JP2012004699A - ポーラ変調器 - Google Patents
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Abstract
【課題】ダイレクトディジタルシンセサイザを用いてディジタル的位相制御を行うポーラ変調器において電圧制御発信機による回路規模増大、周波数帯域の制限を受けずに、変調サンプリング周波数に起因するエイリアスを抑圧した、ポーラ変調器を得る。
【解決手段】変調波生成部10において変調波のキャリア周波数、位相、振幅成分を生成し、変調波生成部のサンプリング周波数により発生するエイリアスを抑圧する帯域可変なディジタルBPFを内蔵したDDS20においてキャリア信号を位相変調し、同エイリアスを抑圧するディジタルローパスフィルタ(LPF)50及びディジタルアナログ変換器(DAC)60で振幅成分を生成し、それぞれの信号のDACのサンプリング周波数に起因するエイリアスを除去するLPF30及びLPF70を介して乗算器40にて位相成分と振幅成分を合成することで小型で自由度の高いポーラ変調器を実現する。
【選択図】図1
【解決手段】変調波生成部10において変調波のキャリア周波数、位相、振幅成分を生成し、変調波生成部のサンプリング周波数により発生するエイリアスを抑圧する帯域可変なディジタルBPFを内蔵したDDS20においてキャリア信号を位相変調し、同エイリアスを抑圧するディジタルローパスフィルタ(LPF)50及びディジタルアナログ変換器(DAC)60で振幅成分を生成し、それぞれの信号のDACのサンプリング周波数に起因するエイリアスを除去するLPF30及びLPF70を介して乗算器40にて位相成分と振幅成分を合成することで小型で自由度の高いポーラ変調器を実現する。
【選択図】図1
Description
この発明は、DDS(ダイレクトディジタルシンセサイザ)とDAC(ディジタルアナログ変換器)を用いてディジタル変調波の位相成分と振幅成分を生成するポーラ変調器に関する。
従来DDSを用いたディジタル的に制御されるポーラ変調器の実現方法として特許文献1に示すような、VCO変調を用いて変調波の位相成分を含んだキャリア信号を生成し、このキャリア信号に対しDACで生成した振幅成分を乗算することで実現する構成が知られている。
従来の技術を使用したポーラ変調器は、変調波の位相成分を含んだキャリア信号を生成するのにDDSを基準信号源にしたPLL(位相ロックループ)を構成し、VCO(電圧制御発振)変調を行うことで実現している。この構成をとると、変調波の周波数範囲および変調帯域幅がVCOの発振帯域幅とPLLのループ帯域に依存し、マルチバンド・マルチモードのアプリケーションに対応できない可能性がある。
また、複数の帯域に対応するためにVCO変調をIF(中間周波)として使用した場合、回路規模の増大や、システムの複雑化により干渉による不用波の発生等の問題の原因になる。
さらに、VCO変調はPLLのループフィルタの過渡応答の影響で、高速な周波数ホッピングを必要とするアプリケーションには不向きという問題がある。
以上の問題を解決するためにはVCO変調により位相信号成分を生成せず、DDSを使用して直接変調波の位相成分を生成するのが有効であるが、この場合、DDS自体のサンプリング周波数以外にDDSの出力位相を変化させる“変調サンプリング周波数”が存在する。そのため、一般的にDDS自体のサンプリング周波数に比べ低い周波数である変調サンプリング周波数によるエイリアスがキャリア周波数の上下に発生するため変調波の上下に変調サンプリング周波数間隔の周期的なスプリアスを発生させてしまう問題がある。
この発明は、DDSを用いてディジタル的位相制御を行うポーラ変調器において、電圧制御発信機(VCO)による回路規模増大や、周波数帯域の制限を受けることなく、変調サンプリング周波数に起因するエイリアスを抑圧した、ポーラ変調器を得ることを目的とする。
この発明は、変調波のキャリア周波数、位相成分および振幅成分を示すディジタル信号を出力する変調波生成部と、前記変調波生成部の変調波のキャリア周波数および位相成分に基づき位相変調させたキャリア信号をディジタル的に生成しアナログ信号に変換して出力するダイレクトディジタルシンセサイザと、前記変調波生成部の振幅成分をディジタルアナログ変換した振幅成分を生成する第1のディジタルアナログ変換器と、前記ダイレクトディジタルシンセサイザの位相変調されたキャリア信号と前記第1のディジタルアナログ変換器の振幅成分を乗算して出力する乗算手段と、前記ダイレクトディジタルシンセサイザ内部の位相変調させたキャリア信号をディジタルアナログ変換する第2のディジタルアナログ変換器の前段に設けられ、変調サンプリング周波数に起因するエイリアスの抑圧を行う、キャリア信号周波数を中心として帯域可変なディジタルバンドパスフィルタと、前記第1のディジタルアナログ変換器の前段または後段に設けられ振幅成分の変調サンプリング周波数に起因するエイリアスの抑圧を行う第1のローパスフィルタを備えたことを特徴とするポーラ変調器である。
この発明ではDDSを用いてディジタル的位相制御を行うポーラ変調器において、電圧制御発信機(VCO)による回路規模増大や、周波数帯域の制限を受けることなく、変調サンプリング周波数に起因するエイリアスの影響を抑圧した、ポーラ変調器を提供できる。
以下、この発明によるポーラ変調器を各実施の形態に従って図面を用いて説明する。なお、各実施の形態において、同一もしくは相当部分は同一符号で示し、重複する説明は省略する。
実施の形態1.
