JP7045233B2

JP7045233B2 - 車両用制御装置

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Publication number: JP7045233B2
Application number: JP2018054850A
Authority: JP
Inventors: 真吾大場; 真由美大場
Original assignee: Hitachi Astemo Ltd
Current assignee: Hitachi Astemo Ltd
Priority date: 2018-03-22
Filing date: 2018-03-22
Publication date: 2022-03-31
Anticipated expiration: 2038-03-22
Also published as: JP2019168279A

Description

本発明は、車両用制御装置に関し、詳しくは、回転体の角度に応じた信号を出力するレゾルバの励磁信号を生成する技術に関する。

特許文献１には、制御部とレゾルバと入出力部とを備え、制御部は、２周期分の正弦波データを記憶するメモリと、レゾルバに対して正弦波からなる励磁信号を送信するＤＭＡコントローラと、を備えた、レゾルバ信号処理装置が開示されている。
前記レゾルバ信号処理装置の制御部に設けられる演算部は、初期設定時において、励磁信号として基準位相からの１周期分の正弦波データをＤＭＡ転送する指令を出し、回転角検出時において、励磁信号として修正位相からの１周期分の正弦波データをＤＭＡ転送する指令を出す。

特許第４８３８０２２号公報

レゾルバに出力する励磁信号を生成する方法として、ＰＷＭ信号のデューティ比を例えば８００kHz程度の高周波で０％－１００％に変化させ、係るＰＷＭ信号をフィルタ回路でなまして正弦波状の励磁信号を生成する方法がある。
しかし、上記のようにＰＷＭ信号をなまして正弦波状の励磁信号を生成する方法では、ＰＷＭ信号のデューティ比を高周波で変化させる必要があるため、マイクロコンピュータの処理負荷が大きくなり、また、処理能力が高いマイクロコンピュータを採用する必要があるという問題があった。

本発明は、従来の実情に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＰＷＭ信号をなまして正弦波状の励磁信号を生成する構成において、ＰＷＭ信号を生成する処理負荷を軽減できる、車両用制御装置を提供することにある。

本発明によれば、その１つの態様において、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記ＰＷＭ信号をなまして生成した正弦波状の励磁信号をレゾルバに出力する励磁信号生成部と、前記レゾルバが出力する信号に基づきブラシレスモータの回転子の角度を求め、前記回転子の角度に基づくＰＷＭ制御によって前記ブラシレスモータの操作信号を出力する制御部と、前記ＰＷＭ信号の周波数を前記ブラシレスモータのＰＷＭ制御のサイクルに応じて周期的に変更する周波数変更部と、を有し、前記周波数変更部は、前記ブラシレスモータのＰＷＭ制御の演算処理タイミングとずれたタイミングでは前記ＰＷＭ信号の周波数を第１周波数に設定し、前記演算処理タイミングでは前記ＰＷＭ信号の周波数を前記第１周波数よりも低い第２周波数に設定し、前記制御部は、前記ＰＷＭ信号の周波数が前記第１周波数に設定されるときに、前記レゾルバが出力する信号をモニタして前記回転子の角度を求める。

本発明によれば、ＰＷＭ信号を生成する処理負荷を軽減することが可能になる。

車両用内燃機関の一態様を示す構成図である。ＶＣＲコントローラの構成を示す回路図である。励磁信号用ＰＷＭ信号の周波数とモータＰＷＭ制御のサイクルとの相関を例示するタイムチャートである。励磁信号用ＰＷＭ信号の周波数の切り替え処理の手順を示すフローチャートである。

以下、本発明に係る車両用制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。
なお、本実施形態では、本発明に係る車両用制御装置の一態様として、内燃機関の可変圧縮比機構を制御する電子制御装置を説明する。
但し、本発明に係る車両用制御装置は、可変圧縮比機構を制御する装置に限定されるものではなく、レゾルバの出力信号に基づき回転体の角度を検出し、検出した角度に基づき回転体の回転を制御する種々の車両用制御装置に本発明を適用することができ、例えば、モータによって倍力されたブレーキ液圧を発生させる電動倍力ブレーキ装置を制御する制御装置に本発明を適用することができる。

