JP6906966B2 - 信号検出回路及び信号検出方法 - Google Patents

Description

本発明は、スペクトラム拡散受信機の信号検出回路及び信号検出方法に関する。

近年、信号の周波数スペクトルを広帯域に拡散して送信するスペクトラム拡散通信が行われている。スペクトラム拡散通信の通信方式の１つである直接拡散方式では、送信機は拡散符号（拡散系列）を用いた拡散処理により信号の周波数帯域を拡散して送信する。受信機は、拡散系列を用いて逆拡散処理を行うことにより受信信号を復号して受信データを得る。

スペクトラム拡散受信機は、受信信号から受信データを得るための信号検出回路として、逆拡散処理を行う逆拡散回路を有する。逆拡散回路は、拡散系列と受信信号との相関値を生成し、相関値が閾値以上であるか否かに応じて拡散系列の同期検出を行う。直接拡散方式によるスペクトラム拡散の受信機として、障害物等による同期はずれを防ぐため、同期検出前と同期検出後とで相関値の閾値を切り替えることが可能な無線データ伝送装置が提案されている（例えば、特許文献１）。

特開平９−０９３１６０号公報

上記のような逆拡散回路（信号検出回路）は、チップクロック毎に受信信号を次段にシフトする複数の相関器を有し、夫々の相関器で算出された相関値を加算した加算結果が閾値以上であるか否かに基づいて同期検出を行う。その際、受信信号の信号レベルが高い場合には相関値が大きくなり、受信感度点付近のように信号レベルが低いＣＮＲ（Carrier‐Noise Ratio）の環境下ではノイズの影響を受けて相関値が低くなる。

従って、信号レベルが高い場合には信号を受信してから早いタイミングで相関値が閾値を超えるが、信号レベルが低い場合には相関値が閾値を超えるタイミングは遅くなってしまう。相関値が閾値を超えるタイミングが遅い場合には同期検出のタイミングも遅れることとなり、受信データ及び受信クロックが生成されるタイミングも遅れてしまう。また、プリアンブル長が短い無線通信システムでは、同期検出のタイミングが遅れると同期ワードまでに同期が出来ないおそれがあり、正常に受信データ及び受信クロックが生成されずパケットを受信できない状態に陥るおそれがあるという問題があった。

本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、スペクトラム拡散通信の受信機において受信信号レベルにかかわらず、確実に同期検出を行うことが可能な信号検出回路を提供することを目的とする。

本発明に係る信号検出回路は、拡散系列を用いたスペクトラム拡散通信により送信された信号を受信して得られた受信信号から、前記拡散系列に基づいて受信データを得る信号検出回路であって、順に第１段〜第ｎ段の相関器として接続され、前記受信信号を前記拡散系列のチップレート周期に応じて次段にシフトしつつ、前記受信信号と前記拡散系列との相関値を各々が算出する第１〜第ｎ相関器（ｎは５以上の整数）からなる相関回路と、前記相関回路の第１〜第ｊ相関器（ｊは、１＜ｊ＜ｎ−２の整数）のうち、前記第ｊ相関器を含むｋ個（ｋは、１＜ｋ≦ｊの整数）の相関器が算出したｋ個の相関値を加算して第１加算値を算出する第１加算器と、前記相関回路の第１〜第ｐ相関器（ｐは、ｊ＜ｐ≦ｎの整数）のうち、前記第ｐ相関器を含み且つ先頭の相関器が前記ｋ個の相関器における先頭の相関器よりも後段に位置するｒ個（ｒは、ｋ＜ｒ≦ｐの整数）の相関器が算出したｒ個の相関値を加算して第２加算値を算出する第２加算器と、前記第２加算値から前記第１加算値を減算して減算値を算出する減算器と、前記減算値と少なくとも（ｒ−ｋ）個分の相関器における相関値の和の最大値よりも小なる値を有する閾値とを比較し、比較結果に応じて前記拡散系列及び前記受信信号の同期タイミングを検出する同期検出部と、を有することを特徴とする。

