JP6806233B2 - 流体制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、圧電ポンプを備える流体制御装置に関する。

従来、圧電ポンプが備える圧電素子を駆動することによって流体を制御する流体制御装置として、例えば特許文献１に記載のものがある。図３４は特許文献１に示される圧電ポンプ１０５の主要部の断面図である。

この圧電ポンプ１０５は、基板９１、薄天板５１、スペーサ５３Ａ、振動板支持枠６１、振動板４１、圧電素子４２、補強板４３、スペーサ５３Ｂ、電極導通用板７１、スペーサ５３Ｃおよび蓋部５４を備えている。振動板４１、圧電素子４２、および補強板４３によってアクチュエータ４０が構成されている。蓋部５４には吐出孔５５が形成されている。

薄天板５１の下部には、中心に円筒形の開口部９２が形成された基板９１が設けられている。薄天板５１の円形部は基板９１の開口部９２で露出する。この円形の露出部は、アクチュエータ４０の振動に伴う圧力変動により、アクチュエータ４０と実質的に同一周波数で振動することができる。この薄天板５１と基板９１との構成により、薄天板５１のアクチュエータ対向領域の中心または中心付近は屈曲振動可能な薄板部であり、周辺部は実質的に拘束された厚板部である。この円形の薄板部の固有振動数は、アクチュエータ４０の駆動周波数と同一か、やや低い周波数になるように設計されている。従って、アクチュエータ４０の振動に呼応して、中心通気孔５２を中心とした薄天板５１の露出部も大きな振幅で振動する。薄天板５１の振動位相がアクチュエータ４０の振動位相よりも遅れた（例えば９０°遅れの）振動となれば、薄天板５１とアクチュエータ４０との間の隙間の厚さ変動が実質的に増加する。そのことによってポンプの能力が高まる。

国際公開第２０１１／１４５５４４号

ところが、一般に、圧電素子の駆動によって振動板が振動する圧電ポンプにおいては、圧電素子の駆動開始時に駆動回路および圧電素子に突入電流が流れる。この突入電流が大きいと振動板および薄天板が不安定振動し、圧電体と薄天板が接触し圧電体が割れることでポンプ特性が大きく低下するおそれがある。また、この突入電流はポンプ動作に寄与しない電流であるため、電力効率低下の要因でもある。

ここで、図３４に示したような、アクチュエータ４０と薄天板５１とを備える圧電ポンプにおいて、上記不安定振動について、図３５（Ａ）（Ｂ）を参照して説明する。図３５（Ａ）（Ｂ）において、Ｖ４０はアクチュエータ４０の振動波形、Ｖ５１は薄天板５１の振動波形である。図３５（Ａ）は、アクチュエータ４０および薄天板５１の振動が安定振動している状態であり、図３５（Ｂ）はアクチュエータ４０および薄天板５１の振動が不安定振動している状態である。

図３５（Ａ）に示すように、安定振動時には、アクチュエータ４０と薄天板５１とは、空気を介して一定の位相差を保ちながら動作するため、接触することは無い。

しかし、起動時のアクチュエータ４０の振幅が大きい場合、薄天板５１による空気を介した結合が弱く、空気を介するアクチュエータ４０の制動力が弱いため、同じ駆動電圧でも大きく振幅してしまい、大電流が流れてしまう。

その結果、アクチュエータ４０および薄天板５１の振幅が異常に大きくなる。また、振幅上昇の過程で、アクチュエータ４０と薄天板５１の位相差は不定であるので、それらが接触することがある。図３５（Ｂ）中にクロスマークで示すタイミングはアクチュエータ４０と薄天板５１とが衝突するタイミングである。

このように、アクチュエータ４０と薄天板５１とが衝突すると、アクチュエータ４０、薄天板５１等の構造物の変形、摩耗、破壊のおそれがある。

そのため、アクチュエータ４０と薄天板５１との空気を介する結合が弱い状態では振幅を抑制することが重要である。

また、駆動直後の突入電流により、この突入電流が流れる電流経路で電圧降下が生じ、駆動回路に対する電源電圧が一時的に降下する。この電源電圧が制御回路に設けられているＭＣＵが誤動作するおそれがある。さらには、この誤動作を防止するために、電源電圧がＭＣＵの動作保証下限電圧に達すると動作停止するように構成されていると、圧電ポンプとしても所定の動作が成されなくなる。更に、電池を電源とする場合に、上記電源電圧の低下によって、電池は早期に終止電圧にまで低下し、電池寿命が短縮化するという問題もある。

圧電ポンプに限らず、電気回路や電子回路に電源電圧を印加した際の突入電流を抑制する方法として、所謂ソフトスタート回路がある。基本的には、起動開始からの時間経過に伴って駆動電源電圧を０から定常電圧にまで次第に上昇させる回路である。

図３６は、圧電ポンプの駆動回路に駆動電源電圧を供給する昇圧回路に上記ソフトスタート回路を適用したときの、電流および流体の流量の時間変化を示す波形図である。図３６において、波形Ｉｐはソフトスタート回路が無い場合の電流、Ｆｐはソフトスタート回路が無い場合の流量である。また、波形Ｉｓはソフトスタート回路を設けた場合の電流、Ｆｓはソフトスタート回路を設けた場合の流量である。ソフトスタート回路が無い場合、図３６中に破線の楕円で示すような突入電流が流れる。ソフトスタート回路を設ければ、このような突入電流は抑制される。しかし、流量の立ち上がりも緩慢となってしまい、定常的な流量になるまでに長時間を要する。

また、アクチュエータ４０の振幅、すなわち、圧電体の振幅が大きくなりすぎると、圧電体にクラックが生じ、破損する懸念がある。

また、当該圧電ポンプを生体に対する吸引に利用する場合、吸引力が強くなりすぎると、生体への悪影響がある。例えば、痰吸引であれば−２０ｋＰａを超えると、粘膜の損傷が生じ、ＮＰＷＴ（陰圧閉鎖療法）に用いる場合であれば−３０ｋＰａを超えると、患部への過吸入による損傷等が生じる。

そこで、本発明の目的は、起動時の不安定性、起動時間の長時間化、および電力効率の低下の解消、過剰な圧力の発生による生体への悪影響等の圧電ポンプを用いる場合の各種不具合を解消する流体制御装置を提供することにある。

（１）本発明の流体制御装置は、圧電素子を有する圧電ポンプと、駆動電源電圧が印加されて圧電素子を駆動する駆動回路と、電源電圧入力部と駆動回路との間に設けられた起動回路と、を備える。起動回路は、駆動回路に対する駆動電源電圧を、起動後の第１段階で定常電圧未満の電圧にまで上昇させ、第１段階に続く第２段階で維持または下降させ、第２段階に続く第３段階で定常電圧にまで上昇させる。

上記構成により、第１段階では駆動電源電圧は定常電圧にまでは達しないので、突入電流は抑制される。その後、第２段階で駆動電源電圧は一旦維持または下降し、第３段階で定常電圧にまで上昇するので、起動時間が短縮化される。

なお、第２段階で「駆動電源電圧が維持される」とは、電圧が全く変化しない態様のみを意味するものではなく、第２段階において当該電圧が若干変化しつつも実質的に維持されているとみなすことができる態様をも含む。

