JP6903977B2

JP6903977B2 - デジタル変調器、通信装置、デジタル変調器の制御方法及びプログラム

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Publication number: JP6903977B2
Application number: JP2017055978A
Authority: JP
Inventors: 真一堀
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Priority date: 2017-03-22
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Publication date: 2021-07-14
Anticipated expiration: 2037-03-22
Also published as: JP2018160750A

Description

本発明は、デジタル変調器、通信装置、デジタル変調器の制御方法及びプログラムに関する。

ΔΣ変調器を備える通信装置がある。
特許文献１には、関連する技術として、ΔΣ変調器を備える通信装置において、消費電力を低減する技術が記載されている。

特許第５９７５１１４号公報

ところで、ΔΣ変調器を備える通信装置では、ＳＮ比の改善を図ることのできる技術が求められている。

本発明は、上記の課題を解決することのできるデジタル変調器、通信装置、デジタル変調器の制御方法及びプログラムを提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明の態様は、ベースバンド信号である直交信号から位相信号と振幅信号とを生成するポーラ変換器と、位相と発振周波数の基準となる発振信号を発生させる発振器を有するＲＦ位相信号生成器であって、前記位相信号及び前記発振信号に基づいて、前記発振信号との位相差が前記位相信号の示す位相に等しい第１位相差と第１発振周波数とを有する第１矩形波と、前記第１位相差の２倍の第２位相差と前記第１発振周波数の２倍の第２発振周波数とを有する第２矩形波とを生成するＲＦ位相信号生成器と、前記第２矩形波をクロック信号として、前記振幅信号をΔΣ変調するΔΣ変調器と、前記ΔΣ変調器の出力信号と、前記第１矩形波との積を算出する合成部と、を備えるデジタル変調器である。

また、本発明の別の態様は、上記のデジタル変調器と、前記デジタル変調器の出力信号に基づいて信号処理を行う光モジュールと、を備える通信装置である。

また、本発明の別の態様は、位相と発振周波数の基準となる発振信号を発生させる発振器を備えるデジタル変調器の制御方法であって、ベースバンド信号である直交信号から位相信号と振幅信号とを生成することと、前記位相信号及び前記発振信号に基づいて、前記発振信号との位相差が前記位相信号の示す位相に等しい第１位相差と第１発振周波数とを有する第１矩形波と、前記第１位相差の２倍の第２位相差と前記第１発振周波数の２倍の第２発振周波数とを有する第２矩形波とを生成することと、前記第２矩形波をクロック信号として、前記振幅信号をΔΣ変調することと、前記ΔΣ変調を行った後の信号と、前記第１矩形波との積を算出することと、を含むデジタル変調器の制御方法である。

また、本発明の別の態様は、位相と発振周波数の基準となる発振信号を発生させる発振器を備えるデジタル変調器のコンピュータに、ベースバンド信号である直交信号から位相信号と振幅信号とを生成することと、前記位相信号及び前記発振信号に基づいて、前記発振信号との位相差が前記位相信号の示す位相に等しい第１位相差と第１発振周波数とを有する第１矩形波と、前記第１位相差の２倍の第２位相差と前記第１発振周波数の２倍の第２発振周波数とを有する第２矩形波とを生成することと、前記第２矩形波をクロック信号として、前記振幅信号をΔΣ変調することと、前記ΔΣ変調を行った後の信号と、前記第１矩形波との積を算出することと、を実行させるプログラムである。

本発明によれば、ΔΣ変調器を備える通信装置では、ＳＮ比の改善を図ることができる。

本発明の第１の実施形態によるデジタル変調器の構成を示す図である。本発明の第１の実施形態によるデジタル変調器における波形例を示す図である。本発明の第２の実施形態によるデジタル変調器の構成を示す図である。本発明の第３の実施形態によるデジタル変調器の構成を示す図である。本発明の第４の実施形態によるデジタル変調器の構成を示す図である。本発明の実施形態によるデジタル変調器の最小構成を示す図である。本発明の実施形態による発振器の構成の一例を示す図である。本発明の実施形態による通信システムの構成の一例を示す図である。少なくとも１つの実施形態に係るコンピュータの構成を示す概略ブロック図である。

＜第１の実施形態＞
以下、図面を参照しながら実施形態について詳しく説明する。
本発明の第１の実施形態による送信機１の構成と処理とについて説明する。

本発明の第１の実施形態によるデジタル変調器１０は、図１に示すように、ベースバンド信号生成部１０１と、ポーラ変換器１０２と、ＲＦ位相信号生成部１０３と、ΔΣ変調器１０４と、ミキサ１０５と、を備える。

ベースバンド信号生成部１０１は、無線ベースバンド信号を生成する。具体的には、ベースバンド信号生成部１０１は、無線ベースバンド信号として、９０度の位相差のある直交信号Ｉ及びＱを生成する。
ベースバンド信号生成部１０１は、生成した直交信号Ｉ及びＱをポーラ変換器１０２に出力する。