また、本発明に係る信号検出方法は、拡散系列を用いたスペクトラム拡散通信により送信された信号を受信して得られた受信信号から、前記拡散系列に基づいて受信データを得る信号検出回路の信号検出方法であって、前記拡散系列のチップレート周期に応じてシフトしたｎビット分の前記受信信号と前記拡散系列との相関値を第１〜第ｎ相関値（ｎは５以上の整数）として算出するステップと、前記第１〜第ｊ相関値（ｊは、１＜ｊ＜ｎ−２の整数）のうち前記第ｊ相関値を含むｋビット分（ｋは、１＜ｋ≦ｊの整数）の相関値を加算して第１加算値を算出するステップと、前記第１〜第ｐ相関値（ｐは、ｊ＜ｐ≦ｎの整数）のうち前記第ｐ相関値を含み且つ前記ｋビット分の相関値の先頭の相関値よりも後段に先頭の相関値が位置するｒビット分（ｒは、ｋ＜ｒ≦ｐの整数）の相関値を加算して第２加算値を算出するステップと、前記第２加算値から前記第１加算値を減算して減算値を算出するステップと、前記減算値と少なくとも（ｒ−ｋ）個分の相関値の和の最大値よりも小なる値を有する閾値とを比較し、比較結果に応じて前記拡散系列及び前記受信信号の同期タイミングを検出するステップと、を含むことを特徴とする。

本発明に係る信号検出回路によれば、スペクトラム拡散通信の受信機において受信信号レベルにかかわらず、確実に同期検出を行うことが可能となる。

本実施例のスペクトラム拡散受信機の構成を示すブロック図である。 本実施例の逆拡散回路の構成を示すブロック図である。 本実施例の相関器の構成を示すブロック図である。 本実施例の加算値及び減算値の出力波形と同期タイミングとの関係を示す図である。 本実施例とは異なり減算器及び減算値の比較回路を有しない逆拡散回路の構成を比較例として示すブロック図である。 比較例の逆拡散回路における加算値の出力波形と同期のタイミングとの関係を受信信号の信号レベルが高い場合（ａ）と低い場合（ｂ）について示す図である。 逆拡散回路の変形例を示すブロック図である。 逆拡散回路の変形例を示すブロック図である。 逆拡散回路の変形例を示すブロック図である。

以下、本発明の実施例について、図面を参照して説明する。なお、以下の実施例における説明及び添付図面においては、実質的に同一又は等価な部分には同一の参照符号を付している。

図１は、本発明に係るスペクトラム拡散受信機１００の構成を示すブロック図である。スペクトラム拡散受信機１００は、送信機（図示せず）から直接拡散方式によるスペクトラム拡散通信により送信された拡散周波信号ＳＦを受信し、拡散系列（拡散符号）に基づいて逆拡散処理を行うことにより受信データを得る。拡散系列は、例えば自己相関が鋭いピークを持ち、相互相関が小さいなどの特徴を有する、例えばＰＮ（Pseudo random Noise）パターン（擬似ランダム雑音）が含まれ、当該ＰＮパターンには、一般的にＭ系列やＧｏｌｄ系列などが含まれる。以下の説明では、拡散周波信号ＳＦ（送信データ）に含まれるプリアンブルが１６ビットであり、拡散率（データ１ビットあたりの拡散系列）が６４である場合を例として説明する。

スペクトラム拡散受信機１００は、アンテナ１０、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）１１、第１混合器１２（図中、ＭＩＸ１として示す）、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）１３、第２混合器１４（図中、ＭＩＸ２として示す）、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１５、逆拡散回路１６及びパケット処理回路１７を含む。

アンテナ１０は、送信機（図示せず）から送信された拡散周波信号ＳＦを受信するための受信アンテナである。拡散周波信号ＳＦは、拡散系列を用いた演算により広い周波数帯域に拡散して送信されている。

ＬＮＡ１１は、アンテナ１０が受信した拡散周波信号ＳＦを低雑音で増幅し、第１混合器１２に出力する低雑音増幅器である。

第１混合器１２は、ＬＮＡ１１の出力信号と局部発振器（図示せず）からの局部発振信号とを混合するミクサである。第１混合器１２は、ＬＮＡ１１により増幅された拡散周波信号ＳＦ（信号Ｓ１）をＩＦ（Inter Mediate）周波数（中間周波数）に周波数変換し、位相が９０度異なるＩ相（In-phase）のＩＦ信号ＩＦＩ及びＱ相（Quadrature）のＩＦ信号ＩＦＱを生成する。

