JP6892043B1 - トランス素子及び通信端末装置 - Google Patents

Abstract

トランス素子は、積層体に形成され、第１コイル（Ｌ１）と、第２コイル（Ｌ２）と、を備える。第１コイル（Ｌ１）は、複数の基材層に形成されて直列接続された第１導体パターン（Ｐ１）及び第２導体パターン（Ｐ２）を含み、第２コイル（Ｌ２）は、複数の基材層に形成されて直列接続された第３導体パターン（Ｐ３）及び第４導体パターン（Ｐ４）を含む。第２導体パターン（Ｐ２）と第３導体パターン（Ｐ３）とは積層体の積層方向において対向し、積層方向から視て、第１コイル（Ｌ１）のコイル開口及び第２コイル（Ｌ２）のコイル開口は互いに重なる部分を有し、第１コイル（Ｌ１）及び第２コイル（Ｌ２）によりオートトランスが構成される。

Description

本発明は、インピーダンス変換回路等に用いられるトランス素子及びそれを備えた通信端末装置に関する。

特許文献１には、インピーダンス変換素子として用いられるトランス素子が示されている。この特許文献１では、２つのトランスを並列接続させたオートトランス構造であって、第１のトランスを形成する２つのコイル（Ｌ１、Ｌ２）と第２のトランスを形成する２つのコイル（Ｌ３、Ｌ４）の積層順に特徴をもたせることによって、インピーダンス変換比を定める手法がとられている。具体的には、コイルの積層構造において、各層のパターンはそれぞれ約１ターンずつ巻回され、並列部を設けることで、インダクタンスの大きさを調整している。

国際公開第２０１５／０６８６１４号

特許文献１に示されているように、複数のコイルが積層されたトランス素子においては、各コイルの各層の面方向に位置ずれ（以降、単に「コイルの積層ずれ」という。）が避けられない。この各コイルの積層ずれが生じると、各コイルのコイル開口径のばらつき、コイル−コイル間の結合係数のばらつき、コイルーコイル間の浮遊容量のばらつきが発生する。そのため、これらのばらつきによって、トランス素子としての電気的特性がばらついてしまう。

トランスを構成する２つのコイル間の間隔（Ｌ１ーＬ２間、及びＬ３−Ｌ４間）を大きくして、結合係数を低下させると、上記積層ずれによる上記各種ばらつきは低減できるが、トランス素子の部品厚みが大きくなる。また、結合係数の低下に伴って、挿入損失I.L.の劣化を引き起こすことになる。

そこで、本発明の目的は、高い結合係数を維持しながら、電気的特性のばらつきを低減したトランス素子、及びそれを備えた通信端末装置を提供することにある。

（１）本開示の一例としてのトランス素子は、積層体に形成されたトランス素子であって、第１入出力端子と、第２入出力端子と、グランド端子と、第１端が前記第１入出力端子に接続され、第２端が前記第２入出力端子に接続される第１コイルと、前記第１コイルと磁界結合し、第３端が前記グランド端子に接続され、第４端が前記第２入出力端子に接続される第２コイルと、を備える。

前記第１コイルは、複数の基材層に形成されて直列接続された第１導体パターン及び第２導体パターンを含み、
前記第２コイルは、複数の基材層に形成されて直列接続された第３導体パターン及び第４導体パターンを含み、
前記第２導体パターンと前記第３導体パターンとは前記積層体の積層方向において対向し、
前記積層方向から視て、前記第１コイルのコイル開口及び前記第２コイルのコイル開口は互いに重なる部分を有し、
前記第１コイル及び前記第２コイルによりオートトランスが構成され、
前記積層体は、前記積層方向から視て第１方向に平行な二辺と第２方向に平行な二辺を有する矩形状であり、
前記第１方向又は前記第２方向の少なくとも一方において、前記第２導体パターンの対向距離は、前記第１導体パターンの対向距離よりも小さく、
前記第１方向又は前記第２方向の少なくとも一方において、前記第３導体パターンの対向距離は、前記第４導体パターンの対向距離よりも小さく、
前記第１方向又は前記第２方向の少なくとも一方において、前記第３導体パターンの対向距離は、前記第２導体パターンの対向距離よりも小さい。