図１は、車両用の内燃機関の一態様を示す。
図１の内燃機関１は、シリンダブロック２と、シリンダボア３内に設けられたピストン４と、シリンダヘッド１０と、吸気ポート５，排気ポート６の開口端を開閉する吸気バルブ７及び排気バルブ８と、を備える。

ピストン４は、ロアリンク１１とアッパリンク１２とからなるコンロッド１３を介してクランクシャフト９に連結される。
そして、燃焼室１４は、ピストン４の冠面４ａとシリンダヘッド１０の下面との間に形成され、点火プラグ１５は、燃焼室１４を形成するシリンダヘッド１０の略中央に配置される。

点火プラグ１５には、点火コイル４１から高電圧が供給される。
また、内燃機関１は、ピストン４の上死点位置を変更して機械圧縮比を可変とする可変圧縮比機構２３を備える。

以下に、可変圧縮比機構２３の一態様を説明する。
クランクシャフト９は、複数のジャーナル部９ａとクランクピン部９ｂとを備え、シリンダブロック２の主軸受にジャーナル部９ａが回転自在に支持される。
クランクピン部９ｂは、ジャーナル部９ａから偏心し、ここにロアリンク１１が回転自在に連結される。

ロアリンク１１は２分割に構成され、略中央に設けた連結孔にクランクピン部９ｂが嵌合する。
アッパリンク１２は、下端側が連結ピン２５によりロアリンク１１の一端に回動可能に連結され、上端側がピストンピン２６によりピストン４に回動可能に連結される。

コントロールリンク２７は、上端側が連結ピン２８によりロアリンク１１の他端に回動可能に連結され、下端側が制御シャフト２９を介してシリンダブロック２の下部に回動可能に連結される。
詳しくは、制御シャフト２９は、回転可能に内燃機関本体に支持されていると共に、その回転中心から偏心している偏心カム部２９ａを有し、この偏心カム部２９ａにコントロールリンク２７の下端部が回転可能に嵌合する。

制御シャフト２９は、ブラシレスモータ３０ａを動力源として用いる電動アクチュエータ３０によって回動される。
係る構成の可変圧縮比機構２３では、制御シャフト２９が電動アクチュエータ３０によって回動されると、偏心カム部２９ａの中心位置、つまり、コントロールリンク２７の下端の揺動支持位置が変化してピストン４の行程が変化し、これにより、ピストン上死点におけるピストン４の位置が変化して内燃機関１の機械圧縮比が変化する。

点火コイル４１や燃料噴射弁４５などはエンジンコントロールモジュール（ＥＣＭ）３１によって制御され、可変圧縮比機構２３はＶＣＲコントローラ３２によって制御される。
ＥＣＭ３１及びＶＣＲコントローラ３２は、プロセッサ（ＣＰＵ）やメモリを含んで構成されるマイクロコンピュータをそれぞれ備える。
また、ＥＣＭ３１及びＶＣＲコントローラ３２は、車載ネットワークを構成するＣＡＮ（Controller Area Network）５１に接続されていて、ＥＣＭ３１とＶＣＲコントローラ３２とは相互通信可能に構成される。

ＥＣＭ３１は、機関運転条件に基づき目標圧縮比（制御シャフト２９の目標角度位置）を演算し、演算した目標圧縮比のデータをＶＣＲコントローラ３２に向けて送信する。
ＶＣＲコントローラ３２は、ＥＣＭ３１から送られた目標圧縮比のデータを読み込み、また、制御シャフト２９の角度位置を検出する角度センサ２９Ａの出力信号を読み込む。