ＡＤＣ１３は、第１混合器１２により周波数変換されたＩＦ信号ＩＦＩ（Ｉ相）及びＩＦＱ（Ｑ相）をアナログ―デジタル変換して第２混合器１４に供給する。

第２混合器１４は、ＡＤＣ１３によりデジタル化されたＩＦ信号ＩＤＩ及びＩＤＱをベースバンド信号ＢＳＩ（Ｉ相）及びＢＳＱ（Ｑ相）に変換する。

ＬＰＦ１５は、予め設定された遮断周波数で通過帯域を制限し、ベースバンド信号ＢＳＩ及びＢＳＱの各々の低域成分を通過させる。

逆拡散回路１６は、ＬＰＦ１５により帯域制限されたベースバンド信号ＢＳＩ及びＢＳＱから受信データを生成する信号検出回路である。逆拡散回路１６は、帯域制限後のベースバンド信号である受信信号ＲＩ（Ｉ相）及びＲＱ（Ｑ相）と拡散系列ＳＣ（Ｃ１〜Ｃ６４）との相関値を生成し、送信機から送信されたデータを相関値に基づいて復元する逆換算処理を行う。逆拡散回路１６は、逆拡散処理により得られた受信データＲＤ及び受信クロックＲＣを、同期ワードの検出やユーザデータの抽出等のパケット処理を行うパケット処理回路１７に供給する。なお、以下の説明では受信信号ＲＩ（Ｉ相）及び（Ｑ相）を受信信号ＲＳと総称する。

図２は、逆拡散回路１６の構成を示すブロック図である。逆拡散回路１６は、相関回路２１と、加算器２２ａ、２２ｂ、２２ｃと、総加算器２３と、比較回路２４と、減算器２５と、比較回路２６と、同期制御回路２７と、シンボルタイミング生成回路２８と、データ再生回路２９と、を含む。

相関回路２１は、順に第１段〜第８段として直列に接続された第１相関器２１−１〜第８相関器２１−８から構成されている。第１相関器２１−１〜第８相関器２１−８の各々は、受信信号ＲＳと拡散系列ＳＣ（Ｃ１〜Ｃ６４）との相関値を算出する相関器である。各相関器は、拡散系列ＳＣの速度（拡散符号の符号速度。以下、チップレートと称する）に応じて受信信号ＲＳを次段（すなわち、隣接して配置された後段の相関器）に順次シフトしつつ、受信信号ＲＳと拡散系列ＳＣとの相関値ＣＶ１〜ＣＶ８を算出して出力する。相関値の算出は、受信信号ＲＳのプリアンブルの部分について行われる。すなわち、第１相関器２１−１〜第８相関器２１−８により、１６ビットのプリアンブルのうち８ビット分についての相関値が算出される。

図３は、各相関器の構成について第１相関器２１−１を例として示すブロック図である。第１相関器２１−１は、入力データである受信信号ＲＳをチップレート周期でシフトする複数段のシフトレジスタ３１と、シフトレジスタ３１の各段の出力と１ビット分の拡散系列Ｃ１〜Ｃ６４とを乗算する乗算器３２−１〜３２−６４と、各乗算器の乗算結果ＭＲ１〜ＭＲ６４を加算する加算器３３と、から構成され、加算結果を相関値ＣＶ１として出力する。第２相関器２１−２〜第８相関器２１−８も同様の構成を有する。

再び図２を参照すると、第１相関器２１−１は、算出した相関値ＣＶ１を加算器２２ａ及びデータ再生回路２９に供給する。第２相関器２１−２は、算出した相関値ＣＶ２を加算器２２ａに供給する。第３相関器２１−３及び第４相関器２１−４は、算出した相関値ＣＶ３及びＣＶ４を加算器２２ｂに供給する。第５相関器２１−５〜第８相関器２１−８は、算出した相関値ＣＶ５〜ＣＶ８を加算器２２ｃに供給する。