ポーラ変換器１０２は、ベースバンド信号生成部１０１から直交信号Ｉ及びＱを受ける。ポーラ変換器１０２は、受けた直交信号Ｉ及びＱを、以下の式（１）及び式（２）にしたがって、振幅信号ｒと、位相信号θとに変換する。

ポーラ変換器１０２は、位相信号θをＲＦ（ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）位相信号生成器１０３に出力する。また、ポーラ変換器１０２は、振幅信号ｒをΔΣ変調器１０４に出力する。

ＲＦ位相信号生成部１０３は、発振器１０３１と、ダブラ１０３２と、比較器１０３３ａ、１０３３ｂと、を備える。
発振器１０３１は、ポーラ変換器１０２から位相信号θを受ける。発振器１０３１は、受けた位相信号θを制御信号とし、発振周波数ｆｃで発振する。このように発振器１０３１が発振して生成した信号をＲＦ位相信号ｒｆθと呼ぶ。このＲＦ位相信号ｒｆθは、位相信号θが反映された信号であり、以下の式（３）によって示される信号である。

発振器１０３１は、ＲＦ位相信号ｒｆθをダブラ１０３２及び比較器１０３３ａに出力する。

ダブラ１０３２は、発振器１０３１からＲＦ位相信号ｒｆθを受ける。ダブラ１０３２は、受けたＲＦ位相信号ｒｆθの発振周波数ｆｃと位相信号θのそれぞれを２倍にする。このようにダブラ１０３２が生成した信号を２倍化ＲＦ位相信号ｒｆθ２と呼ぶ。この２倍化ＲＦ位相信号ｒｆθ２は、以下の式（４）によって示される信号である。

ダブラ１０３２は、２倍化ＲＦ位相信号ｒｆθ２を比較器１０３３ｂに出力する。

比較器１０３３ａは、発振器１０３１からＲＦ位相信号ｒｆθを受ける。比較器１０３３ａは、受けたＲＦ位相信号ｒｆθと、基準値０とを比較する。比較器１０３３ａは、ＲＦ位相信号ｒｆθが基準値０を超える場合に１をミキサ１０５に出力する。また、比較器１０３３ａは、ＲＦ位相信号ｒｆθが基準値０以下である場合に０をミキサ１０５に出力する。したがって、比較器１０３３ａが出力する信号の波形は、矩形波となる。ここでは、この矩形波を矩形ＲＦ位相信号ｒｆθｒと呼ぶ。

比較器１０３３ｂは、ダブラ１０３２から２倍化ＲＦ位相信号ｒｆθ２を受ける。比較器１０３３ｂは、受けた２倍化ＲＦ位相信号ｒｆθ２と、基準値０とを比較する。比較器１０３３ｂは、２倍化ＲＦ位相信号ｒｆθ２が基準値０を超える場合に１をΔΣ変調器１０４に出力する。また、比較器１０３３ｂは、２倍化ＲＦ位相信号ｒｆθ２が基準値０以下である場合に０をΔΣ変調器１０４に出力する。したがって、比較器１０３３ｂが出力する信号の波形は、矩形波となる。ここでは、この矩形波を矩形２倍化ＲＦ位相信号ｒｆθ２ｒと呼ぶ。

ΔΣ変調器１０４は、ポーラ変換器１０２から振幅信号ｒを受ける。また、ΔΣ変調器１０４は、比較器１０３３ｂから矩形２倍化ＲＦ位相信号ｒｆθ２ｒを受ける。ΔΣ変調器１０４は、矩形２倍化ＲＦ位相信号ｒｆθ２ｒをクロック信号とし、振幅信号ｒをΔΣ変調する。このようにΔΣ変調器１０４が生成した信号をＤＳＭ（Ｄｅｌｔａ−ＳｉｇｍａＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）振幅信号ＤＳＭｒと呼ぶ。
ΔΣ変調器１０４は、ＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒをミキサ１０５に出力する。

ミキサ１０５は、比較器１０３３ａから矩形ＲＦ位相信号ｒｆθｒを受ける。また、ミキサ１０５は、ΔΣ変調器１０４からＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒを受ける。ミキサ１０５は、矩形ＲＦ位相信号ｒｆθｒとＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒとの積を図示していない光モジュールに出力する。ここでは、ミキサ１０５が出力する信号をミキサ出力信号ＭＩＸｏｕｔと呼ぶ。

図２に、本発明の第１の実施形態によるデジタル変調器１０の内部信号のタイムチャートを示す。
矩形ＲＦ位相信号ｒｆθｒと矩形２倍化ＲＦ位相信号ｒｆθ２ｒは、同期しており、矩形ＲＦ位相信号ｒｆθｒがＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルとの間で遷移するタイミングは、矩形２倍化ＲＦ位相信号ｒｆθ２ｒがＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルとの間で遷移するタイミングに一致する。