（２）第２段階から第３段階への切り替わり時の駆動電源電圧は第１段階の開始時の電圧以上であることが好ましい。このことにより、第２段階で駆動電圧および駆動電流が減少し過ぎることなく、定常状態までの起動時間を短縮化できる。

（３）例えば、起動回路は、駆動回路に対して駆動電源電圧を印加する第１経路を構成する第１回路と、第２経路を構成する第２回路とを有する。そして、第１回路は電源電圧の入力部へ電源電圧が印加されてから少なくとも第１段階の期間内に亘って導通し、且つ前記第３段階の期間内に亘って導通しない回路であり、第２回路は第２段階の経過後に導通する回路である。この構成により、第１段階で駆動電源電圧が印加される第１経路と第３段階で駆動電源電圧が印加される第２経路とが分離されて、回路構成が簡素化される。

（４）例えば、第１回路は、駆動回路に対して駆動電源電圧を印加する第１スイッチ素子と、駆動電源電圧が印加されてから第１段階の期間内に亘って第１スイッチ素子を導通させ、且つ前記第３段階の期間内に亘って導通しない第１遅延回路と、で構成される。この構成により、第１回路の構成が簡素化される。

（５）例えば、第１回路は、駆動回路に対して駆動電源電圧を印加する第１スイッチ素子と、駆動電源電圧が印加されてから第２回路が導通するまでの間、逆方向に導通するダイオードと、で構成される。この構成により、簡素な回路構成で、ダイオードのツェナー特性が利用されて、第１段階での駆動電源電圧が制限されて突入電流が抑制される。

（６）例えば、第１スイッチ素子および第１遅延回路は第１ＭＯＳ−ＦＥＴで構成され、第１スイッチ素子は、第１ＭＯＳ−ＦＥＴのドレインをコレクタとし、ソースをエミッタとする寄生トランジスタであり、第１遅延回路は、寄生トランジスタのベースとコレクタとの間に構成された、寄生キャパシタと、ベースとエミッタとの間に構成された寄生抵抗とにより構成されるＣＲ時定数回路である。この構成により、第１スイッチ素子と第１遅延回路とが単一の部品で構成されて、回路構成が簡素化される。

（７）例えば、第２回路は、駆動回路に対して駆動電源電圧を印加する第２スイッチ素子と、第２スイッチ素子を第２段階の終了時に導通させる第２遅延回路とで構成される。この構成により、第２回路の構成が簡素化される。

（８）例えば、第２回路は第１ＭＯＳ−ＦＥＴに並列接続された、第１ＭＯＳ−ＦＥＴとは、ｐ型とｎ型の構成が逆である第２ＭＯＳ−ＦＥＴと、第２遅延回路と、で構成され、第２遅延回路は第２段階の終了時に第２ＭＯＳ−ＦＥＴを導通させる。この構成により、第１回路は第１ＭＯＳ−ＦＥＴだけで構成でき、第２回路は第２ＭＯＳ−ＦＥＴと第２遅延回路とで構成されるので、全体の回路構成が簡素化される。

（９）本発明の流体制御装置は、圧電素子を有する圧電ポンプと、駆動電源電圧が印加され、圧電素子を駆動する駆動回路と、電源電圧の入力部と駆動回路との間に設けられ、駆動電源電圧を出力する起動回路と、を備える。起動回路は、駆動電源電圧の制御用の半導体素子を備える。起動回路は、電源電圧に対する半導体素子のオフ状態での抵抗素子および駆動回路の分圧比を用いて、駆動電源電圧を定常電圧未満の電圧まで上昇させる第１昇圧期間と、半導体素子の不飽和領域を用いて、駆動電源電圧を定常電圧まで徐々に上昇させる第２昇圧期間と、を用いて、駆動電源電圧を出力する。

この構成により、起動後に急激に定常電圧になることを抑制でき、且つ、起動から定常電圧になるまでの時間が短縮される。

（１０）本発明の流体制御装置では、起動回路は、第１昇圧期間と第２昇圧期間とを用いた駆動電源電圧の出力制御をリセットするリセット回路を、さらに備えることが好ましい。

この構成により、上述の起動時の駆動電源電圧の制御を、より正確に繰り返し行える。

（１１）本発明の流体制御装置は、圧電素子を有する圧電ポンプと、駆動電源電圧が印加され、前記圧電素子に駆動電圧を出力する駆動回路と、駆動電源電圧を制御して、駆動回路に供給する駆動制御回路と、を備える。駆動制御回路は、駆動電源電圧の駆動回路への供給を選択するスイッチと、駆動電圧に対応する制御用電流を検出する電流検出回路と、制御用電流を用いて、駆動電源電圧の供給を制御する制御トリガをスイッチに出力する制御ＩＣと、を備える。制御ＩＣは、起動直後の制御用電流の値に基づく制御用の閾値に対して、所定時間後の制御用電流の値が超えたことを検出すると、スイッチを開放する制御トリガを発生する。

この構成により、圧電素子への過剰な電圧供給が抑制される。

（１２）本発明の流体制御装置は、圧電素子を有する圧電ポンプと、駆動電源電圧が印加され、圧電素子に駆動電圧を出力する駆動回路と、駆動電源電圧を制御して、駆動回路に供給する駆動制御回路と、を備える。駆動制御回路は、駆動電源電圧の駆動回路への供給を選択するスイッチと、駆動電圧に対応する制御用電流を検出して検出信号を出力する電流検出回路と、検出信号の遅延信号を発生する時定数回路と、遅延信号のレベルが検出信号のレベル以上であると、スイッチを開放する制御トリガを発生する比較器と、を備える。

この構成により、圧電素子への過剰な電圧供給が抑制される。

（１３）例えば、駆動制御回路は、制御トリガ信号を選択的にグランドに導く放電回路を備える。この構成により、駆動電圧の停止後の駆動電圧の再供給を容易にできる。

（１４）本発明の流体制御装置は、次の構成であってもよい。流体制御装置は、圧電素子を有するポンプ室、および、該ポンプ室に連通し弁膜を有するバルブ室を備え、該ポンプ室をポンプ室外空間に連通するポンプ室開口と、該バルブ室をバルブ室外空間に連通するバルブ室開口とを有する圧電ポンプと、駆動電源電圧が印加され、圧電素子を駆動する駆動回路と、電源電圧の入力部と駆動回路との間に設けられ、駆動電源電圧を駆動回路に出力する駆動制御回路と、を備える。ポンプ室外空間とバルブ室は直接連通しておらず、ポンプ室を介して連通している。バルブ室外空間とポンプ室は直接連通しておらず、バルブ室を介して連通する。また、ポンプ室外空間とバルブ室外空間は直接連通しておらず、ポンプ室とバルブ室を介して連通している。駆動制御回路は、ポンプ室外空間の圧力とバルブ室外空間の圧力との差圧に応じて、駆動電源電圧または該駆動電源電圧に対応する駆動電流を調整する。

この構成では、差圧によって弁膜の振動態様が異なることに基づいており、弁膜の振動態様に応じて、駆動電源電圧または駆動電流が調整される。これにより、バルブ室を構成する壁への弁膜の衝突状態が調整される。

（１５）本発明の流体制御装置では、駆動制御回路は、差圧の増加にしたがって、駆動電源電圧または駆動電流を高くすることが好ましい。この構成では、バルブ室を構成するポンプ室側と反対側の壁への弁膜の衝突が抑制される。