加算器２２ａは、連続する相関器である第１相関器２１−１及び第２相関器２１−２が算出した相関値ＣＶ１及び相関値ＣＶ２を加算して加算値ＡＶａを得る。加算器２２ａは、加算値ＡＶａを総加算器２３及び減算器２５に供給する。

加算器２２ｂは、第３相関器２１−３及び第４相関器２１−４が算出した相関値ＣＶ３及び相関値ＣＶ４を加算し、加算値ＡＶｂを総加算器２３に供給する。

加算器２２ｃは、連続する相関器である第５相関器２１−５〜第８相関器２１−８が算出した相関値ＣＶ５、ＣＶ６、ＣＶ７及びＣＶ８を加算して、加算値ＡＶｃを得る。加算器２２ｃは、加算値ＡＶｃを総加算器２３及び減算器２５に供給する。

総加算器２３は、加算値ＡＶａ、ＡＶｂ及びＡＶｃをさらに加算して、総加算値ＡＶＸを得る。

比較回路２４は、総加算値ＡＶＸと閾値ＸＴＨとの比較を行い、比較結果を示す比較結果信号ＣＸＳを生成し、シンボルタイミン生成回路２８に供給する。

減算器２５は、加算器２２ｃが算出した加算値ＡＶｃから加算器２２ａが算出した加算値ＡＶａを減算する減算処理を行う。減算器２５は、減算処理の算出結果である減算値ＳＶを比較回路２６に供給する。

比較回路２６は、減算値ＳＶと閾値ＣＴＨとの比較を行い、比較結果を示す比較結果信号ＣＲＳ（例えば、減算値ＳＶが閾値ＣＴＨ以上の場合と閾値ＣＴＨ未満の場合とで異なる信号レベルを有する信号）を同期制御回路２７に供給する。

同期制御回路２７は、比較結果信号ＣＲＳに基づいて、拡散系列ＳＣが同期状態になったか否かを判定する。具体的には、同期制御回路２７は、比較回路２６により減算値ＳＶが閾値ＣＴＨ以上であると判定された場合に、同期状態になったと判定する。同期制御回路２７は、同期状態になったことを示すＨレベル（ハイレベル）の同期信号ＳＳをシンボルタイミング生成回路２８に供給する。

シンボルタイミング生成回路２８は、比較回路２４から供給された比較結果信号ＣＸＳ（すなわち、総加算値ＡＶＸと閾値ＴＨＸとの比較結果）と、同期制御回路２７から供給された同期信号ＳＳとに基づいて、受信信号ＲＳのシンボルタイミングを示すシンボルタイミング信号ＴＳ及び受信クロック信号ＲＣを生成する。シンボルタイミング生成回路２８は、シンボルタイミング信号ＴＳをデータ再生回路２９に供給する。同期制御回路２７及びシンボルタイミング生成回路２８は、夫々拡散系列ＳＣ及び受信信号ＲＳの同期タイミングを検出する同期検出部としての機能を有する。

データ再生回路２９は、シンボルタイミング信号ＴＳと、第１相関器２１−１により算出された相関値ＣＶ１とに基づいて、受信データＲＤを再生（生成）する。

次に、本実施例の逆拡散回路１６による同期制御処理の処理動作について、図４のタイムチャートを参照して説明する。図中、横軸の目盛りは送信データ速度（ビットレート）に基づいて算出された１ビットの遷移に相当する単位時間を表している。

加算値ＡＶｃは、第５相関器２１−５〜第８相関器２１−８により算出された相関値ＣＶ５〜ＣＶ８の加算結果であるため、相関回路２１に受信信号ＲＳが入力されて５ビット目から８ビット目まで段階的に値が大きくなり、８ビット目で最大値となる。

加算値ＡＶａは、第１相関器２１−１及び第２相関器２１−２により算出された相関値ＣＶ１及びＣＶ２の加算値であるため、受信信号ＲＳが入力されてから２ビット目で最大値となる。

減算値ＳＶは、加算値ＡＶｃから加算値ＡＶａを減算した減算結果であるため、６ビット目では±０であり、７ビット目で相関器１つ分のプラスの値となり、８ビット目以降で相関器２つ分のプラスの値となる。

