a conductive pattern having a width of 0.15 mm that attenuates an RF signal propagating in the input signal line 30 at a set frequency in a low frequency range.
  • the short stub 32 is arranged at a position where grounding does not affect matching in the frequency band used.
  • the ground terminal is shown in an annular shape at the tip of the short stub 32.
  • the length L 1 of the short stub 32 is 1.52 mm, which is 1/4 or approximately 1/4 of the wavelength of the center frequency of the frequency band used.
  • the open stub 34 is a conductive pattern having a length L 2 (1.49 mm) extending from the vicinity of the center of the short stub 32 and a width of 0.15 mm.
  • the open stub 34 is arranged so as to approach and follow the input signal line 30. (L 1/2) under conditions which satisfy the ⁇ L 2, the (L 1/2) of the wavelength of the length of the + L 2 is cut-off frequency 24.0GHz 1/4 or almost 1/4.
  • the open stub 34 configured in this way operates as a notch filter. As a result, a steep attenuation characteristic can be obtained on the low frequency side of the 28 GHz band.
  • the short stub 32 is provided in the present embodiment. By providing the short stub 32, the factors that cause the above-mentioned disorder of matching and loss can be eliminated, a large attenuation can be obtained, and the loss of the RF signal can be suppressed to the minimum.
  • the second conductive pattern includes a matching stub 31 of the first conductive pattern and a matching stub 41 that faces each other with the detection element 20 in between.
  • the matching stub 41 is a conductive pattern of 0.65 mm (short side) ⁇ 1.8 mm (long side).
  • the matching stub 41 is provided for wideband matching by the capacitive reactance generated by the tip coupling of the outer edge (“bonding region”) pointing to the matching stub 31.
  • the length of the long side of the matching stub 41 is 1/4 or approximately 1/4 of the set wavelength of the cutoff frequency on the high frequency side, and also acts as a reflection stub at the cutoff frequency on the high frequency side.
  • the second conductive pattern also includes a first output signal line 40 and a first reflection stub extending from the central portion of the outer edge (“high impedance line region”) of the matching stub 41 on the opposite side of the coupling region with the matching stub 31. 42, a second output signal line 43, a second reflection stub 44, a third output signal line 45, and an open stub 46 are included.
  • the first and second output signal lines 40 and 43 are conductive patterns having a width W 2 of 0.15 mm, respectively. These lines act as high impedance signal lines for the frequency band used.
  • the first reflective stub 42 is a conductive pattern of 0.65 mm (short side) ⁇ 1.8 mm (long side).
  • the length of the long side of the first reflection stub 42 is 1/4 or approximately 1/4 of the set wavelength of the cutoff frequency on the high frequency side.
  • the first reflection stub 42 does not have to have a shape as shown in the drawing as long as it can be reflected at a high cutoff frequency.
  • the second reflective stub 44 is, for example, a triangular conductive pattern that is easier to form and process than a fan-shaped one.
  • the minimum width of the second reflective stub 44 is 0.15 mm, and the maximum width does not exceed 1.8 mm.
  • the third output signal line 45 extends from the base end (the portion having the smallest width) of the second reflection stub 44, and further, the open stub 46, the capacitor component (C) 47 and the resistance component (R) 48, which serve as loads, and the second.
  • the 4-output signal line 49 extends.
  • the third output signal line 45 and the fourth output signal line 49 act as high impedance signal lines with respect to the frequency band used.
  • Third output signal line 45 and the fourth output signal line 49 is conductive pattern of 0.15mm width W 3.
  • the load is a passive element for stabilizing the operation, and the resistance component (R) 48 and the capacitor component (C) are connected in parallel to the ground terminal shown in an annular shape.
  • the resistance component (R) 48 is 510 k ⁇ and the capacitor component (C) 47 is 100 pF.
  • the open stub 46 is a conductive pattern for matching, it can be omitted.
  • the length L 3 from the opposite side of the outer edge to the proximal end of the second reflection stub 44 (site of width minimum) binding region of the matching stub 41 is 3/4 or approximately 3/4 of the wavelength of the center frequency of 28GHz Is. In this example, it was set to 4.3 mm.
  • the length L 4 from the outer edge on the opposite side of the coupling region of the matching stub 41 to the opposite outer edge of the first reflection stub 42 was set to 2.5 mm in this example.
  • the RF signal that has passed through the matching stub 41 is reflected by the first output signal line 40 and the first reflection stub 42 at the set frequency on the high frequency side, and further, the frequency used by the second output signal line 43 and the second reflection stub 44. It is reflected by the band. Since the point of reflection (the position where reflection occurs) is separated from the output end of the detection element 20, phase adjustment can be easily performed, and the input signal at the input end of the detection element 20 and the reflected signal at the output end do not cancel each other out. .. Further, even when a harmonic component that is converted again by the detection element 20 and causes deterioration of the original conversion characteristics is generated, the harmonic component is thicker than the conventional general input signal line. With a width of 30, it is greatly attenuated. Therefore, high conversion characteristics can be obtained.
  • FIG. 3 is a conversion characteristic diagram of the RF detector 1 of the first embodiment.
  • the horizontal axis is the strength of the input RF signal (RF_Level: dBm), and the vertical axis is the voltage output (mV).
  • the detection element 20 and the printed circuit board 10 which are conventionally used only in the microwave band of about 1 to 10 GHz are used.
  • sufficient conversion characteristics are obtained in the 28 GHz band.
  • Sufficient conversion characteristics can be obtained even in the 28 GHz band because matching is performed on both the first conductive pattern at the input end of the detection element 20 and the second conductive pattern at the output end of the detection element 20. Therefore, unlike the conventional case, it is not necessary to separately provide a matching stub on the input signal line 30, the conductive pattern is simplified, and cost reduction and mass production are facilitated.
  • FIG. 4 is a configuration diagram of the RF detector 2 according to the second embodiment.
  • the same parts and the like as described in the first embodiment are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.
  • the RF detector 2 according to the second embodiment eliminates the open stub 46 of the RF detector 1 and is located on the opposite side of the short stub 32 of the input signal line 30 to 1/4 or abbreviated the wavelength of the notch set cutoff frequency.
  • An open stub 36 having a length of 1/4 and a length of L 5 (1.9 mm) is added. The open stub 36 extends downward from the input signal line 30, then changes its angle and extends parallel to the input signal line 30.
  • the open stub 36 having such a configuration acts as a narrow band notch filter, and can make the attenuation amount on the low frequency side steeper than that of the RF detector 1 described in the first embodiment. Since it is a narrow band, it is less susceptible to inconsistencies.
  • the present inventor has created an RF detector 5 as a comparative example of the RF detectors 1 and 2 of the first embodiment and the second embodiment.
  • the RF detector 5 is configured by using high frequency components and design techniques that are widely used in the quasi-millimeter wave band at the time of filing the application, and operates in the 28 GHz band.
  • the configuration diagram of the RF detector 5 is shown in FIG.
  • the RF detector 5 is the same as the RF detectors 1 and 5 in that the FR-4 substrate is used as the printed circuit board 50 and that a plurality of conductive patterns are formed on the printed circuit board 50 by microstrip.
  • the detection element 60 is a GaAs diode.
  • An input signal line 70 is connected to the input end of the detection element 60.
  • the input signal line 70 has a narrower signal line width than the input signal lines 30 of the first embodiment and the second embodiment, and the portion of the detection element 60 near the input terminal is tapered. It is a general matching method so far to taper the portion of the narrow signal line width close to the input terminal.
  • the input signal line 70 is grounded by a short stub 71 provided at a position not affected by the frequency band used.
  • a reflection stub 72 is provided in order to suppress reflection from the ground contact end shown in an annular shape.
  • the reflective stub 72 is fan-shaped so that the distances from the base end to the outer edge are equal.
