JP7081886B2 - 半導体装置 - Google Patents

Description

特許法第３０条第２項適用 平成３０年１月１６日にラピスセミコンダクダ株式会社の顧客事業所にて試供品を配布

本発明は、半導体装置、特にカスコード接続型のカレントミラー回路を用いた電圧レギュレータ回路を含む半導体装置に関する。

従来、電圧レギュレータ回路に関する文献として、例えば特許文献１が知られている。特許文献１に開示されたレギュレータは、出力用トランジスタに直列に接続された分圧器により分圧されて得られた帰還電圧が反転入力端子に入力される差動増幅器と、出力電圧の変化に対応して変化する対応出力電圧として差動増幅器から入力される対応出力電圧から出力用トランジスタにおける所定電流量以上のオフリーク電流を検知し、検知結果に応じた制御用電圧を出力するＰ型トランジスタと、分圧器と並列に接続されており、Ｐ型トランジスタから入力された制御用電圧により制御されるＮ型トランジスタと、を含んで構成されている。

また、カスコード接続型のカレントミラーに関する文献として、例えば特許文献２が知られている。特許文献２に開示された差動増幅回路は、レイル・トウ・レイルの同相入力電圧範囲のある差動入力回路と、差動入力回路の電流出力信号が入力されるすべてのゲートを接続した折り返しカスコードカレントミラー回路と、カスコードカレントミラー回路の出力により制御される出力トランジスタ回路を含み、レイル・トウ・レイルの同相出力電圧範囲の出力を得ることを特徴としている。

カスコード接続型のカレントミラーに関する文献として、さらに特許文献３も知られている。特許文献３に開示された電流生成回路は、正の温度特性を有する第１電流を生成する第１電流源と、第２電流を生成する第２電流源と、第２電流の経路上に設けられた、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタである補償用トランジスタと、補償用トランジスタのベース電流を第１係数倍して第３電流を生成する第１カレントミラー回路と、を備え、第１電流と第３電流の差に比例した第４電流を出力し、第２電流源は、第１固定電圧端子と第２固定電圧端子の間に順の直列に設けられた、第２コレクタ抵抗、そのベースエミッタ間が接続されたＮＰＮ型バイポーラトランジスタである第３トランジスタ、およびダイオードと、そのベースが第３トランジスタのベースと接続されたＮＰＮ型バイポーラトランジスタである第４トランジスタと、第４トランジスタのエミッタと第２固定電圧端子の間に設けられたポリ抵抗である第２エミッタ抵抗と、を含み、第４トランジスタに流れる電流を、第２電流として出力している。すなわち特許文献３には、カスコード接続型カレントミラーについて、各ペアとなっているトランジスタのゲートがダイオードを介して接続された構成が開示されている。

図５に示す比較例に係る電圧レギュレータ回路１００を参照し、電圧レギュレータ回路についてより詳細に説明する。図５に示すように比較例に係る電圧レギュレータ回路１００は、定電流源１２とＮ型ＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）トランジスタＮ３によってノードｖｂに生成されるバイアス電圧で制御されて定電流源を構成するＮ型ＭＯＳトランジスタＮ０、差動対を構成するＮ型ＭＯＳトランジスタＮ１、Ｎ２、差動対の負荷となるＰ型ＭＯＳトランジスタＰ１、Ｐ２、出力トランジスタであるＰ型ＭＯＳトランジスタＰ０を含んで構成されている。差動対の一方であるＮ型ＭＯＳトランジスタＮ２のゲートには基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、差動対の他方であるＮ型ＭＯＳトランジスタＮ１のゲートには、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ０、Ｒ１によって分割した帰還電圧Ｖｆｂが入力されている。また、電圧レギュレータ回路１００は電源Ｖｄｄとグランド（ＧＮＤ）との間に接続されている。

電圧レギュレータ回路１００では、電源Ｖｄｄの電圧が高い範囲では、差動アンプ（Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮ０、Ｎ１、Ｎ２で構成される回路）のノードＶｐｇによって出力トランジスタであるＰ型ＭＯＳトランジスタＰ０のゲート電圧が制御され、基準電圧Ｖｅｒｆと、抵抗Ｒ０およびＲ１とで設定された電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとして出力される。