（１６）本発明の流体制御装置では、例えば、駆動制御回路は、駆動電源電圧または駆動電流を連続的に上昇させるとよい。この構成では、弁膜への衝突を抑制しながら、駆動効率が向上する。

（１７）本発明の流体制御装置では、例えば、駆動制御回路は、駆動電源電圧または駆動電流を段階的に上昇させるとよい。この構成では、弁膜への衝突を抑制しながら、制御が簡素になる。

（１８）本発明の流体制御装置では、例えば、駆動制御回路は、駆動電源電圧を上昇させる制御を駆動中に１回だけ行うとよい。この構成では、制御がさらに簡素になる。

（１９）本発明の流体制御装置では、例えば、駆動制御回路は、差圧の最小値よりも大きな所定の第１差圧における駆動電源電圧または駆動電流が、最小値における駆動電源電圧または駆動電流よりも高くなるように制御を行うとよい。この構成では、上述の差圧による制御がより確実になる。

（２０）本発明の流体制御装置では、例えば、第１差圧は、差圧の最小値と差圧の最大値の平均値であるとよい。この構成では、上述の差圧による制御がより確実になり、駆動効率も比較的向上する。

（２１）本発明の流体制御装置では、例えば、駆動制御回路は、差圧の増加にしたがって、駆動電源電圧または駆動電流を低下させるとよい。

この構成では、バルブ室を構成するポンプ室側の壁への弁膜の衝突が抑制される。

（２２）本発明の流体制御装置では、例えば、駆動制御回路は、駆動電源電圧または駆動電流を連続的に低下させるとよい。この構成では、弁膜への衝突を抑制しながら、駆動効率が向上する。

（２３）本発明の流体制御装置では、例えば、駆動制御回路は、駆動電源電圧または駆動電流を段階的に低下させるとよい。この構成では、弁膜への衝突を抑制しながら、制御が簡素になる。

（２４）本発明の流体制御装置では、例えば、駆動制御回路は、駆動電源電圧を低下させる制御を駆動中に１回だけ行うとよい。この構成では、制御がさらに簡素になる。

（２５）本発明の流体制御装置では、例えば、駆動制御回路は、差圧の最大値における駆動電源電圧または駆動電流が差圧の最大値よりも小さな所定の第１差圧における駆動電源電圧または駆動電流よりも低くなるように制御を行うとよい。この構成では、上述の差圧による制御がより確実になる。

（２６）本発明の流体制御装置では、所定の第１差圧は、差圧の最小値と差圧の最大値との平均値であるとよい。この構成では、上述の差圧による制御がより確実になり、駆動効率も比較的向上する。

（２７）本発明の流体制御装置では、駆動制御回路は、差圧の増加に応じて駆動電源電圧または駆動電流を上昇させる制御を行った後に、差圧の増加に応じて駆動電源電圧または駆動電流を低下させる制御を行うことが好ましい。

この構成では、バルブ室の壁への弁膜の衝突が抑制される。

（２８）本発明の流体制御装置は、次の構成であってもよい。流体制御装置は、圧電素子を有するポンプ室、および、該ポンプ室に連通し弁膜を有するバルブ室を備え、該ポンプ室をポンプ室外空間に連通するポンプ室開口と、該バルブ室をバルブ室外空間に連通するバルブ室開口とを有する圧電ポンプと、駆動電源電圧が印加され、圧電素子を駆動する駆動回路と、電源電圧の入力部と駆動回路との間に設けられ、駆動電源電圧を駆動回路に出力する駆動制御回路と、を備える。ポンプ室外空間とバルブ室は直接連通しておらず、ポンプ室を介して連通している。バルブ室外空間とポンプ室は直接連通しておらず、バルブ室を介して連通する。また、ポンプ室外空間とバルブ室外空間は直接連通しておらず、ポンプ室とバルブ室を介して連通している。駆動制御回路は、駆動電源電圧の供給開始時からの経過時間に応じて、駆動電源電圧または該駆動電源電圧に対応する駆動電流を調整する。

この構成では、差圧と経過時間とが１対１の関係にあることを利用している。さらに、経過時間によって弁膜の振動態様が異なることに基づいており、弁膜の振動態様に応じて、駆動電源電圧または駆動電流が調整される。これにより、バルブ室を構成する壁への弁膜の衝突状態が調整される。

（２９）本発明の流体制御装置では、駆動制御回路は、駆動電源電圧の供給開始からの経過時間に応じて駆動電源電圧または駆動電流よりも上昇させることが好ましい。この構成では、バルブ室を構成するポンプ室側と反対側の壁への弁膜の衝突が抑制される。

（３０）本発明の流体制御装置では、例えば、駆動制御回路は、駆動電源電圧または駆動電流を連続的に上昇させるとよい。この構成では、弁膜への衝突を抑制しながら、駆動効率が向上する。

（３１）本発明の流体制御装置では、例えば、駆動制御回路は、駆動電源電圧または駆動電流を段階的に上昇させるとよい。この構成では、弁膜への衝突を抑制しながら、制御が簡素になる。

（３２）本発明の流体制御装置では、駆動制御回路は、駆動電源電圧を上昇させる制御を駆動中に１回だけ行うとよい。この構成では、制御がさらに簡素になる。

（３３）本発明の流体制御装置では、例えば、駆動制御回路は、供給開始時と供給停止時との間の途中時間における駆動電源電圧または駆動電流が、供給開始時における駆動電源電圧または駆動電流よりも高くなるように制御を行うとよい。この構成では、上述の差圧による制御がより確実になる。

（３４）本発明の流体制御装置では、例えば、途中時間は、供給開始時と供給停止時との時間差を１として、時間差を０．５倍した時間を供給開始時に加算した時間であるとよい。この構成では、上述の差圧による制御がより確実になり、駆動効率も比較的向上する。

（３５）本発明の流体制御装置では、例えば、駆動制御回路は、駆動電源電圧の供給停止時の駆動電源電圧または駆動電流を、それ以前の駆動電源電圧または駆動電流よりも低くするとよい。

この構成では、バルブ室を構成するポンプ室側の壁への弁膜の衝突が抑制される。

（３６）本発明の流体制御装置では、例えば、駆動制御回路は、駆動電源電圧または駆動電流を連続的に低下させるとよい。この構成では、弁膜への衝突を抑制しながら、駆動効率が向上する。

（３７）本発明の流体制御装置では、例えば、駆動制御回路は、駆動電源電圧または駆動電流を段階的に低下させるとよい。この構成では、弁膜への衝突を抑制しながら、制御が簡素になる。

（３８）本発明の流体制御装置では、例えば、駆動制御回路は、駆動電源電圧を低下させる制御を駆動中に１回だけ行うとよい。この構成では、制御がさらに簡素になる。

（３９）本発明の流体制御装置では、例えば、駆動制御回路は、供給停止時の駆動電源電圧または駆動電流が、供給停止時より前の途中時間の駆動電源電圧または駆動電流よりも低くなるように制御を行うとよい。この構成では、上述の差圧による制御がより確実になる。