また、上述したように、ΔΣ変調器１０４は、矩形２倍化ＲＦ位相信号ｒｆθ２ｒをクロック信号としている。そのため、ΔΣ変調器１０４の出力信号であるＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒがＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルとの間で遷移するタイミングは、矩形２倍化ＲＦ位相信号ｒｆθ２ｒがＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルとの間で遷移するタイミングに一致する。

また、上述したように、ミキサ１０５が出力するミキサ出力信号ＭＩＸｏｕｔは、ＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒと矩形ＲＦ位相信号ｒｆθｒとの積である。そのため、ミキサ１０５の出力するミキサ出力信号ＭＩＸｏｕｔがＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルとの間で遷移するタイミングは、矩形２倍化ＲＦ位相信号ｒｆθ２ｒがＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルとの間で遷移するタイミングに一致する。

また、上述したように、ΔΣ変調器１０４は、矩形２倍化ＲＦ位相信号ｒｆθ２ｒをクロック信号としている。そのため、ΔΣ変調器１０４が出力するＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒのデータレートは、矩形２倍化ＲＦ位相信号ｒｆθ２ｒの周波数２ｆｃとなる。

また、上述したように、矩形ＲＦ位相信号ｒｆθｒと矩形２倍化ＲＦ位相信号ｒｆθ２ｒは、同期している。そのため、矩形ＲＦ位相信号ｒｆθｒのデータレートは、矩形２倍化ＲＦ位相信号ｒｆθ２ｒの周波数２ｆｃとなる。

また、上述したように、ミキサ１０５が出力するミキサ出力信号ＭＩＸｏｕｔは、ＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒと矩形ＲＦ位相信号ｒｆθｒとの積である。そのため、ミキサ出力信号ＭＩＸｏｕｔのデータレートは、矩形２倍化ＲＦ位相信号ｒｆθ２ｒの周波数２ｆｃとなる。

以上、本発明の第１の実施形態によるデジタル変調器１０について説明した。
本発明の第１の実施形態によるデジタル変調器１０において、ポーラ変換器１０２は、ベースバンド信号である直交信号Ｉ及びＱから位相信号θと振幅信号ｒとを生成する。ＲＦ位相信号生成器１０３は、位相と発振周波数の基準となる発振信号を発生させる発振器１０３１を備える。ＲＦ位相信号生成器１０３は、位相信号θと、発振器１０３１が発生させる発振信号とに基づいて、発振器１０３１が発生させる発振信号との位相差が位相信号θが示す位相に等しい第１位相差θと第１発振周波数ｆｃとを有する第１矩形波と、第１位相差θの２倍の第２位相差２θと第１発振周波数ｆｃの２倍の第２発振周波数２ｆｃとを有する第２矩形波とを生成する。ΔΣ変調器１０４は、第２矩形波をクロック信号として、振幅信号ｒをΔΣ変調する。ミキサ１０５（合成部）は、ΔΣ変調器１０４の出力信号と、第１矩形波との積を算出する。

このようにすれば、本発明の第１の実施形態によるΔΣ変調器１０４のクロックレートは周波数２ｆｃとなる。このΔΣ変調器１０４のクロックレート２ｆｃは、一般的なΔΣ変調器で用いられるクロックレートの２倍である。一般的に、ΔΣ変調器の出力信号のＳＮ比は、クロックレートが高くなるほど改善される。ただし、単にΔΣ変調器１０４のクロックレートを高くした場合、ミキサ１０５の出力するミキサ出力信号ＭＩＸｏｕｔのデータレートが一般的なデータレート２ｆｃからずれてしまう。そのため、一般的には、単にΔΣ変調器１０４のクロックレートを高くした場合、デジタル変調器の後段の光モジュールも変更する必要がある。
本発明の第１の実施形態によるデジタル変調器１０は、ΔΣ変調器１０４の出力信号のＳＮ比を改善するために、単にΔΣ変調器１０４のクロックレートを高くするものではない。本発明の第１の実施形態によるΔΣ変調器１０４のＳＮ比は、一般的なΔΣ変調器のＳＮ比に比べてよくなるといえる。すなわち、デジタル変調器１０は、ΔΣ変調器を備える通信装置において、ＳＮ比の改善を図ることができる。
本発明の第１の実施形態によるデジタル変調器１０では、ΔΣ変調器１０４のクロックレート２ｆｃを、一般的なΔΣ変調器で用いられるクロックレートの２倍としたうえで、ミキサ１０５の出力するミキサ出力信号ＭＩＸｏｕｔのデータレートが一般的なミキサで用いられるクロックレートと同様の２ｆｃになるように構成している。そのため、本発明の第１の実施形態によるデジタル変調器１０の後段の光モジュールを変更することなく、ΔΣ変調器の出力信号のＳＮ比を改善することができる。

