JP2008294492A - 多相クロック生成回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】高分解能の多相クロックを生成する。
【解決手段】第1のクロック生成回路120は、入力される2つの信号のレベル変換を行い該2つの信号のレベルが同一になるクロスポイントを基準にレベルが切り替わる一対のパルス信号を生成するレベル変換バッファ回路BUFをn段備える。第1のクロック生成回路120における第i段のBUFは、差動入出力する遅延素子DCELをn段リング状に接続してなるリング発振器110における第i段(1≦i≦n)と第(i+1)段(i=nの場合は1)の2つの遅延素子の差動出力のそれぞれの片側の出力からなる片側出力ペアを入力する。該片側出力ペアは、次段の遅延素子の正転端子に入力される2つの片側の出力、または次段の遅延素子の反転端子に入力される2つの片側の出力である。
【選択図】図1
【解決手段】第1のクロック生成回路120は、入力される2つの信号のレベル変換を行い該2つの信号のレベルが同一になるクロスポイントを基準にレベルが切り替わる一対のパルス信号を生成するレベル変換バッファ回路BUFをn段備える。第1のクロック生成回路120における第i段のBUFは、差動入出力する遅延素子DCELをn段リング状に接続してなるリング発振器110における第i段(1≦i≦n)と第(i+1)段(i=nの場合は1)の2つの遅延素子の差動出力のそれぞれの片側の出力からなる片側出力ペアを入力する。該片側出力ペアは、次段の遅延素子の正転端子に入力される2つの片側の出力、または次段の遅延素子の反転端子に入力される2つの片側の出力である。
【選択図】図1
Description
本発明は、クロック生成技術、具体的には互いに位相が異なる複数のクロックを生成する技術に関する。
近年、CD(Compact Disc)やDVD(Digital Vesatile Disc)等の光ディスク媒体に対して、PLL(Phase Locked Loop)回路などによって生成した記録パルス信号(記録クロック)に従って発光するレーザ光を照射して情報記録を行う情報記録装置が普及している。これらの情報記録装置の実際の記録動作においては、光ディスク上の記録位置を精度良く決めるために、記録クロックの周期よりも短い周期例えば記録クロックの周期の1/16や1/32のクロックが用いられ、この周期が短いほどすなわち分解能が高いほど良い記録品質が得られるとされている。
高分解能のクロックを得るための様々な手法が提案されている。例えば、特許文献1には、基準クロックの位相を少しずつずらして多相クロックを生成する手法が開示されている。基準クロックの位相をどのようにしてずらすかについて特許文献1には示唆が無いが、順次接続した複数の遅延素子を用いることが考えられる。この手法によれば、1つの遅延素子の遅延量に対応する分解能を得ることができる。
また、PLL回路のVCO(Voltage Controlled Oscillaor)に通常使われているリングオシレータ(リング発振器)の各段の出力からなる多相クロックを利用する手法も知られている。例えば、特許文献2には、n(n:2以上の整数)個の遅延素子がリング状に接続されてなる第1および第2のリング発振器を用いて遅延素子の遅延量より高い分解能のクロック出力を得る手法が開示されている。この手法は、第2のリング発振器の第i段(1≦i≦n)の遅延素子の出力と第1のリング発振器の第i段の遅延素子の出力の位相を結合させると共に、第2のリング発振器の第i段(1≦i≦n)の遅延素子の出力と第1のリング発振器の第(i+1)(i=nのときは1)段の遅延素子の出力の位相を結合させる。こうすることにより、第2のリング発振器の第i段の遅延素子の出力信号は、第1のリング発振器の第i段と第(i+1)段の遅延素子の出力の位相の中間の位相を有することになる。すなわち、第1および第2のリング発振器は、その位相状態が第1および第2のリング発振器を構成する遅延素子の遅延量の1/2だけ時間的にずれた状態で発振を維持する。その結果、発振中における位相状態の時間刻みは遅延素子の遅延量の1/2に細かくなり、発振回路の分解能を、遅延素子の遅延量で決まる限界の2倍まで高めることができる。