図1はこの発明の実施の形態1によるポーラ変調器の構成図である。図1において、ポーラ変調器100は、変調波をディジタル極座標情報出力、すなわち変調波のキャリア周波数、位相成分、および振幅成分をディジタル信号で生成する変調波生成部10と、変調波生成部10からのキャリア周波数と位相成分を示す信号を受け、これらに従った正弦波等の信号をディジタル方式で生成しアナログ信号に変換して出力するDDS20と、DDS20のDDS自体のサンプリング周波数に起因するエイリアス成分を抑圧するLPF(ローパスフィルタ)30と、変調波生成部10からの振幅成分を示す信号を受け、振幅成分の変調サンプリング周波数に起因するエイリアスを抑圧するディジタルLPF50と、ディジタルLPF50からのディジタル信号をアナログ信号に変換するDAC(ディジタルアナログ変換器)60と、DAC60のDAC自体のサンプリング周波数に起因するエイリアスを抑圧するLPF(ローパスフィルタ)70と、DDS20で生成された位相成分が印加されたキャリア成分すなわち位相変調されたキャリア成分(キャリア信号)とDAC60で生成された振幅成分を乗算しポーラ変調を施して出力する乗算器40により構成される。
実施の形態1.
図1はこの発明の実施の形態1によるポーラ変調器の構成図である。図1において、ポーラ変調器100は、変調波をディジタル極座標情報出力、すなわち変調波のキャリア周波数、位相成分、および振幅成分をディジタル信号で生成する変調波生成部10と、変調波生成部10からのキャリア周波数と位相成分を示す信号を受け、これらに従った正弦波等の信号をディジタル方式で生成しアナログ信号に変換して出力するDDS20と、DDS20のDDS自体のサンプリング周波数に起因するエイリアス成分を抑圧するLPF(ローパスフィルタ)30と、変調波生成部10からの振幅成分を示す信号を受け、振幅成分の変調サンプリング周波数に起因するエイリアスを抑圧するディジタルLPF50と、ディジタルLPF50からのディジタル信号をアナログ信号に変換するDAC(ディジタルアナログ変換器)60と、DAC60のDAC自体のサンプリング周波数に起因するエイリアスを抑圧するLPF(ローパスフィルタ)70と、DDS20で生成された位相成分が印加されたキャリア成分すなわち位相変調されたキャリア成分(キャリア信号)とDAC60で生成された振幅成分を乗算しポーラ変調を施して出力する乗算器40により構成される。
図2は図1のDDS20の内部構成の一例を示す図である。このDDS20は、周波数を示す信号に従い位相加算を実施する位相アキュームレータ21と、位相成分を示す信号に従い位相オフセットを加算する位相加算器22と、位相オフセットが加算された位相に従った位相コードを電圧コードに変換する位相電圧変換部23と、電圧コードをフィルタリングし位相変調のサンプリング周波数に起因するエイリアスを抑圧するディジタルBPF(バンドパスフィルタ)25と、ディジタルの電圧コードをアナログ電圧に変換するDAC(ディジタルアナログ変換器)24により構成される。