  • the detection element 60 has reflection from the input terminal. Therefore, a stub 74 for matching is required in the vicinity of the portion where the RF signal is input in the input signal line 70 conducting with the input terminal.
  • a reflection stub 80 set to a length of 1/4 or approximately 1/4 of the wavelength of the center frequency of the frequency band used most recently is arranged.
  • the reflection stub 80 is formed in a fan shape, and an output signal line 81 having a high impedance is connected near the base end by loading a resistance component (R) 87 and a capacitor component (C) 88, and the output signal line 89 is used as a conversion signal. Is outputting the voltage.
  • FIG. 6 shows a comparison diagram of output voltage (mV) -frequency (GHz) characteristics by the RF detector 2 according to the second embodiment and the RF detector 5 according to the comparative example.
  • the linear broken line 600 is a practical specification reference value, that is, a value of an output voltage that is a practical level.
  • the solid line 601 is the output voltage of the RF detector 2 of the second embodiment, and the broken line 602 is the output voltage of the RF detector 5 of the comparative example.
  • the RF detector 2 of the second embodiment uses a silicon Schottky diode as the detection element 20, and even if a thick FR-4 substrate is used for the printed circuit board 10, the FR-4 substrate is conventionally used. It can be seen that a higher output voltage can be obtained than that of the RF detector 5 using the expensive detection element 60 by the design technique of. Further, it can be seen that a sufficient output voltage can be obtained over a wide band of about 3 GHz. Further, the RF detector 2 has steep band characteristics in the low and high frequencies. The low frequency portion is steeply attenuated by a notch filter composed of an open stub 36, a short stub 32, and an open stub 34. The high frequency region is reflected by the first reflection stub 42 and is rapidly attenuated. Therefore, according to the RF detector 2, the conversion characteristics in the required band can be significantly improved as compared with the RF detector 5 according to the comparative example.
  • the output voltage is higher than the practical specification reference value 600, and is at a level where there is no problem in practical use even with the FR-4 substrate.
  • a reflected signal from the input end of the detection element to the input signal line is generated in any frequency band. Therefore, in order to prevent the input RF signal from being canceled by the reflected signal, a stub (for example, the stub 74 in FIG. 5) may be provided separately, but this sacrifices the conversion characteristics due to unnecessary reactance loss. Often becomes.
  • the first conductive pattern at the input end of the detection element 20 and the second conductive pattern at the output end of the detection element 20 are the detection elements.
  • the reflected reactance from the input end of the detection element 20 is absorbed by the inductive reactance of each conductive pattern and the capacitive reactance generated by the capacitive coupling between the conductive patterns, so that the conversion characteristics can be improved. You won't sacrifice.
  • the first conductive pattern includes a matching stub 31 whose line width expands as it approaches the input end of the detection element 20 to form an enlarged open end, and the outer edge between the ends of the enlarged open end is formed in a non-linear manner. Therefore, the thick signal line 30 can suppress unnecessary reflections and the like, and can be matched in a wide band. Further, since a protrusion for shortening the distance from the facing second conductor pattern is formed on the outer edge between the ends of the enlarged open end, the structure is easy to be capacitively coupled.
  • the shapes of the enlarged open end of the matching stub 31, the input end of the detection element 20, the output end of the detection element 20, and the second conductive pattern are symmetrical with respect to the central axis of the input signal line 30, the printed circuit board 10 The above high-frequency current imbalance is eliminated, and well-balanced matching can be achieved.
  • RF detectors disclosed in Patent Document 1 and Patent Document 2 require out-of-band attenuation, and therefore it is inevitable to add an RF filter.
  • the RF filter requires attenuation over a wide area and is difficult to use in a narrow band such as a notch filter. Further, in the RF filter, the cost increases due to the size increase and the addition of parts, and the insertion loss increases and the conversion characteristics are sacrificed.
  • a short stub 32 is formed at a predetermined portion of the input signal line 30, and an open stub 34 is formed at a predetermined portion of the short stub 32.
  • the size of the short stub 32 and the open stub 34 extends to form a filter in which the cutoff frequency on the low frequency side of the high frequency signal input to the detection element 20 is lower than the used frequency band. Therefore, it is not necessary to separately provide an RF filter.
  • an open stub 36 having a length of approximately 1/4 of the wavelength of the cutoff frequency on the low frequency side is formed at a predetermined portion of the input signal line 30 in the direction opposite to the formation portion of the short stub 32, there is also a case where the open stub 36 is formed.
  • a narrow band notch filter can be formed. Therefore, the low frequency range can be made steeper.
  • first reflection stub 42 and the second reflection stub 44 do not have to have a fan-shaped outer edge to equalize the distance from the base end as in the RF detector 5 according to the comparative example. Fine adjustment becomes easy. Therefore, it becomes easy to design.
  • FIG. 7 A third embodiment will be described.
  • the open stub 34, the first reflection stub 42, and the open stub 36 are deleted in the RF detector 2 of the second embodiment. Therefore, the illustration is omitted.
  • the output voltage (mV) -frequency (GHz) characteristics of the RF detector with such a configuration are shown in FIG. Referring to FIG. 7, the RF detector of the third embodiment has almost the same effect of wide area matching as that of the RF detector 2 of the second embodiment, the output voltage is increased on the low frequency side, and the conversion characteristics are improved. It will be better, but the conversion characteristics in the high frequency range will be sacrificed a little.
  • the RF detector of the fourth embodiment is the RF detector 2 of the second embodiment in which the open stubs 34 and 36 are deleted. Therefore, the illustration is omitted.
  • the output voltage (mV) -frequency (GHz) characteristics of the RF detector with such a configuration are shown in FIG. Referring to FIG. 8, the RF detector of the fourth embodiment has almost the same effect of wide area matching as that of the RF detector 2 of the second embodiment, the output voltage increases on the high frequency side, and the conversion characteristics are improved. It's better, but the steepness of the lows is a bit sacrificed.
  • FIG. 9 is a block diagram of the RF detector 3 according to the fifth embodiment.
  • the same parts and the like as described in the first embodiment and the second embodiment are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.
  • the RF detector 3 according to the fifth embodiment is different from the RF detector 1 of the first embodiment and the RF detector 2 of the second embodiment in the following points.
  • the ground terminals G1 and G2 have a four-sided shape.
  • the white circle portion is a via hole for conducting with the ground terminal on the opposite surface of the substrate 10.
  • -The open stub 34 is oriented in the X direction, that is, toward the input side.
  • -The shape of the matching stub 41 has been changed. That is, the shape of the coupling region 41a of the matching stubs 41 was changed to a shape corresponding to the coupling region on the matching stub 31 side formed in an uneven shape, and the high impedance line region 41b was changed to a C chamfered shape.
  • the shape of the open stub 46 may be a fan shape instead of a triangular shape. In other words, the width of the portion connected with the third output signal line 45 of the open stub 46, and so as gradually reduced approaching the width W 3 of the third output signal line 45.
  • the open stub 34 faces the input side, the coupling with the matching stub 31 is avoided, so that the impedance adjustment between the matching stub 31 and the matching stub 41 becomes easy. In addition, ripple in the frequency band used is improved.
  • the distance between the coupling region and the matching stub 31 becomes substantially even between the ends. That is, not only the local coupling (for example, lumped constant coupling) between the vicinity of the input end on the matching stub 31 side to which the detection element 20 is connected and the vicinity of the output end on the matching stub 41 side, but also the coupling region of the matching stub 31 It becomes a surface bond (for example, a distributed constant bond) over almost the entire area of the bond region 41a of the matching stub 41. Therefore, the degree of coupling between the matching stubs 31 and 41 is high, and a wide band can be widened. This makes it possible to expand the options of the detection elements 20 that can be used. Further, it is not necessary to make the interval between the matching stubs 31 and 41 fine, which is advantageous in terms of manufacturing or processing.