特開２０１５－２１０６６２号公報 特開２００１－１４４５５８号公報 特開２０１１－２３２９３１号公報

しかしながら、比較例に係る電圧レギュレータ回路１００では、以下の問題点があった。すなわち、電源Ｖｄｄの電圧が低くなると、差動アンプのノードＶｐｇの電位とノードｔｏｐの電位とが衝突して、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮ２がいわゆるカットオフ動作となりＰ型ＭＯＳトランジスタＰ０のゲート電圧が制御できなくなるという問題である。その結果、出力電圧Ｖｏｕｔは基準電圧Ｖｒｅｆと抵抗Ｒ０、Ｒ１で設定された目標電圧を維持できなくなる。本問題について図示したのが図２（ｂ）である。図２（ｂ）の点線円の領域でノードＶｐｇの電位とノードｔｏｐの電位とが衝突しており、実線円の領域で出力電圧Ｖｏｕｔの目標電圧が維持できなくなっている。

すなわち、電源Ｖｄｄの電圧が低い領域であるＮ型ＭＯＳトランジスタＮ２のカットオフ動作付近の電源Ｖｄｄの電圧では、出力トランジスタであるＰ型ＭＯＳトランジスタＰ０のゲート電圧を下げることができない。ここで、ノードｔｏｐの電圧は定電流源Ｎ０のほぼＶｔｈ（閾値）分である。従って、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ０のサイズを大きくした場合の出力電流の増加率は小さいのでトランジスタサイズを余計に大きくしなければならず、レイアウト面積が大きくなってしまう。その結果、低電源電圧でかつ入出力間電位差の小さい低飽和レギュレータ（ＬＤＯ：Ｌｏｗ Ｄｒｏｐ Ｏｕｔ）を構成することが困難となる。

上記点についてより詳細に説明する。すなわち、電圧レギュレータ回路１００では差動アンプのノードｖｐｇの電圧（Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ０のゲート電圧）とノードｖｐｇｘの電圧は、ノードｔｏｐの電圧より低い電圧にすることができない。この時のＰ型ＭＯＳトランジスタＰ０のゲート電圧は、定電流源であるＮ型ＭＯＳトランジスタＮ０のほぼＶｔｈ（閾値）分以下には下がらないので、低電源電圧におけるＰ型ＭＯＳトランジスタＰ０の特性はこのゲート電圧での飽和特性になる。そのため、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ０のトランジスタサイズを大きくしても電流増加が少ないために所望の電流にするためにはサイズがさらに大きくなってしまう。

本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、低電源電圧でも動作可能な電圧レギュレータ回路を含む半導体装置を提供することを目的とする。

本発明に係る半導体装置は、トランジスタ対を含んで構成された差動回路と、前記差動回路の出力に接続されたカスコード接続型のカレントミラー回路と、前記カレントミラー回路の出力で制御される出力回路と、を含み、前記トランジスタ対の一方のトランジスタのゲートに基準電圧が印加され、前記トランジスタ対の他方のトランジスタのゲートに前記出力回路の出力が印加され、前記カレントミラー回路は、前記トランジスタ対の一方のトランジスタの出力が接続されるノードに各々接続された第１のトランジスタと第２のトランジスタ、および前記第２のトランジスタに接続された第１の定電流源、並びに前記トランジスタ対の他方のトランジスタの出力が接続されるノードに各々接続された第３のトランジスタと第４のトランジスタ、および前記第４のトランジスタに接続された第２の定電流源、を備え、前記第１のトランジスタ、前記第２のトランジスタ、前記第３のトランジスタ、前記第４のトランジスタの各々のゲートは前記第４のトランジスタと第２の定電流源との間に接続され、前記出力回路は出力電圧を出力する出力トランジスタであって、前記第２のトランジスタと前記第１の定電流源とが接続されたノードの出力によって制御されるものである。

本発明によれば、低電源電圧でも動作可能な電圧レギュレータ回路を含む半導体装置を提供することが可能となる。

第１の実施の形態に係る半導体装置の構成の一例を示す回路図である。 第１の実施の形態に係る半導体装置の動作点を示す図である。 第３の実施の形態に係る半導体装置の構成の一例を示す回路図である。 第４の実施の形態に係る半導体装置の構成の一例を示す回路図である。 比較例に係る半導体装置の構成を示す回路図である。

以下、図面を参照して、本発明を実施するための形態について詳細に説明する。以下の実施の形態では、本発明に係る半導体装置を電圧レギュレータ回路を含む半導体装置に適用した形態を例示して説明する。