＜第２の実施形態＞
次に、本発明の第２の実施形態による送信機１について説明する。
本発明の第２の実施形態による送信機１は、デジタル変調器１０と、光モジュール２０と、を備える。

本発明の第２の実施形態によるデジタル変調器１０は、本発明の第１の実施形態によるデジタル変調器１０と同様に、ベースバンド信号生成部１０１と、ポーラ変換器１０２と、ＲＦ位相信号生成部１０３と、ΔΣ変調器１０４と、ミキサ１０５と、を備える。

本発明の第２の実施形態によるＲＦ位相信号生成部１０３は、図３に示すように、発振器１０３１と、ダブラ１０３２と、比較器１０３３ａ、１０３３ｂと、可変遅延器１０３４と、を備える。

可変遅延器１０３４は、発振器１０３１と比較器１０３３ａとの間に設けられる。可変遅延器１０３４は、以下の式（５）に示すように、入力信号Ｄｅｌｉｎ（ｔ）を所定の遅延量Ｄｅｌだけ時間遅延させた出力信号Ｄｅｌｏｕｔ（ｔ）を生成する。

なお、ダブラ１０３２における遅延量をＡ、比較器１０３３ｂにおける遅延量をＢ、比較器１０３３ｂが矩形２倍化ＲＦ位相信号ｒｆθ２ｒを出力してから、ΔΣ変調器１０４がその矩形２倍化ＲＦ位相信号ｒｆθ２ｒに対応するＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒを出力するまでの遅延量をＣ、比較器１０３３ａにおける遅延量をＥとする。この場合、所定の遅延量Ｄｅｌは、例えば、以下の式（６）のように設定される。

所定の遅延量Ｄｅｌが式（６）に示すように設定された場合、ミキサ１０５が受ける矩形ＲＦ位相信号ｒｆθｒとＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒの２つの信号は、完全に同期する。

以上、本発明の第２の実施形態による送信機１について説明した。
本発明の第２の実施形態によるデジタル変調器１０は、ベースバンド信号生成部１０１と、ポーラ変換器１０２と、ＲＦ位相信号生成部１０３と、ΔΣ変調器１０４と、ミキサ１０５と、を備える。本発明の第２の実施形態によるＲＦ位相信号生成部１０３は、発振器１０３１と、ダブラ１０３２と、比較器１０３３ａ、１０３３ｂと、可変遅延器１０３４と、を備える。可変遅延器１０３４は、発振器１０３１と比較器１０３３ａとの間に設けられる。可変遅延器１０３４は、入力信号Ｄｅｌｉｎ（ｔ）を所定の遅延量Ｄｅｌだけ時間遅延させた出力信号Ｄｅｌｏｕｔ（ｔ）を生成する。
このようにすれば、本発明の第２の実施形態によるデジタル変調器１０では、ΔΣ変調器１０４のクロックレート２ｆｃを、一般的なΔΣ変調器で用いられるクロックレートの２倍としたうえで、ミキサ１０５の出力するミキサ出力信号ＭＩＸｏｕｔのデータレートが一般的なミキサで用いられるクロックレートと同様の２ｆｃになるように構成されている。そのため、本発明の第２の実施形態によるデジタル変調器１０の後段の光モジュールを変更することなく、ΔΣ変調器の出力信号のＳＮ比を改善することができる。
また、このようにすれば、本発明の第２の実施形態によるデジタル変調器１０は、さらに、ミキサ１０５が受ける矩形ＲＦ位相信号ｒｆθｒとＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒの２つの信号を、完全に同期させることができる。

＜第３の実施形態＞
次に、本発明の第３の実施形態による送信機１について説明する。
本発明の第３の実施形態による送信機１は、デジタル変調器１０と、光モジュール２０と、を備える。

本発明の第３の実施形態によるデジタル変調器１０は、図４に示すように、ベースバンド信号生成部１０１と、ポーラ変換器１０２と、ＲＦ位相信号生成部１０３と、ΔΣ変調器１０４と、マルチプレクサ１０６（合成部）と、インバータ１０７（合成部）と、を備える。
本発明の第３の実施形態によるデジタル変調器１０は、本発明の第１の実施形態によるデジタル変調器１０が備えるミキサ１０５がマルチプレクサ１０６とインバータ１０７とに置き替わった構成である。