従って、相関器２つ分プラスの値未満に閾値ＣＴＨが設定されていた場合、７ビット目又は８ビット目で減算値ＳＶが閾値ＣＴＨを超えることになる。例えば、７ビット目で減算値ＳＶが閾値ＣＴＨを超えた場合、７ビット目のタイミングでＨレベルの同期信号ＳＳが生成され、受信データＲＤ及び受信クロック信号ＲＣの生成が開始される。

このように、本実施例の逆拡散回路１６は、相関回路２１の後段４ビット分の加算値ＡＶｃ（第２の加算値）から前段２ビット分の加算値ＡＶａ（第１の加算値）を減算する減算器２５を有し、比較回路２６で減算値ＳＶと閾値ＣＴＨとを比較することにより、同期検出を行う。この構成によれば、後段４ビット分の加算値ＡＶｃと前段２ビット分の加算値ＡＶａとを相対的に比較した値に基づいて同期検出を行うため、仮に受信信号ＲＳのレベルが低く相関値の絶対値が小さい場合であっても、早期にかつ確実に同期検出を行うことができる。

図５は、本実施例の逆拡散回路と比較するため、減算器２５及び比較回路２６を有しない逆拡散回路の構成を比較例として示すブロック図である。

比較回路２４は、第１相関器〜第８相関器が算出した相関値ＣＶ１〜ＣＶ８を加算した総加算値ＡＶＸと閾値ＸＴＨとを比較し、比較結果を示す比較結果信号ＣＸＳを生成して、同期制御回路２７に供給する。同期制御回路２７は、総加算値ＡＶＸと閾値ＸＴＨとの比較結果に基づいて、同期検出を行う。

比較例の逆拡散回路では、総加算値ＡＶＸに基づいて同期検出を行うため、受信信号ＲＳの信号レベルの大小に応じて同期検出のタイミングに差異が生じる。図６は、受信信号ＲＳの信号レベルが大きい場合（図６（ａ））及び信号レベルが小さい場合（図６（ｂ））の夫々について、加算値の出力波形と同期のタイミングとの関係を示すタイムチャートである。

各相関器が算出する相関値は、受信信号ＲＳの信号レベルに応じて変化する。このため、受信信号ＲＳの信号レベルが大きい場合には総加算値ＡＶＸの値も大きくなり、受信信号ＲＳの信号レベルが小さい場合には総加算値ＡＶＸの値が小さくなる。

従って、受信信号ＲＳの信号レベルが大きい場合には、図６（ａ）に示すように５ビット目で総加算値ＡＶＸが閾値ＸＴＨを超えて同期検出が行われ、Ｈレベルの同期信号ＳＳ、受信データＲＤ及び受信クロック信号ＲＣの生成が行われる。しかし、受信信号ＲＳの信号レベルが小さい場合には、図６（ｂ）に示すように９ビット目で初めて総加算値ＡＶＸが閾値ＸＴＨを超えるため、同期検出のタイミングが遅れ、受信データＲＤ及び受信クロック信号ＲＣの生成が開始されるタイミングが遅れてしまう。受信信号ＲＳの信号レベルがさらに小さい場合には、プリアンブルの間に同期検出を行うことができない場合も生じうる。

これに対し、本実施例の逆拡散回路１６では、相関回路２１の後段４ビット分の加算値ＡＶｃと前段２ビット分の加算値ＡＶａとの大小を比較することにより、第８相関器２１−８まで信号がシフトされた場合には必ず後段４ビット分の加算値ＡＶｃが大きくなるため、仮に受信信号ＲＳのレベルが低い場合であっても所望の信号を受信したことを検出することができる、また、後段４ビット分の加算値ＡＶｃと前段２ビット分の加算値ＡＶａとを相対的な比較であるため、仮に受信信号ＲＳのレベルが低く相関値の絶対値が小さい場合であっても、後段４ビット分の加算値ＡＶｃが大きくなるタイミングは常に一定となる。例えば、本実施例のように後段４ビット分及び前段２ビット分の相関値を比較する場合、タイミングのずれは１ビット以内となる。従って、一定のタイミングで確実に信号検出（同期検出）を行うことができる。