（４０）本発明の流体制御装置では、途中時間は、供給開始時と供給停止時との時間差を１として、時間差を０．５倍した時間を供給停止時から減算した時間であるとよい。この構成では、上述の差圧による制御がより確実になり、駆動効率も比較的向上する。

（４１）本発明の流体制御装置では、駆動制御回路は、駆動開始からの経過時間に応じて駆動電源電圧または駆動電流を上昇させる制御を行った後に、経過時間に応じて駆動電源電圧または駆動電流を低下させる制御を行うことが好ましい。

この構成では、バルブ室の壁への弁膜の衝突が抑制される。

本発明によれば、圧電ポンプを備える流体制御装置において、圧電ポンプを用いる場合の各種不具合を解消できる。

図１は第１の実施形態に係る流体制御装置１０１の構成を示すブロック図である。 図２（Ａ）（Ｂ）は、駆動回路２０に印加される駆動電源電圧の時間変化、および駆動回路２０に流れる電流の時間変化を示す図である。 図３は、第１の実施形態の流体制御装置１０１と比較例の流体制御装置とについて、駆動回路２０に流れる電流の時間変化および流量の時間変化を示す図である。 図４は起動回路３０の構成を示すブロック図である。 図５は第１回路３１の構成を示すブロック図である。 図６は第２回路３２の構成を示すブロック図である。 図７は起動回路３０の具体的な回路構成を示す回路図である。 図８（Ａ）は第１ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１の内部構造を示す断面図であり、図８（Ｂ）はその等価回路図である。 図９は第２の実施形態に係る流体制御装置の起動回路３０の具体的な回路構成を示す回路図である。 図１０は、第２の実施形態に係る流体制御装置の駆動回路２０に印加される駆動電源電圧の時間変化、および駆動回路２０に流れる電流の時間変化を示す図である。 図１１は、第２の実施形態の流体制御装置と比較例の流体制御装置とについて、駆動回路２０に流れる電流の時間変化および流量の時間変化を示す図である。 図１２（Ａ）は、第３の実施形態に係る流体制御装置の起動回路の機能ブロックであり、図１２（Ｂ）は起動回路の回路図である。 図１３は、第３の実施形態に係る駆動回路に供給される駆動電圧の時間変化を示す図である。 図１４（Ａ）は、第４の実施形態に係る流体制御装置の構成を示すブロック図であり、図１４（Ｂ）は、駆動制御回路の構成を示すブロック図である。 図１５（Ａ）は、圧電ポンプの背圧と圧電ポンプに流れる電流との関係を示す図であり、図１５（Ｂ）は、圧電素子の振幅と電流との関係を示す図である。 図１６は、第４の実施形態に係る駆動制御回路で行われる駆動制御のフローチャートの第１態様を示す図である。 図１７は、第４の実施形態に係る駆動制御回路で行われる駆動制御のフローチャートの第２態様を示す図である。 図１８は、第５の実施形態に係る流体制御装置の駆動制御回路の構成を示すブロック図である。 図１９は、第５の実施形態に係る流体制御装置の駆動制御回路内の各信号レベルの時間変化を示す図である。 図２０（Ａ）は、第６の実施形態に係る流体制御装置の起動回路の機能ブロックであり、図２０（Ｂ）は起動回路の回路図である。 図２１（Ａ）は、本発明の第６の実施形態に係るリセット回路を用いた場合の駆動電源電圧の波形を示すグラフであり、図２１（Ｂ）は、リセット回路を用いない場合の駆動電源電圧の時間変化を示すグラフである。 図２２は、本発明の第７の実施形態に係る流体制御装置の概略構成を示す側面断面図である。 図２３（Ａ）（Ｂ）は、圧電ポンプと圧力容器と開閉弁との位置関係を示すブロック図である。 図２４（Ａ）は、圧力と流量との関係を示すグラフであり、図２４（Ｂ）は、図２４（Ａ）に示す圧力と流量との関係がＡ状態、Ｂ状態、Ｃ状態、Ｄ状態である時のバルブ室内での弁膜の状態を示す図である。 図２５（Ａ）（Ｂ）は、差圧と衝突速度との関係を示すグラフであり、図２５（Ｃ）は、駆動電源電圧と衝突速度との関係を示すグラフである。 図２６（Ａ）（Ｂ）は、駆動電源電圧の制御を示すフローチャートである。 図２７（Ａ）（Ｂ）は、駆動電源電圧の時間変化を示すグラフである。 図２８（Ａ）（Ｂ）は、駆動電源電圧の時間変化を示すグラフである。 図２９（Ａ）（Ｂ）は、駆動電源電圧の制御を示すフローチャートである。 図３０（Ａ）（Ｂ）は、駆動電源電圧の時間変化を示すグラフである。 図３１（Ａ）（Ｂ）は、駆動電源電圧の時間変化を示すグラフである。 図３２（Ａ）は、ローサイド側で制御を行う場合の流体制御装置の機能ブロック図であり、図３２（Ｂ）は、図３２（Ａ）に示す起動回路の機能ブロック図であり、図３２（Ｃ）は、起動回路の一例を示す回路図である。 圧電ポンプを減圧に用いる態様での圧電ポンプ、圧力容器、および、開閉弁の接続構成を示す側面断面図である。 図３４は特許文献１に示される圧電ポンプ１０５の主要部の断面図である。 図３５（Ａ）（Ｂ）はアクチュエータおよび薄天板の振動波形である。 図３６は、圧電ポンプの駆動回路に駆動電源電圧を供給する昇圧回路にソフトスタート回路を適用したときの、電流および流体の流量の時間変化を示す波形図である。

以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。要点の説明または理解の容易性を考慮して、便宜上複数の実施形態に分けて示すが、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせは可能である。各実施形態の説明において、共通の事柄についての重複する記述は省略し、特に異なる点について説明する。また、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。

《第１の実施形態》
図１は第１の実施形態に係る流体制御装置１０１の構成を示すブロック図である。この流体制御装置１０１は、圧電素子１１を有する圧電ポンプ１０と、駆動電源電圧Ｖｄｄが印加されて圧電素子１１を駆動する駆動回路２０と、電源電圧入力部Ｐｉｎと駆動回路２０との間に設けられた起動回路３０と、を備える。

圧電ポンプ１０の構成は図１２に示した圧電ポンプ１０５と同じであり、圧電素子１１の構成は図２０に示した圧電素子４２と同じである。

駆動回路２０は直流の駆動電源電圧を電源として発振する発振回路および高調波フィルタを備え、略正弦波電圧を圧電素子１１へ供給する。

起動回路３０は、駆動回路２０に対する駆動電源電圧を、起動後の第１段階で定常電圧未満の電圧にまで上昇させ、第１段階に続く第２段階で維持または下降させ、第２段階に続く第３段階で定常電圧にまで上昇させる。

図２（Ａ）（Ｂ）は、駆動回路２０に印加される駆動電源電圧の時間変化、および駆動回路２０に流れる電流の時間変化の例を示す図である。図３は、本実施形態の流体制御装置１０１と比較例の流体制御装置とについて、駆動回路２０に流れる電流の時間変化および流量の時間変化を示す図である。比較例の流体制御装置は、駆動電源電圧を起動時に制御する起動回路が無い。