［第１の実施の形態］
図１および図２を参照して、本実施の形態に係る電圧レギュレータ回路１０について説明する。図１に示すように電圧レギュレータ回路１０は、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮ０、Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３、Ｎ４、Ｎ５、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ０、Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４、抵抗Ｒ０、Ｒ１、基準電源１４、および電流値がＩｂの定電流源１２を含んで構成されている。定電流源１２、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ０、Ｐ１、Ｐ２のソースは各々高電位側の電源Ｖｄｄに接続され、低電位側の電源は一例としてグランド（ＧＮＤ）とされている。

Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮ０、Ｎ１、Ｎ２によって、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮ０を定電流源とする差動アンプが構成されている。Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮ２の出力はノードＶｎに接続され、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮ１の出力はノードＶｎｘに接続されている。定電流源１２、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮ３、Ｎ０によってカレントミラー回路が構成され、ダイオード接続されたＮ型ＭＯＳトランジスタＮ３のゲート（ドレイン）が接続されたノードｖｂの電圧がバイアス電圧としてＮ型ＭＯＳトランジスタＮ０のゲートに供給されている。なお、上記「差動アンプ」が本発明に係る「差動回路」に相当し、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮ１、Ｎ２が本発明に係る「トランジスタ対」に相当する。

Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮ４、Ｎ５、およびＰ型ＭＯＳトランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４によって、カスコード接続型のカレントミラー回路であるカスコードカレントミラー回路２０が構成されている。すなわち、定電流源であるＮ型ＭＯＳトランジスタＮ４、Ｎ５の各々に接続された能動負荷としてのＰ型ＭＯＳトランジスタＰ４、Ｐ３によってカレントミラー回路が構成されている。さらにＰ型ＭＯＳトランジスタＰ４、Ｐ３の各々には、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ２、Ｐ１がカスコード接続されて、カスコードカレントミラー回路２０が構成されている。Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮ４、Ｎ５のゲートは各々ノードｖｂに接続され、バイアス電圧が印加されている。

本実施の形態に係る電圧レギュレータ回路１０ではさらに、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４の各々のゲートが、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ３とＮ型ＭＯＳトランジスタＮ５とが接続されたノード（節点）ｖｐｇｘに接続されている。すなわち、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４は自己バイアスされている。

カスコードカレントミラー回路２０の出力である、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ４とＮ型ＭＯＳトランジスタＮ４とが接続されたノードｖｐｇにＰ型ＭＯＳトランジスタＰ０のゲートが接続され、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ０はノードｖｐｇの電圧によって制御される。なお、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ０が本発明に係る「出力回路」に相当する。Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ０のドレインはノードｖｏに接続され、ノードｖｏから出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。また、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ０のドレインには直列に接続された抵抗Ｒ０とＲ１が接続されており、抵抗Ｒ０とＲ１とが接続されたノードｖｆからの帰還電圧ＶｆｂがＮ型ＭＯＳトランジスタＮ１のゲートに入力されている。

以上のように構成された電圧レギュレータ回路１０は、基準電圧Ｖｒｅｆおよび帰還電圧Ｖｆｂによる制御の下、目標電圧に維持された出力電圧Ｖｏｕｔがノードｖｏから出力される。

次に図２を参照して、本実施の形態に係る電圧レギュレータ回路１０の特性について説明する。図２（ａ）は、電圧レギュレータ回路１０について電源Ｖｄｄの電圧を横軸にとった場合に、各ノードの電位がどのように変化するかを示したグラフである。図２（ｂ）は、先述したように比較例に係る電圧レギュレータ回路１００の各ノードの電位である。

図２（ｂ）に示すように、電圧レギュレータ回路１００では電源Ｖｄｄの電圧がＶ１となる付近（以下、「Ｖｄｄ＝Ｖ１」と表記）でノードｖｐｇの電位とノードｔｏｐの電位とが重なっている（衝突している）。つまり、電圧レギュレータ回路１００では、電源Ｖｄｄの電圧低下に伴い電源Ｖｄｄ＝Ｖ１の付近でＮ型ＭＯＳトランジスタＮ２が飽和し、カットオフ動作が始まっている。従って、電圧レギュレータ回路１００では出力電圧Ｖｏｕｔが目標値に制御されるのは電源Ｖｄｄ＝Ｖ１以上の領域となる。