なお、本発明は上記実施形態に限定されない。例えば、上記実施例では、第１相関器２１−１及び第２相関器２１−２の相関値ＣＶ１及びＣＶ２の加算結果を加算値ＡＶａ（第１の加算値）とし、第５相関器２１−５〜第８相関器２１−８の相関値ＣＶ５〜ＣＶ８の加算結果を加算値ＡＶｃ（第２の加算値）として、加算値ＡＶｃから加算値ＡＶａを減算することにより減算値ＳＶを算出した。しかし、加算値ＡＶａ及びＡＶｃの加算対象とする相関値の選択の仕方はこれに限られない。

例えば、上記実施例では、図２に示したように加算器２２ａが２つの相関値の加算結果を加算値として算出し、加算器２２ｃが４つの相関値の加算結果を加算値として算出したが、加算器２２ａ及び２２ｃが加算する相関値の数はこれに限られない。例えば、図７に示すように、加算器２２ａが３つの相関値を加算し、加算器２２ｃが４つの相関値を加算しても良い。すなわち、加算器２２ｃが加算する相関値の数が、加算器２２ａが加算する相関値の数を上回っていれば良い。なお、上記実施例のように加算器２２ｃが加算する相関値の数を、加算器２２ａが加算する相関値の数よりも２以上上回る構成とすることにより、同期検出のタイミングのずれを１ビット以内とすることができる。

また、加算器２２ａ及び２２ｃの各々が加算する相関値は連続した相関器が算出した相関値である必要はなく、飛び飛びの相関器が算出した相関値であっても良い。また、加算器２２ｃが加算する相関値を算出する相関器の末尾が、加算器２２ａが加算する相関値を算出する相関器の末尾よりも後段に位置していれば良く、加算器２２ａが加算する相関値を算出する相関器の末尾が、加算器２２ｃが加算する相関値を算出する相関器の先頭よりも後段に位置していても良い。例えば、図７に示すように、加算器２２ａが相関値ＣＶ１、ＣＶ２及びＣＶ６を加算して加算値ＡＶａを算出し、加算器２２ｃが相関値ＣＶ４、ＣＶ５、ＣＶ７及びＣＶ８を加算して加算値ＡＶｃを算出しても良い。

また、上記実施例では、相関回路２１が第１相関器２１−１〜第８相関器２１−８までの８ビット分の相関器からなる例について説明したが、相関器の数はこれに限られない。また、加算器２２ａが加算する相関値は必ずしも先頭の相関器が算出した相関値を含まなくても良く、加算器２２ｃが加算する相関値は必ずしも末尾の相関器が算出した相関値を含まなくても良い。

例えば、図８に示すように、相関回路２１に含まれる相関器の数をｎ（ｎは３以上の整数）とした場合、第１加算器としての加算器２２ａは、相関回路２１の第１〜第ｊ相関器（ｊは、１≦ｊ＜ｎ−２の整数）のうち、第ｊ相関器を含むｋ個（ｋは、１≦ｋ≦ｊの整数）の相関器が算出したｋ個の相関値を加算して第１加算値ＡＶａを算出するものであれば良く、第２加算器としての加算器２２ｃは、相関回路の第１〜第ｐ相関器（ｐは、ｊ＜ｐ≦ｎの整数）のうち、第ｐ相関器を含むｒ個（ｒは、ｋ＜ｒ≦ｐの整数）の相関器が算出したｒ個の相関値を加算して第２加算値ＡＶｃを算出するものであれば良い。

その際、連続して接続された相関器をｋ個の相関器及びｒ個の相関器として選択し、その間にいずれにも属しない少なくとも１つの相関器を設けることにより、さらに簡易な構成で確実に同期検出を行うことが可能となる。

また、加算器２２ａにより加算される相関値の数を２ｓ、加算器２２ｃにより加算される相関値の数を２ｔとする（ｓ，ｔは自然数、ｓ＜ｔ）ことにより、偶数ビットのプリアンブルにより適切に対応した構成とすることができる。

なお、効率的に同期検出を行うという点に鑑みると、上記実施例の図２で示したように逆拡散回路を構成することが最も好ましい。減算器による減算の対象である加算値ＡＶａ及びＡＶｃのもととなる相関値を出力する相関器として、先頭から２ｓ個の相関器（図２では第１相関器２１−１及び第２相関器２１−２）と、末尾から２ｔ個の相関器（第５相関器２１−５〜第８相関器２１−８）とを選択し、その間にその間に総加算値ＡＶＸの算出には用いるが減算には用いない相関器（第３相関器２１−３及び第４相関器２１−４）を設けた構成とすることにより、効率的に同期検出を行うことが可能となる。

