JP6922263B2 - 液体吐出装置および容量性負荷の駆動回路 - Google Patents

Description

本発明は、液体吐出装置および容量性負荷の駆動回路に関する。

インクを吐出して画像や文書を印刷するインクジェットプリンターには、圧電素子（例えばピエゾ素子）を用いたものが知られている。圧電素子は、ヘッドユニットにおいて複数のノズルのそれぞれに対応して設けられ、それぞれが駆動信号にしたがって駆動される。この駆動により、ノズルから所定のタイミングで所定量のインク（液体）が吐出されて、ドットが形成される。圧電素子は、電気的にみればキャパシターのような容量性負荷であるので、各ノズルの圧電素子を動作させるためには十分な電流を供給する必要がある。

そこで、インクジェットプリンターでは、駆動信号の元となる元駆動信号を増幅回路で増幅し、駆動信号としてヘッドユニットに供給して、圧電素子を駆動する構成となっている。増幅回路としては、例えばＤ級増幅が提案されている（特許文献１参照）。Ｄ級増幅は、端的にいえば、元駆動信号をパルス変調するとともに、当該変調信号にしたがって電源電圧間において直列に挿入されたハイサイドトランジスターおよびローサイドトランジスターをスイッチングし、このスイッチングによる出力信号をローパスフィルターで平滑化することで、元駆動信号を増幅する、というものである。

特開２０１０−１１４７１１号公報

しかしながら、Ｄ級増幅方式では、リニア増幅方式と比較してエネルギー効率が高いものの、消費電力の面で改善の余地がある。
そこで、本発明のいくつかの態様の目的の一つは、消費電力をさらに改善した液体吐出装置、および、容量性負荷の駆動回路を提供することにある。

上記目的の一つを達成するために、本発明の一態様に係る液体吐出装置は、元駆動信号を、第１電圧と、前記第１電圧よりも高い第２電圧と、前記第２電圧以上の第３電圧と、前記第３電圧よりも高い第４電圧とを用いて増幅して、所定の出力端から出力する増幅回路と、前記駆動信号によって駆動される圧電素子を含み、当該圧電素子の変位によって液体を吐出させる吐出部と、を備え、前記増幅回路は、第１トランジスター対と、第２トランジスター対と、前記第１電圧が印加された第１給電線と、前記第２電圧が印加された第２給電線と、前記第３電圧が印加された第３給電線と、前記第４電圧が印加された第４給電線と、第１キャパシターと、第２キャパシターと、を含み、前記第１トランジスター対は、前記元駆動信号を前記第１電圧および前記第２電圧の間で増幅し、前記第２トランジスター対は、前記元駆動信号を前記第３電圧および前記第４電圧の間で増幅し、前記第１キャパシターの一端は前記第１給電線に接続され、前記第１キャパシターの他端は前記第２給電線に接続され、前記第２キャパシターの一端は前記第３給電線に接続され、前記第２キャパシターの他端は前記第４給電線に接続された構成を特徴とする。
上記一態様に係る液体吐出装置によれば、消費電力をＤ急増幅方式と比較してさらに改善することができる。
なお、第２給電線および第３給電線は同一であっても良いし、別物であっても良い。

上記一態様に係る液体吐出装置において、前記圧電素子の容量は、当該圧電素子に高電圧が印加される場合の方が低電圧が印加される場合よりも小さくなる構成が好ましい。
この構成において、一端が前記第２給電線に接続され、他端がグランドに接地された第３キャパシターを含み、前記第３キャパシターの容量は、前記第１キャパシターの容量よりも大きくしても良く、また、一端が前記第４給電線に接続され、他端がグランドに接地された第４キャパシターを含み、前記第３キャパシターの容量は、前記第４キャパシターの容量よりも大きくしても良い。

前記増幅回路は、前記元駆動信号と前記駆動信号に基づく信号との差電圧を増幅した差信号を出力する差動増幅器と、選択部と、を有し、前記第１トランジスター対は、前記出力端と前記第１給電線との間に接続された第１ローサイドトランジスターと、前記第２給電線と前記出力端との間に接続された第１ハイサイドトランジスターと、を含み、前記第２トランジスター対は、前記出力端と前記第３給電線との間に接続された第２ローサイドトランジスターと、前記第４給電線と前記出力端との間に接続された第２ハイサイドトランジスターと、を含み、前記選択部は、当該元駆動信号の電圧変化が低下方向であり、かつ、前記電圧変化の大きさが前記閾値を超える第１の場合に、前記元駆動信号の電圧が所定の第１範囲であれば、前記第１ローサイドトランジスターのゲート端子に向けて前記差信号を供給し、当該元駆動信号の電圧変化が上昇方向であり、かつ、前記電圧変化の大きさが前記閾値を超える第２の場合に、前記元駆動信号の電圧が前記第１範囲であれば、前記第１ハイサイドトランジスターのゲート端子に向けて前記差信号を供給し、前記第１の場合に、前記元駆動信号の電圧が前記第１範囲よりも高位の第２範囲であれば、前記第２ローサイドトランジスターのゲート端子に向けて前記差信号を供給し、前記第２の場合に、前記元駆動信号の電圧が前記第２範囲であれば、前記第２ハイサイドトランジスターのゲート端子に向けて前記差信号を供給する構成が好ましい。
前記選択部は、前記第１の場合に、前記第１ハイサイドトランジスターのゲート端子および前記第２ハイサイドトランジスターのゲート端子に向けて、当該ハイサイドトランジスターをそれぞれオフさせる信号を供給し、前記第２の場合に、前記第１ローサイドトランジスターのゲート端子および前記第２ローサイドトランジスターのゲート端子に向けて、当該ローサイドトランジスターをそれぞれオフさせる信号を供給しても良い。
前記選択部は、前記元駆動信号の電圧変化の大きさが前記閾値以下の場合、前記第１ローサイドトランジスターのゲート端子、前記第２ローサイドトランジスターのゲート端子、前記第３ハイサイドトランジスターのゲート端子、および、前記第４ハイサイドトランジスターのゲート端子に、当該トランジスターをそれぞれオフさせる信号を供給しても良い。
前記選択部は、前記元駆動信号の電圧変化が閾値以下であるか否かを示す指定信号に基づいて、前記各ゲート端子にそれぞれ供給する信号を制御しても良い。

なお、液体吐出装置は、液体を吐出するものであれば良く、これには後述する印刷装置のほかに、立体造形装置（いわゆる３Ｄプリンター）、捺染装置なども含まれる。
また、本発明は、液体吐出装置に限られず、種々の態様で実現することが可能であり、例えば当該圧電素子のような容量性負荷を駆動する駆動回路としても概念することが可能である。

印刷装置の概略構成を示す図である。 印刷装置のヘッドユニットにおけるノズルの配列等を示す図である。 ノズルの配列を拡大して示す図である。 ヘッドユニットにおける要部構成を示す断面図である。 印刷装置の電気的な構成を示すブロック図である。 駆動信号の波形等を説明するための図である。 選択制御部の構成を示す図である。 デコーダーのデコード内容を示す図である。 選択部の構成を示す図である。 選択部から圧電素子に供給される駆動信号を示す図である。 印刷装置の駆動回路の構成を示す図である。 駆動回路の動作を説明するための図である。 駆動回路の動作を説明するための図である。 圧電素子の電圧−容量特性の一例を示す図である。

以下、図面を参照して本発明を実施するための形態について、印刷装置を例にとって説明する。

図１は、印刷装置１の概略構成を示す斜視図である。
この図に示される印刷装置１は、液体の一例であるインクを吐出することによって、紙などの媒体Ｐにインクドット群を形成し、これにより、画像（文字や図形等などを含む）を印刷する液体吐出装置の一種である。

図１に示されるように、印刷装置１は、キャリッジ２０を、主走査方向（Ｘ方向）に移動（往復動）させる移動機構６を備える。
移動機構６は、キャリッジ２０を移動させるキャリッジモーター６１と、両端が固定されたキャリッジガイド軸６２と、キャリッジガイド軸６２とほぼ平行に延在し、キャリッジモーター６１により駆動されるタイミングベルト６３と、を有している。
キャリッジ２０は、キャリッジガイド軸６２に往復動自在に支持されるとともに、タイミングベルト６３の一部に固定されている。そのため、キャリッジモーター６１によりタイミングベルト６３を正逆走行させると、キャリッジ２０がキャリッジガイド軸６２に案内されて往復動する。

キャリッジ２０には、印刷ヘッド２２が搭載されている。この印刷ヘッド２２は、媒体Ｐと対向する部分に、インクを個別にＺ方向に吐出する複数のノズルを有する。なお、印刷ヘッド２２は、カラー印刷のために、概略的に４個のブロックに分かれている。４個のブロックの各々は、それぞれシアン（Ｃ）、マゼンタ（Ｍ）、イエロー（Ｙ）、およびブラック（Ｂｋ）のインクを吐出する。
なお、キャリッジ２０には、フレキシブルフラットケーブル１９０を介してメイン基板（この図では省略）から各種の制御信号等が供給される構成となっている。

印刷装置１は、媒体Ｐを、プラテン８０上で搬送させる搬送機構８を備える。搬送機構８は、駆動源である搬送モーター８１と、搬送モーター８１により回転し、媒体Ｐを副走査方向（Ｙ方向）に搬送する搬送ローラー８２と、を備える。

このような構成において、キャリッジ２０の主走査に合わせて印刷ヘッド２２のノズルから印刷データに応じてインクを吐出させるとともに、媒体Ｐを搬送機構８によって搬送する動作を繰り返すことで、媒体Ｐの表面に画像が形成される。
なお、本実施形態において主走査は、キャリッジ２０を移動させることで実行されるが、媒体Ｐを移動させることで実行しても良く、キャリッジ２０と媒体Ｐとの双方を移動させても良い。要は、媒体Ｐとキャリッジ２０（印刷ヘッド２２）とが相対的に移動する構成であれば良い。

図２は、印刷ヘッド２２におけるインクの吐出面を媒体Ｐからみた場合の構成を示す図である。この図に示されるように、印刷ヘッド２２は、４個のヘッドユニット３を有する。４個のヘッドユニット３の各々は、それぞれシアン（Ｃ）、マゼンタ（Ｍ）、イエロー（Ｙ）、およびブラック（Ｂｋ）に対応し、主走査方向であるＸ方向に沿って配列する。

図３は、１個のヘッドユニット３におけるノズルの配列を示す図である。
この図に示されるように、１個のヘッドユニット３では、複数のノズルＮが２列で配列する。ここで、説明の便宜上、この２列をそれぞれノズル列ＮａおよびＮｂとする。

ノズル列ＮａおよびＮｂでは、それぞれ複数のノズルＮが、副走査方向であるＹ方向に沿ってピッチＰ１で配列する。また、ノズル列ＮａおよびＮｂ同士は、Ｘ方向にピッチＰ２だけ離間する。ノズル列Ｎａに属するノズルＮとノズル列Ｎｂに属するノズルＮとは、Ｙ方向に、ピッチＰ１の半分だけシフトした関係となっている。
このようにノズルＮを、ノズル列ＮａおよびＮｂの２列で、Ｙ方向にピッチＰ１の半分だけシフトして配置させることにより、Ｙ方向の解像度を、１列の場合と比較して実質的に倍に高めることができる。
なお、１個のヘッドユニット３におけるノズルＮの個数を便宜的にｍ（ｍは２以上の整数）とする。

ヘッドユニット３は、後述するように、ｍ個のノズルＮ、および当該ｍ個のノズルＮの各々に対応して設けられる圧電素子を含むアクチュエーター基板と、各種の素子が実装された回路基板との間に、ＣＯＦ（Chip On Film)が接続された構成である。そこで説明の便宜のために、アクチュエーター基板の構造について説明する。
なお、本説明において、接続とは、２以上の要素間の直接的および間接的な結合を意味し、当該２つ以上の要素間に、１または２以上の中間要素が存在することも含む。