一方、図２（ａ）に示すように、本実施の形態に係る電圧レギュレータ回路１０では、出力電圧Ｖｏｕｔは電源Ｖｄｄが高電位側から電源Ｖｄｄ＝Ｖ２（＜Ｖ１）となるまで略一定値を維持している。つまり、電圧レギュレータ回路１０の電源Ｖｄｄ＝Ｖ２までの動作は、電圧レギュレータ回路１００の電源Ｖｄｄ＝Ｖ１までの動作と同様の動作となっている。その結果、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧に制御可能な電源Ｖｄｄの電圧が、図２に矢印で示すように電圧Ｖ１からＶ２まで、つまり差分（Ｖ１－Ｖ２）だけ下がる。すなわち、電圧レギュレータ回路１０は電圧レギュレータ回路１００と比較してより低電源電圧でも動作可能となっている。これは、電源Ｖｄｄの電圧の低下に伴って電圧レギュレータ回路１００ではノードｔｏｐの電位とノードｖｐｇの電位とが衝突して、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮ２がカットオフ動作に移行するのに対し、電圧レギュレータ回路１０では、ノードｔｏｐとノードｖｐｇとが分離しているため相互の衝突が発生せず、トランジスタのカットオフ動作が抑制されているためである。

また、電源Ｖｄｄの電圧（図２で「ｖｄｄ」と表記された直線で示された電圧）と出力電圧Ｖｏｕｔの差分について検討すると、電圧レギュレータ回路１００では図２（ｂ）にΔＶで示された差分となっている。これに対し電圧レギュレータ回路１０では、図２（ａ）の実線円の部分を参照して明らかなように、電源Ｖｄｄの電圧と出力電圧Ｖｏｕｔの差分は電圧レギュレータ回路１００と比較してごく微小なものとなっている。このことからも、本実施の形態に係る電圧レギュレータ回路１０によれば、低電源電圧時に入力間電位差が小さい低飽和レギュレータ（ＬＤＯ）を構成することが可能となっていることがわかる。

さらに、電圧レギュレータ回路１０では、出力トランジスタであるＰ型ＭＯＳトランジスタＰ０のゲートを制御するノードｖｐｇは、定電流源であるＮ型ＭＯＳトランジスタＮ４に接続されているため、ＧＮＤレベルの電圧まで制御することが可能である。従って、出力電流を増加させる場合でも出力トランジスタ（Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ０）は例えば電圧レギュレータ回路１００より縮小することが可能であり、電圧レギュレータ回路１００と比較してレイアウト面積への影響も少なくなっている。その結果、本実施の形態に係る電圧レギュレータ回路１０によれば、低電源電圧時に入力間電位差が小さい低飽和レギュレータ（ＬＤＯ）を構成することが可能となっている。

換言すると、上述したように、本実施の形態に係る電圧レギュレータ回路１０は、低電源電圧でもカットオフ動作を起こさず、出力トランジスタ（Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ０）が制御可能となっている。また、出力トランジスタ（Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ０）のサイズを、例えば電圧レギュレータ回路１００より大きくせずに出力電流を増加させることも可能となっている。さらに、本実施の形態に係る電圧レギュレータ回路１０は電圧レギュレータ回路１００に対して４素子の追加で実現可能であり、少ない素子数で低飽和レギュレータ（ＬＤＯ）を構成することが可能となっている。

ここで、特許文献１にはカレントミラー回路を用いたレギュレータが開示され、特許文献２にはカスコードカレントミラー回路が開示されている。しかしながら、特許文献２に係る差動増幅回路はレイル・トウ・レイルの同相出力電圧範囲の出力を得ることを目的としたものであり、そもそも基本構成が異なるので特許文献１に係るレギュレータと単純に組み合わせて本実施の形態に係る電圧レギュレータ回路１０を構成することはできない。

［第２の実施の形態］
本実施の形態は、電圧レギュレータ回路１０に対して、電流増幅率の改善を図った形態である。図１に示すＰ型ＭＯＳトランジスタＰ１、Ｐ２は各々ゲートがノードｖｐｇｘに接続された自己バイアスによるカスコード接続であるため、バイアス電源を別回路としたカスコード接続と比較すると電流増幅率が低く、その結果低電源電圧動作において出力部であるＰ型ＭＯＳトランジスタＰ０の出力電流が低下することも想定される。