  • the width of the portion connected to the third output signal line 45 of the open stub 46 by a gradually reduced so as to approach the width W 3 of the third output signal line 45, the third output signal line
  • the planar coupling with 45 (for example, a distributed constant coupling) becomes a local coupling (for example, a lumped constant coupling), and impedance adjustment becomes easier.
  • Dissipation factor represents the degree to which a part of electrical energy in the dielectric portion of a printed circuit board becomes heat and is lost when an AC electric field is applied to the printed circuit board. That is, as the frequency used increases, the effect of converting it into heat in the circuit of the printed circuit board increases, so that the signal transmission loss increases.
  • the dielectric loss tangent of the FR-4 substrate is about 0.02 per 1 GHz, but it is desirable to use it because some FR-4 substrates have a small dielectric loss tangent, but in applications where transmission loss is important.
  • a glass fluororesin substrate or the like may be used instead of the FR-4 substrate.
  • the RF detectors 1, 2 and 3 described above can be used in the quasi-millimeter wave band together with other high frequency components such as the amplifier 103, the A / D converter 104, the DSP 105, or the antenna ANT shown in FIG. It can be implemented as one high frequency module.
  • the combination of the shapes of the matching stub 31 and the matching stub 41 surrounding the detection element 20 can be changed as shown in FIGS. 10 and 11.
  • the coupling region 311 at the open end of the matching stub 31 is R-chamfered (chamfered with rounded corners) with a thread surface (fine chamfer) or a large surface (large chamfer).
  • the coupling region 312 at the open end of the matching stub 31 is C-chamfered (oblique chamfered) on the thread surface or the large surface.
  • the width of the coupling region 313 at the open end of the matching stub 31 is expanded.
  • the coupling region 411 of the matching stub 41 is projected in the direction of the concave region along the concave shape of the concave region at the open end of the matching stub 31. ..
  • the coupling region 412 of the matching stub 41 is projected at an acute angle in the direction of the coupling region at the open end of the matching stub 31.
  • the high impedance line region 413 of the matching stub 41 is C-chamfered.
  • the high impedance line region 414 of the matching stub 41 is chamfered into a semi-cylindrical shape (D-shaped).
  • the high impedance line region 415 of the matching stub 41 is chamfered into a trapezoidal shape.
  • the shapes of FIGS. 10 and 11 are examples, and other chamfered shapes may be used. Further, it may be a combination of the shapes of FIGS. 10 and 11.
  • the RF detectors 1, 2 and 3 described above are for detecting RF signals in various fields such as monitoring and monitoring (security and nursing care), IoT (content distribution, etc.), AI (autonomous driving, etc.), medical care / healthcare, etc. It can be applied.
  • Aspect 1 is a printed circuit board on which a detection element that detects the signal strength of an RF signal, a first conductive pattern that conducts with the input end of the detection element, and a second conductive pattern that conducts with the output end of the detection element are formed.
  • the first conductive pattern and the second conductive pattern face each other with the detection element interposed therebetween, thereby capacitively coupling between the respective conductive patterns.
  • the detection element or printed circuit board used in the microwave band can be used as a quasi. It will be possible to use it even in the millimeter wave band and above. Therefore, it is possible to easily realize an RF detector having sufficient mechanical characteristics and capable of cost reduction.
  • Aspect 2 is the RF detector according to Aspect 1, wherein the detection element is a rectifier diode that directly converts an input RF signal. According to the second aspect, it is possible to provide a quasi-millimeter wave band RF detector corresponding to, for example, 5G at low cost.
  • the first conductive pattern includes an input signal line whose line width expands as it approaches the input end of the detection element to form an enlarged open end, and the outer edge between the ends of the expanded open end is non-linear.
  • the RF detector according to aspect 1 or 2 which is formed in a shape.
  • the capacitive coupling between the expanded open end of the first conductive pattern and a part of the second conductive pattern becomes easy.
  • reflection in the vicinity of the detection element is suppressed, and matching can be performed in a wide band, as designed.
  • the frequency used will be input to the detection element. Therefore, unlike the conventional case, it is not necessary to separately provide a matching stub on the input signal line, the pattern is simplified, and cost reduction and mass production are facilitated.
  • Aspect 4 is the RF detector according to aspect 3, wherein a protrusion is formed on the outer edge between the ends of the enlarged open end so that the tip thereof faces the second conductive pattern. According to the fourth aspect, the adjustment work for matching becomes easy, and the capacitive coupling between the enlarged open end and a part of the second conductive pattern becomes easy.
  • Aspect 5 is a third aspect in which the shapes of the enlarged open end, the input end of the detection element, the output end of the detection element, and the second conductive pattern are symmetrical with respect to the line axis of the input signal line. Or the RF detector according to 4. According to the fifth aspect, the imbalance of the high frequency current on the printed circuit board is eliminated, and the matching can be achieved in a well-balanced manner.
  • a short stub for grounding is formed at a predetermined portion of the input signal line, an open stub extends in parallel with the input signal line at a predetermined portion of the short stub, and the size of the short stub and the open stub.
  • the RF detector according to aspect 3, 4 or 5 which forms a filter in which the cutoff frequency on the low frequency side of the RF signal input to the detection element is lower than the frequency band used.
  • the open stub can be operated as a notch filter, a steep damping characteristic can be obtained on the low frequency side.
  • the disorder of matching is not generated, a large attenuation can be obtained, and the loss can be suppressed to the minimum. Further, the cost is increased due to the size increase and the addition of parts, and the insertion loss is increased, so that it is not necessary to separately provide an RF filter whose conversion characteristics are sacrificed.
  • Aspect 7 has a length of approximately 1/4 of the wavelength of the cutoff frequency on the low frequency side at a predetermined portion of the input signal line opposite to the short stub forming portion and the line axis of the input signal line.
  • a narrow band notch filter can be formed, and the low frequency side in the conversion characteristic can be steep.
  • the band is narrow, even if there is an inconsistency, it can be made less susceptible to the inconsistency.
  • the second conductive pattern includes an output signal line extending from the output end of the detection element, and has a length of approximately 1/4 of the wavelength of the cutoff frequency on the high frequency side at a predetermined portion on the output signal line.
  • the RF detector according to any one of aspects 1 to 6, wherein a reflective stub is formed.
  • the wide area portion in the conversion characteristic is abruptly attenuated.
  • the reflection point is separated from the output end of the detection element, the phase can be easily adjusted, and the input signal at the input end of the detection element and the reflected signal at the output end do not cancel each other, resulting in a disorder of matching. It becomes difficult.
  • Aspect 9 is a high frequency module including an RF detector whose back surface is on the front surface of a printed circuit board whose back surface is a ground conductor and detects a signal level of an input RF signal, wherein the RF detector is from claim 1. It is a high frequency module which is an RF detector of any one term of 8. According to the ninth aspect, since the width of the frequency band used can be expanded without causing matching between the detection element and the first conductive pattern and the second conductive pattern, the detection element used in the microwave band. And printed circuit boards can be used even in the quasi-millimeter wave band and above. Therefore, it is possible to easily realize a high-frequency module having sufficient mechanical characteristics and cost reduction.