VCOのリング発振器には、差動入出力する遅延素子により構成されるものが知られている。図5はこのような遅延素子DCELを4段(DCEL1〜DCEL4)設けたリング発振器の例を示す。各段のDCELは、前段のDCELの差動出力である一対の入力信号に対して位相を反転させると共に所定時間(遅延量t)遅延させて次段のDCELに出力する。このリング発振器において、各DCELの差動入力と差動出力は同じ周期T(図示の例ではDCELが4段であるため、周期Tが「8×t」である)を有する。
このようなリング発振器に対して、各段のDCELの差動出力に対してレベル変換バッファ回路を用いてレベル変換してクロック信号を得るようにすれば、多相クロックを得ることができる。
図6は、DCEL1の差動出力ON1/OP1、およびON1/OP1に対してレベル変換して得ることができるクロックを示す。図示のように、ON1とOP1は互いに位相が反転する一対のサイン波であり、「T×1/2」のポイントでレベルが同一になりクロスする。ON1/OP1をレベル変換した結果、互いに位相が反転する一対のクロックを得ることができ、これらのクロックは、ON1/OP1がクロスするポイント(クロスポイント)でレベルが切り替わる。
同様に、ON2/OP2、ON3/OP3、ON4/OP4に対してそれぞれレベル変換すれば、各DCELの差動出力から図6に示すようなクロックを得ることができる。各DCELの出力は、遅延量tの分順次遅延するので、それぞれのDCELの差動出力をレベル変換して得たクロックも、遅延量tの分順次位相がずれる。このようにして図5に示すリング発振器の各段のDCELの出力から8相のクロックを生成することができる。
特開2006−294131号公報
特開2000−156629号公報
図5に示すような差動入出力するDCELにより構成されたリング発振器の各段のDCELの出力をそれぞれレベル変換して生成した多相クロックは、DCELの遅延量tの分順次位相がずれるものであり、DCELの遅延量tに対応する分解能以上の分解能を得ることができない。遅延量tに対応する分解能以上の分解能を得るためには、隣接する2つのDCELの出力から生成したクロックの位相の間の位相を有するクロックを生成必要がある。
本発明の1つの態様は、多相クロック生成回路である。この多相クロック生成回路は、差動入出力する遅延素子がn段(n:2以上の整数)リング状に接続されてなるリング発振器と、入力される2つの信号のレベル変換を行い、該2つの信号のレベルが同一になるクロスポイントを基準にレベルが切り替わる一対のパルス信号を生成するレベル変換バッファ回路をn段備える第1のクロック生成回路とを有する。
第1のクロック生成回路における第i段のレベル変換バッファ回路は、第i段(1≦i≦n)と第(i+1)段(i=nの場合は1)の2つの遅延素子の差動出力のそれぞれの片側の出力からなる片側出力ペアを入力するものであり、該片側出力ペアは、次段の遅延素子の正転端子に入力される2つの片側の出力、または次段の遅延素子の反転端子に入力される2つの片側の出力である。
なお、上記態様の多相クロック生成回路を装置や方法、システムなどに置き換えて表現したものも、本発明の態様として有効である。
本発明にかかる技術によれば、差動入力するDCELにより構成されたリング発振器の各段のDCELの出力を利用して多相クロックを生成する際に、隣接する2つのDCELの出力から生成したクロックの位相の間の位相を有するクロックを生成することができる。
図1は、本発明の実施の形態にかかる多相クロック生成回路100を示す。多相クロック生成回路100は、リング発振器110と、第1のクロック生成回路120と、第2のクロック生成回路130を備える。