図２（Ａ）（Ｂ）において、波形Ｖｅは駆動電源電圧の時間変化を示す波形であり、波形Ｉｅは駆動回路に流れる電流の時間変化を示す波形である。図２（Ａ）と図２（Ｂ）とでは、第２段階Ｐ２の時間が異なる。図２（Ａ）（Ｂ）に表れているように、第１段階Ｐ１で駆動電源電圧は定常電圧Ｖｃ未満の電圧Ｖ１まで上昇し、第２段階Ｐ２で駆動電源電圧は下降する。続く第３段階Ｐ３で駆動電源電圧は定常電圧Ｖｃまで上昇する。定常電圧とは、圧電ポンプ１０が予め設定していた所定のポンプ特性が得られる電圧である。

図１に示した電源は例えば１６Ｖから１８Ｖ程度の電池であり、定常電圧Ｖｃはほぼ電池電圧である。第１段階Ｐ１でのピーク電圧Ｖ１は例えば定常電圧Ｖｃより２Ｖから３Ｖ程度低い電圧である。

図３において、波形Ｉｅは駆動回路２０に流れる電流の時間変化を示す波形であり、波形Ｉｐは比較例の流体制御装置における駆動回路に流れる電流の時間変化を示す波形である。また、波形Ｆｅは圧電ポンプ１０を流れる流体の流量の時間変化を示す図であり、波形Ｆｐは比較例の流体制御装置における圧電ポンプを流れる流体の流量の時間変化を示す図である。この図３に表れているように、比較例の流体制御装置では、起動開始から約０．２秒後に電流が最大となり、破線の楕円で囲んで示すように、突入電流が流れるのに対し、本実施形態の流体制御装置１０１では、突入電流は生じないか、または充分に抑制されている。また、比較例の流体制御装置では、起動開始から約０．５秒後に流量が最大となり、本実施形態の流体制御装置１０１でも、第３段階Ｐ３までに流量がピークとなる。このピーク値は比較例の流体制御装置と同等である。むしろ、本実施形態の流体制御装置１０１では、第１段階Ｐ１に流量の最初のピークがあり、起動が速い。

なお、図２（Ａ）（Ｂ）に表れているように、第２段階Ｐ２の時間によって、第２段階Ｐ２での駆動電圧の下降量が定まる。この第２段階Ｐ２での駆動電圧を第１段階の開始時の電圧（０Ｖ）以上となるように第２段階Ｐ２の時間を定めれば、定常状態までの起動時間を短縮化できる。

図４は起動回路３０の構成を示すブロック図である。起動回路３０は、駆動回路に対して駆動電源電圧を印加する第１経路を構成する第１回路３１と、第２経路を構成する第２回路３２とを有する。第１回路３１と第２回路３２とは電流回路が並列関係となるように接続されている。第１回路３１は、電源電圧の入力部へ電源電圧が印加されてから第１段階の期間に亘って導通し，且つ第３段階の期間に亘って導通しない回路であり、第２回路は第２段階の経過後に導通する回路である。この構成により、第１段階で駆動電源電圧が印加される第１経路と第３段階で駆動電源電圧が印加される第２経路とが分離されて、回路構成が簡素化される。

図５は上記第１回路３１の構成を示すブロック図である。第１回路３１は、駆動回路に対して駆動電源電圧を印加する第１スイッチ素子３１１と、駆動電源電圧が印加されてから第１段階の期間だけ第１スイッチ素子３１１を導通させる第１遅延回路３１２と、で構成される。この構成により、第１回路３１の構成が簡素化される。

図６は上記第２回路３２の構成を示すブロック図である。第２回路３２は、駆動回路に対して駆動電源電圧を印加する第２スイッチ素子３２１と、第２スイッチ素子３２１を第２段階の終了時に導通させる第２遅延回路３２２とで構成される。この第２遅延回路３２２の遅延時間によって、図２（Ａ）（Ｂ）、図３に示した第２段階Ｐ２から第３段階Ｐ３への切り替わりタイミング、すなわち第２段階Ｐ２の時間、が定まる。したがって、第２遅延回路３２２の遅延時間を定めることによって、図２（Ａ）（Ｂ）に示したように、第２段階Ｐ２から第３段階Ｐ３への切り替わり時における駆動電源電圧の下限を定めることもできる。

図７は起動回路３０の具体的な回路構成を示す回路図である。起動回路３０は第１回路３１と第２回路３２を備え、第１回路３１はＮチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴである第１ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１およびキャパシタＣ１で構成されている。第２回路３２はＰチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴである第２ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２、キャパシタＣ２および抵抗Ｒ２で構成されている。

先ず、第１ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１の構成と作用について図８（Ａ）（Ｂ）を参照して説明する。図８（Ａ）は第１ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１の内部構造を示す断面図であり、図８（Ｂ）はその等価回路図である。図８（Ａ）中には各寄生素子の回路記号も付している。この第１ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１はｎ⁻型ウエハーの素子形成面（図８（Ａ）で示す向きの上面）にｐ型拡散層が形成されていて、このｐ型拡散層内にｎ^＋拡散層が形成されている。ウエハーの素子形成面とは反対面の全面にはｎ^＋拡散層が形成されている。素子形成面側のｎ^＋拡散層にはソース電極が形成されている。このｎ^＋拡散層で面方向に挟まれる領域であるチャンネル形成領域の上部には絶縁膜を介してゲート電極が形成されている。ウエハーの素子形成面とは反対面のｎ^＋拡散層にはドレイン電極が形成されている。

図８（Ｂ）において、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１０は、本来のＭＯＳ−ＦＥＴであり、その他の回路は寄生素子である。ＮＰＮトランジスタＱ１１は、図８（Ａ）中に示すように、ｎ⁻型ウエハー、ｎ^＋ 拡散層、およびそれらの間のｐ型拡散層によって構成されている。キャパシタＣｃｂは、ｎ⁻型ウエハーとｐ型拡散層との間に生じる寄生容量である。ダイオードＤｃｂは、ｎ⁻型ウエハーとｐ型拡散層との間に生じる寄生ダイオードである。抵抗Ｒｂはｐ型拡散層で形成される寄生抵抗である。ダイオードＤｃｅはｐ型拡散層とドレイン電極形成側のｎ^＋拡散層との間に生じる寄生ダイオードである。この図８（Ｂ）において、キャパシタＣｃｂと抵抗Ｒｂとで、ＣＲ時定数回路による第１遅延回路３１２が構成されている。

第１ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１が図８（Ｂ）に示す回路を構成することにより、図７に示した電源電圧入力部Ｐｉｎに電源電圧が印加されたとき、ＮＰＮトランジスタがオンするのに十分な電位差が等価回路の抵抗Ｒｂに生じ、キャパシタＣｃｂを介してＮＰＮトランジスタＱ１１にベース電流が流れ、ＮＰＮトランジスタＱ１１はオンする。なお、本来のＭＯＳ−ＦＥＴＱ１０のゲート・ソース間電位は０であるので、オフのままである。

その後、キャパシタＣｃｂの充電に伴って、ＮＰＮトランジスタＱ１１は、そのベース・エミッタ間電圧Vbeが約0.6Vを下回ると、ターンオフする。したがって第１遅延回路３１２のＣＲ時定数が第１段階Ｐ１の期間を定める。