（２）本開示の一例としての通信端末装置は、高周波信号を送受信するアンテナと、前記アンテナに対する給電回路と、前記アンテナと前記給電回路との間に接続されたインピーダンス変換回路と、を備えた通信端末装置であって、前記インピーダンス変換回路を上記のトランス素子で構成する。

本発明によれば、高い結合係数を維持しながら、電気的特性のばらつきを低減したトランス素子、及びそれを備えた通信端末装置が得られる。

図１は第１の実施形態に係るトランス素子１０１の斜視図である。 図２はトランス素子１０１の分解平面図である。 図３はトランス素子１０１の回路図である。 図４（Ａ）、図４（Ｂ）は、第１コイルＬ１の導体パターンについて、その積層ずれとコイル開口との関係を示す図である。 図５（Ａ）、図５（Ｂ）は、比較例としての、第１コイルＬ１の導体パターンについての積層ずれとコイル開口及び浮遊容量との関係を示す図である。 図６はトランス素子１０１の等価回路図である。 図７は第２の実施形態に係るトランス素子１０２の斜視図である。 図８はトランス素子１０２の分解平面図である。 図９はトランス素子１０２の正面図である。 図１０はトランス素子１０２の回路図である。 図１１はトランス素子１０２の各コイルのコイル開口を鎖交する磁束の概念図である。 図１２はトランス素子１０２の挿入損失の周波数特性を示す図である。 図１３は第３の実施形態に係る携帯電話端末等の通信端末装置の構成を示す図である。

以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。要点の説明又は理解の容易性を考慮して、実施形態を説明の便宜上、複数の実施形態に分けて示すが、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換又は組み合わせは可能である。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。

《第１の実施形態》
図１は第１の実施形態に係るトランス素子１０１の斜視図である。トランス素子１０１は、直方体形状の積層体１０に形成されたトランス素子であって、第１入出力端子Ｔ１と、第２入出力端子Ｔ２と、グランド端子ＧＮＤと、を備える。図１中の端子ＮＣは空き端子である。

図２はトランス素子１０１の分解平面図である。トランス素子１０１は、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２を備える。第１コイルＬ１の第１端Ｅ１は第１入出力端子Ｔ１に接続され、第２端Ｅ２は第２入出力端子Ｔ２に接続されている。第２コイルＬ２の第３端Ｅ３はグランド端子ＧＮＤに接続されていて、第２コイルＬ２の第４端Ｅ４は第２入出力端子Ｔ２に接続されている。図２中の破線は層間接続導体による接続関係を示している。

第１コイルＬ１は、複数の基材層に形成されて直列接続された第１導体パターンＰ１及び第２導体パターンＰ２を含む。第２コイルＬ２は、複数の基材層に形成されて直列接続された第３導体パターンＰ３及び第４導体パターンＰ４を含む。

第２導体パターンＰ２と第３導体パターンＰ３とは積層体１０の積層方向（Ｚ軸方向）において対向する。積層方向から視て、第１コイルＬ１のコイル開口及び第２コイルＬ２のコイル開口は互いに重なる部分を有し、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２とは磁界結合する。

図３はトランス素子１０１の回路図である。第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との磁界結合の極性は図中にドットマークで示すとおりであり、第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２によりオートトランスが構成されている。

ここで、第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２を構成する各導体パターンの積層ずれとトランス素子１０１の電気的特性のばらつきとに関して説明する。

図１、図２に示したように、積層体１０は、積層方向から視て第１方向に平行な二辺と第２方向に平行な二辺を有する矩形状であり、第１方向又は第２方向の少なくとも一方において、第２導体パターンＰ２の対向距離は、第１導体パターンＰ１の対向距離よりも小さい。図２に示すように、Ｘ軸方向（第１方向）に沿った、第２導体パターンＰ２の対向距離をWb2、第１導体パターンＰ１の対向距離をWb1で表すと、Wb2＜Wb1の関係にある。また、Ｙ軸方向（第２方向）に沿った、第２導体パターンＰ２の対向距離をWa2、第１導体パターンＰ１の対向距離をWa1で表すと、Wa2＜Wa1の関係にある。また、言い換えれば、第２導体パターンＰ２の第１方向に平行な最長の辺の長さは、第１導体パターンＰ１の第１方向に平行な最長の辺の長さより小さく、第２導体パターンＰ２の第２方向に平行な最長の辺の長さは、第１導体パターンＰ１の第２方向に平行な最長の辺の長さより小さい。