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Abstract

RF検出器あるいはそれを備える高周波モジュールを、準ミリ波帯以上の周波数においても良好な変換特性を維持しつつ充分な機械的特性を有する構造とする。たとえば、RF信号の信号強度を検出する検出素子20と、検出素子20の入力端と導通する第1導電パターンおよび検出素子20の出力端と導通する第2導電パターンが形成されたプリント基板10とを備え、第1導電パターンと、第2導電パターンとが検出素子20を挟んで対向し、これにより各導電パターン間で容量結合する部分を含むRF検出器1を構成する。

Description

RF検出器およびそれを備える高周波モジュール
 本発明は、RF検出器およびそれを備える高周波モジュールに関する。
 RF検出器(Radio Frequency Detector)を有する高周波モジュールの一般的な構成例を図12に示す。図12の高周波モジュール100は、アンテナANTが受信した信号のうち帯域外成分をRFフィルタ101で減衰させたRF信号をRF検出器102に入力する。RF検出器102は、入力されたRF信号をその信号強度(power)に対応する直流電圧に変換する。変換されたRF信号(直流電圧)は、増幅器103で増幅された後、A/D変換器104でアナログ/デジタル変換される。DSP (Digital Signal Processor)105は、デジタル変換されたRF信号をその信号強度を表すデジタルデータとして後段の電子回路へ出力する。
 RF検出器102は、整流ダイオードなどの検出素子を主要部品として含む高周波部品であり、従来、たとえば特許文献1,2に開示されたものが知られている。
 特許文献1に開示されたRF検出器は、マイクロ波帯で使用されるもので、整流ダイオードの特性ばらつきをインピーダンス調整用素子の付加により解消する。整流ダイオードには、主としてシリコン・ショットキーバリアダイオードが用いられる。
 特許文献2に開示されたRF検出器は、24GHz帯のRF信号を整流する整流回路を備えるので、使用周波数帯が高くなる場合の変換特性の低下を抑制することが可能である。この整流回路は、2つの整流ダイオードを出力部と接地(グランド面)との間に並列接続する。そして、出力部に複数の扇型の開放スタブ(共振器)を備えることで、広帯域にわたる高効率の電力変換が可能とされる。
特開2001-86666号公報 特開2014-209816号公報
 近年、次世代通信規格のひとつとして5G(第五世代移動通信システム)が提案されている。5Gでは、準ミリ波帯である26GHz帯,28GHz帯,あるいはそれ以上の周波数帯における装置、システムの使用が予定されている。そのため、今後、5G用の電波環境の調査、製品検査、製品や部品の動作確認などで準ミリ波帯以上の高周波数帯での使用を可能にするRF検出器は必要不可欠となる。
5Gで使用する準ミリ波帯は、26GHz帯では24.25~27.5GHzである。また、28GHz帯では26.5~29.5GHzである。
 特許文献1,2には高周波部品を実装するプリント基板の材質の記載がないが、1~10GHzまでの高周波部品では、ガラス繊維を基調とする安価なFR(Flame Retardant)-4グレードのプリント基板(「FR-4基板」)の使用が一般的である。プリント基板は、誘電率εが低いほど信号の伝送速度が高速になり、使用周波数帯が高くなるほど伝送損失が大きくなる。そのため、従来、準ミリ波帯で使用するプリント基板には、高損失で誘電率εの高いガラス繊維を基調とするFR-4基板ではなく、たとえば低損失のフッ素樹脂を絶縁体とした高周波基板が用いられている。
 しかし、高周波基板は、FR-4基板よりも遙かに高価であるばかりでなく、加工生産性の点でFR-4基板に劣る。基板(プリント基板)の厚みは、機械的特性(強度・耐性)を考えると厚い方が望ましいが、基板が厚くなると、後段の電子回路と導通する信号線路の線路幅が太くなる。太くなると整合がさらに取りにくくなり、良好な変換特性が得られない。多層構造で一枚あたりの基板を薄くすれば、損失が低減し、変換特性を良好にすることはできるが、多層構造にすると製造コストが高くなる。
 さらに、従来、整流ダイオードとして用いられている、シリコン・ショットキーバリアダイオードは、順方向の電位差が低いので、10GHz帯までは比較的高い変換特性が得られるものの、それ以上の高周波数帯になると変換特性が急激に低下してしまう。仮に、シリコン・ショットキーバリアダイオードを用いて、広帯域に無理に整合をとろうとすると変換特性が犠牲となる。整流ダイオードの特性ばらつきを個別に改善する個別対応では、量産化が難しい。
 また、例えば、特許文献2に開示されたRF検出器のように、整流ダイオードが並列に接続される構成では、充分な電流容量を確保することはできるものの、出力部-グランド間の容量の影響で整合がとりにくく、不整合の場合は十分な変換特性が得られない。24GHz帯で使用される整流ダイオードには、シリコン・ショットキーバリアダイオードよりも数十倍も高価で、電子移動度が早く、高い周波数に対応できるGaAs(ガリウムヒ素)ダイオードやプレーナ・ドープ・バリアダイオードなどが用いられることになる。
 そのため、準ミリ波帯以上で使用可能なRF検出器、あるいは、このようなRF検出器を備える高周波モジュールのコスト低減ならびに量産化が困難であった。
 本発明の目的の一つは、RF検出器、あるいはそれを備える高周波モジュールを、準ミリ波帯以上の周波数においても良好な変換特性を維持しつつ充分な機械的特性を有する構造とすることである。本発明の他の目的は、この明細書の記載から明らかになるであろう。
 本発明の一態様は、RF信号の信号強度を検出する検出素子と、前記検出素子の入力端と導通する第1導電パターンおよび前記検出素子の出力端と導通する第2導電パターンが形成されたプリント基板とを有し、前記第1導電パターンと前記第2導電パターンとが前記検出素子を挟んで対向し、各導電パターン間で容量結合するRF検出器である。
 本発明の他の態様は、裏面がグランド導体となるプリント基板の表面に存在し、入力されたRF信号の信号レベルを検出するRF検出器を含む高周波モジュールであって、前記RF検出器が上記態様のRF検出器となる高周波モジュールである。
 上記各態様によれば、検出素子と第1導電パターンおよび第2導電パターンとの間の整合を生じさせずに使用周波数帯の幅を拡大することができる。そのため、マイクロ波帯で使用される検出素子やプリント基板を準ミリ波帯以上で使用した場合であっても、良好な変換特性を維持できるようになる。これにより、機械的特性が充分で、コスト低減を図ることもできるRF検出器および高周波モジュールを容易に実現することができる。
第1実施形態に係るRF検出器の構成図。 第1実施形態に係るRF検出器の寸法および配置間隔の説明図。 第1実施形態のRF検出器の変換特性図。 第2実施形態に係るRF検出器の構成図。 比較例に係るRF検出器の構成図。 第2実施形態に係るRF検出器と比較例に係るRF検出器による出力電圧(mV)-周波数(GHz)特性比較図。 第3実施形態に係るRF検出器による出力電圧(mV)-周波数(GHz)特性図。 第4実施形態に係るRF検出器による出力電圧(mV)-周波数(GHz)特性図。 第5実施形態に係るRF検出器の構成図。 変形例1の説明図。 変形例2の説明図。 高周波モジュールの一般的な構成例を示す図。
発明の実施の形態
[第1実施形態]
 以下、本発明を、28GHz帯(26.5GHz~29.5GHz)のRF信号の信号強度を検出するRF検出器に適用した実施の形態例を説明する。図1は、第1実施形態に係るRF検出器の構成図、図2はその寸法および配置間隔の説明図である。