そして、ＶＣＲコントローラ３２は、角度センサ２９Ａの出力信号に基づき検出した制御シャフト２９の角度位置が目標圧縮比に相当する角度位置に近づくように電動アクチュエータ３０（ブラシレスモータ３０ａ）の操作信号を演算し、演算した操作信号を電動アクチュエータ３０に出力して、内燃機関１の圧縮比を運転条件に応じた目標値に制御する。
ここで、電動アクチュエータ３０の動力源であるブラシレスモータ３０ａは、ロータ角度を検出するためのレゾルバ６１を内蔵し、ＶＣＲコントローラ３２（制御部）は、レゾルバ６１の出力から求めたロータ角度に基づきブラシレスモータ３０ａの各コイルに流れる電流を切り替え、ブラシレスモータ３０ａを駆動する。

図２は、レゾルバ６１、及び、レゾルバ６１によってロータの角度を検出するためのＶＣＲコントローラ３２の回路構成の一態様を示す。
レゾルバ６１は、ブラシレスモータ３０ａのロータ（回転体）と一体に回転する励磁コイル６１ａと、固定された第１検出コイル６１ｂと、固定された第２検出コイル６１ｃとを有する。

そして、レゾルバ６１は、ブラシレスモータ３０ａのロータ（回転体）の回転角に対して正弦波状に振幅が変化する２相の９０°ずれた信号（正弦波信号ＳＩＮ、余弦波信号ＣＯＳ）を出力する。
励磁信号回路６２（励磁信号生成部）は、ＶＣＲコントローラ３２のマイクロコンピュータ３２１が出力するＰＷＭ信号をなまして正弦波状の励磁信号を生成し、生成した励磁信号を励磁コイル６１ａに供給する回路であり、ＣＲフィルタ６２ａ、バッファ回路６２ｂなどを有する。

マイクロコンピュータ３２１は、正弦波データを記憶するメモリ３２１ａ、ＤＭＡコントローラ３２１ｂ、ＰＷＭ信号生成回路３２１ｃを有する。
メモリ３２１ａに記憶される正弦波データは、波形レベルに応じて値が異なるデューティ比のデータであり、ＤＭＡコントローラ３２１ｂは、メモリ３２１ａに記憶されている正弦波データをＤＭＡ転送するための制御を行い、ＰＷＭ信号生成回路３２１ｃは、ＤＭＡコントローラ３２１ｂから出力される正弦波データに対応したＰＷＭ信号を生成する。

そして、励磁信号回路６２のＣＲフィルタ６２ａは、ＰＷＭ信号生成回路３２１ｃで生成されたＰＷＭ信号をなましてアナログの正弦波信号に変換し、バッファ回路６２ｂはアナログの正弦波信号を増幅し、励磁信号として励磁コイル６１ａに供給する。
また、レゾルバＳＩＮ信号回路６３は、レゾルバ６１から出力される正弦波信号ＳＩＮを増幅する第１増幅回路６３ａ、第１増幅回路６３ａで増幅された正弦波信号ＳＩＮからノイズ成分を除去する第１入力フィルタ６３ｂを有する。

また、レゾルバＣＯＳ信号回路６４は、レゾルバ６１から出力される余弦波信号ＣＯＳを増幅する第２増幅回路６４ａ、第２増幅回路６４ａで増幅された余弦波信号ＣＯＳからノイズ成分を除去する第２入力フィルタ６４ｂを有する。
そして、第１入力フィルタ６３ｂ、第２入力フィルタ６４ｂを通過した正弦波信号ＳＩＮ、余弦波信号ＣＯＳは、マイクロコンピュータ３２１の第１Ａ／Ｄ変換器３２１ｅ、第２Ａ／Ｄ変換器３２１ｆでＡ／Ｄ変換されてＣＰＵ３２１ｇに読み込まれ、ＣＰＵ３２１ｇは、正弦波信号ＳＩＮ、余弦波信号ＣＯＳに基づきブラシレスモータ３０ａのロータの角度を演算する。

上記のレゾルバ６１、励磁信号回路６２、レゾルバＳＩＮ信号回路６３、レゾルバＣＯＳ信号回路６４、更に、メモリ３２１ａ、ＤＭＡコントローラ３２１ｂ、ＰＷＭ信号生成回路３２１ｃを備えるマイクロコンピュータ３２１によって、ブラシレスモータ３０ａのロータの角度を検出する回転検出装置が構成される。