また、上記実施例の逆拡散回路（図２）では、加算器２２ａが第１相関器２１−１及び第２相関器２１−２の相関値を加算し、加算器２２ｂが第３相関器２１−３及び第４相関器２１−４の相関値を加算し、加算器２２ｃが第５相関器２１−５〜第８相関器２１−８の相関値を加算し、総加算器２３がこれらをさらに加算するという、所謂トーナメント型の加算により総加算値ＡＶＸを算出している。従って、図２の逆拡散回路１６のようにトーナメント型の途中の加算結果であるＡＶａ及びＡＶｃを用いて減算器２５による減算を行うことにより、簡易な回路構成で本発明を実現することが出来る。

また、図９に示すように、減算値ＳＶと閾値ＣＴＨとの比較結果（比較結果信号ＣＲＳ）に加えて、総加算値ＡＶＸと閾値ＸＴＨとの比較結果（比較結果信号ＣＸＳ）を用いて拡散系列ＳＣの同期検出を行う構成であっても良い。例えば、減算値ＳＶが閾値ＣＴＨ以上となり且つ総加算値ＡＶＸが閾値ＸＴＨ以上となった場合に同期状態になったと判定することにより、誤判定を防ぐことが可能となる。

また、上記実施例では、拡散率（１ビットあたりの拡散系列）が６４である場合を例として説明したが、拡散率の値はこれに限られない。各相関器は、拡散率に応じた構成とすることが可能である。

１０ アンテナ
１１ ＬＮＡ
１２ 第１混合器
１３ ＡＤＣ
１４ 第２混合器
１５ ＬＰＦ
１６ 逆拡散回路
１７ パケット処理回路
２１ 相関回路
２１−１〜２１−８ 相関器
２２ａ〜ｃ 加算器
２３ 総加算器
２４ 比較回路
２５ 減算器
２６ 比較回路
２７ 同期制御回路
２８ シンボルタイミング再生回路
２９ データ再生回路
３１ シフトレジスタ
３２−１〜３２−６４ 乗算器
３３ 加算器

Claims (14)