同様に、互いに対向する二辺に沿った、第３導体パターンＰ３の対向距離は、第４導体パターンＰ４の対向距離よりも小さい。図２に示すように、Ｘ軸方向に沿った、第３導体パターンＰ３の対向距離をWa3、第４導体パターンＰ４の対向距離をWa4で表すと、Wa3＜Wa4の関係にある。言い換えれば、第３導体パターンＰ３の第２方向に平行な最長の辺の長さは、第４導体パターンＰ４の第２方向に平行な最長の辺の長さより小さい。

さらに、二辺に沿った、第３導体パターンＰ３の対向距離は、第２導体パターンＰ２の対向距離よりも小さい。図２に示すように、Ｘ軸方向に沿った、第３導体パターンＰ３の対向距離をWb3、第２導体パターンＰ２の対向距離をWb2で表すと、Wb3＜Wb2の関係にある。また、Ｙ軸方向に沿った、第３導体パターンＰ３の対向距離をWa3、第２導体パターンＰ２の対向距離をWa2で表すと、Wa3＜Wa2の関係にある。言い換えれば、第３導体パターンＰ３の第１方向に平行な最長の辺の長さは、第２導体パターンＰ２の第１方向に平行な最長の辺の長さより小さく、第３導体パターンＰ３の第２方向に平行な最長の辺の長さは、第２導体パターンＰ２の第２方向に平行な最長の辺の長さより小さい。

なお、以上に示した例では、第１導体パターンＰ１と第２導体パターンＰ２とのサイズ関係が、Ｘ軸方向についてWb2＜Wb1、かつＹ軸方向ついてWa2＜Wa1、となる例を示したが、（Wa2＜Wa1，Wb2=Wb1）又は（Wa2=Wa1，Wb2＜Wb1）であってもよい。また、第３導体パターンＰ３と第２導体パターンＰ２とのサイズ関係が、Ｘ軸方向についてWb3＜Wb1、かつＹ軸方向についてWa3＜Wa2、となる例を示したが、（Wa3＜Wa2，Wb3=Wb1）又は（Wa3=Wa2，Wb3＜Wb1）であってもよい。

図４（Ａ）、図４（Ｂ）は、第１コイルＬ１の導体パターンについて、その積層ずれとコイル開口との関係を示す図である。図５（Ａ）、図５（Ｂ）は、その比較例としての、第１コイルＬ１の導体パターンについての積層ずれとコイル開口及び浮遊容量との関係を示す図である。いずれも積層体１０のサイズは1.0mm×0.5mm、導体パターンの線幅は50μｍである。

図４（Ａ）は第１コイルＬ１の第１導体パターンＰ１と第２導体パターンＰ２との積層ずれが無い状態での平面図である。このとき、コイル開口は0.1375mm² である。図４（Ｂ）は第１コイルＬ１の第２導体パターンＰ２が右上方向に25μｍずれたときの平面図である。このとき、コイル開口は0.13063mm² であり、積層ずれによってコイル開口は5.0%減少する。また、第１導体パターンＰ１と第２導体パターンＰ２との対向面積が減少するので、第１導体パターンＰ１と第２導体パターンＰ２との間の浮遊容量は減少する。

図５（Ａ）は、第１コイルＬ１の第２導体パターンＰ２の周回経路が第１導体パターンＰ１の周回経路と一致し、かつ積層ずれが無いときの平面図である。このとき、コイル開口は0.1825mm² である。図５（Ｂ）は第１コイルＬ１の第２導体パターンＰ２が右上方向に25μｍずれたときの平面図である。このとき、コイル開口は0.17063mm² であり、積層ずれによってコイル開口は6.5%減少する。