ところで、メモリ３２１ａ、ＤＭＡコントローラ３２１ｂ、ＰＷＭ信号生成回路３２１ｃによって生成したＰＷＭ信号をなましてアナログの正弦波信号に変換し、これを励磁信号として励磁コイル６１ａに供給する構成では、正弦波データを高周波でＤＭＡ転送すると、メモリアクセス待ちによる処理負荷への影響が大きくなる。
そこで、ＶＣＲコントローラ３２（マイクロコンピュータ３２１）は、正弦波データのＤＭＡ転送による処理負荷への影響を極力小さくするための機能として、励磁信号の生成に用いるＰＷＭ信号の周波数を周期的に変更する機能（周波数変更部）を備えている。

ＶＣＲコントローラ３２は、レゾルバ６１の出力から検出したロータ角度に基づきブラシレスモータ３０ａの各コイルに流す電流を制御するＰＷＭ制御において、ＰＷＭ制御の１サイクル毎にレゾルバ６１の出力をモニタしてロータ角度を求めるのではなく、複数サイクルに１回の割合でレゾルバ６１の出力をモニタしてロータ角度を求め、求めたロータ角度に基づき次の複数サイクル分のデューティ比（デューティサイクル）を演算する。
上記構成の場合、レゾルバ６１の出力をモニタするＰＷＭ制御のサイクル（以下、レゾルバモニタサイクルと称する）で、ロータ角度の検出精度を確保するためには、励磁信号を生成するためのＰＷＭ信号の周波数（ＫＨｚ）は８００ＫＨｚ程度の高周波数である必要がある。

一方、レゾルバ６１の出力をモニタしないＰＷＭ制御のサイクルでは、レゾルバ６１の出力（ロータ角度の検出結果）は使用されないので、励磁信号を生成するためのＰＷＭ信号の周波数を、レゾルバモニタサイクルのときに比べて低くしてもブラシレスモータ３０ａの制御性に影響を与えない。
そして、レゾルバ６１の出力をモニタしないＰＷＭ制御のサイクルでのＰＷＭ信号の周波数（第２周波数）が、レゾルバモニタサイクルでのＰＷＭ信号の周波数（第１周波数）よりも低く設定されれば、高周波数でＰＷＭ信号を生成する期間が少なくなって、ＤＭＡ転送によるメモリアクセス待ちの発生頻度が低下し、処理負荷への影響を小さくできる。

図３のタイムチャートは、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のブラシレスモータ３０ａのＰＷＭ制御におけるサイクルと、励磁信号を生成するためのＰＷＭ信号の周波数との相関の一態様を示す。
図３のタイムチャートは、ＰＷＭタイマ、Ｕ相の駆動パルス、Ｖ相の駆動パルス、Ｗ相の駆動パルス、レゾルバ６１の励磁信号、励磁信号用のＰＷＭ信号の周波数、マイクロコンピュータ３２１の１００μｓタスク、マイクロコンピュータ３２１の５００μｓタスクの相関を例示する。

図３のタイムチャートに示す例では、ＶＣＲコントローラ３２のマイクロコンピュータ３２１）は、ブラシレスモータ３０ａのＰＷＭ制御において５サイクルに１回の割合で、レゾルバ６１の出力をモニタしてロータ角度を求め、５サイクル分のモータ制御デューティ比を演算する５００μｓタスクを実行する。
そして、マイクロコンピュータ３２１は、５サイクル分のモータ制御デューティ比の演算結果を、１００μｓタスクにて各サイクルに反映させる。