リング発振器110は、PLL回路のVCOに使われるリングオシレータであり、複数ここで例として4つの遅延素子DCEL(DCEL1〜DCEL4)がリング状に接続されてなり、各DCELは差動入出力する。
第2のクロック生成回路130は、リング発振器110における各DCELの出力(差動出力)をそれぞれ入力し、レベル変換を行うことによって一対のパルス信号(クロック)を生成して出力する4つのレベル変換バッファ回路BUF(BUF11〜BUF14)を有する。
第1のクロック生成回路120も4つのレベル変換バッファ回路BUF(BUF21〜BUF24)を有し、各BUFは、リング発振器110において隣接する2段のDCELの差動出力のそれぞれの片側を入力し、レベル変換を行うことによって一対のクロックを生成して出力する。
リング発振器110において、DCEL1は正転端子と反転端子に夫々入力された信号の位相を反転すると共に所定時間(遅延量t)を遅延させて差動信号ON1/OP1を出力する。ON1はDCELの正転端子に入力された信号に対応し、OP1はDCEL1の反転端子に入力された信号に対応する。以下の説明において、DCELの入力と出力について、正転端子に入力された信号を正転入力といい、それに対応する出力信号を正転出力という。また、反転端子に入力された信号を反転入力といい、それに対応する出力信号を反転出力という。
DCEL1の正転出力ON1はDCEL2の正転端子に入力され、DCEL2により反転および遅延されてON2になり、DCEL2の正転出力としてDCEL3の正転端子に入力される。そして、ON2はDCEL3の正転端子に入力され、DCEL3により反転および遅延されてON3になり、DCEL3の正転出力としてDCEL4の正転端子に入力される。
DCEL1の反転出力OP1はDCEL2の反転端子に入力され、DCEL2により反転および遅延されてOP2になり、DCEL2の反転出力としてDCEL3の反転端子に入力される。そして、OP2はDCEL3の反転端子に入力され、DCEL3により反転および遅延されてOP3になり、DCEL3の反転出力としてDCEL4の反転端子に入力される。
DCEL4は正転入力ON3の位相を反転すると共に遅延させて正転出力ON4を得、反転入力OP3を反転すると共に遅延させて反転出力OP4を得る。DCEL4の正転出力ON4と反転出力OP4は、DCEL1の反転端子と正転端子にそれぞれ入力される。なお、各DCELは、同一の遅延量tを有する。
図2は、リング発振器110の各遅延素子からの出力を示す。図中時間軸方向の1目盛は、DCLEの遅延量tを示す。図示のように、各DCELの出力は、前段のDCELの出力に対して位相の反転よび遅延量tの分の遅延がなされてなり、各DCELからの出力信号の周期は同一のTである。なお、周期Tは、遅延量tの8倍に等しい。
第2のクロック生成回路130のBUF11〜BUF14は、図2に示すON1/OP1〜ON4/0P4をそれぞれ入力してレベル変換する。各BUFは、入力される信号が異なる点を除き、同様な動作をするので、ここで図3を参照してBUF11とBUF12を例に説明する。なお、レベル変換を行う各BUFは、入力される2つの信号のレベルが同一になるポイント(クロスポイント)を基準にレベルが切り替わる一対のパルス信号を生成するものであるが、レベルが切り替わるポイントとクロスポイント間の距離はBUFの遅延量に依存する。以下の説明および図示において、本発明の主旨が分かりやすいように、BUFの遅延を省略し、各BUFは、入力される2つの信号のクロスポイントでレベルが切り替わる一対のパルス信号を生成するものとする。
BUF11は、DCEL1の正転出力ON1と反転出力OP1を入力してレベル変換して図3にCK11AとCK11Bが示す出力信号を得る。CK11AとCK11Bは、互いに位相が反転する一対のクロックであり、ON1とOP1のクロスポイントでレベルが切り替わる。ON1とOP1は、周期が同一のTであり位相が互いに反転するので、「T×1/2」の整数倍のポイントでクロスしレベルが同一になる。従って、CK11AとCK11Bは、周期がTであり、「T×1/2」の整数倍のポイントでレベルが切り替わる。