マルチプレクサ１０６は、制御信号に応じて、２つの入力信号のうちのいずれか一方を光モジュールに出力する。その２つの入力信号のうちの１つは、ΔΣ変調器１０４が出力するＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒである。２つの入力信号のうちのもう１つは、ΔΣ変調器１０４の出力するＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒをインバータ１０７が反転させた反転ＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒｂａｒである。また、マルチプレクサ１０６における制御信号としては、矩形ＲＦ位相信号ｒｆθｒが用いられる。
マルチプレクサ１０６は、矩形ＲＦ位相信号ｒｆθｒがＨｉｇｈレベルの状態である場合、ＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒを光モジュールに出力する。また、マルチプレクサ１０６は、矩形ＲＦ位相信号ｒｆθｒがＨｉｇｈレベルの状態である場合、反転ＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒｂａｒを光モジュールに出力する。
ここで、矩形ＲＦ位相信号ｒｆθｒについて、Ｈｉｇｈレベルを１、Ｌｏｗレベルを−１とマッピングする。また、ＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒについて、Ｈｉｇｈレベルを１、Ｌｏｗレベルを−１とマッピングする。すると、マルチプレクサ１０６の出力信号は、矩形ＲＦ位相信号ｒｆθｒとＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒとの積に等しくなる。

以上、本発明の第３の実施形態による送信機１について説明した。
本発明の第３の実施形態によるデジタル変調器１０は、ベースバンド信号生成部１０１と、ポーラ変換器１０２と、ＲＦ位相信号生成部１０３と、ΔΣ変調器１０４と、マルチプレクサ１０６と、インバータ１０７と、を備える。マルチプレクサ１０６は、制御信号に応じて、２つの入力信号のうちのいずれか一方を光モジュールに出力する。その２つの入力信号のうちの１つは、ΔΣ変調器１０４が出力するＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒである。２つの入力信号のうちのもう１つは、ΔΣ変調器１０４の出力するＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒをインバータ１０７が反転させた反転ＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒｂａｒである。また、マルチプレクサ１０６における制御信号としては、矩形ＲＦ位相信号ｒｆθｒが用いられる。
マルチプレクサ１０６は、矩形ＲＦ位相信号ｒｆθｒがＨｉｇｈレベルの状態である場合、ＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒを光モジュールに出力する。また、マルチプレクサ１０６は、矩形ＲＦ位相信号ｒｆθｒがＨｉｇｈレベルの状態である場合、反転ＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒｂａｒを光モジュールに出力する。
このようにすれば、本発明の第３の実施形態によるデジタル変調器１０では、ΔΣ変調器１０４のクロックレート２ｆｃを、一般的なΔΣ変調器で用いられるクロックレートの２倍としたうえで、ミキサ１０５の出力するミキサ出力信号ＭＩＸｏｕｔのデータレートが一般的なミキサで用いられるクロックレートと同様の２ｆｃになるように構成されている。そのため、本発明の第３の実施形態によるデジタル変調器１０の後段の光モジュールを変更することなく、ΔΣ変調器の出力信号のＳＮ比を改善することができる。
また、このようにすれば、本発明の第３の実施形態によるデジタル変調器１０は、マルチプレクサ１０６及びインバータ１０７を用いて、ミキサ１０５と同様の動作を実現することができる。

＜第４の実施形態＞
次に、本発明の第４の実施形態による送信機１について説明する。
本発明の第４の実施形態による送信機１は、デジタル変調器１０と、光モジュール２０と、を備える。

本発明の第４の実施形態によるデジタル変調器１０は、本発明の第１の実施形態によるデジタル変調器１０と同様に、ベースバンド信号生成部１０１と、ポーラ変換器１０２と、ＲＦ位相信号生成部１０３と、ΔΣ変調器１０４と、ミキサ１０５と、を備える。

本発明の第４の実施形態によるＲＦ位相信号生成部１０３は、図５に示すように、発振器１０３１と、比較器１０３３ａと、位相逓倍器１０３５と、分周器１０３６と、を備える。

位相逓倍器１０３５は、ポーラ変換器１０２から位相信号θを受ける。位相逓倍器１０３５は、受けた位相信号θを２倍に逓倍する。ここでは、位相逓倍器１０３５が出力する信号を２倍位相信号２θと呼ぶ。

発振器１０３１は、位相逓倍器１０３５から２倍位相信号２θを受ける。発振器１０３１は、受けた２倍位相信号２θを制御信号とし、位相信号θの場合の２倍の発振周波数２ｆｃで発振する。このように発振器１０３１が発振して生成した信号を２倍ＲＦ位相信号ｒｆ２θと呼ぶ。この２倍ＲＦ位相信号ｒｆ２θは、２倍位相信号２θが反映された信号であり、以下の式（７）によって示される信号である。