ここで、マイクロコンピュータ３２１は、レゾルバモニタサイクル（ＤＵＴＹ４）では、ＰＷＭ信号の周波数を所定の高周波数（第１周波数）に設定し、レゾルバ６１の出力をモニタしないモータＰＷＭ制御のサイクル（ＤＵＴＹ５、ＤＵＴＹ１、ＤＵＴＹ２及びＤＵＴＹ３）では、ＰＷＭ信号の周波数を所定の低周波数（第２周波数）に設定する。
つまり、マイクロコンピュータ３２１は、ロータ角度の検出タイミングであるか否かに応じてＰＷＭ信号の周波数を変更することで、ＰＷＭ信号の周波数を周期的に変更する機能を有している。
なお、上記の高周波数（第１周波数）は、ロータ角度の検出精度を確保できる励磁信号を生成できる周波数であり、上記の低周波数（第２周波数）は、所定の高周波数よりも低く、ＤＭＡ転送によるメモリアクセス待ちの発生頻度を十分に低下させることができる周波数であり、所定の低周波数（第２周波数）を０ＫＨｚとすることができる（０ＫＨｚ≦第２周波数＜第１周波数）。

上記のように、励磁信号の生成に用いるＰＷＭ信号の周波数を、一律に高周波数（第１周波数）とするのではなく、レゾルバモニタサイクルに限定して高周波数とし、レゾルバ６１の出力をモニタしないモータＰＷＭ制御のサイクルではＰＷＭ信号の周波数を下げれば、高周波数でＰＷＭ信号を生成する期間が少なくなって、ＤＭＡ転送によるメモリアクセス待ちの発生頻度が低下し、処理負荷への影響を小さくできる。

本実施形態のマイクロコンピュータ３２１は、レゾルバ６１の出力（正弦波信号ＳＩＮ、余弦波信号ＣＯＳ）をＡ／Ｄ変換して読み込むサンプリングタイミング（換言すれば、ロータ角度の検出タイミング）を、励磁信号の４半周期（π／２）の奇数倍の位置、つまり、励磁信号の山ピーク（極大値のタイミング）及び谷ピーク（極小値のタイミング）とする。
そして、図３の例では、マイクロコンピュータ３２１は、レゾルバモニタサイクルの始点（図３の時刻ｔ１）における励磁信号の山ピークでレゾルバ６１の出力をサンプリングし、次の谷ピーク（図３の時刻ｔ２）でレゾルバ６１の出力を再度サンプリングする。

係る構成では、励磁信号の谷ピーク後の４半周期の間（図３の時刻ｔ２から時刻ｔ３までの間）は、レゾルバモニタサイクル内ではあっても、レゾルバ６１の出力がモニタ（サンプリング）されることはなく、励磁信号を生成するためのＰＷＭ信号の周波数を高周波数に保つ必要はない。
そこで、マイクロコンピュータ３２１は、レゾルバモニタサイクル内の谷ピーク（２回目のサンプリングタイミング）でレゾルバ６１の出力をサンプリングすると、励磁信号を生成するためのＰＷＭ信号の周波数を高周波数から低周波数に下げる切り替えを行うよう構成されている。
これによって、高周波数でＰＷＭ信号を生成する期間を可及的に少なくできる。

また、マイクロコンピュータ３２１は、レゾルバモニタサイクルの始点における励磁信号の山ピークでレゾルバ６１の出力をサンプリングするが、山ピークでＰＷＭ信号の周波数を低周波数から高周波数に切り替える構成では、周波数変化の遅れによって、ＰＷＭ信号の周波数が十分に高くなる前にレゾルバ６１の出力をサンプリングし、ロータ角度の検出精度が低下する可能性がある。
そこで、マイクロコンピュータ３２１は、レゾルバモニタサイクルの始点（図３の時刻ｔ１）よりも所定期間だけ前の時点、換言すれば、レゾルバモニタサイクルにおける最初のサンプリングタイミングよりも所定期間だけ前の時点、詳細には、励磁信号の４半周期だけ前の時点（励磁信号のゼロクロス点、図３の時刻ｔ０）で、ＰＷＭ信号の周波数を低周波数から高周波数に切り替え、励磁信号が山ピークになるときには、ＰＷＭ信号が安定した高周波数で出力されるようにする。

これにより、図３の時刻ｔ１における励磁信号の山ピークで、レゾルバ６１の出力をサンプリングしても、ロータ角度を高い精度で検出することができる。
なお、マイクロコンピュータ３２１は、図３の時刻ｔ１よりも前の時点からＰＷＭ信号の周波数を徐々に高くし、図３の時刻ｔ１若しくは時刻ｔ１の直前で所定の高周波数に達するように、ＰＷＭ信号の周波数を変化させることができる。