図3は図1、図2に示す構成のポーラ変換器の信号出力スペクトラムを示す。
次に動作について説明する。まず図4、図5に示す、図1、2のポーラ変換器においてディジタルLPF50とディジタルBPF25が無い場合(DDS20aとする)のポーラ変換器101の動作について説明する。図6は図4、図5に示す構成のポーラ変換器の信号出力スペクトラムを示す。(a)(b)(c)はそれぞれDAC60、DDS20aのDAC24、乗算器40の信号出力スペクトラムを示す。変調波生成部10において周波数と位相成分を示す信号がDDS20aに与えられ、キャリア信号の位相成分が変調された信号を発生する。このとき位相成分が与えられる周波数をFmとし、DDS20aのサンプリング周波数をFsとする。生成された信号の出力スペクトラムは図6の(b)に示すような、周波数Fmの間隔でエイリアスが発生する特性を有する。
変調波生成部10において、振幅成分がDAC60に与えられアナログ信号に変換される。生成された信号の出力スペクトラムは図6の(a)に示すようなベースバンド帯域に信号スペクトラムが存在し、周波数Fmの間隔でエイリアスが発生する特性を有する。
上述の位相変調されたキャリア成分と振幅成分はサンプリング周波数Fsにより発生するエイリアスを除去するためLPF30およびLPF70を通して、乗算器40に入力され乗算される。乗算された結果、図6の(c)に示すような帯域制限された変調波が再生される。
しかし、変調波のサンプリング周波数Fmに起因するエイリアスは残るため、これを除去するためには乗算器40の後段に狭帯域なBPFを必要とし、ハードウエア規模の増大と共に、動作可能な周波数範囲が制限されるという問題が有る。
図1、図2に示すこの実施の形態による構成では、DDS20で生成された位相成分が変調されているキャリア信号はディジタルBPF25を介してDAC24から出力される。図3は図1、図2に示す構成のポーラ変換器の信号出力スペクトラムを示す。(a)(b)(c)はそれぞれDAC60、DDS20のDAC24、乗算器40の信号出力スペクトラムを示す。図3の(b)に示すように周波数Fmに起因するエイリアスが抑圧された信号出力が得られる。
また、変調波生成部10において生成される振幅成分はディジタルLPF50を介してDAC60から出力されることで、図3の(a)に示すように周波数Fmに起因するエイリアスが抑圧された信号出力が得られる。
周波数Fmに起因するエイリアスを抑圧した上述の位相変調されたキャリア成分と振幅成分は周波数Fsに起因するエイリアスを抑圧するためLPF30、およびLPF70を通して、乗算器40に入力され乗算される。乗算された結果、図3の(c)に示すような帯域制限されかつエイリアスが抑圧された変調波が再生されるため、乗算器40の後段に周波数Fmに起因するエイリアスを除去するBPFが不用になり、回路規模の小型化やキャリア周波数および帯域幅が自由に選択可能になる。
なお、上記例ではディジタルLPF50をDAC60の前段に設けたが、DAC60の後段にアナログのLPFとして設けてもよい。
実施の形態2.