発振器１０３１は、２倍ＲＦ位相信号ｒｆ２θを比較器１０３３ａに出力する。

比較器１０３３ａは、発振器１０３１から２倍ＲＦ位相信号ｒｆ２θを受ける。比較器１０３３ａは、受けた２倍ＲＦ位相信号ｒｆ２θと、基準値０とを比較する。比較器１０３３ａは、２倍ＲＦ位相信号ｒｆ２θが基準値０を超える場合に１を分周器１０３６及びΔΣ変調器１０４に出力する。また、比較器１０３３ａは、２倍ＲＦ位相信号ｒｆ２θが基準値０以下である場合に０を分周器１０３６及びΔΣ変調器１０４に出力する。したがって、比較器１０３３ａが出力する信号の波形は、矩形波となる。ここでは、この矩形波を２倍矩形ＲＦ位相信号ｒｆ２θｒと呼ぶ。

ΔΣ変調器１０４は、比較器１０３３ａから２倍矩形ＲＦ位相信号ｒｆ２θｒを受ける。ΔΣ変調器１０４は、２倍矩形ＲＦ位相信号ｒｆ２θｒをクロック信号とし、振幅信号ｒをΔΣ変調する。この２倍矩形ＲＦ位相信号ｒｆ２θｒのデータレートは、本発明の第１の実施形態における矩形２倍化ＲＦ位相信号ｒｆθ２ｒのデータレートと同一である。そのため、このようにΔΣ変調器１０４が生成した信号を本発明の第１の実施形態と同様に、ＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒと呼ぶ。
ΔΣ変調器１０４は、ＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒをミキサ１０５に出力する。

分周器１０３６は、入力信号の周波数及び位相のそれぞれを２分の１にする変換器である。分周器１０３６は、比較器１０３３ａから２倍矩形ＲＦ位相信号ｒｆ２θｒを受ける。すると、分周器１０３６は、２倍矩形ＲＦ位相信号ｒｆ２θｒの周波数及び位相のそれぞれを２分の１にする。このように分周器１０３６が生成した信号は、本発明の第１の実施形態において比較器１０３３ａが出力する矩形ＲＦ位相信号ｒｆθｒと同一の信号である。分周器１０３６は、矩形ＲＦ位相信号ｒｆθｒをミキサ１０５に出力する。

ミキサ１０５は、比較器１０３３ａから矩形ＲＦ位相信号ｒｆθｒを受ける。また、ミキサ１０５は、ΔΣ変調器１０４からＤＳＭ振幅信号ＤＳＭｒを受ける。ミキサ１０５は、ミキサ出力信号ＭＩＸｏｕｔを図示していない光モジュールに出力する。

以上、本発明の第４の実施形態による送信機１について説明した。
本発明の第４の実施形態によるデジタル変調器１０は、ベースバンド信号生成部１０１と、ポーラ変換器１０２と、ＲＦ位相信号生成部１０３と、ΔΣ変調器１０４と、ミキサ１０５と、を備える。ＲＦ位相信号生成部１０３は、発振器１０３１と、比較器１０３３ａと、位相逓倍器１０３５と、分周器１０３６と、を備える。位相逓倍器１０３５は、受けた位相信号θを２倍に逓倍する。発振器１０３１は、２倍位相信号２θを制御信号とし、位相信号θの場合の２倍の発振周波数２ｆｃで発振する。比較器１０３３ａは、２倍ＲＦ位相信号ｒｆ２θと、基準値０とを比較する。比較器１０３３ａは、２倍ＲＦ位相信号ｒｆ２θが基準値０を超える場合に１を分周器１０３６及びΔΣ変調器１０４に出力する。また、比較器１０３３ａは、２倍ＲＦ位相信号ｒｆ２θが基準値０以下である場合に０を分周器１０３６及びΔΣ変調器１０４に出力する。ΔΣ変調器１０４は、２倍矩形ＲＦ位相信号ｒｆ２θｒをクロック信号とし、振幅信号ｒをΔΣ変調する。分周器１０３６は、２倍矩形ＲＦ位相信号ｒｆ２θｒの周波数及び位相のそれぞれを２分の１にする。ミキサ１０５は、ミキサ出力信号ＭＩＸｏｕｔを図示していない光モジュールに出力する。
このようにすれば、本発明の第４の実施形態によるデジタル変調器１０では、ΔΣ変調器１０４のクロックレート２ｆｃを、一般的なΔΣ変調器で用いられるクロックレートの２倍としたうえで、ミキサ１０５の出力するミキサ出力信号ＭＩＸｏｕｔのデータレートが一般的なミキサで用いられるクロックレートと同様の２ｆｃになるように構成されている。そのため、本発明の第４の実施形態によるデジタル変調器１０の後段の光モジュールを変更することなく、ΔΣ変調器の出力信号のＳＮ比を改善することができる。