 第1実施形態のRF検出器1は、プリント基板10と、RF信号を検出する検出素子20とを有する。プリント基板10は、横サイズWが13mm、縦サイズDが8mm、厚みTが0.6mmのFR-4基板(両面基板)を用いる。プリント基板10の表面には、厚さ約18μmの導体膜でパターニングされた複数の導電パターンが形成されている。導体膜は、銅箔、銀箔、金箔のいずれかであり、マイクロストリップラインを構成する。検出素子20は整流ダイオードである。本実施形態では、検出素子20として、シリコン・ショットキーバリアダイオードを用いる。
 上記厚みTのFR-4基板とシリコン・ショットキーバリアダイオードは、前述の通り、準ミリ波帯以上の高周波数では一般的に使用されない部品である。しかし、本実施形態では、複数形成される導電パターンの形状や配置の工夫によって、それが容易になる。このことを以下に説明する。
 本明細書では、説明の便宜上、図1および図2に、直交三軸であるX軸、Y軸、Z軸を定義する。この直交三軸において、+Z方向をプリント基板10の鉛直上方、-Z方向をプリント基板10の鉛直下方、+X方向をRF信号が入力される方向、-X方向をRF信号が出力される方向、+Y方向を+X方向から見た左方向、-Y方向を+X方向から見た右方向という場合がある。また、X軸とY軸とを含む面をプリント基板10の表面、裏面あるいは水平面と呼ぶ場合がある。
 プリント基板10表面の略中央部には、検出素子20の入力端(たとえばアノード)が接続される入力端子部と、検出素子20の出力端(たとえばカソード)が接続される出力端子部が形成されている。入力端子部に検出素子20のアノードが接続され、出力端子部に検出素子20のカソードが接続される場合、変換特性は正出力となる。逆に、入力端子部に検出素子20のカソードが接続され、出力端子部に検出素子20のアノードが接続される場合、変換特性は負出力となる。
 本実施形態では、RF検出器1の小型化・簡略構造化のため、RF信号を直接電圧に変換するダイレクト変換を可能にする。そして、本実施形態では、複数の導電パターンにより、整合機能、フィルタ機能および変換特性調整機能を実現する。これらの複数の導電パターンのうち入力端子部を含む部分を「第1導電パターン」と呼ぶ。また、複数の導電パターンのうち出力端子部を含む部分を「第2導電パターン」と呼ぶ。本実施形態のRF検出器1は、第1導電パターンにより、低域側の設定周波数を遮断する機能をも果たす。また、第2導電パターンにより、高域側の設定周波数を遮断する機能をも果たす。これらの機能については後で詳しく説明する。
 第1導電パターンは、RF信号が入力される入力信号線路30、接地用のショートスタブ32およびオープンスタブ34を含む。入力信号線路30は、特性インピーダンスが50Ωに設定されたストリップラインである。このストリップラインのうち、RF信号が入力される部分のライン幅Wは1.1mmである。このライン幅Wは、後述する他の信号線路のライン幅に比べて7倍以上太い。この太い入力信号線路30のうち、上記の入力端子部が形成される部分は、当該入力端子部に近づくにつれてライン幅が更に拡大して拡大開放端となる整合スタブ31として作用する。入力されたRF信号は、整合スタブ31の拡大開放端および後述の整合スタブ41との協働による整合作用によって、検出素子20近傍での反射が抑制される。これにより、設計通りの使用周波数のRF信号が検出素子20に入力される。
 整合スタブ31は、検出素子20の入力端が接続される入力端子部を含む入力信号線路30のライン軸(線路幅と直交する方向の中心軸、以下同じ)を中心として、対称の形状となる。拡大開放端の端部間の外縁は、非直線状に形成されている。図1および図2の例では、拡大開放端の端部間の外縁(「結合領域」)が入力信号線路30のライン軸を中心として対称に、凹凸に形成されている。突起部分の少なくとも一つは鋭角をなす。鋭角にするのは、整合のための調整作業をしやすくするためであり、また、後述する整合スタブ41との間での容量結合をしやすくするためでもある。
 ショートスタブ32は、入力信号線路30を伝搬するRF信号を、低域の設定周波数で減衰させる幅0.15mmの導電パターンである。ショートスタブ32は、接地しても使用周波数帯における整合に影響がない箇所に配置される。図中、ショートスタブ32の先端部で円環状に示されているのが接地(グランド)端子である。ショートスタブ32の長さLは、本例では、使用周波数帯の中心周波数の波長の1/4又は略1/4となる1.52mmとした。オープンスタブ34は、ショートスタブ32の中央付近から長さL(1.49mm)で延びる幅0.15mmの導電パターンである。オープンスタブ34は、入力信号線路30に接近して沿うように配置される。(L/2)<Lを満たす条件下で、(L/2)+Lの長さが遮断周波数24.0GHzの波長の1/4又は略1/4となる。このように構成されるオープンスタブ34は、ノッチフィルタとして動作する。これにより、28GHz帯の低域側で急峻な減衰特性を得ることができる。
 入力信号線路30上にオープンスタブ型のノッチフィルタを設けることは、しばしば採用される構成である。しかし、入力信号線路30の形状やサイズを調整したりする際に配置箇所の制限を受けて位置やサイズが変わり、あるいは、その近傍に他のスタブなどの追加などがあると、整合の乱れや損失が生じて、大きな減衰を得ることができない。この点を考慮して、本実施形態ではショートスタブ32を設けている。このショートスタブ32を設けたことにより、上記の整合の乱れや損失が生じる要因が解消され、大きな減衰を得ることができ、かつ、RF信号の損失を最低限に抑えることができる。
 第2導電パターンは、第1導電パターンの整合スタブ31と検出素子20を挟んで対向する整合スタブ41を含む。整合スタブ41は、0.65mm(短辺)×1.8mm(長辺)の導電パターンである。整合スタブ41は、整合スタブ31を指向する外縁(「結合領域」)の先端結合により生じる容量性リアクタンスにより、広帯域の整合を図るために設けられる。整合スタブ41は、長辺の長さが高域側の遮断周波数の設定波長の1/4又は略1/4の長さであり、高域側の遮断周波数における反射用スタブとしても作用する。
 第2導電パターンは、また、整合スタブ41のうち、整合スタブ31との結合領域の反対側の外縁(「高インピーダンス線路領域」)の中央部から延びる第1出力信号線路40、第1反射スタブ42、第2出力信号線路43、第2反射スタブ44、第3出力信号線路45、オープンスタブ46を含む。
 第1,第2出力信号線路40,43は、それぞれ幅Wが0.15mmの導電パターンである。これらの線路は、使用周波数帯に対しては、高インピーダンス信号線路として作用する。第1反射スタブ42は、0.65mm(短辺)×1.8mm(長辺)の導電パターンである。第1反射スタブ42の長辺の長さは、高域側の遮断周波数の設定波長の1/4又は略1/4の長さである。なお、第1反射スタブ42は、高域の遮断周波数で反射できる形状であれば、図示のような形状でなくとも良い。第2反射スタブ44は、たとえば扇状のものよりも成形、加工が容易な三角形状の導電パターンである。第2反射スタブ44の最小幅は0.15mmで、最大幅は1.8mmを超えないサイズである。
 第2反射スタブ44の基端(幅が最小の部位)からは、第3出力信号線路45が延び、さらにオープンスタブ46、負荷となるコンデンサ成分(C)47と抵抗成分(R)48、第4出力信号線路49が延びる。第3出力信号線路45および第4出力信号線路49は、使用周波数帯に対しては高インピーダンス信号線路として作用する。第3出力信号線路45および第4出力信号線路49は、幅Wが0.15mmの導電パターンである。負荷は、動作を安定させるための受動素子であり、抵抗成分(R)48とコンデンサ成分(C)とが円環状に示された接地(グランド)端子に対して並列に接続される。本例では抵抗成分(R)48が510kΩ,コンデンサ成分(C)47が100pFである。なお、オープンスタブ46は、整合用の導電パターンであるが、省略することもできる。
 整合スタブ41の結合領域の反対側の外縁から第2反射スタブ44の基端(幅が最小の部位)までの長さLは、28GHzの中心周波数の波長の3/4又は略3/4である。本例では、4.3mmとした。整合スタブ41の結合領域の反対側の外縁から第1反射スタブ42の対向外縁までの長さLは、本例では2.5mmとした。