図４は、アクチュエーター基板の構造を示す断面図である。詳細には図３におけるｇ−ｇ線で破断した場合の断面を示す図である。
図４に示されるように、アクチュエーター基板４０は、流路基板４２のうち、Ｚ方向の負側の面上に圧力室基板４４と振動板４６とが設けられる一方、Ｚ方向の正側の面上にノズル板４１が設置された構造体である。
アクチュエーター基板４０の各要素は、概略的にはＹ方向に長尺な略平板状の部材であり、例えば接着剤等により互いに固定される。また、流路基板４２および圧力室基板４４は、例えばシリコンの単結晶基板で形成される。

ノズルＮは、ノズル板４１に形成される。ノズル列Ｎａに属するノズルに対応する構造と、ノズル列Ｎｂに属するノズルに対応する構造とは、Ｙ方向にピッチＰ１の半分だけシフトした関係にあるが、それ以外では、略対称に形成されるので、以下においてはノズル列Ｎａに着目してアクチュエーター基板４０の構造を説明することにする。

流路基板４２は、インクの流路を形成する平板材であり、開口部４２２と供給流路４２４と連通流路４２６とが形成される。供給流路４２４および連通流路４２６は、ノズル毎に形成され、開口部４２２は、複数のノズルにわたって連続するように形成されるとともに、対応する色のインクが供給される構造となっている。この開口部４２２は、液体貯留室Ｓｒとして機能し、当該液体貯留室Ｓｒの底面は、例えばノズル板４１によって構成される。具体的には、流路基板４２における開口部４２２と各供給流路４２４と連通流路４２６とを閉塞するように流路基板４２の底面に固定される。

圧力室基板４４のうち流路基板４２とは反対側の表面に振動板４６が設置される。振動板４６は、弾性的に振動可能な平板状の部材であり、例えば酸化シリコン等の弾性材料で形成された弾性膜と、酸化ジルコニウム等の絶縁材料で形成された絶縁膜との積層で構成される。振動板４６と流路基板４２とは、圧力室基板４４の各開口部４２２の内側で互い間隔をあけて対向する。各開口部４２２の内側で流路基板４２と振動板４６とに挟まれた空間は、インクに圧力を付与するキャビティ４４２として機能する。各キャビティ４４２は、流路基板４２の連通流路４２６を介してノズルＮに連通する。
振動板４６のうち圧力室基板４４とは反対側の表面には、ノズルＮ（キャビティ４４２）毎に圧電素子Ｐztが形成される。

圧電素子Ｐztは、振動板４６の面上に形成された複数の圧電素子Ｐztにわたって共通の駆動電極７２と、当該駆動電極７２の面上に形成された圧電体７４と、当該圧電体７４の面上に圧電素子Ｐzt毎に形成された個別の駆動電極７６とを包含する。このような構成において、駆動電極７２および７６によって圧電体７４を挟んで対向する領域が圧電素子Ｐztとして機能する。

圧電体７４は、例えば加熱処理（焼成）を含む工程で形成される。具体的には、複数の駆動電極７２が形成された振動板４６の表面に塗布された圧電材料を、焼成炉内での加熱処理により焼成してから圧電素子Ｐzt毎に成形（例えばプラズマを利用したミーリング）することで圧電体７４が形成される。

なお、ノズル列Ｎｂに対応する圧電素子Ｐztも同様に、駆動電極７２と、圧電体７４と、駆動電極７６とを包含した構成である。
また、この例では、圧電体７４に対し、共通の駆動電極７２を下層とし、個別の駆動電極７６を上層としたが、逆に駆動電極７２を上層とし、駆動電極７６を下層とする構成としても良い。

圧電素子Ｐztの一端である駆動電極７６には、吐出すべきインク量に応じた駆動信号の電圧Ｖoutが回路基板から個別に印加される一方、圧電素子Ｐztの他端である駆動電極７２には、電圧Ｖ_ＢＳの保持信号が共通に印加される。
このため、圧電素子Ｐztは、駆動電極７２および７６に印加された電圧に応じて、上または下方向に変位する。詳細には、駆動電極７６を介して印加される駆動信号の電圧Ｖoutが低くなると、圧電素子Ｐztにおける中央部分が両端部分に対して上方向に撓む一方、当該電圧Ｖoutが高くなると、下方向に撓む構成となっている。
ここで、上方向に撓めば、キャビティ４４２の内部容積が拡大（圧力が減少）するので、インクが液体貯留室Ｓｒから引き込まれる一方、下方向に撓めば、キャビティ４４２の内部容積が縮小（圧力が増加）するので、縮小の程度によっては、インクがノズルＮから吐出される。このように、圧電素子Ｐztに適切な駆動信号が印加されると、当該圧電素子Ｐztの変位によって、インクがノズルＮから吐出される。このため、少なくとも圧電素子Ｐzt、キャビティ４４２、およびノズルＮによってインクを吐出する吐出部が構成される。

次に、印刷装置１の電気的な構成について説明する。

図５は、印刷装置１の電気的な構成を示すブロック図である。
この図に示されるように、印刷装置１は、メイン基板１００にフレキシブルフラットケーブル１９０を介してヘッドユニット３がそれぞれ接続された構成となっている。

なお、印刷装置１では、４個のヘッドユニット３が設けられ、メイン基板１００が、４個のヘッドユニット３をそれぞれ独立に制御する。４個のヘッドユニット３では、吐出するインクの色以外において異なるところがないので、以下においては便宜的に１個のヘッドユニット３について代表して説明することにする。

図５に示されるように、メイン基板１００は、制御部１１０および電圧生成回路１３０を含む。
このうち、制御部１１０は、ＣＰＵや、ＲＡＭ、ＲＯＭなどを有する一種のマイクロコンピューターであり、印刷対象となる画像データがホストコンピューター等から供給されたときに、所定のプログラムを実行して各部を制御するための各種の信号等をそれぞれ出力する。

具体的には、第１に、制御部１１０は、データｄＡおよびｄＢと、信号ＯＥａ、ＯＣａ、ＯＥｂおよびＯＣｂとを、それぞれ回路基板５０に供給する。
ここで、データｄＡは、駆動信号ＣＯＭ−Ａの波形（電圧）を時系列で規定する波形データである。信号ＯＥａおよびＯＣａの各々は、それぞれデータｄＡで規定される駆動信号ＣＯＭ−Ａの波形の電圧変化に応じた論理レベルとなる信号であり、詳細については後述する。
同様に、データｄＢは、駆動信号ＣＯＭ−Ｂの波形を時系列で規定する波形データである。信号ＯＥｂおよびＯＣｂの各々は、それぞれ、データｄＢで規定される駆動信号ＣＯＭ−Ｂの波形の電圧変化に応じた論理レベルとなる信号であり、詳細については後述する。

第２に、制御部１１０は、移動機構６および搬送機構８に対する制御に同期して、ヘッドユニット３に各種の制御信号Ｃtrを供給する。なお、制御信号Ｃtrには、ノズルＮから吐出させるインクの量を規定する印刷データＳＩ（吐出制御信号）、当該印刷データの転送に用いるクロック信号Ｓck、印刷周期等を規定する信号ＬＡＴ、ＣＨが含まれる。
なお、制御部１１０は、移動機構６および搬送機構８を制御するが、このような構成については既知であるので説明を省略する。

電圧生成回路１３０は、電圧Ｖ_ＢＳの保持信号を生成する。なお、電圧Ｖ_ＢＳの保持信号は、フレキシブルフラットケーブル１９０、回路基板５０およびＣＯＦ５２を順に介して、アクチュエーター基板４０における複数の圧電素子Ｐztの他端にわたって共通に印加される。電圧Ｖ_ＢＳの保持信号は、複数の圧電素子Ｐztの他端を、それぞれ一定の状態に保つためのものである。

一方、ヘッドユニット３において、回路基板５０は、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ、Digital to Analog Converter）１１３ａおよび１１３ｂと、駆動回路１２０ａおよび１２０ｂとを有する。

ＤＡＣ１１３ａは、デジタルのデータｄＡをアナログの信号ａinに変換して、駆動回路１２０ａに供給する。同様に、ＤＡＣ１１３ｂは、デジタルのデータｄＢをアナログの信号ｂinに変換して、駆動回路１２０ｂに供給する。

駆動回路１２０ａは、詳細については後述するが、信号ＯＥａ、ＯＣａおよびデータｄＡにしたがって、信号ａinを例えば電圧１０倍に増幅するとともに、駆動能力を高めて（低インピーダンスに変換して）駆動信号ＣＯＭ−Ａとして出力する。同様に、駆動回路１２０ｂは、信号ＯＥｂ、ＯＣｂおよびデータｄＢにしたがって、信号ｂinを、電圧１０倍に増幅するとともに、駆動能力を高めて駆動信号ＣＯＭ−Ｂとして出力する。

データｄＡ（ｄＢ）を低耐圧の半導体集積回路のＤＡＣ１１３ａ（１１３ｂ）により変換する場合、信号ａin（ｂin）は、例えば電圧０〜４Ｖ程度で比較的小さく振幅する。これに対して、圧電素子Ｐztに印加される駆動信号の組み合わせ元である駆動信号ＣＯＭ−Ａ（ＣＯＭ−Ｂ）には、圧電素子Ｐztを十分に駆動するために０〜４０Ｖ程度の比較的大きな電圧振幅が必要となる。
このため、ＤＡＣ１１３ａ（１１３ｂ）により変換された信号ａin（ｂin）の電圧を、駆動回路１２０ａ（１２０ｂ）が１０倍に増幅するとともにインピーダンス変換して、駆動信号ＣＯＭ−Ａ（ＣＯＭ−Ｂ）として出力し、吐出すべきインクの量に応じて、駆動信号ＣＯＭ−Ａ、ＣＯＭ−Ｂを選択して（または、選択しないで）、当該圧電素子Ｐzt）の一端に印加する構成となっている。

なお、駆動信号ＣＯＭ−ＡおよびＣＯＭ−Ｂは、ＣＯＦ５２における複数の選択部５２０の各々にそれぞれ供給される。また、駆動信号ＣＯＭ−Ａ、ＣＯＭ−Ｂ（アナログ変換後であって増幅前の信号ａin、ｂin）については、それぞれ後述するように台形波形である。
本実施形態では、ＣＯＦ５２が回路基板５０に直接的に接続された構成としているが、フレキシブルフラットケーブルを介して間接的に接続された構成としても良い。

ＣＯＦ５２において、選択制御部５１０は、選択部５２０の各々における選択をそれぞれ制御する。詳細には、選択制御部５１０は、制御部１１０からクロック信号に同期して供給される印刷データを、ヘッドユニット３のノズル（圧電素子Ｐzt）のｍ個分、一旦蓄積するとともに、各選択部５２０に対し、印刷データにしたがって駆動信号ＣＯＭ−Ａ、ＣＯＭ−Ｂの選択を、タイミング信号で規定される印刷周期の開始タイミングで指示する。
各選択部５２０は、選択制御部５１０による指示にしたがって、駆動信号ＣＯＭ−Ａ、ＣＯＭ−Ｂのいずれかを選択し（または、いずれも選択せずに）、電圧Ｖoutの駆動信号として、対応する圧電素子Ｐztの一端に印加する。