BUF12は、DCEL2の正転出力ON2と反転出力OP2を入力してレベル変換して図3にCK12AとCK12Bが示す出力信号を得る。CK12AとCK12Bも、互いに位相が反転する一対のクロックであり、ON2とOP2のクロスポイントでレベルが切り替わる。
図3から分かるように、4つのクロックCK11A、CK11B、CK12A、CK12Bは、同じ周期を有し、CK1AとCK1Bは互いに反転し、CK12AとCK12Bは互いに反転する。また、CK12Aは、CK11Aより遅延量tの分遅れ、CK12Bは、CK12Bより遅延量tの分遅れる。
また、図3に示していないが、BUF13とBUF14も、ON3/OP3とON4/OP4をそれぞれレベル変換してクロックCK13A/CK13B、CK14A/CK14Bを得る。CK13AとCK13Bは互いに位相が反転し、CK14AとCK14Bは互いに位相が反転する。また、CK13Aは、CK12Aより遅延量tの分遅れ、CK14AはCK13Aより遅延量tの分遅れる。同様に、CK13Bは、CK12Bより遅延量tの分遅れ、CK14BはCK13Bより遅延量tの分遅れる。
すなわち、第2のクロック生成回路130は、計8相のクロックを得ることができ、リング発振器110におけるDCELの遅延量tに対応する分解能を有する。
第1のクロック生成回路120を詳細に説明する前に、リング発振器110において隣接する2段のDCELの出力間の関係を説明する。ここで、DCEL1とDCEL2を例にする。
前述したように、ON1/OP1は、周期が同一のTであり位相が互いに反転するため、「T×1/2」の整数倍のポイントでクロスする。一方、図3の「ON1/0N2」が示すように、DCEL2の正転出力ON2は、DCEL1の正転出力ON1を反転させた上で遅延量tの分遅延させた信号であるため、ON2とON1は、「(T×1/2)の整数倍+t×1/2」のポイントでクロスする。
同様に、図3の「OP2/OP1」が示すように、DCEL2の反転出力OP2は、DCEL1の反転出力OP1を反転させた上で遅延量tの分遅延させた信号であるため、OP2とOP1も、「(T×1/2)の整数倍+t×1/2」のポイントでクロスする。
また、図3に示していないが、DCEL3の正転出力ON3は、DCEL2の正転出力ON2を反転させた上で遅延量tの分遅延させた信号であるため、ON3とON2は、「(T×1/2)の整数倍+t×3/2」のポイントでクロスする。DCEL3の反転出力OP3とDCEL2の反転出力OP2についても同様である。
同様に、DCEL4の正転出力ON4とDCEL3の正転出力ON3、またはDCEL4の反転出力OP4とDCEL3の反転出力OP3は、「(T×1/2)の整数倍+t×5/2」のポイントでクロスする。
DCEL4の正転出力ON4は次段のDCEL1の反転端子に入力され、反転出力OP4はDCEL1の正転端子に入力されるため、DCLE1の正転出力ON1とDCEL4の反転出力OP4、またはDCLE1の反転出力OP1とDCEL4の正転出力ON4は、「(T×1/2)の整数倍+t×7/2」のポイントでクロスする。
リング発振器110において隣接する2段のDCELの出力間の上記関係を踏まえて第1のクロック生成回路120を説明する。
第1のクロック生成回路120も4つのレベル変換バッファ回路BUF(BUF21〜BUF24)を有し、各BUFは、第2のクロック生成回路130における各BUFと同じ機能を有するものである。
BUF21は、DCEL2の反転出力OP2とDCEL1の反転出力OP1を入力して互いに位相が反転する一対のクロックCK21AとCK21Bを生成する。OP2とOP1は、「(T×1/2)の整数倍+t×1/2」のポイントでクロスするため、図3に示すように、CK21AとCK21Bは、「(T×1/2)の整数倍+t×1/2」のポイントでレベルが切り替わる。