 整合スタブ41を通過したRF信号は、第1出力信号線路40および第1反射スタブ42により高域側の設定周波数で反射され、更に、第2出力信号線路43および第2反射スタブ44により使用周波数帯で反射される。反射のポイント(反射が生じる位置)が検出素子20の出力端から離れるので、位相調整が容易にでき、検出素子20の入力端の入力信号と出力端の反射信号との打消し等も生じない。また、検出素子20で再度変換され、本来の変換特性を悪化させる原因となる高調波成分が生じた場合であっても、この高調波成分が、従来の一般的なものよりも太い入力信号線路幅30で、大きく減衰される。そのため、高い変換特性を得ることができる。
 図3は、第1実施形態のRF検出器1の変換特性図である。横軸は入力されたRF信号の強度(RF_Level:dBm)、縦軸は電圧出力(mV)である。図示される通り、本実施形態のRF検出器1によれば、従来、マイクロ波帯である1~10GHz前後でしか使用されることのない検出素子20やプリント基板10を用いた場合であっても、28GHz帯において十分な変換特性が得られている。
28GHz帯においても十分な変換特性が得られるのは、整合が検出素子20の入力端の第1導電パターンおよび検出素子20の出力端の第2導電パターンの双方でとられていることによる。そのため、従来のように、入力信号線路30上に整合用のスタブを別途設ける必要がなくなり、導電パターンが簡略化され、コスト低減および量産化が容易になる。
[第2実施形態]
 図4は、第2実施形態に係るRF検出器2の構成図である。第1実施形態において説明したものと同じ部品等については、同一符号を付してその説明を省略する。第2実施形態に係るRF検出器2は、RF検出器1のオープンスタブ46を無くすとともに、入力信号線路30のうちショートスタブ32の対面側に、ノッチ設定遮断周波数の波長の1/4又は略1/4の長さL(1.9mm)のオープンスタブ36を付加したものである。
 オープンスタブ36は、入力信号線路30から下方に延びた後、角度を変え、入力信号線路30と平行に延びる。このような構成のオープンスタブ36は、狭帯域ノッチフィルタとして作用し、第1実施形態で説明したRF検出器1よりも低域側の減衰量を更に急峻にすることができる。狭帯域なので、不整合があってもその影響を受けにくくなる。
[比較例]
 本発明者は、第1実施形態および第2実施形態のRF検出器1、2の比較例となるRF検出器5を作成した。このRF検出器5は、本願出願の時点において準ミリ波帯で多用されている高周波部品および設計技術を用いて構成したものであり、28GHz帯で動作する。RF検出器5の構成図を図5に示す。
 RF検出器5は、プリント基板50としてFR-4基板を用いる点、および、プリント基板50上にマイクロストリップで複数の導電パターンを形成する点は、RF検出器1,5と同じである。ただし、検出素子60はGaAsダイオードである。
 検出素子60の入力端には、入力信号線路70が接続される。入力信号線路70は、第1実施形態および第2実施形態の入力信号線路30よりも信号線路幅が細く、検出素子60の入力端子に近い部分はテーパ状に細くなっている。このように細い信号線幅のうち入力端子に近い部分をテーパ状に細くするのが、これまでの一般的な整合の手法である。
 入力信号線路70は、使用周波数帯の影響を受けない位置に設けられたショートスタブ71で接地されている。図示の例では円環状に示されている接地端からの反射を抑えるため、反射スタブ72が設けられる。反射スタブ72は、基端から外縁までの距離が等しくなるように扇形になっている。検出素子60には入力端子からの反射がある。そのため、入力端子と導通する入力信号線路70のうちRF信号が入力される部位付近に、整合のためのスタブ74が必要とされる。
 検出素子60の出力端には、直近に使用周波数帯の中心周波数の波長の1/4又は略1/4の長さに設定された反射スタブ80が配置される。反射スタブ80は扇状に成形され、抵抗成分(R)87およびコンデンサ成分(C)88を負荷にして高インピーダンスとなる出力信号線路81が基端付近に接続され、出力信号線路89から変換信号となる電圧を出力している。
 第2実施形態に係るRF検出器2と比較例に係るRF検出器5による出力電圧(mV)-周波数(GHz)特性比較図を図6に示す。図6において、直線状の破線600は、実用仕様参考値、すなわち実用レベルとなる出力電圧の値である。また、実線601は第2実施形態のRF検出器2による出力電圧、破線602は比較例のRF検出器5の出力電圧である。
図6に示すように、第2実施形態のRF検出器2は、検出素子20としてシリコン・ショットキーダイオードを用い、プリント基板10に厚いFR-4基板を用いても、FR-4基板で従来の設計技術で高価な検出素子60を用いたRF検出器5よりも、高い出力電圧が得られることがわかる。また、約3GHzの広い帯域にわたって充分な出力電圧が得られることがわかる。
 さらに、RF検出器2では、低域および高域で、急峻な帯域特性となる。低域部は、オープンスタブ36とショートスタブ32とオープンスタブ34から成るノッチフィルタで急峻に減衰される。高域部は、第1反射スタブ42により反射され、急激に減衰される。そのため、RF検出器2によれば、必要な帯域での変換特性を、比較例に係るRF検出器5よりも、格段に高めることができる。
 なお、第1反射スタブ42は検出素子20の出力端から離れた位置に配置されるので、整合の乱れが生じにくい。出力電圧は、実用仕様参考値600と比較しても上回っており、FR-4基板でも実用上まったく問題ないレベルとなっている。
[上記実施形態の効果]
 第1実施形態および第2実施形態によれば、シリコン・ショットキーバリアダイオードとFR-4基板を用いても、広帯域に高い変換特性とフィルタ性能を発揮し、低コストで5Gにも対応する準ミリ波帯RF検出器を実現することができる。また、入力信号線路30を太くできるので、厚いプリント基板に対応することができる。入力信号線路30が太くすることで、発熱も抑制される。また、プリント基板10を厚くすることができるので、多層構造にしなくとも、機械的特性(強度・耐性)が増す。
 これまでの一般的なRF検出器では、どの周波数帯においても検出素子の入力端から入力信号線路への反射信号が生じる。そのため、入力されたRF信号が反射信号と打ち消されることを防止するため、スタブ(たとえば図5のスタブ74)などを別途設ける場合があるが、そうすると、不要なリアクタンス損失のため、変換特性が犠牲になることが多い。
 これに対して、第1実施形態および第2実施形態のRF検出器1,2では、検出素子20の入力端の第1導電パターンと検出素子20の出力端の第2導電パターンとが検出素子20を挟んで対向し、これにより各導電パターンの誘導リアクタンスと、各導電パターン間が容量結合することで生じる容量リアクタンスで上記検出素子20の入力端からの反射信号を吸収するので、変換特性を犠牲にすることがなくなる。
 特に、第1導電パターンは、検出素子20の入力端に近づくにつれてライン幅が拡大して拡大開放端をなす整合スタブ31を含み、拡大開放端の端部間の外縁が非直線状に形成されているので、太い信号線路30で無用な反射などを抑えて、広い帯域で整合をとることができる。また、拡大開放端の端部間の外縁に、対向する第2導体パターンとの距離を短くする突起が形成されているので、容量結合しやすい構造となる。
 また、整合スタブ31の拡大開放端、検出素子20の入力端、検出素子20の出力端、第2導電パターンの各々の形状が、入力信号線路30の中心軸に対して対称なので、プリント基板10上の高周波電流の不平衡が無くなり、バランスよく整合をとることができる。