実施の形態1の構成において、DDS20の遅延、LPF30、LPF70の群遅延、DAC60の遅延や、ディジタルBPF25とディジタルLPF50の通過の遅延時間の差により、乗算器40において乗算される振幅成分と位相成分ずれると、振幅成分と位相変調されたキャリア成分が乗算されたときに波形歪みが生じる。図7の(a)(b)にそれぞれディジタルLPF50、ディジタルBPF25における周波数に対する群遅延特性を示す。図7の(b)に示す、ディジタルBPF25の中心周波数fsからの離調周波数Δf高い周波数領域における中心周波数領域からの群遅延偏差をΔTdu、離調周波数Δf低い周波数領域における中心周波数領域からの群遅延偏差をΔTdl、図7の(a)に示す、ディジタルLPF50の周波数Δfにおける直流領域からの群遅延偏差をΔTdとすると、ΔTdh、ΔTdlおよびΔTdのずれが変調帯域内に存在すると、振幅成分の遅延と位相変調されたキャリア成分の遅延のタイミングを合わせても、帯域内の遅延偏差により振幅成分と位相変調されたキャリア成分が乗算されるときに波形歪みが生じる。
実施の形態1の構成において、DDS20の遅延、LPF30、LPF70の群遅延、DAC60の遅延や、ディジタルBPF25とディジタルLPF50の通過の遅延時間の差により、乗算器40において乗算される振幅成分と位相成分ずれると、振幅成分と位相変調されたキャリア成分が乗算されたときに波形歪みが生じる。図7の(a)(b)にそれぞれディジタルLPF50、ディジタルBPF25における周波数に対する群遅延特性を示す。図7の(b)に示す、ディジタルBPF25の中心周波数fsからの離調周波数Δf高い周波数領域における中心周波数領域からの群遅延偏差をΔTdu、離調周波数Δf低い周波数領域における中心周波数領域からの群遅延偏差をΔTdl、図7の(a)に示す、ディジタルLPF50の周波数Δfにおける直流領域からの群遅延偏差をΔTdとすると、ΔTdh、ΔTdlおよびΔTdのずれが変調帯域内に存在すると、振幅成分の遅延と位相変調されたキャリア成分の遅延のタイミングを合わせても、帯域内の遅延偏差により振幅成分と位相変調されたキャリア成分が乗算されるときに波形歪みが生じる。
図8は上記問題を解決するこの発明の実施の形態2によるポーラ変調器の構成図である。このポーラ変調器102は実施の形態1に示すポーラ変調器100に加え、遅延時間制御部80および可変遅延回路90からなる遅延手段を備えている。
乗算器40に入力される位相変調されたキャリア信号は振幅成分に対し、DDS20のレイテンシ(遅延)や、回路の経路中にある信号処理により遅れた信号となり、遅延時間制御部80により遅延時間に相当する遅延量Nを可変遅延回路90に与え、振幅成分の出力タイミングを遅らせることにより位相変調されたキャリア信号のタイミングと振幅成分のタイミングを合わせることができる。
なお、図7の説明から、DDS20内部のディジタルBPF25と、ディジタルLPF50を、変調波の中心周波数からの離調周波数成分に対し、ディジタルBPF25の中心周波数fs領域の群遅延量に対する当該離調周波数領域の群遅延偏差ΔTdu,ΔTdl、ディジタルLPF50の直流領域の通過遅延量に対する当該離調周波数領域の群遅延偏差ΔTdが類似の特性を持ったもので構成するようにしてもよい。
例えば、ディジタルBPF25を、ディジタルLPF50を図9の(a)に示すようなプロトタイプフィルタとし、図9の(b)に示すよう直流領域がfsに来るよう周波数変換を行ったものとすることで、通過帯域内の群遅延偏差特性が類似の特性になるため、変調帯域内の群遅延偏差特性のずれによる歪み特性の劣化を抑えることができる。
実施の形態3.
上記実施の形態1、2によるポーラ変調器では、振幅成分は変調波生成部10のサンプリング周波数Fmで発生するエイリアスをディジタルLPF50により抑圧し、変調波生成部10のサンプリング周波数Fmより高いサンプリング周波数で動作するDAC60により信号生成し、DAC60のサンプリング周波数により発生するエイリアスをLPF70により抑圧してきた。
上記実施の形態1、2によるポーラ変調器では、振幅成分は変調波生成部10のサンプリング周波数Fmで発生するエイリアスをディジタルLPF50により抑圧し、変調波生成部10のサンプリング周波数Fmより高いサンプリング周波数で動作するDAC60により信号生成し、DAC60のサンプリング周波数により発生するエイリアスをLPF70により抑圧してきた。
図10はこの発明の実施の形態3によるポーラ変調器の構成図である。図10に示すポーラ変調器103は、振幅成分のエイリアスを抑圧するディジタルLPF50を無くし、DAC61のサンプリング周波数を変調波生成部10のサンプリング周波数Fmとする。LPF71はDAC61において発生するエイリアスを抑圧するため、LPF30と比べ非常に狭帯域なフィルタ特性を有する。そのため、帯域内の遅延偏差が大きくなる傾向があるため、DDS20に内蔵されるディジタルBPF25の群遅延偏差をLPF71の群遅延偏差と一致させるよう調整するための等価器であるイコライザ51を装備している。なお、DAC61、LPF71の基本構成はDAC60、LPF70と同じである。