このように、第１導体パターンＰ１と第２導体パターンＰ２とのサイズ関係が、Wa2＜Wa1かつWb2＜Wb1、であるので、第１導体パターンＰ１と第２導体パターンＰ２とが斜め方向にずれても、第１導体パターンＰ１と第２導体パターンＰ２とによるコイル開口の面積の変化は小さい。もちろん、Ｘ方向のずれ、Ｙ方向のずれに対しても、それらのすれによるコイル開口の面積の変化は小さい。同様に、第１導体パターンＰ１と第２導体パターンＰ２との対向面積の減少量は小さいので、第１導体パターンＰ１と第２導体パターンＰ２との間の浮遊容量の変化は小さい。

図４（Ａ）、図４（Ｂ）では、第１コイルＬ１について示したが、第２コイルＬ２についても同様である。つまり、図２に示した第２コイルＬ２を構成する第３導体パターンＰ３と第４導体パターンＰ４とのサイズ関係が、Wa3＜Wa4の関係にあるので、第３導体パターンＰ３と第４導体パターンＰ４とのＹ方向のずれによるコイル開口の面積の変化は小さい。また、この構造によれば、Wa3＞Wa4となる場合に比べて、開口面積が小さくなりすぎず、磁束の通過が確保され、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合度が確保されやすくなる。

以上に示した導体パターンの構成によって、積層ずれによるコイル開口の変化が小さいので、また、導体パターン間の浮遊容量の変化が小さいので、トランス素子１０１の電気的特性のばらつきが低減される。

次に、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数に関して説明する。

図２において、第２導体パターンＰ２の経路長は第１導体パターンＰ１の経路長より長く、第３導体パターンＰ３の経路長は第４導体パターンＰ４の経路長より長い。図２に示す例では、第２導体パターンＰ２の経路長及び第３導体パターンＰ３の経路長は約１ターンであり、第１導体パターンＰ１の経路長及び第４導体パターンＰ４の経路長は３／４ターンよりも短い。このことは、第２導体パターンＰ２及び第３導体パターンＰ３の導体密度が相対的に高く、第１導体パターンＰ１及び第４導体パターンＰ４の導体密度が相対的に低いと、言うこともできる。

第２導体パターンＰ２と第３導体パターンＰ３とは積層方向に隣接しているので、第２導体パターンＰ２を含む第１コイルＬ１と、第３導体パターンＰ３を含む第２コイルＬ２との磁界結合は高い。つまり、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合は、符号だけで表すと、Ｐ１−Ｐ３間結合、Ｐ１−Ｐ４間結合、Ｐ２−Ｐ３間結合、Ｐ２−Ｐ４間結合の総和であるが、積層間距離の短いＰ２−Ｐ３間結合が最も大きく作用する。そして、第２導体パターンＰ２及び第３導体パターンＰ３の導体密度が相対的に高いので、上記構成によって、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数の高いトランス素子が構成される。

図６はトランス素子１０１の等価回路図である。図３に示したとおり、トランス素子１０１はオートトランスを構成する。図６に示す等価回路は、トランス素子１０１を理想トランスＩＴと並列寄生成分ＰＰＣと直列寄生成分ＳＰＣとに分離した回路である。図６において、変数L1は第１コイルＬ１のインダクタンス、変数L2は第２コイルＬ２のインダクタンス、変数Mは第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合による相互インダクタンスである。理想トランスＩＴの変圧比ｎ：１は第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との巻回数比である。また、変数kは、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数である。

上記並列寄生成分ＰＰＣはL1+L2+2Mであり、直列寄生成分ＳＰＣは
(1 - k² )・L1・L2／(L1 + L2 + 2M)である。また、変圧比ｎは、(L1 + L2+ 2M)／(L2+ M)である。相互インダクタンスMは、k√(L1・L2)である。

図２、図４に示した本実施形態のトランス素子１０１と比較例としてのトランス素子の第１コイルＬ１のインダクタンスL1、第２コイルＬ２のインダクタンスL2、結合係数kは次のとおりである。

――――――――――――――――
本発明 比較例
――――――――――――――――
L1 [nH] 1.97 2.07
L2 [nH] 1.61 1.79
k 0.24 0.15
――――――――――――――――
このように、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数kが高まることによって、相互インダクタンスMが大きくなるので、オートトランスの直列寄生成分ＳＰＣが小さくなり、並列寄生成分ＰＰＣが大きくなる。そのため、挿入損失が低減される。