 特許文献1および特許文献2に開示されたいずれのRF検出器では、いずれも帯域外の減衰が必要であり、それ故にRFフィルタを追加することが必然となる。RFフィルタは、広域に渡り減衰が必要で、ノッチフィルタのような狭帯域では使用が難しい。また、RFフィルタでは、サイズ拡大や部品追加などでコストが上がると共に、挿入損失が増えて変換特性が犠牲となる。これに対して、第1実施形態および第2実施形態のRF検出器1,2では、入力信号線路30の所定部位にショートスタブ32が形成され、ショートスタブ32の所定部位にはオープンスタブ34が延び、ショートスタブ32およびオープンスタブ34のサイズが検出素子20に入力される高周波信号のうち低域側の遮断周波数が使用周波数帯よりも低域になるフィルタを形成する。そのため、別途RFフィルタを設ける必要がなくなる。
 また、入力信号線路30のうちショートスタブ32の形成部位と反対方向の所定部位に、低域側の遮断周波数の波長の略1/4の長さとなるオープンスタブ36が形成されている場合も、狭帯域のノッチフィルタを形成することができる。そのため、低域部を更に急峻にすることができる。
 また、第1反射スタブ42、第2反射スタブ44は、比較例に係るRF検出器5のように、外縁を扇型にして基端からの距離を均等にしなくとも良いので、作成、加工、微調整が容易になる。そのため、設計もしやすくなる。
[第3実施形態]
 第3実施形態について説明する。第3実施形態のRF検出器は、第2実施形態のRF検出器2において、オープンスタブ34、第1反射スタブ42、オープンスタブ36は、削除したものである。そのため、図示を省略する。このような構成によるRF検出器の出力電圧(mV)-周波数(GHz)特性を図7に示す。図7を参照すると、第3実施形態のRF検出器は、第2実施形態のRF検出器2に比べて、広域整合の効果はほぼ同じで、低域側で出力電圧が上がり、変換特性が良くなるが、高域の変換特性は、少し犠牲になる。
[第4実施形態]
 第4実施形態について説明する。第4実施形態のRF検出器は、第2実施形態のRF検出器2において、オープンスタブ34,36を削除したものである。そのため、図示を省略する。このような構成によるRF検出器の出力電圧(mV)-周波数(GHz)特性を図8に示す。図8を参照すると、第4実施形態のRF検出器は、第2実施形態のRF検出器2に比べて、広域整合の効果はほぼ同じで、高域側で出力電圧が上がり、変換特性が良くなるが、低域の急峻特性は、少し犠牲になる。
[第5実施形態]
 第5実施形態について説明する。図9は、第5実施形態に係るRF検出器3の構成図である。第1実施形態および第2実施形態において説明したものと同じ部品等については、同一符号を付してその説明を省略する。第5実施形態に係るRF検出器3が第1実施形態のRF検出器1および第2実施形態のRF検出器2と異なるのは、以下の点である。
 ・接地(グランド)端子G1,G2を四辺形状とした。白丸部分は基板10の反対面の接地端子と導通させるためのビアホールである。
 ・オープンスタブ34をX方向、すなわち入力側を向くようにした。
 ・整合スタブ41の形状を変更した。すなわち、整合スタブ41のうち結合領域41aの形状を凹凸状に形成されている整合スタブ31側の結合領域に対応する形状に変更するとともに、高インピーダンス線路領域41bをC面取りした形状に変更した。
 ・図1に示したオープンスタブ46を、第2反射スタブ44と略同じ形状および略同じ面積の三角形状とし、第2反射スタブ44と平行に配置した。オープンスタブ46の形状は、三角形状の代わりに扇形状であっても良い。すなわち、オープンスタブ46のうち第3出力信号線路45と接続する部分の幅が、第3出力信号線路45の幅Wに近づくように徐々に小さくなるようにした。
 オープンスタブ34が入力側を向くことにより、整合スタブ31との結合が回避されるため、整合スタブ31と整合スタブ41とのインピーダンス調整が容易になる。また、使用周波数帯域におけるリップルが改善する。
 また、整合スタブ41の結合領域41aを図示のように変更することにより、整合スタブ31の結合領域との間隔が端部間にわたってほぼ均等となる。つまり、検出素子20が接続される整合スタブ31側の入力端付近と整合スタブ41側の出力端付近との局所的な結合(たとえば集中定数的な結合)だけでなく、整合スタブ31の結合領域と整合スタブ41の結合領域41aのほぼ全域にわたる面的な結合(たとえば分布定数的な結合)となる。そのため、整合スタブ31,41間の結合度が高くなり、広帯域化が可能となる。これにより、使用可能な検出素子20の選択肢を拡げることができる。また、整合スタブ31,41間の間隔を微細にする必要がなくなり、製造上あるいは加工上も有利となる。
 さらに、オープンスタブ46のうち第3出力信号線路45と接続する部分の幅が、第3出力信号線路45の幅Wに近づくように徐々に小さくなるようにすることで、第3出力信号線路45との間の面的な結合(たとえば分布定数的な結合)が局所的な結合(たとえば集中定数的な結合)となり、インピーダンス調整がより容易になる。
[他の実施形態]
 第1から第5実施形態では、プリント基板10にFR-4基板を用いた場合の例を説明した。プリント基板10は誘電体なので、誘電正接(tanσ)というファクタがある。誘電正接は、プリント基板に交流電場が加わった時に、プリント基板の誘電体部分の中で電気エネルギーの一部が熱になって損失する程度を表す。つまり、使用周波数が高くなると、それがプリント基板の回路中で熱に変わる作用が大きくなるので、信号の伝送損失が大きくなる。FR-4基板の誘電正接は、1GHzあたり0.02程度であるが、FR-4基板の中でも誘電正接が小さいものがあるので、それを使用するのが望ましいが、伝送損失を重視する用途では、FR-4基板に代えて、ガラスフッ素樹脂基板などを用いても良い。
 また、上述したRF検出器1,2,3は、他の高周波部品、たとえば図12に示した増幅器103、A/D変換器104、DSP105、あるいはアンテナANTと共に、準ミリ波帯で使用可能な一つの高周波モジュールとして実施することができる。
[変形例]
 検出素子20を囲む整合スタブ31、整合スタブ41の形状の組み合わせを、図10および図11に示すように変えることもできる。図10の「変形例1-1」は、整合スタブ31の開放端部の結合領域311を糸面(微細な面取)又は大面(大きい面取)でR面取(角を丸める面取)したものである。「変形例1-2」は、整合スタブ31の開放端部の結合領域312を糸面又は大面でC面取(斜めの面取)したものである。「変形例1-3」は、整合スタブ31の開放端部の結合領域313の幅を拡げたものである。「変形例1-4」は、整合スタブ31の開放端部の結合領域314の外端部を第2導体パターンの方向に延ばしたものである。「変形例1-5」は、整合スタブ31の開放端部の結合領域315の外端部を斜め方向に延ばしたものである。
 また、図11の「変形例2-1」は、整合スタブ41の結合領域411を整合スタブ31の開放端部の凹領域の凹形状に沿って当該凹領域の方向に突起させたものである。「変形例2-2」は、整合スタブ41の結合領域412を整合スタブ31の開放端部の結合領域の方向に鋭角で突起させたものである。「変形例2-3」は、整合スタブ41の高インピーダンス線路領域413をC面取したものである。「変形例2-4」は、整合スタブ41の高インピーダンス線路領域414を蒲鉾(D字形状)に面取したものである。「変形例2-5」は、整合スタブ41の高インピーダンス線路領域415を台形状に面取したものである。なお、図10および図11の形状は例示であって、他の面取形状であっても良い。また、図10および図11の形状の組み合わせであっても良い。
 上述の各実施形態では、28GHz帯で使用されるRF検出器1,2および高周波モジュールの例を説明したが、各構成部品の寸法が変わるだけで、26GHz帯以下、あるいは、28GHz帯以上の周波数で使用されるRF検出器および高周波モジュールについても同様に適用が可能である。
[利用分野]
 上述したRF検出器1,2,3は、監視見守り(セキュリティや介護)、IoT(コンテンツ配信など)、AI(自動運転など)、医療・ヘルスケアなど、さまざま分野におけるRF信号の検出用としての適用が可能となる。
 本明細書によれば、以下の態様が提供される。
(態様1)