上記構成により振幅成分を生成する信号処理およびDACの周波数を低くできるため、回路の小型低消費電力化することができる。
なお、上記例では等価器(イコライザ)を振幅成分のためのDAC61の前段に設けたが、これに限定されず、例えば位相成分のためのDDS20内のディジタルBPF25の前後、または振幅成分のためのLPF71の前後、またはディジタルBPF25とLPF71の双方の前後に設けてもよい。
また、この発明は上記各実施の形態に限定されるものではなく、これらの可能な組み合わせを全て含むことは云うまでもない。
10 変調波生成部、20,20a DDS(ダイレクトディジタルシンセサイザ)、21 位相アキュームレータ、22 位相加算器、23 位相電圧変換部、24 DAC(ディジタルアナログ変換器)、25 ディジタルBPF(ディジタルバンドパスフィルタ)、30 LPF(ローパスフィルタ)、40 乗算器、50 ディジタルLPF(ディジタルローパスフィルタ)、51 イコライザ、60,61 DAC(ディジタルアナログ変換器)、70,71 LPF(ローパスフィルタ)、80 遅延時間制御部、90 可変遅延回路、100〜103 ポーラ変調器。
Claims (5)
- 変調波のキャリア周波数、位相成分および振幅成分を示すディジタル信号を出力する変調波生成部と、
前記変調波生成部の変調波のキャリア周波数および位相成分に基づき位相変調させたキャリア信号をディジタル的に生成しアナログ信号に変換して出力するダイレクトディジタルシンセサイザと、
前記変調波生成部の振幅成分をディジタルアナログ変換した振幅成分を生成する第1のディジタルアナログ変換器と、
前記ダイレクトディジタルシンセサイザの位相変調されたキャリア信号と前記第1のディジタルアナログ変換器の振幅成分を乗算して出力する乗算手段と、
前記ダイレクトディジタルシンセサイザ内部の位相変調させたキャリア信号をディジタルアナログ変換する第2のディジタルアナログ変換器の前段に設けられ、変調サンプリング周波数に起因するエイリアスの抑圧を行う、キャリア信号周波数を中心として帯域可変なディジタルバンドパスフィルタと、
前記第1のディジタルアナログ変換器の前段または後段に設けられ振幅成分の変調サンプリング周波数に起因するエイリアスの抑圧を行う第1のローパスフィルタと、
を備えたことを特徴とするポーラ変調器。 - 第1のローパスフィルタが第1のディジタルアナログ変換器の前段に設けられたディジタルローパスフィルタからなり、ダイレクトディジタルシンセサイザ内部のディジタルバンドパスフィルタと前記ディジタルローパスフィルタが、変調波の中心周波数からの離調周波数成分に対し、前記ディジタルバンドパスフィルタの中心周波数領域の群遅延量に対する当該離調周波数領域の群遅延偏差と、前記ディジタルローパスフィルタの直流領域の通過遅延量に対する当該離調周波数領域の群遅延偏差が類似の特性を持つことを特徴とする請求項1に記載のポーラ変調器。
- 第1のローパスフィルタが第1のディジタルアナログ変換器の前段に設けられたディジタルローパスフィルタからなり、ディジタルバンドパスフィルタが、前記ディジタルローパスフィルタのフィルタ特性をプロトタイプとして中心周波数をキャリア信号成分までずらしたフィルタ特性を有することを特徴とする請求項1または2に記載のポーラ変調器。
- ダイレクトディジタルシンセサイザと乗算手段の間に挿入された前記ダイレクトディジタルシンセサイザのサンプリング周波数に起因するエイリアスの抑圧を行う第2のローパスフィルタ、および振幅成分のサンプリング周波数と同じサンプリング周波数の第1のディジタルアナログ変換器と乗算手段の間に挿入された前記第1のディジタルアナログ変換器のサンプリング周波数に起因するエイリアスの抑圧を行う第3のローパスフィルタをさらに備え、
第1のディジタルアナログ変換器の前段に第1のローパスフィルタの代わりに、ダイレクトディジタルシンセサイザ内部のディジタルバンドパスフィルタの群遅延偏差と前記第3のローパスフィルタの群遅延偏差を一致させるための等価器を備えたことを特徴とする請求項1に記載のポーラ変調器。 - キャリア信号の遅延に合わせて振幅成分を遅延させ乗算手段へ入力されるタイミングを合わせる遅延手段を備えたことを特徴とする請求項1から4のいずれか1項に記載のポーラ変調器。
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2010
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