なお、以上に示した例では、第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２を構成する各導体パターンの積層ずれによるトランス素子１０１の電気的特性のばらつきを低減し、また、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数を高めることで、挿入損失を低減する例を示したが、第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２の導体パターンの積層方向の距離を広げることで、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数を維持しながら、電気的特性のばらつきを低減する効果を最大化させることもできる。

また、以上には、積層体１０の第１方向及び第２方向の両方において、第２導体パターンＰ２の対向距離が、第１導体パターンＰ１の対向距離よりも小さい例を示したが、積層体１０の第１方向又は第２方向の少なくとも一方において、第２導体パターンＰ２の対向距離が、第１導体パターンＰ１の対向距離よりも小さい構造であってもよい。

また、以上には、積層体１０の第２方向において、第３導体パターンＰ３の対向距離が、第４導体パターンＰ４の対向距離よりも小さい例を示したが、積層体１０の第１方向において、第３導体パターンＰ３の対向距離が、第４導体パターンＰ４の対向距離よりも小さい構造であってもよい。また、積層体１０の第１方向及び第２方向の両方において、第３導体パターンＰ３の対向距離が、第４導体パターンＰ４の対向距離よりも小さい構造であってもよい。

また、以上には、積層体１０の第１方向及び第２方向の両方において、第３導体パターンＰ３の対向距離が、第２導体パターンＰ２の対向距離よりも小さい例を示したが、積層体１０の第１方向又は第２方向の少なくとも一方において、第３導体パターンＰ３の対向距離が、第２導体パターンＰ２の対向距離よりも小さい構造であってもよい。

《第２の実施形態》
第２の実施形態では、第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２がそれぞれ複数個あるトランス素子について例示する。

図７は第２の実施形態に係るトランス素子１０２の斜視図である。トランス素子１０２は、直方体形状の積層体１０に形成されたトランス素子であって、第１入出力端子Ｔ１と、第２入出力端子Ｔ２と、グランド端子ＧＮＤと、を備える。図７中の端子ＮＣは空き端子である。

図８はトランス素子１０２の分解平面図である。図９はトランス素子１０２の正面図である。トランス素子１０２は、第１コイルＬ１１と第２コイルＬ１２とによる第１のトランスと、第１コイルＬ２１と第２コイルＬ２２とによる第２のトランスと、を備える。

第１コイルＬ１１の第１端Ｅ１１は第１入出力端子Ｔ１に接続され、第２端Ｅ１２は第２入出力端子Ｔ２に接続されている。第２コイルＬ１２の第３端Ｅ１３はグランド端子ＧＮＤに接続されていて、第２コイルＬ１２の第４端Ｅ１４は第２入出力端子Ｔ２に接続されている。同様に、第１コイルＬ２１の第１端Ｅ２１は第１入出力端子Ｔ１に接続されていて、第２端Ｅ２２は第２入出力端子Ｔ２に接続されている。第２コイルＬ２２の第３端Ｅ２３はグランド端子ＧＮＤに接続されていて、第２コイルＬ２２の第４端Ｅ２４は第２入出力端子Ｔ２に接続されている。図８中の破線は層間接続導体による接続関係を示している。

第１コイルＬ１１は、複数の基材層に形成されて直列接続された第１導体パターンＰ１１及び第２導体パターンＰ１２を含む。第２コイルＬ１２は、複数の基材層に形成されて直列接続された第３導体パターンＰ１３及び第４導体パターンＰ１４を含む。同様に、第１コイルＬ２１は、複数の基材層に形成されて直列接続された第１導体パターンＰ２１及び第２導体パターンＰ２２を含む。第２コイルＬ２２は、複数の基材層に形成されて直列接続された第３導体パターンＰ２３及び第４導体パターンＰ２４を含む。

第１導体パターンＰ２１と第２導体パターンＰ１２とによる第１コイルＬ２１の構成は、第１導体パターンＰ１１と第２導体パターンＰ１２とによる第１コイルＬ１１の構成と同じである。また、第３導体パターンＰ２３と第４導体パターンＰ２４とによる第２コイルＬ２２の構成は、第３導体パターンＰ１３と第４導体パターンＰ１４とによる第２コイルＬ１２の構成と同じである。