 態様1は、RF信号の信号強度を検出する検出素子と、前記検出素子の入力端と導通する第1導電パターンおよび前記検出素子の出力端と導通する第2導電パターンが形成されたプリント基板と、を備え、前記第1導電パターンと前記第2導電パターンとが前記検出素子を挟んで対向し、これにより各導電パターン間で容量結合する、RF検出器である。
 態様1によれば、第1導電パターンと第2導電パターンとが検出素子を挟んで対向しているため、各導電パターンの誘導リアクタンスと、各導電パターン間が容量結合することで生じる容量リアクタンスで検出素子の入力端からの反射を吸収するので、変換特性を犠牲にすることがなくなる。検出素子と第1導電パターンおよび第2導電パターンとの間の整合を生じさせずに使用周波数帯の幅を拡大することができるので、マイクロ波帯で使用される検出素子やプリント基板を、準ミリ波帯以上でも使用できるようになる。そのため、機械的特性が充分で、コスト低減を図ることもできるRF検出器を容易に実現することができる。
(態様2)
 態様2は、前記検出素子は、入力されたRF信号をダイレクト変換する整流ダイオードである、態様1に記載のRF検出器である。
 態様2によれば、低コストで、たとえば5Gに対応した準ミリ波帯RF検出器を提供することができる。
(態様3)
 態様3は、前記第1導電パターンは、前記検出素子の入力端に近づくにつれてライン幅が拡大して拡大開放端をなす入力信号線路を含み、前記拡大開放端の端部間の外縁が非直線状に形成されている、態様1又は2に記載のRF検出器である。
 態様3によれば、第1導電パターンの拡大開放端と第2導電パターンの一部との間での容量結合がしやすくなる。また、第1導電パターンの拡大開放端と第2導電パターンの一部との協働による整合作用により、検出素子近傍での反射が抑制され、広い帯域で整合をとることができ、設計通りの使用周波数のものが検出素子に入力されることになる。したがって、従来のように、入力信号線路上に整合用のスタブを別途設ける必要がなくなり、パターンが簡略化され、コスト低減および量産化が容易になる。
(態様4)
 態様4は、前記拡大開放端の端部間の外縁に、その先端が対向する前記第2導電パターンを指向する突起が形成されている、態様3に記載のRF検出器である。
 態様4によれば、整合のための調整作業がしやすくなり、また、拡大開放端と第2導電パターンの一部との間での容量結合がしやすくなる。
(態様5)
 態様5は、前記拡大開放端、前記検出素子の入力端、前記検出素子の出力端、および前記第2導電パターンの各々の形状が前記入力信号線路の線路軸に対して対称である、態様3又は4に記載のRF検出器である。
 態様5によれば、プリント基板上の高周波電流の不平衡がなくなり、バランスよく整合をとることができる。
(態様6)
 態様6は、前記入力信号線路の所定部位に接地用のショートスタブが形成され、前記ショートスタブの所定部位にはオープンスタブが前記入力信号線路と平行に延び、前記ショートスタブおよび前記オープンスタブのサイズが前記検出素子に入力されるRF信号のうち低域側の遮断周波数が使用周波数帯よりも低域になるフィルタを形成する、態様3,4又は5に記載のRF検出器である。
 態様6によれば、オープンスタブをノッチフィルタとして動作させることができるため、低域側で急峻な減衰特性を得ることができる。また、ショートスタブを設けることにより、整合の乱れが生じることがなくなり、大きな減衰を得ることができ、さらに、最低限の損失に抑えることができる。さらに、サイズ拡大や部品追加などでコストが上がると共に、挿入損失が増えて変換特性が犠牲となるRFフィルタを別途設ける必要がなくなる。
(態様7)
 態様7は、前記入力信号線路のうち前記ショートスタブの形成部位と前記入力信号線路の線路軸を挟んで反対側の所定部位に、低域側の遮断周波数の波長の略1/4の長さとなるオープンスタブが形成されている、態様6に記載のRF検出器である。
 態様7によれば、狭帯域のノッチフィルタを形成することができ、変換特性における低域側を急峻にすることができる。また、狭帯域のため、たとえ不整合があったとしてもその影響を受けにくくすることができる。
(態様8)
 態様8は、前記第2導電パターンは、前記検出素子の出力端から延びる出力信号線を含み、前記出力信号線路上の所定部位に、高域側の遮断周波数の波長の略1/4の長さとなる反射スタブが形成されている、態様1から6のいずれか一つに記載のRF検出器である。
 態様8によれば、反射スタブにより、高域側の設定周波数が反射されるため、変換特性における広域部は、急激に減衰される。また、反射のポイントが検出素子の出力端から離れるため、位相調整が容易にでき、検出素子の入力端の入力信号と出力端の反射信号との打消し等も生じず、整合の乱れが生じにくくなる。
(態様9)
 態様9は、裏面がグランド導体となるプリント基板の表面に存在し、入力されたRF信号の信号レベルを検出するRF検出器を含む高周波モジュールであって、前記RF検出器が、請求項1から8のいずれか一項のRF検出器である、高周波モジュールである。
 態様9によれば、検出素子と第1導電パターンおよび第2導電パターンとの間の整合を生じさせずに使用周波数帯の幅を拡大することができるので、マイクロ波帯で使用される検出素子やプリント基板を、準ミリ波帯以上でも使用できるようになる。そのため、機械的特性が充分で、コスト低減を図ることもできる高周波モジュールを容易に実現することができる。

Claims (9)

  1.  RF信号の信号強度を検出する検出素子と、
     前記検出素子の入力端と導通する第1導電パターンおよび前記検出素子の出力端と導通する第2導電パターンが形成されたプリント基板と、を備え、
     前記第1導電パターンと前記第2導電パターンとが前記検出素子を挟んで対向し、これにより各導電パターン間で容量結合する、
     RF検出器。
  2.  前記検出素子は、入力されたRF信号をダイレクト変換する整流ダイオードである、
     請求項1に記載のRF検出器。
  3.  前記第1導電パターンは、前記検出素子の入力端に近づくにつれてライン幅が拡大して拡大開放端をなす入力信号線路を含み、
     前記拡大開放端の端部間の外縁が非直線状に形成されている、
     請求項1又は2に記載のRF検出器。
  4.  前記拡大開放端の端部間の外縁に、その先端が対向する前記第2導電パターンを指向する突起が形成されている、
     請求項3に記載のRF検出器。
  5.  前記拡大開放端、前記検出素子の入力端、前記検出素子の出力端、および前記第2導電パターンの各々の形状が前記入力信号線路の線路軸に対して対称である、
     請求項3又は4に記載のRF検出器。
  6.  前記入力信号線路の所定部位に接地用のショートスタブが形成され、前記ショートスタブの所定部位にはオープンスタブが前記入力信号線路と平行に延び、前記ショートスタブおよび前記オープンスタブのサイズが前記検出素子に入力されるRF信号のうち低域側の遮断周波数が使用周波数帯よりも低域になるフィルタを形成する、
     請求項3、4又は5に記載のRF検出器。
  7.  前記入力信号線路のうち前記ショートスタブの形成部位と前記入力信号線路の線路軸を挟んで反対側の所定部位に、低域側の遮断周波数の波長の略1/4の長さとなるオープンスタブが形成されている、
     請求項6に記載のRF検出器。
  8.  前記第2導電パターンは、前記検出素子の出力端から延びる出力信号線を含み、前記出力信号線路上の所定部位に、高域側の遮断周波数の波長の略1/4の長さとなる反射スタブが形成されている、
     請求項1から6のいずれか一項に記載のRF検出器。
  9.  裏面がグランド導体となるプリント基板の表面に存在し、入力されたRF信号の信号レベルを検出するRF検出器を含む高周波モジュールであって、
     前記RF検出器が、請求項1から8のいずれか一項のRF検出器である、高周波モジュール。
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