そこで本実施の形態では、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４について以下の構成を採用することで、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ０の出力電流の低下を抑制している。
＜構成１＞
Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ１およびＰ２の閾値をＶｔｈ１、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ３およびＰ４の閾値をＶｔｈ２とした場合に、
Ｖｔｈ１＞Ｖｔｈ２ ・・・ （式１）
の関係を充足するように構成する。本構成は、（式１）の関係を満たす素子を備えたプロセスを採用してを実現する。
＜構成２＞
Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ１およびＰ２のＬ長サイズ（トランジスタのゲートのサイズ）をＬ１、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ３およびＰ４のＬ長サイズをＬ２とした場合に、サイズ比が、
Ｌ１＞Ｌ２ ・・・ （式２）
の関係を充足するように構成する。本構成は、（式２）の関係を満たすようにトランジスタのレイアウト設計を行って実現する。本構成は、例えば使用するプロセスが（式１）の関係を充足できない場合（すなわち、Ｖｔｈ１＝Ｖｔｈ２である場合）に有効である。

［第３の実施の形態］
図３を参照して、本実施の形態に係る電圧レギュレータ回路１０Ａについて説明する。電圧レギュレータ回路１０Ａは、上記実施の形態と同様電流増幅率の改善を図った形態であるが、本実施の形態ではカスコードカレントミラー回路を変更することにより電流増幅率の改善を図っている。

図３に示すように、電圧レギュレータ回路１０Ａはカスコードカレントミラー回路２０Ａを備えている。カスコードカレントミラー回路２０Ａはカスコードカレントミラー回路２０において、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ１およびＰ２の各々を、直列に接続された（縦積みの）複数（図３ではＮ個の場合を例示している）のＰ型ＭＯＳトランジスタで構成している。本実施の形態によっても電流増幅率の改善を図ることができ、本実施の形態は特に使用するプロセスが（式１）の関係を充足できない場合（すなわち、Ｖｔｈ１＝Ｖｔｈ２である場合）に有効である。特に、上記構成２はトランジスタのゲートのサイズを調整するので微調整が行いにくいが、電圧レギュレータ回路１０Ａ（カスコードカレントミラー回路２０Ａ）によれば、トランジスタのサイズの調整での微調整が可能であり、配線のマスクのみの変更で対応することが可能であるという効果がある。

［第４の実施の形態］
図４を参照して、本実施の形態に係る電圧レギュレータ回路１０Ｂについて説明する。電圧レギュレータ回路１０Ｂは、上記実施の形態と同様電流増幅率の改善を図った形態であるが、本実施の形態ではカスコードカレントミラー回路を変更することにより電流増幅率の改善を図っている。

図４に示すように、電圧レギュレータ回路１０Ｂはカスコードカレントミラー回路２０Ｂを備えている。カスコードカレントミラー回路２０Ｂは、カスコードカレントミラー回路２０において抵抗Ｒ２、Ｒ３を追加している。すなわち、抵抗Ｒ２はＰ型ＭＯＳトランジスタＰ４のドレインとＮ型ＭＯＳトランジスタＮ４のドレインとの間に接続され、抵抗Ｒ３はＰ型ＭＯＳトランジスタＰ３のドレインとＮ型ＭＯＳトランジスタＮ５のドレインとの間に接続されている。そして、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ１およびＰ２のゲートはＰ型ＭＯＳトランジスタＰ３と抵抗Ｒ３とが接続されたノードに接続され、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ３およびＰ４のゲートは抵抗Ｒ３とＮ型ＭＯＳトランジスタＮ５とが接続されたノードに接続されている。本実施の形態によっても電流増幅率の改善を図ることができ、本実施の形態は特に使用するプロセスが（式１）の関係を充足できない場合（すなわち、Ｖｔｈ１＝Ｖｔｈ２である場合）に有効である。また、電圧レギュレータ回路１０Ｂは、電圧レギュレータ回路１０Ａと比較して、閾値Ｖｔｈに依存しないカスコード接続が実現されるという効果がある。

ここで、特許文献３にはカスコード接続型カレントミラーについて開示されている。しかしながら、特許文献３に係るカスコード接続型カレントミラーは各ペアとなっているトランジスタのゲートをダイオードを介して接続することを前提とするものであり、抵抗を介して接続する本実施の形態に係る電圧レギュレータと１０Ｂとは根本的に構成が異なるものである。

なお、上記各実施の形態では、各々の実施の形態の電圧レギュレータ回路を個別に実施する形態を例示して説明したが、これに限られず実施の形態を組み合わせた形態としてもよい。例えば第３の実施の形態である複数のＰ型ＭＯＳトランジスタＰ１、Ｐ２を用いる形態と、第２の実施の形態である閾値Ｖｔｈを異ならせる形態、あるいはトランジスタサイズを異ならせる形態とを組み合わせてもよい。このようにすることにより、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰ０の出力電流の低下を抑制させる構成の設計において、例えば設計の自由度が拡張されより微妙な調整を行うことが可能となる。