第２の実施形態に係るトランス素子１０２は、第１の実施形態で示した第１コイルＬ１と第２コイルＬ２とによるトランスを２組備える。

図１０はトランス素子１０２の回路図である。第１コイルＬ１１と第１コイルＬ２１とは並列接続されていて、第２コイルＬ１２と第２コイルＬ２２とは並列接続されている。第１コイルＬ１１と第２コイルＬ１２との磁界結合、及び第１コイルＬ２１と第２コイルＬ２２との磁界結合の極性は図中にドットマークで示すとおりであり、第１コイルＬ１１及び第２コイルＬ１２により第１のオートトランスが構成されていて、第１コイルＬ２１及び第２コイルＬ２２により第２のオートトランスが構成されている。

図１１はトランス素子１０２の各コイルのコイル開口を鎖交する磁束の概念図である。図１１において磁束φで示すように、トランス素子１０２は、積層体１０の厚み方向の中心ほどコイル開口の径が狭い構造である。つまり、積層体１０の天面側と底面側の第１コイルＬ１１，Ｌ２１のコイル開口径が相対的に大きいことにより、第１コイルＬ１１，Ｌ２１のコイル開口を鎖交する磁束が第２コイルＬ１２，Ｌ２２で効果的に遮られることで、第１コイルＬ１１，Ｌ２１同士の結合が抑えられる。そのことで、Ｑ値の高いトランス素子が得られる。

また、第１コイルＬ１１，Ｌ２１を構成する導体パターンＰ１１，Ｐ１２，Ｐ２１，Ｐ２２の経路長は相対的に長いが、この導体パターンＰ１１，Ｐ１２，Ｐ２１，Ｐ２２の線幅を大きくしてもよい。そのことで、第１コイルＬ１１，Ｌ２１の導体損を低減できる。

このように、グランド端子ＧＮＤと第２入出力端子Ｔ２との間に接続された第２コイルＬ１２，Ｌ２２のＱ値に比べて、第１入出力端子Ｔ１と第２入出力端子Ｔ２との間に接続された第１コイルＬ１１，Ｌ２１のＱ値を優先的に確保することで、Ｑ値の高いトランス素子が得られる。

図１２はトランス素子１０２の挿入損失の周波数特性を示す図である。図１２において、実線はトランス素子１０２の特性であり、破線は比較例としてのトランス素子の特性である。ここで、比較例としてのトランス素子とは、第１コイルＬ１１，Ｌ２１及び第２コイルＬ１２，Ｌ２２を構成する各導体パターンの周回経路が一致している。また、導体パターンＰ１１，Ｐ１２，Ｐ１３，Ｐ１４の疎密の順序、及び導体パターンＰ２４，Ｐ２３，Ｐ２２，Ｐ２１の疎密の順序がトランス素子１０２とは逆である。

図１２から明らかなように、本実施形態のトランス素子１０２は比較例のトランス素子に比べて挿入損失が約０．２ｄＢ〜０．３ｄＢ小さい。

《第３の実施形態》
第３の実施形態では、インピーダンス変換回路としてのトランス素子を備える通信端末装置について例示する。

図１３は第３の実施形態に係る携帯電話端末等の通信端末装置の構成を示す図である。この図１３では、通信端末装置の筐体内の主要部について表している。筐体内にアンテナ４０および回路基板が設けられていて、回路基板にはグランド導体５０、インピーダンス変換回路としてのトランス素子１０１および給電回路３０が設けられている。アンテナ４０はＴ分岐型アンテナである。グランド導体５０はアンテナ４０のイメージ形成用導体として作用、またはアンテナ４０とともに放射素子として作用する。

アンテナ４０のインピーダンスは例えば２０Ω、給電回路３０のインピーダンスは５０Ωであり、トランス素子１０１は２．５：１の比でインピーダンス変換する。

本実施形態によれば、低挿入損失で、電気的特性のばらつきの小さなインピーダンス変換回路をアンテナ回路に備えた通信端末装置が得られる。

最後に、本発明は上述した実施形態に限られるものではない。当業者によって適宜変形及び変更が可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変形及び変更が含まれる。