BUF21が出力するクロックCK21AとBUF11が出力するクロックCK11Aを比較すると分かるように、CK21AはCK11Aより「t×1/2」の分遅れる。また、CK21Bも、CK11Bより「t×1/2」の分遅れる。
BUF22は、DCEL3の正転出力ON3とDCEL2の正転出力ON2を入力して互いに位相が反転する一対のクロックCK22AとCK22Bを生成する。前述したように、ON3とON2は、「(T×1/2)の整数倍+t×3/2」のポイントでクロスするため、CK22AとCK22Bは、「(T×1/2)の整数倍+t×3/2」のポイントでレベルが切り替わる。
すなわち、BUF22が出力するクロックCK22AはBUF21が出力するクロックCK21Aより遅延量tの分遅れ、CK22Bも、CK21Bより遅延量tの分遅れる。
BUF23は、DCEL4の反転出力OP4とDCEL3の反転出力OP3を入力して互いに位相が反転する一対のクロックCK23AとCK23Bを生成する。前述したように、OP4とOP3は、「(T×1/2)の整数倍+t×5/2」のポイントでクロスするため、CK23AとCK23Bは、「(T×1/2)の整数倍+t×5/2」のポイントでレベルが切り替わる。
すなわち、BUF23が出力するクロックCK23AはBUF22が出力するクロックCK22Aより遅延量tの分遅れ、CK23Bも、CK22Bより遅延量tの分遅れる。
BUF24は、DCEL1の正転出力ON1とDCEL4の反転出力OP4を入力して互いに位相が反転する一対のクロックCK24AとCK24Bを生成する。前述したように、ON1とOP4は、「(T×1/2)の整数倍+t×7/2」のポイントでクロスするため、CK24AとCK24Bは、「(T×1/2)の整数倍+t×7/2」のポイントでレベルが切り替わる。
すなわち、BUF24が出力するクロックCK24AはBUF23が出力するクロックCK23Aより遅延量tの分遅れ、CK24Bも、CK23Bより遅延量tの分遅れる。
このようにして、第1のクロック生成回路120は、計8相のクロックを得る。第2のクロック生成回路130も8相のクロックを得るので、多相クロック生成回路100は、計16相のクロックを生成することになる。
図4は、多相クロック生成回路100が生成する16相のクロックを示す。図中上部の8相のクロック(CK11A/CK11B〜CK14A/CK14B)は、第2のクロック生成回路130により生成されるものであり、下部の8相のクロック(CK21A〜CK24A、およびCK21B〜CK24B)は、第1のクロック生成回路120により生成されるものである。CK11A、CK21A、CK12A、CK22A、CK13A、CK23A、CK14A、CK24Aは順次「遅延量t×1/2」の分遅れ、CK11A、CK21A、CK12A、CK22A、CK13A、CK23A、CK14A、CK24Aのそれぞれの反転信号となるCK11B、CK21B、CK12B、CK22B、CK13B、CK23B、CK14B、CK24Bも順次「遅延量t×1/2」の分遅れる。すなわち、図1に示す多相クロック生成回路100は、リング発振器110を構成するDCELの遅延量tの1/2に対応する分解能を得ている。
このように、本実施の形態の多相クロック生成回路100において、第1のクロック生成回路120のレベル変換バッファ回路BUFは、リング発振器110において隣接する前後2段のDCELの差動出力のそれぞれの片側を入力してレベル変換することにより、この2段のDCELの差動出力をそれぞれ入力してレベル変換する第2のクロック生成回路130における2つのレベル変換バッファ回路BUFが得られるクロックの中間の位相を有することがクロックを得る。従って、リング発振器110の遅延素子の遅延量tに対応する分解能の2倍の分解能を実現できる。