本実施形態において、１つのドットについては、１つのノズルＮからインクを最多で２回吐出させることで、大ドット、中ドット、小ドットおよび非記録の４階調を表現させる。この４階調を表現するために、本実施形態では、２種類の駆動信号ＣＯＭ−Ａ、ＣＯＭ−Ｂを用意するとともに、各々の１周期にそれぞれ前半パターンと後半パターンとを持たせている。そして、１周期のうち、前半・後半において駆動信号ＣＯＭ−Ａ、ＣＯＭ−Ｂを、表現すべき階調に応じた選択して（または選択しないで）、圧電素子Ｐztに供給する構成となっている。
そこで先に、駆動信号ＣＯＭ−Ａ、ＣＯＭ−Ｂについて説明し、この後、駆動信号ＣＯＭ−Ａ、ＣＯＭ−Ｂを選択するための選択制御部５１０および選択部５２０の詳細な構成について説明する。

図６は、駆動信号ＣＯＭ−Ａ、ＣＯＭ−Ｂの波形等を示す図である。
図に示されるように、駆動信号ＣＯＭ−Ａは、印刷周期Ｔａのうち、制御信号ＬＡＴが出力されて（立ち上がって）から制御信号ＣＨが出力されるまでの期間Ｔ１に配置された台形波形Ａｄｐ１と、印刷周期Ｔａのうち、制御信号ＣＨが出力されてから次の制御信号ＬＡＴが出力されるまでの期間Ｔ２に配置された台形波形Ａｄｐ２とを繰り返す波形となっている。

本実施形態において台形波形Ａｄｐ１、Ａｄｐ２とは、互いにほぼ同一の波形であり、仮にそれぞれが圧電素子Ｐztの一端である駆動電極７６に供給されたとしたならば、当該圧電素子Ｐztに対応するノズルＮから所定量、具体的には中程度の量のインクをそれぞれ吐出させる波形である。

駆動信号ＣＯＭ−Ｂは、期間Ｔ１に配置された台形波形Ｂｄｐ１と、期間Ｔ２に配置された台形波形Ｂｄｐ２とを繰り返す波形となっている。本実施形態において台形波形Ｂｄｐ１、Ｂｄｐ２とは、互いに異なる波形である。このうち、台形波形Ｂｄｐ１は、ノズルＮ付近のインクを微振動させてインクの粘度の増大を防止するための波形である。このため、仮に台形波形Ｂｄｐ１が圧電素子Ｐztの一端に供給されたとしても、当該圧電素子Ｐztに対応するノズルＮからインク滴が吐出されない。また、台形波形Ｂｄｐ２は、台形波形Ａｄｐ１（Ａｄｐ２）とは異なる波形となっている。仮に台形波形Ｂｄｐ２が圧電素子Ｐztの一端に供給されたとしたならば、当該圧電素子Ｐztに対応するノズルＮから上記所定量よりも少ない量のインクを吐出させる波形である。

なお、台形波形Ａｄｐ１、Ａｄｐ２、Ｂｄｐ１、およびＢｄｐ２における各開始タイミングでの電圧と、各終了タイミングでの電圧とは、いずれも電圧Ｖcen（中間電圧）で共通である。すなわち、台形波形Ａｄｐ１、Ａｄｐ２、Ｂｄｐ１、およびＢｄｐ２の各々は、それぞれ電圧Ｖcenで開始し、電圧Ｖcenで終了する波形となっている。

また、台形波形の駆動信号ＣＯＭ−ＡおよびＣＯＭ−Ｂの各々では、電圧が一定となる期間がそれぞれに複数存在する。
駆動信号ＣＯＭ−Ａには、一定となる電圧が上記Ｖcenを含めて３値ある。この３値を高位順に、Ｖmax、Ｖcen、Ｖminと表記している。駆動信号ＣＯＭ−Ｂには、一定となる電圧が上記Ｖcenを含めて４値ある。

なお、本実施形態において、駆動信号ＣＯＭ−Ａ（ＣＯＭ−Ｂ）は、信号ａin（ｂin）の電圧を１０倍に増幅したうえでインピーダンス変換したものであるから、信号ａin（ｂin）の波形は、駆動信号ＣＯＭ−Ａ（ＣＯＭ−Ｂ）の電圧を１／１０倍とした関係にある。信号ａin（ｂin）は、データｄＡ（ｄＢ）をアナログ変換したものであるので、駆動信号ＣＯＭ−Ａ（ＣＯＭ−Ｂ）の電圧波形は、制御部１１０によって規定されることになる。

制御部１１０は、駆動信号ＣＯＭ−Ａ（信号ａin）の台形波形に応じて、次のような論理レベルとなる信号ＯＥａおよびＯＣａの各々を駆動回路１２０ａにそれぞれ供給する。詳細には、第１に、制御部１１０は、信号ＯＥａ（指定信号）を、駆動信号ＣＯＭ−Ａについて電圧を低下させる期間と電圧を上昇させる期間とにわたってＬレベルとし、それ以外の駆動信号ＣＯＭ−Ａの電圧を一定とさせる期間にわたってＨレベルとする。第２に、制御部１１０は、信号ＯＣａを、駆動信号ＣＯＭ−Ａの電圧を上昇させる期間にわたってＬレベルとし、それ以外の期間にわたってＨレベルとする。
これにより、駆動信号ＣＯＭ−Ａの台形波形において電圧が一定となる期間では、信号ＯＥａがＨレベルとなり、電圧が変化する期間では、信号ＯＥａがＬレベルとなる。さらに、駆動信号ＣＯＭ−Ａの電圧が変化する期間（すなわち信号ＯＥａがＬレベルとなる期間）のうち、電圧が低下する期間では信号ＯＣａがＨレベルとなり、電圧が上昇する期間では信号ＯＣａがＬレベルとなる。

同様に、制御部１１０は、駆動信号ＣＯＭ−Ｂ（信号ｂin）の台形波形に応じて、次のような論理レベルとなる信号ＯＥｂおよびＯＣｂの各々を駆動回路１２０ｂにそれぞれ供給する。詳細には、第１に、制御部１１０は、信号ＯＥｂを、駆動信号ＣＯＭ−Ｂ（信号ｂin）について電圧を低下させる期間と電圧を上昇させる期間とにわたってＬレベルとし、それ以外の駆動信号ＣＯＭ−Ｂの電圧を一定とさせる期間にわたってＨレベルとする。第２に、制御部１１０は、信号ＯＣｂを、駆動信号ＣＯＭ−Ｂの電圧を上昇させる期間にわたってＬレベルとし、それ以外の期間にわたってＨレベルとする。
これにより、駆動信号ＣＯＭ−Ｂの台形波形において電圧が一定となる期間では、信号ＯＥｂがＨレベルとなり、電圧が変化する期間では、信号ＯＥｂがＬレベルとなる。さらに、駆動信号ＣＯＭ−Ｂの電圧が変化する期間（すなわち信号ＯＥｂがＬレベルとなる期間）のうち、電圧が低下する期間では信号ＯＣｂがＨレベルとなり、電圧が上昇する期間では信号ＯＣｂがＬレベルとなる。

図７は、図５における選択制御部５１０の構成を示す図である。
この図に示されるように、選択制御部５１０には、クロック信号Ｓck、印刷データＳＩ、制御信号ＬＡＴおよびＣＨが供給される。選択制御部５１０では、シフトレジスタ（Ｓ／Ｒ）５１２とラッチ回路５１４とデコーダー５１６との組が、圧電素子Ｐzt（ノズルＮ）のそれぞれに対応して設けられている。

印刷データＳＩは、印刷周期Ｔａにわたって、着目しているヘッドユニット３において、すべてのノズルＮによって形成すべきドットを規定するデータである。本実施形態では、非記録、小ドット、中ドットおよび大ドットの４階調を表現するために、ノズル１個分の印刷データは、上位ビット（ＭＳＢ）および下位ビット（ＬＳＢ）の２ビットで構成される。
印刷データＳＩは、クロック信号Ｓckに同期してノズルＮ（圧電素子Ｐzt）毎に、媒体Ｐの搬送に合わせて制御部１１０から供給される。当該印刷データＳＩを、ノズルＮに対応して２ビット分、一旦保持するための構成がシフトレジスタ５１２である。
詳細には、ｍ個の圧電素子Ｐzt（ノズル）の各々に対応した計ｍ段のシフトレジスタ５１２が縦続接続されるとともに、図において左端に位置する１段のシフトレジスタ５１２に供給された印刷データＳＩが、クロック信号Ｓckにしたがって順次後段（下流側）に転送される構成となっている。
なお、図では、シフトレジスタ５１２を区別するために、印刷データＳＩが供給される上流側から順番に１段、２段、…、ｍ段と表記している。

ラッチ回路５１４は、シフトレジスタ５１２で保持された印刷データＳＩを制御信号ＬＡＴの立ち上がりでラッチする。
デコーダー５１６は、ラッチ回路５１４によってラッチされた２ビットの印刷データＳＩをデコードして、制御信号ＬＡＴと制御信号ＣＨとで規定される期間Ｔ１、Ｔ２ごとに、選択信号Ｓａ、Ｓｂを出力して、選択部５２０での選択を規定する。

図８は、デコーダー５１６におけるデコード内容を示す図である。
この図において、ラッチされた２ビットの印刷データＳＩについては（ＭＳＢ、ＬＳＢ）と表記している。デコーダー５１６は、例えばラッチされた印刷データＳＩが（０、１）であれば、選択信号Ｓａ、Ｓｂの論理レベルを、期間Ｔ１ではそれぞれＨ、Ｌレベルで、期間Ｔ２ではそれぞれＬ、Ｈレベルで、出力するということを意味している。
なお、選択信号Ｓａ、Ｓｂの論理レベルについては、クロック信号Ｓck、印刷データＳＩ、制御信号ＬＡＴおよびＣＨの論理レベルよりも、レベルシフター（図示省略）によって、高振幅論理にレベルシフトされる。

図９は、図５における選択部５２０の構成を示す図である。
この図に示されるように、選択部５２０は、インバーター（ＮＯＴ回路）５２２ａおよび５２２ｂと、トランスファーゲート５２４ａおよび５２４ｂとを有する。
デコーダー５１６からの選択信号Ｓａは、トランスファーゲート５２４ａにおいて丸印が付されていない正制御端に供給される一方で、インバーター５２２ａによって論理反転されて、トランスファーゲート５２４ａにおいて丸印が付された負制御端に供給される。同様に、選択信号Ｓｂは、トランスファーゲート５２４ｂの正制御端に供給される一方で、インバーター５２２ｂによって論理反転されて、トランスファーゲート５２４ｂの負制御端に供給される。
トランスファーゲート５２４ａの入力端には、駆動信号ＣＯＭ−Ａが供給され、トランスファーゲート５２４ｂの入力端には、駆動信号ＣＯＭ−Ｂが供給される。トランスファーゲート５２４ａおよび５２４ｂの出力端同士は、共通接続されるとともに、対応する圧電素子Ｐztの一端に接続される。
トランスファーゲート５２４ａは、選択信号ＳａがＨレベルであれば、入力端および出力端の間を導通（オン）させ、選択信号ＳａがＬレベルであれば、入力端と出力端との間を非導通（オフ）させる。トランスファーゲート５２４ｂについても同様に選択信号Ｓｂに応じて、入力端および出力端の間をオンオフさせる。

図６に示されるように、印刷データＳＩは、ノズル毎に、クロック信号Ｓckに同期して供給されて、ノズルに対応するシフトレジスタ５１２において順次転送される。そして、クロック信号Ｓckの供給が停止すると、シフトレジスタ５１２のそれぞれには、各ノズルに対応した印刷データＳＩが保持された状態になる。
ここで、制御信号ＬＡＴが立ち上がると、ラッチ回路５１４のそれぞれは、シフトレジスタ５１２に保持された印刷データＳＩを一斉にラッチする。図６において、Ｌ１、Ｌ２、…、Ｌｍ内の数字は、１段、２段、…、ｍ段のシフトレジスタ５１２に対応するラッチ回路５１４によってラッチされた印刷データＳＩを示している。