つまり、図３に示した例では、レゾルバモニタサイクル内での励磁信号の谷ピークから、次のレゾルバモニタサイクルの始点よりも励磁信号の４半周期だけ前の時点まで、ＰＷＭ信号の周波数は低周波数に設定され、レゾルバモニタサイクルの始点（励磁信号の山ピーク）よりも励磁信号の４半周期だけ前の時点からレゾルバモニタサイクルの始点までの間、及び、レゾルバモニタサイクル内の山ピークから次の谷ピークまでの間で、ＰＷＭ信号の周波数は高周波数に設定される。
なお、モータのＰＷＭ制御における１サイクルが励磁信号の谷ピークから次の谷ピークまでの間である場合、レゾルバモニタサイクル内の谷ピークから次の山ピークまでの間、及び、レゾルバモニタサイクル内の谷ピーク直前の励磁信号の４半周期の間で、ＰＷＭ信号の周波数を高周波数に設定することができる。

また、レゾルバモニタサイクルは、前回のモニタ結果を用いて実施される５００μｓタスクが終了し、新たなモニタ結果を用いる５００μｓタスクが開始されるまでの間であって、モータのＰＷＭ制御の演算処理タイミングからずれたタイミングとなる。
つまり、励磁信号を生成するためのＰＷＭ信号の周波数は、モータのＰＷＭ制御の演算処理タイミング（５００μｓタスク）からずれたタイミングでは高周波数（第１周波数）に設定され、モータのＰＷＭ制御の演算処理タイミング（５００μｓタスク）では低周波数（第２周波数）に設定される。

したがって、モータのＰＷＭ制御の演算処理が、高周波数での正弦波データのＤＭＡ転送によるメモリアクセス待ちの影響を受けることを抑止でき、ロータ角度（回転体の角度）を高い精度で検出しつつ、モータのＰＷＭ制御の演算処理を滞りなく実施させることができる。

図４のフローチャートは、マイクロコンピュータ３２１によるＰＷＭ信号の周波数切り替え処理（周波数変更部としての処理）の一態様を示す。
マイクロコンピュータ３２１は、ステップＳ５０１で、レゾルバモニタサイクル（図３のＤＵＴＹ４）に入る前のＰＷＭ信号の周波数を増加させる周波数切り替えタイミング（レゾルバ６１の出力のサンプリングタイミングから所定期間だけ前のタイミング）であるか否かを判断する。

ここで、周波数切り替えタイミングは、例えば、レゾルバモニタサイクルよりも励磁信号の４半周期分だけ前の時点、換言すれば、レゾルバモニタサイクルの直前のＰＷＭサイクル内における励磁信号の２つのゼロクロス点のうちの後半側に設定される（図３参照）。
そして、マイクロコンピュータ３２１は、周波数切り替えタイミングになるまでは、ステップＳ５０４に進んで、ＰＷＭ信号の周波数を低周波数（第２周波数）に設定し、周波数切り替えタイミングになると、ステップＳ５０２に進んでＰＷＭ信号の周波数を低周波数（第２周波数）からより周波数の高い高周波数（第１周波数）に切り替える。

ＰＷＭ信号の周波数を高周波数に設定すると、マイクロコンピュータ３２１は、ステップＳ５０３に進み、周波数切り替えタイミング後に励磁信号の山ピーク（レゾルバ６１の出力の第１サンプリングタイミング）になり、更にその後の励磁信号の谷ピーク（レゾルバ６１の出力の第２サンプリングタイミング）になったか否かを判断する。
そして、マイクロコンピュータ３２１は、周波数切り替えタイミングから励磁信号の谷ピークまでの間、つまり、レゾルバ６１の出力の第１サンプリングタイミング及び第２サンプリングタイミングを含む期間内では、ＰＷＭ信号の周波数を高周波数に維持する。