次に、図７に示した第２回路３２の構成と作用について説明する。第２遅延回路３２２はキャパシタＣ２と抵抗Ｒ２によるＣＲ時定数回路で構成されている。第２ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２はデプレッションタイプのＰチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴである。電源電圧入力部Ｐｉｎに電源電圧が印加されたとき、第２ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲート・ソース間電位は小さいので、第２ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２はオフ状態を保つ。その後、キャパシタＣ２の充電に伴って、第２ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲート電位は低くなる。第２ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲート電位が閾値より低くなると、第２ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２はターンオンする。第２遅延回路３２２のＣＲ時定数は、起動開始から第３段階の開始までの期間を定める。したがって、第２遅延回路３２２のＣＲ時定数は第１遅延回路３１２のＣＲ時定数より大きい。

なお、図７に示した第１ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１はオフ状態のままで使用するので、ゲート・ソース間に接続する素子はキャパシタＣ１に限らず、抵抗素子でもよく、更にはゲート・ソース間を直接接続してもよい。

《第２の実施形態》
図９は第２の実施形態に係る流体制御装置の起動回路３０の具体的な回路構成を示す回路図である。起動回路３０は第１回路３１と第２回路３２を備え、第１回路３１はダイオードＤ１で構成されている。第２回路３２はＰチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴである第２ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２、キャパシタＣ２および抵抗Ｒ２，Ｒ１で構成されている。キャパシタＣ２と抵抗Ｒ２とで、ＣＲ時定数回路による第２遅延回路３２２が構成されている。第２ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２はデプレッションタイプのＰチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴである。

抵抗Ｒ１は、第２ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のオン中にキャパシタＣ２の放電経路を構成する。したがって、電源電圧入力部Ｐｉｎへ入力される電源電圧が短時間で断続されても、第２遅延回路３２２は正しく遅延動作する。

この例では、電源電圧入力部Ｐｉｎに電源電圧が印加されたとき、先ず、ダイオードＤ１に逆方向電流（ツェナー電流）が流れる。電源電圧入力部Ｐｉｎに電源電圧が印加された直後は、第２ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲート・ソース間電位差は小さいので、第２ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２はオフ状態を保つ。その後、キャパシタＣ２の充電に伴って、第２ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲート電位は低くなる。第２ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲート電位が閾値より低くなると、第２ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２はターンオンする。第２ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のオン状態でのドレイン・ソース間電圧はダイオードＤ１のツェナー電圧より低いので、第２ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のオンにより、ダイオードＤ１のアノード・カソード間の電圧がツェナー電圧より低下する。すなわちダイオードＤ１はオフする。

図１０は、駆動回路２０に印加される駆動電源電圧の時間変化、および駆動回路２０に流れる電流の時間変化を示す図である。図１１は、本実施形態の流体制御装置と比較例の流体制御装置とについて、駆動回路２０に流れる電流の時間変化および流量の時間変化を示す図である。比較例の流体制御装置は、駆動電源電圧を起動時に制御する起動回路が無い。

図１０において、波形Ｖｅは駆動電源電圧の時間変化を示す波形であり、波形Ｉｅは駆動回路に流れる電流の時間変化を示す波形である。この図１０に表れているように、第１段階Ｐ１で駆動電源電圧は定常電圧Ｖｃ未満の電圧Ｖ１まで上昇する。この定常電圧Ｖｃに対する電圧Ｖ１のドロップ分がダイオードＤ１のツェナー電圧である。このダイオードＤ１のツェナー電圧は例えば２Ｖから３Ｖ程度である。その後の、第２ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２がターンオンするまでの第２段階Ｐ２では、駆動電源電圧は電圧Ｖ１を維持する。第２ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２がターンオンして第３段階Ｐ３になると、駆動電源電圧は定常電圧Ｖｃまで上昇する。

図１１において、波形Ｉｅは駆動回路２０に流れる電流の時間変化を示す波形であり、波形Ｉｐは比較例の流体制御装置における駆動回路に流れる電流の時間変化を示す波形である。また、波形Ｆｅは圧電ポンプ１０を流れる流体の流量の時間変化を示す図であり、波形Ｆｐは比較例の流体制御装置における圧電ポンプを流れる流体の流量の時間変化を示す図である。この図１１に表れているように、比較例の流体制御装置では、起動開始から約０．２秒後に電流が最大となり、破線の楕円で囲んで示すように、突入電流が流れるのに対し、本実施形態の流体制御装置では、突入電流は生じないか、または充分に抑制されている。また、比較例の流体制御装置では、起動開始から約０．５秒後に流量が最大となり、本実施形態の流体制御装置では約０．８秒後に流量がピークとなる。つまり、流量がピークになるタイミングは約０．３秒遅れるだけである。しかも、このピーク値は比較例の流体制御装置と同等である。また、本実施形態の流体制御装置の第１段階Ｐ１での立ち上がりは比較例と同等であり、起動は速い。

なお、図７に示した例では、第１ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１をＮチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴ、第２ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２をＰチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴでそれぞれ構成した例を示したが、例えば電源電圧が負電圧であるような場合には、ＮチャンネルとＰチャンネルの関係を逆にしてもよい。

第１、第２の実施形態では、第１遅延回路３１２、第２遅延回路３２２それぞれをＣＲ時定数回路で構成した例を示したが、これら遅延回路をデジタル回路で構成してもよい。また、駆動電源電圧を、スイッチを介して駆動回路２０へ供給する回路、および、そのスイッチをマイクロコントローラの出力電圧で制御する回路を構成し、マイクロコントローラの制御によって、第１段階Ｐ１、第２段階Ｐ２および第３段階Ｐ３を形成してもよい。

以上に示した例では、第２ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２はデプレッションタイプのＰチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴで構成したが、第２ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２はエンハンスメントタイプでもジャンクションタイプでもよい。

《第３の実施形態》
図１２（Ａ）は、第３の実施形態に係る流体制御装置の起動回路の機能ブロックであり、図１２（Ｂ）は起動回路の回路図である。第３の実施形態に係る流体制御装置は、第１の実施形態に係る流体制御装置１０１に対して、起動回路３０を起動回路３０Ａに置き換えた点で異なる。

図１２（Ａ）に示すように、起動回路３０Ａは、遅延回路３１１Ａ、第１スイッチ回路３１２Ａ、および、第２スイッチ回路３２Ａを備える。遅延回路３１１Ａ、第１スイッチ回路３１２Ａによって、第１回路３１Ａが構成される。電源側から、遅延回路３１１Ａ、第１スイッチ回路３１２Ａ、第２スイッチ回路３２Ａの順に接続されており、第２スイッチ回路３２Ａの出力端が駆動回路２０に接続されている。

遅延回路３１１Ａは、起動開始時間に対して第１スイッチ回路３１２Ａの動作開始時間を遅らせる。

第１スイッチ回路３１２Ａは、第２スイッチ回路３２Ａの出力電圧を調整するための電圧を生成する。

第２スイッチ回路３２Ａは、初期状態（起動開始時）には、電源電圧よりも低い初期電圧Ｖｄｄｐを出力する。第２スイッチ回路３２Ａは、第１スイッチ回路３１２Ａによって出力電圧が制御される期間には、出力電圧を初期電圧Ｖｄｄｐから徐々に上昇させる。そして、第２スイッチ回路３２Ａは、第１スイッチ回路３１２Ａにより出力を最大とする制御が行われると、定常動作の駆動電源電圧Ｖｄｄｏを駆動回路２０に出力する。