Ｅ１，Ｅ１１，Ｅ２１…第１端
Ｅ２，Ｅ１２，Ｅ２２…第２端
Ｅ３，Ｅ１３，Ｅ２３…第３端
Ｅ４，Ｅ１４，Ｅ２４…第４端
ＧＮＤ…グランド端子
ＩＴ…理想トランス
Ｌ１，Ｌ１１，Ｌ２１…第１コイル
Ｌ２，Ｌ１２，Ｌ２２…第２コイル
ＮＣ…空き端子
Ｐ１，Ｐ１１，Ｐ２１…第１導体パターン
Ｐ２，Ｐ１２，Ｐ２２…第２導体パターン
Ｐ３，Ｐ１３，Ｐ２３…第３導体パターン
Ｐ４，Ｐ１４，Ｐ２４…第４導体パターン
ＰＰＣ…並列寄生成分
ＳＰＣ…直列寄生成分
Ｔ１…第１入出力端子
Ｔ２…第２入出力端子
１０…積層体
３０…給電回路
４０…アンテナ
５０…グランド導体
１０１，１０２…トランス素子

Claims (6)

1. 積層体に形成されたトランス素子であって、
   第１入出力端子と、
   第２入出力端子と、
   グランド端子と、
   第１端が前記第１入出力端子に接続され、第２端が前記第２入出力端子に接続される第１コイルと、
   第３端が前記グランド端子に接続され、第４端が前記第２入出力端子に接続される第２コイルと、
   を備えて、
   前記第１コイルは、複数の基材層に形成されて直列接続された第１導体パターン及び第２導体パターンを含み、
   前記第２コイルは、複数の基材層に形成されて直列接続された第３導体パターン及び第４導体パターンを含み、
   前記第２導体パターンと前記第３導体パターンとは前記積層体の積層方向において対向し、
   前記積層方向から視て、前記第１コイルのコイル開口及び前記第２コイルのコイル開口は互いに重なる部分を有し、
   前記第１コイル及び前記第２コイルによりオートトランスが構成され、
   前記積層体は、前記積層方向から視て第１方向に平行な二辺と第２方向に平行な二辺を有する矩形状であり、
   前記第１方向又は前記第２方向の少なくとも一方において、前記第２導体パターンの対向距離は、前記第１導体パターンの対向距離よりも小さく、
   前記第１方向又は前記第２方向の少なくとも一方において、前記第３導体パターンの対向距離は、前記第４導体パターンの対向距離よりも小さく、
   前記第１方向又は前記第２方向の少なくとも一方において、前記第３導体パターンの対向距離は、前記第２導体パターンの対向距離よりも小さい、
   トランス素子。
2. 前記第２導体パターンの経路長は前記第１導体パターンの経路長より長く、
   前記第３導体パターンの経路長は前記第４導体パターンの経路長より長い、
   請求項１に記載のトランス素子。
3. 前記第２導体パターンの経路長及び前記第３導体パターンの経路長は約１ターンであり、
   前記第１導体パターンの経路長及び前記第４導体パターンの経路長は３／４ターンよりも短い、
   請求項１又は２に記載のトランス素子。
4. 前記第１コイル及び前記第２コイルはそれぞれ複数個あって、複数の前記第１コイル同士が並列接続され、複数の前記第２コイル同士が並列接続された、
   請求項１から３のいずれかに記載のトランス素子。
5. 前記複数の第１コイルは第１の第１コイル及び第２の第１コイルとで構成され、前記複数の第２コイルは第１の第２コイル及び第２の第２コイルとで構成され、
   前記積層方向において、前記第１の第２コイルと前記第２の第２コイルとが対向する、
   請求項４に記載のトランス素子。
6. 高周波信号を送受信するアンテナと、前記アンテナに対する給電回路と、前記アンテナと前記給電回路との間に接続されたインピーダンス変換回路と、を備えた通信端末装置であって、
   前記インピーダンス変換回路は、請求項１から５のいずれかに記載のトランス素子である、
   通信端末装置。

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