１０、１０Ａ、１０Ｂ、１００ 電圧レギュレータ回路
１２ 定電流源
１４ 基準電源
２０、２０Ａ、２０Ｂ カスコードカレントミラー回路
Ｎ０～Ｎ５ Ｎ型ＭＯＳトランジスタ
Ｐ０～Ｐ４ Ｐ型ＭＯＳトランジスタ
Ｒ０～Ｒ３ 抵抗
Ｖｄｄ 電源
Ｖｆｂ 帰還電圧
Ｖｒｅｆ 基準電圧
Ｖｏｕｔ 出力電圧
ΔＶ 差分
ｔｏｐ、ｖｂ、ｖｐｇ、ｖｐｇｘ、ｖｎ、ｖｎｘ、ｖｏ、ｖｆ ノード

Claims (10)

1. トランジスタ対を含んで構成された差動回路と、
   前記差動回路の出力に接続されたカスコード接続型のカレントミラー回路と、
   前記カレントミラー回路の出力で制御される出力回路と、を含み、
   前記トランジスタ対の一方のトランジスタのゲートに基準電圧が印加され、
   前記トランジスタ対の他方のトランジスタのゲートに前記出力回路の出力が印加され、
   前記カレントミラー回路は、前記トランジスタ対の一方のトランジスタの出力が接続されるノードに各々接続された第１のトランジスタと第２のトランジスタ、および前記第２のトランジスタに接続された第１の定電流源、並びに前記トランジスタ対の他方のトランジスタの出力が接続されるノードに各々接続された第３のトランジスタと第４のトランジスタ、および前記第４のトランジスタに接続された第２の定電流源、を備え、
   前記第１のトランジスタ、前記第２のトランジスタ、前記第３のトランジスタ、前記第４のトランジスタの各々のゲートは前記第４のトランジスタと第２の定電流源との間に接続され、
   前記出力回路は出力電圧を出力する出力トランジスタであって、前記第２のトランジスタと前記第１の定電流源とが接続されたノードの出力によって制御される
   半導体装置。
2. 前記トランジスタ対の他方のトランジスタのゲートに前記出力回路の出力を抵抗分割した電圧が印加される
   請求項１に記載の半導体装置。
3. 前記第２のトランジスタと前記第１の定電流源とが接続されるノードの電位と、前記第４のトランジスタと前記第２の定電流源とが接続されるノードの電位とが異なる
   請求項１に記載の半導体装置。
4. 前記第１のトランジスタおよび前記第３のトランジスタの閾値と、前記第２のトランジスタおよび前記第４のトランジスタの閾値とが異なる
   請求項３に記載の半導体装置。
5. 前記第１のトランジスタおよび前記第３のトランジスタの閾値が、前記第２のトランジスタおよび前記第４のトランジスタの閾値より大きい
   請求項４に記載の半導体装置。
6. 前記第１のトランジスタおよび前記第３のトランジスタのサイズと、前記第２のトランジスタおよび前記第４のトランジスタのサイズが異なる
   請求項３に記載の半導体装置。
7. 前記第１のトランジスタおよび前記第３のトランジスタのサイズが、前記第２のトランジスタおよび前記第４のトランジスタのサイズより大きい
   請求項６に記載の半導体装置。
8. 前記第２のトランジスタと前記第１の定電流源との間に接続された第１の抵抗と、
   前記第４のトランジスタと前記第２の定電流源との間に接続された第２の抵抗と、をさらに含む
   請求項３に記載の半導体装置。
9. 前記第１のトランジスタのゲートおよび前記第３のトランジスタのゲートは、各々前記第４のトランジスタと前記第２の抵抗とが接続されたノードに接続され、
   前記第２のトランジスタのゲートおよび前記第４のトランジスタのゲートは、各々前記第２の抵抗と前記第２の定電流源とが接続されたノードに接続される
   請求項８に記載の半導体装置。
10. 前記第１のトランジスタおよび前記第３のトランジスタが、各々直列に接続された複数のトランジスタで構成され、前記複数のトランジスタの各々のゲートは前記第４のトランジスタと前記第２の定電流源とが接続されたノードに接続される
    請求項３から請求項９のいずれか１項に記載の半導体装置。
    

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