この構成によって、起動回路３０Ａは、図１３に示すような時間特性の駆動電源電圧を実現できる。

この起動回路３０Ａをアナログ回路で実現する場合、例えば、図１２（Ｂ）に示す構成によって実現できる。図１２（Ｂ）に示すように、起動回路３０Ａは、電源に接続されており、第１の実施形態と同様に駆動回路２０に対して駆動電源電圧Ｖｄｄを印加する。起動回路３０Ａは、抵抗素子Ｒ１１、Ｒ２１、Ｒ３１、Ｒ４１、キャパシタＣ１１、ダイオードＤ１１、ＦＥＴＭ１、Ｍ２を備える。ＦＥＴＭ１、Ｍ２は、ｐ型のＦＥＴである。

電源の正極側には、抵抗素子Ｒ１１の第１端子が接続されている。電源の負極側は基準電位に接地されている。抵抗素子Ｒ１１の第２端子は、キャパシタＣ１１の第１端子に接続されており、キャパシタＣ１１の第２端子は、ダイオードＤ１１のカソードに接続されている。ダイオードＤ１１のアノードは、接地されている。

ＦＥＴＭ１のゲート端子は、抵抗素子Ｒ１１とキャパシタＣ１１との接続ラインに接続されている。

電源の正極側には、抵抗素子Ｒ２１の第１端子が接続されている。抵抗素子Ｒ２１の第２端子は、ＦＥＴＭ１のドレイン端子に接続されている。ＦＥＴＭ１のソース端子は、抵抗素子Ｒ３１の第１端子に接続されており、抵抗素子Ｒ３１の第２端子は、接地されている。

ＦＥＴＭ２のゲート端子は、抵抗素子Ｒ２１とＦＥＴＭ１のドレイン端子との抵抗素子Ｒ４１の第２端子とに接続されている。

電源の正極側には、ＦＥＴＭ２のソース端子が接続されている。ＦＥＴＭ２のドレイン端子は、抵抗素子Ｒ４１の第１端子が接続されており、抵抗素子Ｒ４１の第２端子は、抵抗素子Ｒ２１の第２端子に接続されている。

そして、駆動回路２０Ａにおける駆動電源電圧Ｖｄｄの出力端子は、ＦＥＴＭ２のドレイン端子に接続され、当該ドレイン端子の電位と同電位になる。

このような回路構成において、電源から電源電圧を印加すると、次の状態を順次遷移して、駆動電源電圧Ｖｄｄが変化する。

図１３は、第３の実施形態に係る駆動回路に印加される駆動電源電圧の時間変化を示す図である。

（第１昇圧期間）
起動回路３０Ａへの電源電圧の印加が開始されると、キャパシタＣ１１への充電が開始される。駆動電源電圧Ｖｄｄの初期電圧Ｖｄｄｐは、抵抗素子Ｒ２１、Ｒ４１と駆動回路２０とによる電圧との分圧によって決定される。

したがって、初期電圧Ｖｄｄｐを、定常動作の駆動電源電圧（最終的な所望の駆動電源電圧）Ｖｄｄｏよりも低い値に設定し、抵抗素子Ｒ２１、Ｒ４１および駆動回路２０の分圧比を、当該初期電圧Ｖｄｄｐとなるように設定する。例えば、定常動作の駆動電源電圧Ｖｄｄｏを１６．５Ｖ程度としたときに、初期電圧Ｖｄｄｐは、４．５Ｖ程度に設定する。すなわち、ＦＥＴＭ２のオフ状態での抵抗素子Ｒ２１、Ｒ４１および駆動回路２０の分圧比を利用して、初期電圧Ｖｄｄｐを設定する。

これにより、図１３に示すように、駆動電源電圧Ｖｄｄは、極短い期間Ｔ１にて、定常動作の駆動電源電圧Ｖｄｄｏよりも低い初期電圧Ｖｄｄｐまで上昇する。したがって、駆動電源電圧Ｖｄｄが急激に定常動作の駆動電源電圧Ｖｄｄｏになることを抑制でき、突入電流を抑制できる。また、駆動電源電圧Ｖｄｄは、従来の突入電流を回避する構成を用いて、図１３の点線に示すような徐々に駆動電源電圧を上昇させる場合よりも速く、一定の電圧値（初期電圧Ｖｄｄｐ）まで上昇する。

この期間Ｔ１において、キャパシタＣ１１への充電が継続すると、抵抗素子Ｒ１１、キャパシタＣ１１およびダイオードＤ１１の素子値に基づく時定数に応じて、ＦＥＴＭ１のゲート電圧が上昇する。

（第２昇圧期間）
ＦＥＴＭ１のゲート電圧が上昇し、ＦＥＴＭ１のソース電圧に対して、ＦＥＴＭ１のゲート電圧が閾値を超えると、ＦＥＴＭ１は、導通を開始する。これに伴い、ＦＥＴＭ２のゲート電圧は徐々に下降する。すなわち、ＦＥＴＭ１の不飽和領域を用いて、ＦＥＴＭ２のゲート電圧を徐々に降下させる。

ＦＥＴＭ２のゲート電圧が下降するとＦＥＴＭ２のゲートソース間電圧が負極性となる。したがって、ＦＥＴＭ２のゲート電圧が徐々に下降すると、ＦＥＴＭ２のドレインソース間で生じる電圧降下が徐々に小さくなる。すなわち、ＦＥＴＭ２の不飽和領域を利用して、ＦＥＴＭ２のドレインソース間の電圧を徐々に上昇させる。

これにより、駆動電源電圧Ｖｄｄは、ＦＥＴＭ２と抵抗素子Ｒ２１、Ｒ４１との直並列合成抵抗の電圧降下量と駆動回路２０との分圧比によって決まる。したがって、図１３の期間Ｔ２に示すように、駆動電源電圧Ｖｄｄは、初期電圧Ｖｄｄｐから徐々に上昇し、定常動作の駆動電源電圧Ｖｄｄｏに達して収束する。

このように、本実施形態の回路構成を用いることによって、突入電流を回避できる。さらに、定常動作の駆動電源電圧Ｖｄｄｏを、圧電素子に素早く印加できる。すなわち、圧電ポンプの起動時間を短縮できる。さらに、本実施形態の回路構成を用いることによって、上述の各実施形態に示したような起動回路を用いる必要が無く、流体制御装置としての構成を簡素化できる。

なお、上述の説明では、ｐ型のＦＥＴを用いる態様を示したが、他の半導体素子を用いることも可能である。

《第４の実施形態》
図１４（Ａ）は、第４の実施形態に係る流体制御装置の構成を示すブロック図であり、図１４（Ｂ）は、駆動制御回路の構成を示すブロック図である。第４の実施形態に係る流体制御装置１０１Ｂは、第１の実施形態に係る流体制御装置１０１に対して、起動回路３０を省略し、駆動制御回路２１を追加した点で異なる。流体制御装置１０１Ｂの他の構成は、流体制御装置１０１と同様であり、同様の箇所の説明は省略する。

駆動制御回路２１は、電源電圧入力部Ｐｉｎと駆動回路２０との間に接続されている。概略的には、駆動制御回路２１は、圧電素子１１に印加させる電流を検出して、吸引に利用する場合の背圧が背圧閾値を超えないように、または、圧電素子１１の振幅が振幅閾値を超えないように、駆動電源電圧を制御する。