デコーダー５１６は、ラッチされた印刷データＳＩで規定されるドットのサイズに応じて、期間Ｔ１、Ｔ２のそれぞれにおいて、選択信号Ｓａ、Ｓｂの論理レベルを図８に示されるような内容で出力する。
すなわち、第１に、デコーダー５１６は、当該印刷データＳＩが（１、１）であって、大ドットのサイズを規定する場合、選択信号Ｓａ、Ｓｂを、期間Ｔ１においてＨ、Ｌレベルとし、期間Ｔ２においてもＨ、Ｌレベルとする。第２に、デコーダー５１６は、当該印刷データＳＩが（０、１）であって、中ドットのサイズを規定する場合、選択信号Ｓａ、Ｓｂを、期間Ｔ１においてＨ、Ｌレベルとし、期間Ｔ２においてＬ、Ｈレベルとする。第３に、デコーダー５１６は、当該印刷データＳＩが（１、０）であって、小ドットのサイズを規定する場合、選択信号Ｓａ、Ｓｂを、期間Ｔ１においてＬ、Ｌレベルとし、期間Ｔ２においてＬ、Ｈレベルとする。第４に、デコーダー５１６は、当該印刷データＳＩが（０、０）であって、非記録を規定する場合、選択信号Ｓａ、Ｓｂを、期間Ｔ１においてＬ、Ｈレベルとし、期間Ｔ２においてＬ、Ｌレベルとする。

図１０は、印刷データＳＩに応じて選択されて、圧電素子Ｐztの一端に供給される駆動信号の電圧波形を示す図である。
印刷データＳＩが（１、１）であるとき、選択信号Ｓａ、Ｓｂは、期間Ｔ１においてＨ、Ｌレベルとなるので、トランスファーゲート５２４ａがオンし、トランスファーゲート５２４ｂがオフする。このため、期間Ｔ１において駆動信号ＣＯＭ−Ａの台形波形Ａｄｐ１が選択される。選択信号Ｓａ、Ｓｂは期間Ｔ２においてもＨ、Ｌレベルとなるので、選択部５２０は、駆動信号ＣＯＭ−Ａの台形波形Ａｄｐ２を選択する。
このように期間Ｔ１において台形波形Ａｄｐ１が選択され、期間Ｔ２において台形波形Ａｄｐ２が選択されて、駆動信号として圧電素子Ｐztの一端に供給されると、当該圧電素子Ｐztに対応したノズルＮから、中程度の量のインクが２回にわけて吐出される。このため、媒体Ｐにはそれぞれのインクが着弾し合体して、結果的に、印刷データＳＩで規定される通りの大ドットが形成されることになる。

印刷データＳＩが（０、１）であるとき、選択信号Ｓａ、Ｓｂは、期間Ｔ１においてＨ、Ｌレベルとなるので、トランスファーゲート５２４ａがオンし、トランスファーゲート５２４ｂはオフする。このため、期間Ｔ１において駆動信号ＣＯＭ−Ａの台形波形Ａｄｐ１が選択される。次に、選択信号Ｓａ、Ｓｂは期間Ｔ２においてＬ、Ｈレベルとなるので、駆動信号ＣＯＭ−Ｂの台形波形Ｂｄｐ２が選択される。
したがって、ノズルから、中程度および小程度の量のインクが２回にわけて吐出される。このため、媒体Ｐには、それぞれのインクが着弾して合体して、結果的に、印刷データＳＩで規定された通りの中ドットが形成されることになる。

印刷データＳＩが（１、０）であるとき、選択信号Ｓａ、Ｓｂは、期間Ｔ１においてともにＬレベルとなるので、トランスファーゲート５２４ａ、５２４ｂがオフする。このため、期間Ｔ１において台形波形Ａｄｐ１、Ｂｄｐ１のいずれも選択されない。トランスファーゲート５２４ａ、５２４ｂがともにオフする場合、当該トランスファーゲート５２４ａ、５２４ｂの出力端同士の接続点から圧電素子Ｐztの一端までの経路は、電気的にどの部分にも接続されないハイ・インピーダンス状態になる。ただし、圧電素子Ｐztの両端では、自己が有する容量性によって、トランスファーゲートがオフする直前の電圧（Ｖcen−Ｖ_ＢＳ）が保持される。
次に、選択信号Ｓａ、Ｓｂは期間Ｔ２においてＬ、Ｈレベルとなるので、駆動信号ＣＯＭ−Ｂの台形波形Ｂｄｐ２が選択される。このため、ノズルＮから、期間Ｔ２においてのみ小程度の量のインクが吐出されるので、媒体Ｐには、印刷データＳＩで規定された通りの小ドットが形成されることになる。

印刷データＳＩが（０、０）であるとき、選択信号Ｓａ、Ｓｂは、期間Ｔ１においてＬ、Ｈレベルとなるので、トランスファーゲート５２４ａがオフし、トランスファーゲート５２４ｂがオンする。このため、期間Ｔ１において駆動信号ＣＯＭ−Ｂの台形波形Ｂｄｐ１が選択される。次に、選択信号Ｓａ、Ｓｂは期間Ｔ２においてともにＬレベルとなるので、台形波形Ａｄｐ２、Ｂｄｐ２のいずれも選択されない。
このため、期間Ｔ１においてノズルＮ付近のインクが微振動するのみであり、インクは吐出されないので、結果的に、ドットが形成されない、すなわち、印刷データＳＩで規定された通りの非記録になる。

このように、選択部５２０は、選択制御部５１０による指示にしたがって駆動信号ＣＯＭ−Ａ、ＣＯＭ−Ｂを選択し（または選択しないで）、圧電素子Ｐztの一端に印加する。このため、各圧電素子Ｐztは、印刷データＳＩで規定されるドットのサイズに応じて駆動されることになる。
なお、図６に示した駆動信号ＣＯＭ−Ａ、ＣＯＭ−Ｂはあくまでも一例である。実際には、媒体Ｐの性質や搬送速度などに応じて、予め用意された様々な波形の組み合わせが用いられる。
また、ここでは、圧電素子Ｐztが、電圧の低下に伴って上方向に撓む例で説明したが、駆動電極７２および７６に印加する電圧を逆転させると、圧電素子Ｐztは、電圧の低下に伴って下向に撓むことになる。このため、圧電素子Ｐztが、電圧の低下に伴って下方向に撓む構成では、図に例示した駆動信号ＣＯＭ−ＡおよびＣＯＭ−Ｂが、電圧Ｖcenを基準に反転した波形となる。

次に、回路基板５０における駆動回路１２０ａおよび１２０ｂについて説明する。
なお、駆動回路１２０ａおよび１２０ｂの構成および動作については、おおよそ同一であるので、ここでは駆動回路１２０ａについて説明することにする。

図１１は、駆動回路１２０ａの構成を示す図である。
この図に示されるように、駆動回路１２０ａは、電源Ｅａ、Ｅｂ、Ｅｃ、およびＥｄと、差動増幅器２２１と、セレクター２２３と、ゲートドライバー２７０ａ、２７０ｂ、２７０ｃおよび２７０ｄと、セレクター２８０と、４つのトランジスター対と、抵抗素子Ｒ１およびＲ２と、キャパシターＣａ、Ｃｂ、Ｃｃ、Ｃｄ、Ｃag、Ｃba、Ｃcb、Ｃdc、およびＣ０を含む。
駆動回路１２０ａでは、電源Ｅａが電圧Ｖ_Ａを、電源Ｅｂが電圧Ｖ_Ｂを、電源Ｅｃが電圧Ｖ_Ｃを、電源Ｅｄが電圧Ｖ_Ｄを、それぞれ出力する構成となっている。

図１２は、電圧Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂ、Ｖ_Ｃ、Ｖ_Ｄについて説明するための図である。
この図に示されるように、電圧Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂ、Ｖ_Ｃ、Ｖ_Ｄの各々は、例えばそれぞれ６．０Ｖ、１４．０Ｖ、２６．０Ｖ、４２．０Ｖであり、各電圧の間隔が不等に設定されている。詳細には、電圧がＶ_Ａ、Ｖ_Ｂ、Ｖ_Ｃ、およびＶ_Ｄについては、高位となるほど、電圧間隔が広がるように設定されている。
本実施形態では、電圧Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂ、Ｖ_Ｃ、Ｖ_Ｄで次のような電圧範囲が規定される。すなわち、電圧ゼロのグランドＧnd以上電圧Ｖ_Ａ未満の範囲が第１範囲として規定され、電圧Ｖ_Ａ以上電圧Ｖ_Ｂ未満の範囲が第２範囲として規定され、電圧Ｖ_Ｂ以上電圧Ｖ_Ｃ未満の範囲が第３範囲として規定され、電圧Ｖ_Ｃ以上電圧Ｖ_Ｄ未満の範囲が第４範囲として規定される。

図１１の説明に戻すと、差動増幅器２２１の負入力端（−）には信号ａinが供給される一方、正入力端（＋）にはノードＮ３の電圧Ｏut2が印加されて、差動増幅器２２１の出力信号がセレクター２２３に供給される構成となっている。この構成により、このため、差動増幅器２２１は、電圧Ｏut2から、入力である信号ａinの電圧Ｖinを減算した差電圧を増幅してセレクター２２３に供給することになる。

なお、差動増幅器２２１は、特に図示しないが例えば電源の高位側を電圧Ｖ_Ａ（＝６．０Ｖ）とし、低位側をグランドＧnd（＝０Ｖ）としている。このため、出力電圧は、グランドＧndから電圧Ｖ_Ａまでの範囲となる。

セレクター２２３には、差動増幅器２２１による出力信号のほか、信号ＯＥａおよびＯＣａが供給される。セレクター（選択部）２２３は、信号ＯＥａがＬレベルであって、かつ、信号ＯＣａがＨレベルである場合（第１の場合）、信号Ｇt1としてＨレベルを選択し、信号Ｇt2として差動増幅器２２１の出力信号を選択する。一方、セレクター２２３は、信号ＯＥａがＬレベルであって、かつ、信号ＯＣａがＬレベルである場合（第２の場合）、信号Ｇt1として差動増幅器２２１の出力信号を選択し、信号Ｇt2としてＬレベルを選択する。なお、セレクター２２３は、信号ＯＥａがＨレベルであれば、信号ＯＣａの論理レベルとは無関係に、信号Ｇt1としてＨレベルを選択し、信号Ｇt2としてＬレベルを選択する。

セレクター２８０は、制御部１１０（図５参照）から供給されるデータｄＡから、信号ａinの電圧範囲を判別して、当該判別の結果に応じて、それぞれ次のように選択信号Ｓａ、Ｓｂ、ＳｃおよびＳｄを出力する。
詳細には、セレクター２８０は、データｄＡで規定される電圧が０Ｖ以上０．６Ｖ未満である場合、すなわち、電圧Ｖinを１０倍で増幅したときの電圧が上記第１範囲に含まれる場合、選択信号ＳａのみをＨレベルとし、他の選択信号Ｓｂ、ＳｃおよびＳｄをＬレベルとする。また、セレクター２８０は、データｄＡで規定される電圧が０．６Ｖ以上１．４Ｖ未満である場合、すなわち、電圧Ｖinを１０倍で増幅したときの電圧が上記第２範囲に含まれる場合、選択信号ＳｂのみをＨレベルとし、他の選択信号Ｓａ、ＳｃおよびＳｄをＬレベルとする。同様に、セレクター２８０は、データｄＡで規定される電圧が１．４Ｖ以上２．６Ｖ未満である場合、すなわち、電圧Ｖinを１０倍で増幅したときの電圧が上記第３範囲に含まれる場合、選択信号ＳｃのみをＨレベルとし、他の選択信号Ｓａ、ＳｂおよびＳｄをＬレベルとし、データｄＡで規定される電圧が２．６Ｖ以上４．２Ｖ未満である場合、すなわち、電圧Ｖinを１０倍で増幅したときの電圧が上記第４範囲に含まれる場合、選択信号ＳｄのみをＨレベルとし、他の選択信号Ｓａ、ＳｂおよびＳｃをＬレベルとする。