1. 拡散系列を用いたスペクトラム拡散通信により送信された信号を受信して得られた受信信号から、前記拡散系列に基づいて受信データを得る信号検出回路であって、
   順に第１段〜第ｎ段の相関器として接続され、前記受信信号を前記拡散系列のチップレート周期に応じて次段にシフトしつつ、前記受信信号と前記拡散系列との相関値を各々が算出する第１〜第ｎ相関器（ｎは５以上の整数）からなる相関回路と、
   前記相関回路の第１〜第ｊ相関器（ｊは、１＜ｊ＜ｎ−２の整数）のうち、前記第ｊ相関器を含むｋ個（ｋは、１＜ｋ≦ｊの整数）の相関器が算出したｋ個の相関値を加算して第１加算値を算出する第１加算器と、
   前記相関回路の第１〜第ｐ相関器（ｐは、ｊ＜ｐ≦ｎの整数）のうち、前記第ｐ相関器を含み且つ先頭の相関器が前記ｋ個の相関器における先頭の相関器よりも後段に位置するｒ個（ｒは、ｋ＜ｒ≦ｐの整数）の相関器が算出したｒ個の相関値を加算して第２加算値を算出する第２加算器と、
   前記第２加算値から前記第１加算値を減算して減算値を算出する減算器と、
   前記減算値と少なくとも（ｒ−ｋ）個分の相関器における相関値の和の最大値よりも小なる値を有する閾値とを比較し、比較結果に応じて前記拡散系列及び前記受信信号の同期タイミングを検出する同期検出部と、
   を有することを特徴とする信号検出回路。
2. 前記ｋ個の相関器は連続して接続された相関器であり、前記ｒ個の相関器は連続して接続された相関器であることを特徴とする請求項１に記載の信号検出回路。
3. 前記ｒ個の相関器のうちの先頭の相関器は、前記第ｊ相関器よりも後段の相関器であることを特徴とする請求項１又は２に記載の信号検出回路。
4. 前記ｋ個の相関器は第１〜第ｋ相関器から構成され、前記ｒ個の相関器は第（ｎ−ｒ＋１）〜第ｎ相関器から構成されていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１に記載の信号検出回路。
5. 前記相関回路は、前記第ｊ相関器よりも後段の相関器であり且つ前記ｋ個の相関器及び前記ｒ個の相関器のいずれにも属しない少なくとも１の相関器を含むことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１に記載の信号検出回路。
6. 前記第１加算器は連続する２ｓ個（ｓは自然数）の相関器の相関値を前記ｋ個の相関値として加算し、前記第２加算器は連続する２ｔ個（ｔは、ｔ＞ｓの自然数）の相関器の相関値を前記ｒ個の相関値として加算することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１に記載の信号検出回路。
7. 前記第２加算器が加算する相関値の数であるｒ個は、前記第１加算器が加算する相関値の数であるｋ個よりも２以上大きいことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１に記載の信号検出回路。
8. 拡散系列を用いたスペクトラム拡散通信により送信された信号を受信して得られた受信信号から、前記拡散系列に基づいて受信データを得る信号検出回路の信号検出方法であって、
   前記拡散系列のチップレート周期に応じてシフトしたｎビット分の前記受信信号と前記拡散系列との相関値を第１〜第ｎ相関値（ｎは５以上の整数）として算出するステップと、
   前記第１〜第ｊ相関値（ｊは、１＜ｊ＜ｎ−２の整数）のうち前記第ｊ相関値を含むｋビット分（ｋは、１＜ｋ≦ｊの整数）の相関値を加算して第１加算値を算出するステップと、
   前記第１〜第ｐ相関値（ｐは、ｊ＜ｐ≦ｎの整数）のうち前記第ｐ相関値を含み且つ前記ｋビット分の相関値の先頭の相関値よりも後段に先頭の相関値が位置するｒビット分（ｒは、ｋ＜ｒ≦ｐの整数）の相関値を加算して第２加算値を算出するステップと、
   前記第２加算値から前記第１加算値を減算して減算値を算出するステップと、
   前記減算値と少なくとも（ｒ−ｋ）個分の相関値の和の最大値よりも小なる値を有する閾値とを比較し、比較結果に応じて前記拡散系列及び前記受信信号の同期タイミングを検出するステップと、
   を含むことを特徴とする信号検出方法。
9. 前記第１加算値は、連続するｋビット分の相関値である第（ｊ−ｋ＋１）〜第ｊ相関値を加算した加算値であり、
   前記第２加算値は、連続する前記ｒビット分の相関値である第（ｐ−ｒ＋１）〜第ｐ相関値を加算した加算値であることを特徴とする請求項８に記載の信号検出方法。
10. 前記ｒビット分の相関値のうちの先頭の相関値は、前記第ｊ相関値よりも後段のビットに対応する相関値であることを特徴とする請求項８又は９に記載の信号検出方法。
11. 前記ｋ個の相関値は第１〜第ｋ相関値から構成され、前記ｒ個の相関値は第（ｎ−ｒ＋１）〜第ｎ相関値から構成されていることを特徴とする請求項８乃至１０のいずれか１に記載の信号検出方法。
12. 前記第１〜第ｎ相関値は、前記ｋ個の相関値及び前記ｒ個の相関値のいずれにも属しない少なくとも１の相関値を含むことを特徴とする請求項８乃至１１のいずれか１に記載の信号検出方法。
13. 前記第１加算値は、連続する２ｓビット分（ｓは自然数）の相関値を前記ｋビット分の相関値として加算した加算値であり、前記第２加算値は連続する２ｔビット分（ｔは、ｔ＞ｓの自然数）の相関値を前記ｒビット分の相関値として加算した加算値であることを特徴とする請求項８乃至１２のいずれか１に記載の信号検出方法。
14. 前記第２加算値により加算される相関値の数ｒは、前記第１加算値により加算される相関値の数ｋよりも２以上大きいことを特徴とする請求項８乃至１３のいずれか１に記載の信号検出方法。

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