一方、レゾルバモニタサイクル内の励磁信号の谷ピークになると、マイクロコンピュータ３２１は、ステップＳ５０４に進み、ＰＷＭ信号の周波数を高周波数（第１周波数）からより周波数の低い低周波数（第２周波数）に切り替える。
ＰＷＭ信号の周波数を低周波数（第２周波数）に切り替えると、マイクロコンピュータ３２１は、ステップＳ５０１に戻り、次のレゾルバモニタサイクル（図３のＤＵＴＹ４）になるまで、ＰＷＭ信号の周波数を低周波数（第２周波数）に維持する。

上記実施形態で説明した各技術的思想は、矛盾が生じない限りにおいて、適宜組み合わせて使用することができる。
また、好ましい実施形態を参照して本発明の内容を具体的に説明したが、本発明の基本的技術思想及び教示に基づいて、当業者であれば、種々の変形態様を採り得ることは自明である。

例えば、マイクロコンピュータ３２１は、ＰＷＭ信号の周波数を、５サイクル分のモータ制御デューティ比を演算する５００μｓタスクの終了をトリガとして低周波数からより高い高周波数に切り替えたり、５００μｓタスクの開始をトリガとして高周波数から低周波数に切り替えたりすることができる。
また、マイクロコンピュータ３２１は、ＰＷＭ信号の周波数を、例えば、レゾルバモニタサイクル及び当該レゾルバモニタサイクル直前のＰＷＭ制御のサイクルで高周波数に設定し、他のＰＷＭ制御のサイクルで低周波数に設定することができ、ＰＷＭ信号の周波数を高周波数とするＰＷＭ制御のサイクルはレゾルバモニタサイクルに限定されない。

３０…電動アクチュエータ、３０ａ…ブラシレスモータ、３２…ＶＣＲコントローラ、６１…レゾルバ、６１ａ…励磁コイル、６１ｂ…第１検出コイル、６１ｃ…第２検出コイル、６２…励磁信号回路、６３…レゾルバＳＩＮ信号回路、６４…レゾルバＣＯＳ信号回路、３２１…マイクロコンピュータ、３２１ａ…メモリ、３２１ｂ…ＤＭＡコントローラ、３２１ｃ…ＰＷＭ信号生成回路

Claims

ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
前記ＰＷＭ信号をなまして生成した正弦波状の励磁信号をレゾルバに出力する励磁信号生成部と、
前記レゾルバが出力する信号に基づきブラシレスモータの回転子の角度を求め、前記回転子の角度に基づくＰＷＭ制御によって前記ブラシレスモータの操作信号を出力する制御部と、
前記ＰＷＭ信号の周波数を前記ブラシレスモータのＰＷＭ制御のサイクルに応じて周期的に変更する周波数変更部と、
を有し、
前記周波数変更部は、前記ブラシレスモータのＰＷＭ制御の演算処理タイミングとずれたタイミングでは前記ＰＷＭ信号の周波数を第１周波数に設定し、前記演算処理タイミングでは前記ＰＷＭ信号の周波数を前記第１周波数よりも低い第２周波数に設定し、
前記制御部は、前記ＰＷＭ信号の周波数が前記第１周波数に設定されるときに、前記レゾルバが出力する信号をモニタして前記回転子の角度を求める、
車両用制御装置。
前記周波数変更部は、前記ＰＷＭ信号の周波数を前記第１周波数に設定する前記ＰＷＭ制御のサイクルにおいて、前記励磁信号の山ピークから次の谷ピークまで区間又は谷ピークから次の山ピークまでの区間で前記ＰＷＭ信号の周波数を第１周波数に設定し、残る区間の少なくとも一部で前記ＰＷＭ信号の周波数を前記第２周波数に設定する、
請求項１記載の車両用制御装置。
前記ＰＷＭ信号生成部は、
波形レベルに応じて値が異なるデューティ比のデータである正弦波データを記憶するメモリと、
前記メモリから前記正弦波データをＤＭＡ転送するＤＭＡコントローラと、
を有し、
前記ＤＭＡコントローラから出力される前記正弦波データに基づき前記ＰＷＭ信号を生成する、
請求項１記載の車両用制御装置。