ここで説明の便宜上、４つのトランジスター対について説明する。
この例において、４つのトランジスター対は、トランジスター２３１ａ、２３２ａの対、トランジスター２３１ｂ、２３２ｂの対、トランジスター２３１ｃ、２３２ｃの対、および、トランジスター２３１ｄ、２３２ｄの対によって構成される。
４つのトランジスター対を構成する計８つのトランジスターのうち、ハイサイドのトランジスター２３１ａ、２３１ｂ、２３１ｃ、２３１ｄは、例えばＰチャネル型の電界効果トランジスターであり、ローサイドのトランジスター２３２ａ、２３２ｂ、２３２ｃ、２３２ｄは、例えばＮチャネル型の電界効果トランジスターである。

トランジスター２３１ａについては、ソース端子が電圧Ｖ_Ａを給電する給電線２９０ａに接続され、トランジスター２３２ａについては、ソース端子がグランドＧndの給電線２９０ｇに接地される。トランジスター２３１ｂについては、ソース端子が電圧Ｖ_Ｂを給電する給電線２９０ｂに接続され、トランジスター２３２ｂについては、ソース端子が給電線２９０ａに接続される。トランジスター２３１ｃについては、ソース端子が電圧Ｖ_Ｃを給電する給電線２９０ｃに接続され、トランジスター２３２ｃについては、ソース端子が給電線２９０ｂに接続される。トランジスター２３１ｄについては、ソース端子が電圧Ｖ_Ｄを給電する給電線２９０ｄに接続され、トランジスター２３２ｄについては、ソース端子が給電線２９０ｃに接続される。
トランジスター２３１ａ、２３２ａ、２３１ｂ、２３２ｂ、２３１ｃ、２３２ｃ、２３１ｄ、および２３２ｄの各ドレイン端子は共通接続されて、ノードＮ２となっている。なお、ノードＮ２は駆動回路１２０ａの出力端であり、当該ノードＮ２の電圧、すなわち、駆動信号ＣＯＭ−Ａの電圧をＯutと表記している。

なお、ダイオードｄ１、ｄ２は逆流防止用である。ダイオードｄ１の順方向は、トランジスター２３１ａ、２３１ｂおよび２３１ｃのドレイン端子からノードＮ２に向かう方向であり、ダイオードｄ２の順方向は、ノードＮ２からトランジスター２３１ｂ、２３１ｃおよび２３１ｄのドレイン端子に向かう方向である。
ノードＮ２の電圧Ｏutは電圧Ｖ_Ｄよりも高くならないので、逆流を考慮する必要がない。このため、トランジスター２３１ｄに対してダイオードｄ１は設けられていない。同様にノードＮ２の電圧Ｏutは電圧ゼロのグランドＧndよりも低くならないので、トランジスター２３２ａに対してダイオードｄ２は設けられていない。

また例えばトランジスター２３１ａを第１ハイサイドトランジスターとし、トランジスター２３２ａを第１ローサイドトランジスターとして、トランジスター２３１ａ、２３２ａを第１トランジスター対とした場合、例えばトランジスター２３１ｂが第２ハイサイドトランジスターとなり、トランジスター２３２ｂが第２ローサイドトランジスターとして、トランジスター２３１ｂ、２３２ｂが第２トランジスター対として概念される。
この場合、給電線２９０ｇがグランドを兼ねる第１給電線となり、給電線２９０ａが第２給電線および第３給電線となり、給電線２９０ｂが第４給電線となる。第２給電線および第３給電線を同じ給電線として概念するのでなく、別個の給電線としても概念することができる。

ゲートドライバー２７０ａは、電源をグランドＧndおよび電圧Ｖ_Ａとするものであり、入力端Ｅnbに供給された選択信号ＳａがＨレベルになってイネーブルされたときに、セレクター２２３から出力される信号Ｇt1およびＧt2の各々をそれぞれレベルシフトして、トランジスター２３１ａのゲート端子、および、トランジスター２３２ａのゲート端子にそれぞれ供給する。詳細には、ゲートドライバー２７０ａは、イネーブルされたときに、信号Ｇt1の最低電圧から最高電圧までの範囲を、電源のグランドＧndから電圧Ｖ_Ａまでの第１範囲にレベルシフトして、トランジスター２３１ａのゲート端子に供給し、信号Ｇt2の最低電圧から最高電圧までの範囲を、上記第１範囲にレベルシフトして、トランジスター２３２ａのゲート端子に供給する。
なお、信号Ｇt1およびＧt2の最低電圧から最高電圧までの範囲は第１範囲に一致しているので、ゲートドライバー２７０ａに限っていえば、イネーブルされたときに、信号Ｇt1をそのままトランジスター２３１ａのゲート端子に、信号Ｇt2をそのままトランジスター２３２ａのゲート端子に、それぞれ供給する。

ゲートドライバー２７０ｂは、電源を電圧Ｖ_ＡおよびＶ_Ｂとするものであり、イネーブルされたときに、信号Ｇt1の最低電圧から最高電圧までの範囲を、電源の電圧Ｖ_Ａから電圧Ｖ_Ｂまでの第２範囲にレベルシフトして、トランジスター２３１ｂのゲート端子に供給し、信号Ｇt2の最低電圧から最高電圧までの範囲を、同じく上記第２範囲にレベルシフトして、トランジスター２３２ｂのゲート端子に供給する。
詳細には、ゲートドライバー２７０ｂに限っていえば、イネーブルされたときに、信号Ｇt1の電圧を（１４−６）／６倍するとともに、さらに６Ｖを上乗せしてトランジスター２３１ｂのゲート端子に供給し、信号Ｇt2の電圧についても、（１４−６）／６倍するとともに、６Ｖを上乗せしてトランジスター２３２ｂのゲート端子に供給する。

同様に、ゲートドライバー２７０ｃは、電源を電圧Ｖ_ＢおよびＶ_Ｃとするものであり、イネーブルされたときに、信号Ｇt1の最低電圧から最高電圧までの範囲を、電源の電圧Ｖ_Ｂから電圧Ｖ_Ｃまでの第３範囲にレベルシフトして、トランジスター２３１ｃのゲート端子に供給し、信号Ｇt2の最低電圧から最高電圧までの範囲を、上記第３範囲にレベルシフトして、トランジスター２３２ｃのゲート端子に供給する。詳細には、ゲートドライバー２７０ｃに限っていえば、イネーブルされたときに、信号Ｇt1の電圧を（２６−１４）／６倍するとともに、さらに１４Ｖを上乗せしてトランジスター２３１ｂのゲート端子に供給し、信号Ｇt2の電圧についても、（２６−１４）／６倍するとともに、１４Ｖを上乗せしてトランジスター２３２ｂのゲート端子に供給する。
同様に、ゲートドライバー２７０ｄは、電源を電圧Ｖ_ＣおよびＶ_Ｄとするものであり、イネーブルされたときに、信号Ｇt1の最低電圧から最高電圧までの範囲を、電源の電圧Ｖ_Ｃから電圧Ｖ_Ｄまでの第４範囲にレベルシフトして、トランジスター２３１ｄのゲート端子に供給し、信号Ｇt2の最低電圧から最高電圧までの範囲を、上記第４範囲にレベルシフトして、トランジスター２３２ｄのゲート端子に供給する。詳細には、ゲートドライバー２７０ｄに限っていえば、イネーブルされたときに、信号Ｇt1の電圧を（４２−２６）／６倍するとともに、さらに２６Ｖを上乗せしてトランジスター２３１ｂのゲート端子に供給し、信号Ｇt2の電圧についても、（４２−２６）／６倍するとともに、２６Ｖを上乗せしてトランジスター２３２ｂのゲート端子に供給する。

なお、ゲートドライバー２７０ａ、２７０ｂ、２７０ｃおよび２７０ｄは、それぞれの入力端Ｅnbに供給された選択信号がＬレベルになってディセーブルされたとき、それぞれに対応する２つのトランジスターをそれぞれオフとさせる信号を出力する。すなわち、ゲートドライバー２７０ａ、２７０ｂ、２７０ｃおよび２７０ｄは、ディセーブルされると、信号Ｇt1を強制的にＨレベルに変換し、信号Ｇt2を強制的にＬレベルに変換する。
ここでいうＨ、Ｌレベルは、ゲートドライバー２７０ａ、２７０ｂ、２７０ｃおよび２７０ｄのそれぞれにおける電源の高位側電圧、低位側電圧である。例えば、ゲートドライバー２７０ｂは、電源を電圧Ｖ_Ｂおよび電圧Ｖ_Ａとするので、高位側の電圧Ｖ_ＢがＨレベルであり、低位側の電圧Ｖ_ＡがＬレベルである。

ノードＮ２からの駆動信号ＣＯＭ−Ａは、抵抗素子Ｒ１を介して差動増幅器２２１の正入力端（＋）に帰還される。この例では、便宜的に、差動増幅器２２１の正入力端（＋）をノードＮ３と表記し、当該ノードＮ３の電圧をＯut2と表記している。
ノードＮ３は、抵抗素子Ｒ２を介してグランドＧndに接地される。このため、ノードＮ３の電圧Ｏut2は、ノードＮ２の電圧Ｏutを、抵抗素子Ｒ１、Ｒ２の抵抗値で規定される比、すなわち、Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）で分圧した電圧となる。本実施形態において、分圧比は、１／１０に設定される。換言すれば、電圧Ｏut2は、電圧Ｏutの１／１０という関係にある。

なお、差動増幅器２２１、セレクター２２３、ゲートドライバー２７０ａ、２７０ｂ、２７０ｃ、２７０ｄおよび４つのトランジスター対によって増幅回路が構成される。

キャパシターＣａは電源Ｅａと並列に接続される。同様に、キャパシターＣｂは電源Ｅｂと並列に、キャパシターＣｃは電源Ｅｃと並列に、キャパシターＣｄは電源Ｅｄと並列に、それぞれ接続される。
なお、キャパシターＣａ、Ｃｂ、ＣｃおよびＣｄの各容量は、本実施形態において、
Ｃａ＞Ｃｂ＞Ｃｃ＞Ｃｄ
となるように設定されている。

キャパシターＣag、Ｃba、ＣcbおよびＣdcは、各トランジスター対の電源となる給電線の間に設けられる。詳細には、キャパシターＣagは、給電線２９０ａと給電線２９０ｇとの間に接続され、キャパシターＣbaは、給電線２９０ｂと給電線２９０ａとの間に接続され、キャパシターＣcbは、給電線２９０ｃと給電線２９０ｂとの間に接続され、キャパシターＣdcは、給電線２９０ｄと給電線２９０ｃとの間に接続されている。
なお、キャパシターＣag、Ｃba、ＣcbおよびＣdcの各容量は、本実施形態では、互いにほぼ等しく、上記キャパシターＣｄの容量と比べて１／１０〜１／１００程度である。

キャパシターＣ０は、異常発振の防止等のために設けられ、一端がノードＮ２に接続され、他端が一定電位の、例えばグランドＧndに接地されている。

ここでは、駆動信号ＣＯＭ−Ａを出力する駆動回路１２０ａについて説明したが、駆動信号ＣＯＭ−Ｂを出力する駆動回路１２０ｂの構成については、駆動回路１２０ａと同一であって、入出力信号だけが異なる。すなわち、駆動回路１２０ｂは、信号ＯＥａの代わりに信号ＯＥｂが、信号ＯＣａの代わりに信号ＯＣｂが、信号ａinの代わりに信号ｂinが、それぞれ入力される一方、ノードＮ２から駆動信号ＣＯＭ−Ｂが出力される構成となる。