次に、本発明の実施形態による最小構成のデジタル変調器１０について説明する。
本発明の実施形態による最小構成のデジタル変調器１０は、図６に示すように、ポーラ変換器１０２と、ＲＦ位相信号生成器１０３と、ΔΣ変調器１０４と、合成部１０８と、を備える。
ポーラ変換器１０２は、ベースバンド信号である直交信号Ｉ及びＱから位相信号θと振幅信号ｒとを生成する。
ＲＦ位相信号生成器１０３は、位相と発振周波数の基準となる発振信号を発生させる発振器１０３１を有する。ＲＦ位相信号生成器１０３は、位相信号θと発振器１０３１が発生させる発振信号とに基づいて、その発振信号との位相差が位相信号θが示す位相に等しい第１位相差θと第１発振周波数ｆｃとを有する第１矩形波と、第１位相差θの２倍の第２位相差２θと第１発振周波数ｆｃの２倍の第２発振周波数２ｆｃとを有する第２矩形波とを生成する。
ΔΣ変調器１０４は、第２矩形波をクロック信号として、振幅信号ｒをΔΣ変調する。
合成部１０８は、ΔΣ変調器１０４の出力信号と、第１矩形波との積を算出する。
このようにすれば、本発明の実施形態による最小構成のデジタル変調器１０では、ΔΣ変調器１０４のクロックレート２ｆｃを、一般的なΔΣ変調器で用いられるクロックレートの２倍としたうえで、ミキサ１０５の出力するミキサ出力信号ＭＩＸｏｕｔのデータレートが一般的なミキサで用いられるクロックレートと同様の２ｆｃになるように構成されている。そのため、本発明の第４の実施形態によるデジタル変調器１０の後段の光モジュールを変更することなく、ΔΣ変調器の出力信号のＳＮ比を改善することができる。

なお、本発明の別の実施形態における発振器１０３１は、図７に示すように、位相信号θから、ｃｏｓθ、ｓｉｎθを生成するｃｏｓ・ｓｉｎ生成器１０３１ａと、固定の周波数ｆｃでｃｏｓ（２πｆｃｔ）とｓｉｎ（２πｆｃｔ）との組み合わせのように直交する２つのＲＦ帯の正弦波信号を生成する直交正弦波信号生成器１０３１ｂと、ｃｏｓ・ｓｉｎ生成器と直交正弦波信号生成器とで生成される２つの信号からＲＦ位相信号を生成する直交変調器１０３１ｃと、で構成されるものであってもよい。

次に、本発明の実施形態による通信装置２を含む通信システム１について説明する。
本発明の実施形態による通信システム１は、図８に示すように、通信装置２を備える。
通信装置２は、本発明の第１〜第４の実施形態によるデジタル変調器１０の何れかを備える装置である。

なお、本発明の第２の実施形態以外の実施形態によるデジタル変調器１０も可変遅延器１０３４を備え、合成部に入力される信号のＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルとの間の遷移のタイミングを同期させるものであってもよい。

なお、本発明の実施形態における処理は、適切な処理が行われる範囲において、処理の順番が入れ替わってもよい。

本発明の実施形態における記憶部、その他の記憶装置のそれぞれは、適切な情報の送受信が行われる範囲においてどこに備えられていてもよい。また、記憶部、その他の記憶装置のそれぞれは、適切な情報の送受信が行われる範囲において複数存在しデータを分散して記憶していてもよい。

本発明の実施形態について説明したが、上述の通信システム１、通信装置２、デジタル変調器１０、その他の制御装置は内部に、コンピュータシステムを有していてもよい。そして、上述した処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、上記処理が行われる。コンピュータの具体例を以下に示す。
図９は、少なくとも１つの実施形態に係るコンピュータの構成を示す概略ブロック図である。
コンピュータ５は、図９に示すように、ＣＰＵ６、メインメモリ７、ストレージ８、インターフェース９を備える。
例えば、上述の通信システム１、通信装置２、デジタル変調器１０、その他の制御装置のそれぞれは、コンピュータ５に実装される。そして、上述した各処理部の動作は、プログラムの形式でストレージ８に記憶されている。ＣＰＵ６は、プログラムをストレージ８から読み出してメインメモリ７に展開し、当該プログラムに従って上記処理を実行する。また、ＣＰＵ６は、プログラムに従って、上述した各記憶部に対応する記憶領域をメインメモリ７に確保する。

ストレージ８の例としては、ＨＤＤ（ＨａｒｄＤｉｓｋＤｒｉｖｅ）、ＳＳＤ（ＳｏｌｉｄＳｔａｔｅＤｒｉｖｅ）、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ（ＣｏｍｐａｃｔＤｉｓｃＲｅａｄＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）、ＤＶＤ−ＲＯＭ（ＤｉｇｉｔａｌＶｅｒｓａｔｉｌｅＤｉｓｃＲｅａｄＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）、半導体メモリ等が挙げられる。ストレージ８は、コンピュータ５のバスに直接接続された内部メディアであってもよいし、インターフェース９または通信回線を介してコンピュータ５に接続される外部メディアであってもよい。また、このプログラムが通信回線によってコンピュータ５に配信される場合、配信を受けたコンピュータ５が当該プログラムをメインメモリ７に展開し、上記処理を実行してもよい。少なくとも１つの実施形態において、ストレージ８は、一時的でない有形の記憶媒体である。