差動入出力するDCELにより構成されるリング発振器の各段の出力をそれぞれ入力してレベル変換する構成では、図1に示す実施の形態の多相クロック生成回路と同じ分解能を得るためには、DCELの遅延量を半分に設計する必要がある。DCELの遅延量を半分にするためにはDCELを駆動する電流を2倍以上にする必要があり、消費電流の面において不利である。それに対して、本実施の形態では、DCELより消費電流が少ないレベル変換バッファ回路により構成される第1のクロック生成回路120を追加することにより高い分解能を実現しているので、消費電流を抑制することができる。
また、特許文献2の手法では、遅延素子の遅延量により決まる限界の分解能以上の分解能を得るために、特許文献2でいう第2のリング発振器の第i段(1≦i≦n)の遅延素子の出力と第1のリング発振器の第i段の遅延素子の出力の位相を結合させることによって同期を取る処理が必要であり、回路が複雑である。それに対して、本発明の多相クロック生成回路は、簡単な回路構成で高い分解能を実現することができる。
以上、実施の形態をもとに本発明を説明した。実施の形態は例示であり、本発明の主旨から逸脱しない限り、上述した各実施の形態に対して、さまざまな変更、増減、組合せを行ってもよい。これらの変更、増減、組合せが行われた変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
例えば、図1に示す実施の形態の多相クロック生成回路100において、例として、リング発振器110は4段構成を有し、第1のクロック生成回路120と第2のクロック生成回路130もそれに対応して4段構成を有するが、リング発振器ないし各クロック出力回路の段数は4に限らず、2以上の任意の段数であってもよい。
また、図1に示す実施の形態の多相クロック生成回路100において、第1のクロック生成回路120におけるBUF21はDCEL2の正転出力ON2とDCEL1の正転出力ON1を入力しているが、DCELの反転出力OP2とDCEL1の反転出力OP1を入力するようにしてもいい。すなわち、第1のクロック生成回路120の各BUFは、対応する第i段(i:1以上の整数)と第「i+1」(i=4の場合は1。以下同じ)段の差動出力のうちの、次段のDCELの正転端子にそれぞれ入力される片側の2つの出力を入力するようにしてもよいし、次段の反転端子にそれぞれ入力される片側の2つ出力を入力するようにしてもよい。
100 多相クロック生成回路
110 リング発振器
120 第1のクロック生成回路
130 第2のクロック生成回路
BUF レベル変換バッファ回路
DCEL 遅延素子
110 リング発振器
120 第1のクロック生成回路
130 第2のクロック生成回路
BUF レベル変換バッファ回路
DCEL 遅延素子
Claims (2)
- 差動入出力する遅延素子がn段(n:2以上の整数)リング状に接続されてなるリング発振器と、
入力される2つの信号のレベル変換を行い、該2つの信号のレベルが同一になるクロスポイントを基準にレベルが切り替わる一対のパルス信号を生成するレベル変換バッファ回路をn段備える第1のクロック生成回路と、を有し、
前記第1のクロック生成回路における第i段の前記レベル変換バッファ回路は、第i段(1≦i≦n)と第(i+1)段(i=nの場合は1)の2つの前記遅延素子の差動出力のそれぞれの片側の出力からなる片側出力ペアを入力するものであり、該片側出力ペアは、次段の遅延素子の正転端子に入力される2つの片側の出力、または次段の遅延素子の反転端子に入力される2つの片側の出力であることを特徴とする多相クロック生成回路。 - 入力される2つの信号のレベル変換を行い、該2つの信号のレベルが同一になるクロスポイントを基準にレベルが切り替わる一対のパルス信号を生成するレベル変換バッファ回路をn段備える第2のクロック生成回路をさらに有し、
前記第2のクロック生成回路における第i段の前記レベル変換バッファ回路は、第i段の遅延素子の差動出力を入力するものであることを特徴とする請求項1に記載の多相クロック生成回路。
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