次に、駆動回路１２０ａ、１２０ｂの動作について、駆動信号ＣＯＭ−Ａを出力する駆動回路１２０ａを例にとって説明する。

図１３は、駆動回路１２０ａの動作を説明するための各部における電圧波形を示す図である。
上述したように、信号ａinを電圧１０倍で増幅した信号が駆動信号ＣＯＭ−Ａ（図６参照）となるので、信号ａinは、駆動信号ＣＯＭ−Ａを電圧方向に１／１０に圧縮した波形となる。また、駆動信号ＣＯＭ−Ａは、印刷周期Ｔａにおいて２つの同じ台形波形Ａｄｐ１、Ａｄｐ２が繰り返された波形であるので、信号ａinも同様な繰り返し波形である。図１３は、このような繰り返し波形のうち、１つの台形波形を示している。

ここでは、信号ａinの電圧が図１２に示されるように推移する場合について説明する。すなわち、電圧Ｖinがタイミングｔ１よりも前において第３範囲であり、タイミングｔ１からタイミングｔ２までの期間にわたって第２範囲であり、タイミングｔ２からタイミングｔ３までの期間にわたって第１範囲であり、タイミングｔ３からタイミングｔ４までの期間にわたって第２範囲であり、タイミングｔ４からタイミングｔ５までの期間にわたって第３範囲であり、タイミングｔ５からタイミングｔ６までの期間にわたって第４範囲であり、タイミングｔ５以降にわたって第３範囲である場合である。
なお、信号ａinの電圧Ｖinは、駆動信号ＣＯＭ−Ａの電圧の１／１０であるので、信号ａinを基準とするために、第１範囲から第４範囲までについては図１２に示した電圧を１／１０に換算している。

一方、図１３において、期間Ｐ１は、電圧Ｖinが中間電圧（Ｖcen／１０）から最低電圧（Ｖmin／１０）まで低下する期間であり、当該期間Ｐ１に続く期間Ｐ２は、電圧Ｖinが最低電圧で一定となる期間であり、当該期間Ｐ２に続く期間Ｐ３は、電圧Ｖinが最低電圧から最高電圧Ｖmaxまで上昇する期間であり、当該期間Ｐ３に続く期間Ｐ４は、電圧Ｖinが最高電圧で一定となる期間であり、当該期間Ｐ４に続く期間Ｐ５は、電圧Ｖinが最高電圧から中間電圧（Ｖcen／１０）まで低下する期間である。
なお、図１３における複数の電圧波形の各々については、説明の便宜上、縦スケールは必ずしも揃っていない。

まず、期間Ｐ１は、信号ａinの電圧が低下する期間である。このため、当該期間では、信号ＯＥａがＬレベルになり、信号ＯＣａがＨレベルになるので、セレクター２２３は、信号Ｇt1としてＨレベルを選択し、信号Ｇt2として差動増幅器２２１の出力信号を選択する。
期間Ｐ１のうち、タイミングｔ１に至る前の期間では、信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄのうち、信号ＳｃのみがＨレベルとなるので、ゲートドライバー２７０ａ、２７０ｂおよび２７０ｄがディセーブルとなる。このため、トランジスター２３１ａ、２３２ａ、２３１ｂ、２３２ｂ、２３１ｄおよび２３２ｄがオフする。

タイミングｔ１に至る前の期間では、ゲートドライバー２７０ｃがイネーブルされるので、信号Ｇt1としてＨレベルが選択されて、トランジスター２３１ｃがオフする。一方、当該期間では、まず信号ａinの電圧ＶinがノードＮ２における電圧Ｏutの１／１０である電圧Ｏut2よりも先んじて低下する。逆にいえば、電圧Ｏut2は、電圧Ｖin以上となる。このため、信号Ｇt2として選択される差動増幅器２２１の出力信号の電圧は、両者の差電圧に応じて高くなり、ほぼＨレベルに振れる。信号Ｇt2がＨレベルになると、トランジスター２３２ｃがオンするので、電圧Ｏutが低下する。なお、電圧Ｏutは、キャパシターＣ０、および、負荷である圧電素子Ｐztの容量性により、実際には、一気に低下することはなく、緩慢に低下する。

電圧Ｏutの低下により電圧Ｏut2が電圧Ｖinよりも低くなると、信号Ｇt2がＬレベルになり、トランジスター２３２ｃがオフする。なお、トランジスター２３２ｃがオフしても、電圧Ｏutは、キャパシターＣ０および圧電素子Ｐztの容量性により保持されるので、不定にはならない。
トランジスター２３２ｃがオフすると、電圧Ｏutの低下が中断するが、電圧Ｖinの低下が継続しているので、再び電圧Ｏut2が電圧Ｖin以上となる。このため、信号Ｇt2がＨレベルとなって、トランジスター２３２ｃが再びオンすることになる。
期間Ｐ１のうち、タイミングｔ１に至る前の期間では、信号Ｇt2がＨおよびＬレベルで交互に切り替えられ、これにより、トランジスター２３２ｃは、オンオフを繰り返す動作、すなわちスイッチング動作をすることになる。このスイッチング動作により、第３範囲において電圧Ｏut2が電圧Ｖinに追従するように、すなわち、電圧Ｏutが、電圧Ｖinを１０倍した電圧となるように制御される。

次に、期間Ｐ１のうち、タイミングｔ１からタイミングｔ２までの期間では、信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄのうち、信号ＳｂのみがＨレベルとなるので、ゲートドライバー２７０ａ、２７０ｃおよび２７０ｄがディセーブルとなる。このため、トランジスター２３１ａ、２３２ａ、２３１ｃ、２３２ｃ、２３１ｄおよび２３２ｄがオフする。
一方、タイミングｔ１からタイミングｔ２までの期間では、ゲートドライバー２７０ｂがイネーブルされるので、信号Ｇt1としてＨレベルが選択されて、トランジスター２３１ｂがオフする。
また、タイミングｔ１からタイミングｔ２までの期間においても、セレクター２２３は、信号Ｇt2として差動増幅器２２１の出力信号を選択するので、トランジスター２３２ｂは、タイミングｔ１に至る前のトランジスター２３２ｃと同様にスイッチング動作する。このスイッチング動作により、第２範囲においても、電圧Ｏutが、電圧Ｖinを１０倍した電圧となるように制御される。

期間Ｐ１のうち、タイミングｔ２からの期間では、信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄのうち、信号ＳａのみがＨレベルとなるので、ゲートドライバー２７０ｂ、２７０ｃおよび２７０ｄがディセーブルとなる。このため、トランジスター２３１ｂ、２３２ｂ、２３１ｃ、２３２ｃ、２３１ｄおよび２３２ｄがオフする。
一方、期間Ｐ１のうち、タイミングｔ２からの期間では、ゲートドライバー２７０ａがイネーブルとなるが、信号Ｇt1としてＨレベルが選択されるので、トランジスター２３１ａがオフする。
また、期間Ｐ１のうち、タイミングｔ２からの期間においても、セレクター２２３は、信号Ｇt2として差動増幅器２２１の出力信号を選択するので、トランジスター２３２ａは、タイミングｔ１に至る前のトランジスター２３２ｃ、および、タイミングｔ１からタイミングｔ２までの期間のトランジスター２３２ｂと同様にスイッチング動作する。このスイッチング動作により、第１範囲においても、電圧Ｏutが、電圧Ｖinを１０倍した電圧となるように制御される。

タイミングｔ２以降において期間Ｐ２に至ると、当該期間Ｐ２は、信号ａinの電圧が一定となる期間である。このため、当該期間では、信号ＯＥａがＨレベルになり、信号ＯＣａがＨレベルになるので、セレクター２２３は、信号Ｇt1としてＨレベルを選択し、信号Ｇt2としてＬレベルを選択する。このため、４つのトランジスター対を構成するトランジスターのすべて、詳細には、トランジスター２３１ａ、２３２ａ、２３１ｂ、２３２ｂ、２３１ｃ、２３２ｃ、２３１ｄおよび２３２ｄのすべてがオフする。
なお、期間Ｐ１の終了までトランジスター２３２ａがスイッチング動作しているので、期間Ｐ２の開始時において電圧Ｏutは、電圧Ｖinの電圧を１０倍した電圧Ｖminにほぼ一致している。期間Ｐ２において、４つのトランジスター対を構成するトランジスターのすべてオフになっても、ノードＮ２の電圧Ｏutは、キャパシターＣ０および圧電素子Ｐztの容量性によりほぼ最低電圧Ｖminで保持されることとなる。

次に、期間Ｐ３に至ると、当該期間Ｐ３は、信号ａinの電圧が上昇する期間である。このため、当該期間では、信号ＯＥａがＬレベルになり、信号ＯＣａがＬレベルになるので、セレクター２２３は、信号Ｇt1として差動増幅器２２１の出力信号を選択し、信号Ｇt2としてＬレベルを選択する。

期間Ｐ３のうち、タイミングｔ３に至る前の期間では、信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄのうち、信号ＳａのみがＨレベルとなるので、ゲートドライバー２７０ｂ、２７０ｃおよび２７０ｄがディセーブルとなる。このため、トランジスター２３１ｂ、２３２ｂ、２３１ｃ、２３２ｃ、２３１ｄおよび２３２ｄがオフする。
一方、期間Ｐ３のうち、タイミングｔ３に至る前の期間では、ゲートドライバー２７０ａがイネーブルとなるが、信号Ｇt2としてＬレベルが選択されるので、トランジスター２３２ａがオフする。
また、期間Ｐ３のうち、タイミングｔ３に至る前の期間では、信号ａinの電圧ＶinがノードＮ２における電圧Ｏutの１／１０である電圧Ｏut2よりも先んじて上昇する。逆にいえば、電圧Ｏut2は、電圧Ｖin未満となる。このため、信号Ｇt1として選択される差動増幅器２２１の出力信号の電圧は、両者の差電圧に応じて低くなり、ほぼＬレベルに振れる。信号Ｇt1がＨレベルになると、トランジスター２３１ａがオンするので、電圧Ｏutが上昇する。なお、電圧Ｏutは、キャパシターＣ０および圧電素子Ｐztの容量性により、一気に上昇することはなく、緩慢に上昇する。

電圧Ｏutの上昇により電圧Ｏut2が電圧Ｖin以上になると、信号Ｇt1がＨレベルになり、トランジスター２３１ａがオフする。なお、トランジスター２３１ａがオフしても、電圧Ｏutは、キャパシターＣ０および圧電素子Ｐztの容量性により保持されるので、不定にはならない。
トランジスター２３１ａがオフすると、電圧Ｏutの上昇が中断するが、電圧Ｖinの上昇が継続しているので、再び電圧Ｏut2が電圧Ｖin未満となる。このため、信号Ｇt1がＬレベルとなって、トランジスター２３１ａが再びオンすることになる。
期間Ｐ３のうち、タイミングｔ３に至る前の期間では、信号Ｇt1がＨおよびＬレベルで交互に切り替えられ、これにより、トランジスター２３１ａがスイッチング動作することになる。このスイッチング動作により、第１範囲において電圧Ｏutが、電圧Ｖinを１０倍した電圧となるように制御される。

次に、期間Ｐ３のうち、タイミングｔ３からタイミングｔ４までの期間では、信号ＳｂのみがＨレベルとなるので、ゲートドライバー２７０ａ、２７０ｃおよび２７０ｄがディセーブルとなる。このため、トランジスター２３１ａ、２３２ａ、２３１ｃ、２３２ｃ、２３１ｄおよび２３２ｄがオフする。
一方、タイミングｔ３からタイミングｔ４までの期間では、ゲートドライバー２７０ｂがイネーブルされるので、信号Ｇt2としてＬレベルが選択されて、トランジスター２３２ｂがオフする。
また、タイミングｔ３からタイミングｔ４までの期間においても、セレクター２２３は、信号Ｇt1として差動増幅器２２１の出力信号を選択するので、トランジスター２３１ｂは、タイミングｔ３に至る前のトランジスター２３１ａと同様にスイッチング動作する。このスイッチング動作により、第２範囲においても、電圧Ｏutが、電圧Ｖinを１０倍した電圧となるように制御される。