また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現してもよい。さらに、上記プログラムは、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるファイル、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であってもよい。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例であり、発明の範囲を限定しない。これらの実施形態は、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の追加、省略、置き換え、変更を行ってよい。

１・・・通信システム
２・・・通信装置
１０・・・デジタル変調器
１０１・・・ベースバンド信号生成部
１０２・・・ポーラ変換器
１０３・・・ＲＦ位相信号生成部
１０４・・・ΔΣ変調器
１０５・・・ミキサ
１０６・・・マルチプレクサ
１０７・・・インバータ
１０８・・・合成部
１０３１・・・発振器
１０３１ａ・・・ｃｏｓ・ｓｉｎ生成器
１０３１ｂ・・・直交正弦波信号生成器
１０３１ｃ・・・直交変調器
１０３２・・・ダブラ
１０３３ａ、１０３３ｂ・・・比較器
１０３４・・・可変遅延器
１０３５・・・位相逓倍器
１０３６・・・分周器

Claims

ベースバンド信号である直交信号から位相信号と振幅信号とを生成するポーラ変換器と、
位相と発振周波数の基準となる発振信号を発生させる発振器を有するＲＦ位相信号生成器であって、前記位相信号及び前記発振信号に基づいて、前記発振信号との位相差が前記位相信号の示す位相に等しい第１位相差と第１発振周波数とを有する第１矩形波と、前記第１位相差の２倍の第２位相差と前記第１発振周波数の２倍の第２発振周波数とを有する第２矩形波とを生成するＲＦ位相信号生成器と、
前記第２矩形波をクロック信号として、前記振幅信号をΔΣ変調するΔΣ変調器と、
前記ΔΣ変調器の出力信号と、前記第１矩形波との積を算出する合成部と、
を備えるデジタル変調器。
前記第１矩形波に係る信号経路及び前記第２矩形波に係る信号経路のうちの遅延量の少ない前記信号経路に信号遅延を生じさせる遅延器、
を備え、
前記遅延器は、
前記合成部へ入力される前記ΔΣ変調器の出力信号のＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルとの間の遷移タイミングと前記第１矩形波のＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルとの間の遷移タイミングとを同期させる、
請求項１に記載のデジタル変調器。
前記合成部は、
前記第１矩形波がＨｉｇｈレベルであるかＬｏｗレベルであるかに基づいて、前記ΔΣ変調器の出力信号の正転信号と反転信号のいずれかを選択する、
請求項１または請求項２に記載のデジタル変調器。
前記ＲＦ位相信号生成器は、
前記位相信号をダブラによって２倍の周波数に変換した信号に基づいて前記第２矩形波を生成する、
請求項１から請求項３の何れか一項に記載のデジタル変調器。
前記ＲＦ位相信号生成器は、
前記位相信号を位相逓倍器によって２倍の周波数に変換した信号に基づいて前記第２矩形波を生成し、生成した前記第２矩形波を２分周することによって前記第１矩形波を生成する、
請求項１または請求項２に記載のデジタル変調器。
請求項１から請求項５のいずれかのデジタル変調器と、
前記デジタル変調器の出力信号に基づいて信号処理を行う光モジュールと、
を備える通信装置。
位相と発振周波数の基準となる発振信号を発生させる発振器を備えるデジタル変調器の制御方法であって、
ベースバンド信号である直交信号から位相信号と振幅信号とを生成することと、
前記位相信号及び前記発振信号に基づいて、前記発振信号との位相差が前記位相信号の示す位相に等しい第１位相差と第１発振周波数とを有する第１矩形波と、前記第１位相差の２倍の第２位相差と前記第１発振周波数の２倍の第２発振周波数とを有する第２矩形波とを生成することと、
前記第２矩形波をクロック信号として、前記振幅信号をΔΣ変調することと、
前記ΔΣ変調を行った後の信号と、前記第１矩形波との積を算出することと、
を含むデジタル変調器の制御方法。
位相と発振周波数の基準となる発振信号を発生させる発振器を備えるデジタル変調器のコンピュータに、
ベースバンド信号である直交信号から位相信号と振幅信号とを生成することと、
前記位相信号及び前記発振信号に基づいて、前記発振信号との位相差が前記位相信号の示す位相に等しい第１位相差と第１発振周波数とを有する第１矩形波と、前記第１位相差の２倍の第２位相差と前記第１発振周波数の２倍の第２発振周波数とを有する第２矩形波とを生成することと、
前記第２矩形波をクロック信号として、前記振幅信号をΔΣ変調することと、
前記ΔΣ変調を行った後の信号と、前記第１矩形波との積を算出することと、
を実行させるプログラム。