なお、期間Ｐ３のうち、タイミングｔ４からタイミングｔ５までの期間では、信号ＳｃのみがＨレベルとなるので、トランジスター２３１ｃのスイッチング動作により、第３範囲においても、電圧Ｏutが、電圧Ｖinを１０倍した電圧となるように制御される。
また、タイミングｔ６から期間Ｐ３が終了するまでは、信号ＳｄのみがＨレベルとなるので、トランジスター２３１ｄのスイッチング動作により、第４範囲においても、電圧Ｏutが、電圧Ｖinを１０倍した電圧となるように制御される。

タイミングｔ５以降において期間Ｐ４に至ると、当該期間Ｐ４は、信号ａinの電圧が一定となる期間である。このため、当該期間では、信号ＯＥａがＨレベルになり、信号ＯＣａがＨレベルになるので、期間Ｐ２と同様に、４つのトランジスター対を構成するトランジスターのすべてがオフする。
なお、期間Ｐ３の終了までトランジスター２３１ａがスイッチング動作しているので、期間Ｐ４の開始時においては、電圧Ｏutは、電圧Ｖinの電圧を１０倍した電圧Ｖmaxにほぼ一致している。このため、ノードＮ２の電圧Ｏutは、キャパシターＣ０および圧電素子Ｐztの容量性によりほぼ最低電圧Ｖmaxで保持されることとなる。

期間Ｐ４の後に期間Ｐ５に至る。当該期間Ｐ５は、信号ａinの電圧が低下する期間であるから、期間Ｐ１と同様な動作となる。なお、期間Ｐ５のうち、タイミングｔ６に至る前の期間では、信号ＳｄのみがＨレベルとなるので、トランジスター２３２ｄのスイッチング動作により、第４範囲において、電圧Ｏutが電圧Ｖinを１０倍した電圧となるように制御される。
また、タイミングｔ６から期間Ｐ５が終了するまでは、信号ＳｃのみがＨレベルとなるので、トランジスター２３２ｃｄのスイッチング動作により、第３範囲において、電圧Ｏutが、電圧Ｖinを１０倍した電圧となるように制御される。

タイミングｔ６以降において期間Ｐ６に至ると、当該期間Ｐ６は、信号ａinの電圧が一定となる期間であるので、４つのトランジスター対を構成するトランジスターのすべてがオフする。なお、期間Ｐ５の終了までトランジスター２３２ｃがスイッチング動作しているので、期間Ｐ６の開始時においては、電圧Ｏutは、電圧Ｖinの電圧を１０倍した電圧Ｖcenにほぼ一致している。このため、ノードＮ２の電圧Ｏutは、キャパシターＣ０および圧電素子Ｐztの容量性によりほぼ中間電圧Ｖcenで保持されることとなる。

ここでは、駆動信号ＣＯＭ−Ａを出力する駆動回路１２０ａの動作について説明したが、駆動信号ＣＯＭ−Ｂを出力する駆動回路１２０ｂについても同様な動作となる。駆動信号ＣＯＭ−Ｂの波形と、当該波形に対する信号ＯＥｂおよびＯＣｂとについては図６で説明した通りであり、駆動回路１２０ｂについても、信号ｂinの電圧を１０倍に増幅した電圧Ｖoutの駆動信号ＣＯＭ−Ｂを出力する動作となる。

駆動回路１２０ａ（１２０ｂ）によれば、トランジスターが常時スイッチングするＤ級増幅と比較して、電圧Ｖinが一定である期間Ｐ２、Ｐ４、Ｐ６では、４つのトランジスター対を構成する全トランジスターがオフする。また、Ｄ級増幅では、スイッチング信号を復調するＬＰＦ（Low Pass Filter）、特にコイルのようなインダクターが必要となるが、駆動回路１２０ａ（１２０ｂ）では、そのようなＬＰＦは不要である。このため、駆動回路１２０ａ（１２０ｂ）によれば、Ｄ級増幅と比較して、スイッチング動作やＬＰＦで消費される電力を抑えることができるほか、回路の簡略化、小型化を図ることができる。

ところで、圧電素子Ｐztのような容量性負荷における容量をＣとし、電圧振幅をＥとしたときに、当該容量性負荷に蓄えられるエネルギーＰは、
Ｐ＝（Ｃ・Ｅ^２）／２
で表される。
圧電素子Ｐztは、エネルギーＰに伴う変位によって仕事をするが、インクを吐出させる仕事量は、エネルギーＰに対して１％以下であり、エネルギーＰの全体でみたときには無視できる。このため、圧電素子Ｐztは、駆動回路１２０ａ、１２０ｂからみれば、単なるキャパシターとみなすことができる。このような容量Ｃのキャパシターを充電すると、
（Ｃ・Ｅ^２）／２
と同等のエネルギーが充電回路によって消費される。放電するときにも同等のエネルギーが放電回路によって消費される。

仮に、圧電素子Ｐztを電圧ゼロから４２ボルトまで単純に、すなわち多段階ではなく一気に充電する場合、当該圧電素子Ｐztの充電に要するエネルギーＰは、
Ｐ＝Ｃ・４２^２／２
＝８８２Ｃ
となる。

これに対して、本実施形態において、仮に圧電素子Ｐztを電圧ゼロから４２ボルトまで充電する場合、駆動回路１２０ａ（１２０ｂ）によって圧電素子Ｐztを、
電圧ゼロから電圧Ｖ_Ａ（ ６．０ボルト）まで、
電圧Ｖ_Ａ から電圧Ｖ_Ｂ（１４．０ボルト）まで、
電圧Ｖ_Ｂ から電圧Ｖ_Ｃ（２６．０ボルト）まで、
電圧Ｖ_Ｃ から電圧Ｖ_Ｄ（４２．０ボルト）まで、
という４段階を経て充電される。
この場合の４段階を経た充電に要するエネルギーＰは、
Ｐ＝Ｃ・６^２／２＋Ｃ・８^２／２＋Ｃ・１２^２／２＋Ｃ・１６^２／２ …（１）
＝２５０Ｃ
で済む。

このように、本実施形態では、圧電素子Ｐztのような容量性負荷を駆動する場合に、消費される電力を減らすことができる。ここでは充電を例にとって説明したが放電についても同様である。

容量性負荷を多段階で充放電する場合に、容量Ｃが一定であれば、各段階での電圧を等間隔に設定することにより、すなわち電圧幅を一定とすることにより、消費電力を効果的に抑えることができる。しかしながら、実際の圧電素子Ｐztの容量は、電圧依存性があり、印加電圧に応じて大きく変動する。

図１４は、圧電素子Ｐztにおいて印加電圧に対する容量の特性を示す図である。
この図に示されるように、圧電素子Ｐztの容量は、印加電圧が高いほど小さくなる特性となっている。端的にいえば、高電圧が印加される場合の当該圧電素子Ｐztにおける容量は、低電圧が印加される場合の当該圧電素子Ｐztにおける容量よりも小さい。すなわち、同じ電圧幅で圧電素子Ｐztを充放電する場合、印加電圧が高ければ、容量Ｃが小さくなるので、消費電力が小さくて済むが、印加電圧が低ければ、容量Ｃが大きくなるので、同じ電圧幅の充放電でも消費電力が相対的に大きくなってしまうのである。

そこで、本実施形態では、容量性負荷を多段階で充放電する場合に、圧電素子Ｐztの印加電圧が高い状態では、電圧幅を広くし、圧電素子Ｐztの印加電圧が低い状態では、電圧幅を狭くしている。ここで、圧電素子Ｐztについて、
第１範囲での印加電圧時における容量をＣ_Ａ０、
第２範囲での印加電圧時における容量をＣ_ＢＡ、
第３範囲での印加電圧時における容量をＣ_ＣＢ、
第４範囲での印加電圧時における容量をＣ_ＤＣ、
と表記することにする。
厳密にいえば、例えば第１範囲においては容量Ｃ_Ａ０も印加電圧に応じて変動するが、ここでは説明のために当該範囲での平均値としている。また、圧電素子Ｐztの他端は電圧ゼロではなく、電圧Ｖ_ＢＳが印加されるので、圧電素子Ｐztの印加電圧は（Ｏut−Ｖ_ＢＳ）であるが、実際には、電圧Ｖ_ＢＳはゼロ近傍に設定されるので、その影響は無視し得る。

ここで、本実施形態において４段階を経た充電に要するエネルギーＰは、上記（１）式の比較において、
Ｐ＝Ｃ_Ａ０・６^２／２＋Ｃ_ＢＡ・８^２／２＋Ｃ_ＣＢ・１２^２／２＋Ｃ_ＤＣ・１６^２／２ …（２）
となる。
各容量は、電圧依存性により
Ｃ_Ａ０＞Ｃ_ＢＡ＞Ｃ_ＣＢ＞Ｃ_ＤＣ
である。
このため、上記（２）式右辺の各項における電圧と容量との積同士を比較したとき、（１）式と比較して揃えることができるので、消費電力を、電圧幅を一定とする場合より低く抑えることができるのである。

また、駆動回路１２０ａ（１２０ｂ）では、信号ａin（ｂin）の電圧が上昇する場合、当該信号ａin（ｂin）の電圧に対応する電圧範囲を電源とするトランジスター対のうち、ハイサイドのトランジスターがスイッチング動作をし、信号ａin（ｂin）の電圧が低下する場合、当該信号ａin（ｂin）の電圧に対応する電圧範囲を電源とするトランジスター対のうち、ハイサイドのトランジスターがスイッチング動作をする。
このようなスイッチング動作によって給電線２９０ｇ、２９０ａ、２９０ｂ、２９０ｃおよび２９０ｄに高周波ノイズが乗りやすい。

例えば、信号ａinの電圧が上昇する場合に、当該信号ａinの電圧が第１範囲にあれば、トランジスター２３１ａがスイッチング動作をするので、給電線２９０ａに高周波ノイズが乗りやすい。また例えば、信号ａinの電圧が低下する場合に、当該信号ａinの電圧が第３範囲にあれば、トランジスター２３２ｃがスイッチング動作をするので、給電線２９０ｂに高周波ノイズが乗りやすい。
本実施形態では、トランジスター対の電源となる給電線間に、キャパシターＣag、Ｃba、ＣcbおよびＣdcが設けられるので、上記高周波ノイズが吸収される。これにより、駆動回路１２０ａ（１２０ｂ）では、各トランジスター対における動作の安定化が図られる。

なお、給電線２９０ｇ、２９０ａ、２９０ｂ、２９０ｃおよび２９０ｄは、キャパシターＣag、Ｃba、ＣcbおよびＣdcを介して交流結合することになる。このため、キャパシターＣag、Ｃba、ＣcbおよびＣdcを大容量化すると、いずれかのトランジスターで圧電素子を駆動する場合、上記すべての給電線から電流が供給されやすくなるので、多段階で充放電することで得られる低消費電力というメリットがスポイルされてしまう。
したがって、キャパシターＣag、Ｃba、ＣcbおよびＣdcは、上記高周波ノイズを吸収できる程度に高周波特性が良好であって、かつ、小容量であることが好ましい。

また、本実施形態では、キャパシターＣａ、Ｃｂ、ＣｃおよびＣｄの各々が、それぞれ電源Ｅａ、Ｅｂ、ＥｃおよびＥｄと並列接続されているので、各電源の安定化が図られる。
上述したように、圧電素子Ｐztの容量は、印加電圧が低ければ大きくなる。換言すれば、圧電素子Ｐztを負荷としてみた場合、印加電圧が低ければ電源Ｅａ、Ｅｂ、ＥｃおよびＥｄからみたときの負荷が大きくなることを意味している。このため、本実施形態では、キャパシターＣａ、Ｃｂ、ＣｃおよびＣｄの各容量については、
Ｃａ＞Ｃｂ＞Ｃｃ＞Ｃｄ
に設定し、電圧が低いほど大きくして、安定性を確保しているのである。

実施形態において、信号ａin（ｂin）の電圧変化に対して、当該電圧に応じた電圧範囲のトランジスター対のうち、上昇時ではハイサイドトランジスターがスイッチング動作し、低下時ではローサイドトランジスターがスイッチング動作するとして説明したが、リニア動作する場合もあり得る。詳細には、上昇時ではハイサイドトランジスターが、低下時ではローサイドトランジスターが、差動増幅器２２１をレベルシフトしたゲート信号に応じてソース・ドレイン間に流れる電流を制御する場合もあり得る。

実施形態に係る駆動回路１２０ａ（１２０ｂ）が出力する駆動信号ＣＯＭ−Ａ（ＣＯＭ−Ｂ）については台形波形に限られず、正弦波などのように傾きに連続性を有する波形であっても良い。このような波形を例えば駆動回路１２０ａが出力する場合、信号ａinの電圧Ｖinの変化が相対的に大きければ、具体的には、単位時間当たりの電圧変化が予め定められた閾値を超えているのであれば、信号ＯＥａをＬレベルとし、そのうち、電圧の低下時に信号ＯＣａをＨレベルとし、電圧の上昇時に信号ＯＣａをＬレベルとすれば良い。
また、信号ａinの電圧Ｖinの変化が相対的に小さければ、具体的には、単位時間当たりの電圧変化が上記閾値以下であれば、信号ＯＥａをＨレベルとすれば良い。

駆動回路１２０ａ（１２０ｂ）において、トランジスター対の個数（または、ゲートドライバーの個数）における電源電圧数をそれぞれ「４」としたが、「２」以上であれば良い。
また、トランジスター対のうち、ハイサイドのトランジスター２３１ａ（２３１ｂ、２３２ｃ、２３２ｄ）をＰチャネル型とし、ローサイドのトランジスター２３２ａ（２３２ｂ、２３２ｃ、２３２ｄ）をＮチャネル型としたが、トランジスター２３１ａ、２３２ａをＰチャネル型またはＮチャネル型で揃えても良い。なお、トランジスターのチャネル型に合わせて、差動増幅器２２１による出力信号を正転または反転させたり、トランジスターを強制オフさせるときのゲート信号の論理レベルを適宜合わせたりする必要がある。

上記説明では、印刷周期Ｔａを期間Ｔ１およびＴ２に２分割するとともに、駆動信号ＣＯＭ−ＡおよびＣＯＭ−Ｂの２種類のうち、いずれかを選択して（または選択しないで）圧電素子Ｐztの一端に印加する構成（マルチコム）としたが、印刷周期Ｔａの分割数は「２」に限られないし、また、駆動信号の数も「２」に限られない。
また、互いに異なる複数の台形波形を所定順に繰り返す１種類の駆動信号のなかから、印刷データＳＩに応じて１種以上の台形波形を抜き出して圧電素子Ｐztの一端に印加する構成（シングルコム）としても良い。

上記説明では、液体吐出装置を印刷装置として説明したが、液体を吐出して立体を造形する立体造形装置や、液体を吐出して布地を染める捺染装置などであっても良い。

また、駆動回路１２０ａおよび１２０ｂの各々については、それぞれヘッドユニット３に搭載する構成としたが、それぞれメイン基板１００に実装された構成として良い。
なお、駆動回路１２０ａおよび１２０ｂがメイン基板１００に実装された構成では、大振幅の信号が長尺のフレキシブルフラットケーブル１９０を介してヘッドユニット３に供給する必要があるので、消費電力および耐ノイズ性で不利である。逆に言えば、駆動回路１２０ａおよび１２０ｂがヘッドユニット３に搭載された構成では、大振幅の信号をフレキシブルフラットケーブル１９０に供給する必要がないので、消費電力および耐ノイズ性で有利である。

さらに、上記説明では、駆動回路１２０ａおよび１２０ｂの駆動対象としてインクを吐出するための圧電素子Ｐztを例にとって説明したが、駆動回路１２０ａおよび１２０ｂを印刷装置から切り離して考えてみたときに、駆動対象としては、圧電素子Ｐztに限られず、例えば超音波モーターや、タッチパネル、静電スピーカー、液晶パネルなどの容量性成分を有する負荷のすべてに適用可能である。

１…印刷装置（液体吐出装置）、３…ヘッドユニット、１００…メイン基板、１２０ａ、１２０ｂ…駆動回路、２２１…差動増幅器、２２３…セレクター、２９０ａ、２９０ｂ、２９０ｃ、２９０ｄ…給電線、４４２…キャビティ、Ｐzt…圧電素子、Ｎ…ノズル、Ｅａ、Ｅｂ、Ｅｃ、Ｅｄ…電源、Ｃａ、Ｃｂ、Ｃｃ、Ｃｄ、Ｃag、Ｃba、Ｃcb、Ｃdc、Ｃ０…キャパシター。

Claims (7)

1. 元駆動信号を、第１電圧と、前記第１電圧よりも高い第２電圧と、前記第２電圧以上の
   第３電圧と、前記第３電圧よりも高い第４電圧とを用いて増幅して、所定の出力端から出
   力する増幅回路と、
   駆動信号によって駆動される圧電素子を含み、当該圧電素子の変位によって液体を吐出
   させる吐出部と、
   を備え、
   前記増幅回路は、
   第１トランジスター対と、
   第２トランジスター対と、
   前記第１電圧が印加された第１給電線と、
   前記第２電圧が印加された第２給電線と、
   前記第３電圧が印加された第３給電線と、
   前記第４電圧が印加された第４給電線と、
   第１キャパシターと、
   第２キャパシターと、
   第３キャパシタ―と、
   を含み、
   前記圧電素子の容量は、
   当該圧電素子に高電圧が印加される場合の方が低電圧が印加される場合よりも小さくな
   り、
   前記第１トランジスター対は、前記元駆動信号を前記第１電圧および前記第２電圧の間
   で増幅し、
   前記第２トランジスター対は、前記元駆動信号を前記第３電圧および前記第４電圧の間
   で増幅し、
   前記第１キャパシターの一端は前記第１給電線に接続され、前記第１キャパシターの他
   端は前記第２給電線に接続され、
   前記第２キャパシターの一端は前記第３給電線に接続され、前記第２キャパシターの他
   端は前記第４給電線に接続され、
   前記第３キャパシタ―の一端は前記第２給電線に接続され、前記第３キャパシタ―の他
   端はグランドに接地され、
   前記第３キャパシターの容量は、前記第１キャパシターの容量よりも大きい
   ことを特徴とする液体吐出装置。
2. 一端が前記第４給電線に接続され、他端がグランドに接地された第４キャパシターを含
   み、
   前記第３キャパシターの容量は、前記第４キャパシターの容量よりも大きい、
   ことを特徴とする請求項１に記載の液体吐出装置。
3. 前記増幅回路は、
   前記元駆動信号と前記駆動信号に基づく信号との差電圧を増幅した差信号を出力する差
   動増幅器と、
   選択部と、
   を有し、
   前記第１トランジスター対は、
   前記出力端と前記第１給電線との間に接続された第１ローサイドトランジスターと、
   前記第２給電線と前記出力端との間に接続された第１ハイサイドトランジスターと、
   を含み、
   前記第２トランジスター対は、
   前記出力端と前記第３給電線との間に接続された第２ローサイドトランジスターと、
   前記第４給電線と前記出力端との間に接続された第２ハイサイドトランジスターと、
   を含み、
   前記選択部は、
   当該元駆動信号の電圧変化が低下方向であり、かつ、前記電圧変化の大きさが閾値を超
   える第１の場合に、前記元駆動信号の電圧が所定の第１範囲であれば、前記第１ローサイ
   ドトランジスターのゲート端子に向けて前記差信号を供給し、
   当該元駆動信号の電圧変化が上昇方向であり、かつ、前記電圧変化の大きさが前記閾値
   を超える第２の場合に、前記元駆動信号の電圧が前記第１範囲であれば、前記第１ハイサ
   イドトランジスターのゲート端子に向けて前記差信号を供給し、
   前記第１の場合に、前記元駆動信号の電圧が前記第１範囲よりも高位の第２範囲であれ
   ば、前記第２ローサイドトランジスターのゲート端子に向けて前記差信号を供給し、
   前記第２の場合に、前記元駆動信号の電圧が前記第２範囲であれば、前記第２ハイサイ
   ドトランジスターのゲート端子に向けて前記差信号を供給する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の液体吐出装置。
4. 前記選択部は、
   前記第１の場合に、
   前記第１ハイサイドトランジスターのゲート端子および前記第２ハイサイドトランジス
   ターのゲート端子に向けて、当該ハイサイドトランジスターをそれぞれオフさせる信号を
   供給し、
   前記第２の場合に、
   前記第１ローサイドトランジスターのゲート端子および前記第２ローサイドトランジス
   ターのゲート端子に向けて、当該ローサイドトランジスターをそれぞれオフさせる信号を
   供給する
   ことを特徴とする請求項３に記載の液体吐出装置。
5. 前記選択部は、
   前記元駆動信号の電圧変化の大きさが前記閾値以下の場合、
   前記第１ローサイドトランジスターのゲート端子、前記第２ローサイドトランジスター
   のゲート端子、前記第３ハイサイドトランジスターのゲート端子、および、前記第４ハイ
   サイドトランジスターのゲート端子に、当該トランジスターをそれぞれオフさせる信号を
   供給する、
   ことを特徴とする請求項４に記載の液体吐出装置。
6. 前記選択部は、
   前記元駆動信号の電圧変化が閾値以下であるか否かを示す指定信号に基づいて、前記各
   ゲート端子にそれぞれ供給する信号を制御する
   ことを特徴とする請求項３乃至５のいずれかに記載の液体吐出装置。
7. 所定の出力端から出力される駆動信号によって、高電圧が印加される場合の方が、低電
   圧が印加される場合よりも容量が小さくなる圧電素子を駆動する駆動回路であって、
   前記駆動回路は、
   前記駆動信号の元となる元駆動信号を、第１電圧と、前記第１電圧よりも高い第２電圧
   と、前記第２電圧以上の第３電圧と、前記第３電圧よりも高い第４電圧とを用いて増幅し
   て、前記出力端から出力する増幅回路を有し、
   前記増幅回路は、
   第１トランジスター対と、
   第２トランジスター対と、
   前記第１電圧が印加された第１給電線と、
   前記第２電圧が印加された第２給電線と、
   前記第３電圧が印加された第３給電線と、
   前記第４電圧が印加された第４給電線と、
   第１キャパシターと、
   第２キャパシターと、
   第３キャパシタ―と、
   を含み、
   前記第１トランジスター対は、前記元駆動信号を前記第１電圧および前記第２電圧の間
   で増幅し、
   前記第２トランジスター対は、前記元駆動信号を前記第３電圧および前記第４電圧の間
   で増幅し、
   前記第１キャパシターの一端は前記第１給電線に接続され、前記第１キャパシターの他
   端は前記第２給電線に接続され、
   前記第２キャパシターの一端は前記第３給電線に接続され、前記第２キャパシターの他
   端は前記第４給電線に接続された
   前記第３キャパシタ―の一端は前記第２給電線に接続され、前記第３キャパシタ―の他
   端はグランドに接地され、
   前記第３キャパシターの容量は、前記第１キャパシターの容量よりも大きい
   ことを特徴とする圧電素子の駆動回路。

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