これを実現するため、駆動制御回路２１は、図１５に示す概念に基づいて、駆動電源電圧の制御を実行する。図１５（Ａ）は、圧電ポンプの背圧と圧電ポンプに流れる電流との関係を示す図であり、図１５（Ｂ）は、圧電素子の振幅と電流との関係を示す図である。

図１５（Ａ）に示すように、背圧と電流値とは線形の関係にあり、背圧が高くなると電流値は高くなる。この際、圧電素子による個体差はあるものの、背圧と電流値との線形性は維持されている。

また、図１５（Ｂ）に示すように、圧電素子の振幅と電流値とは線形の関係にあり、圧電素子の振幅が大きくなると電流値は高くなる。

したがって、圧電素子１１に印加させる電流値を観測することによって、背圧、および、圧電素子１１の振幅を観測できる。

具体的に、図１４（Ｂ）に示すように、駆動制御回路２１は、電流検出回路２１１、制御ＩＣ２２０、および、スイッチ２３１を備える。

スイッチ２３１は、電源電圧入力部Ｐｉｎと駆動回路２０との間に接続されている。スイッチ２３１は、制御ＩＣ２２０からの制御によって、電源電圧入力部Ｐｉｎと駆動回路２０との接続の開放、導通を選択的に行う。

電流検出回路２１１は、駆動回路２０の駆動電流、すなわち、圧電素子１１に印加する電流を検出し、制御ＩＣ２２０に出力する。

制御ＩＣ２２０は、図１６に示す処理を実行する。図１６は、第４の実施形態に係る駆動制御回路で行われる駆動制御のフローチャートの第１態様を示す図である。

起動開始動作として、制御ＩＣ２２０は、起動トリガを発生し（Ｓ１１）、スイッチを導通させる。制御ＩＣ２２０は、過渡待機を行った後（Ｓ１２）、電流値のサンプリングを開始する（Ｓ１３）。例えば、過渡待機として、制御ＩＣ２２０は、約０．２秒間、電流検出値を取得しない。これにより、起動時の突入電流等によるノイズを排除できる。

制御ＩＣ２２０は、Ｎ０回の電流値のサンプリングを連続的に実行する（Ｓ１３）。Ｎ０は、所望の整数であり、適宜決定すればよく、例えば、２００である。サンプリング周期は、適宜決定すればよいが、できる限り短い方がよく、例えば、過渡待機の時間よりも短い。

制御ＩＣ２２０は、Ｎ０回の電流値から基準値（初期値）ｉｓを算出する（Ｓ１５）。例えば、制御ＩＣ２２０は、Ｎ０回の電流値の平均値を基準値ｉｓとして算出する。

制御ＩＣ２２０は、電流値のサンプリングを継続し、次に、Ｎｉ回の電流値のサンプリングを連続的に実行する（Ｓ１６）。Ｎｉも、所望の整数であり、適宜決定すればよいが、例えばＮ０と同じである。また、サンプリング周期は、適宜決定すればよいが、例えばＮ０の場合と同じである。

制御ＩＣ２２０は、Ｎｉ回の電流値から判定値ｉｎを算出する（Ｓ１７）。例えば、制御ＩＣは、Ｎｉ回の電流値の平均値を判定値ｉｎとして算出する。

制御ＩＣ２２０は、判定値ｉｎと基準値ｉｓとを比較する。具体的には、制御ＩＣ２２０は、基準値ｉｓから電流閾値を算出する。例えば、制御ＩＣ２２０は、ｋを１よりも大きな実数、例えばｋ＝１．５として、電流閾値をｋ＊ｉｓによって算出する。この電流閾値は、上述の振幅閾値、または、背圧閾値に基づいて設定される。

制御ＩＣ２２０は、判定値ｉｎが電流閾値ｋ＊ｉｓ以上であると（Ｓ１８：ＹＥＳ）、スイッチ２３１に対して停止トリガを発生する（Ｓ１９）。これにより、スイッチ２３１は開放され、駆動回路２０への駆動電源電圧の供給が停止する。

一方、制御ＩＣ２２０は、判定値ｉｎが電流閾値ｋ＊ｉｓ以上でなければ（Ｓ１８：ＮＯ）、次のＮｉ回の電流値のサンプリングを連続的に実行する（Ｓ１６）。

このような処理を行うことによって、背圧が背圧閾値を超えること、圧電素子１１の振幅が振幅閾値を超えることを防止できる。これにより、背圧の場合、過吸入を防止でき、鼻水吸引や搾乳機における粘膜や皮膚表面の損傷、ＮＰＷＴにおける患部への悪影響を防止できる。さらに、圧力センサを用いなくてもよい。また、基準値（初期値）との比較を用いることによって、機器毎に誤差に影響されず、停止処理を実行できる。

なお、図１６に示す処理では、判定値ｉｎが電流閾値ｋ＊ｉｓ以上であると、駆動電源電圧の供給を停止して、処理を終了する。しかしながら、図１７に示す処理を実行することによって、一旦停止しても、適正な電流範囲内で駆動を継続することができる。

図１７は、第４の実施形態に係る駆動制御回路で行われる駆動制御のフローチャートの第２態様を示す図である。

図１７に示すステップＳ１１からステップＳ１９までは、図１７に示すステップＳ１１からステップＳ１９までと同じであり、説明は省略する。

制御ＩＣ２２０は、停止トリガを発生すると（Ｓ１９）、過渡待機となる（Ｓ２０）。この過渡待機状態を有することによって、背圧の低下、または、振幅の減衰という作用が得られる。制御ＩＣ２２０は、過渡待機後、次のＮｉ回の電流値のサンプリングを連続的に実行する（Ｓ１６）。

制御ＩＣ２２０は、判定値ｉｎが電流閾値ｋ＊ｉｓ以上でなければ（Ｓ１８：ＮＯ）、判定値ｉｎが下限閾値ｉｒよりも低いか否かを判定する。下限閾値ｉｒは、機器として必要な背圧または圧電素子の振幅の下限値に基づいて設定されている。

制御ＩＣ２２０は、判定値ｉｎが下限閾値ｉｒよりも低くなければ（Ｓ２１：ＮＯ）、次のＮｉ回の電流値のサンプリングを連続的に実行する（Ｓ１６）。

制御ＩＣ２２０は、判定値ｉｎが下限閾値ｉｒよりも低くければ（Ｓ２１：ＹＥＳ）、再起動トリガを発生する（Ｓ２２）。これにより、スイッチ２３１は再度導通され、駆動回路２０への駆動電源電圧の供給が再開する。

制御ＩＣ２２０は、再起動トリガの発生後、過渡待機となり（Ｓ２３）、次のＮｉ回の電流値のサンプリングを連続的に実行する（Ｓ１６）。この過渡状態を設けることによって、再起動時の突入電流等によるノイズを排除できる。

このような構成および処理によって、上述の患部への悪影響等を防止できるとともに、次の各効果が得られる。適正な電圧範囲（電流範囲）で継続的に、圧電ポンプを駆動できる。これにより、無駄な吸引がなくなり、省電力化が可能になる。さらに、鼻水吸引や搾乳機において、皮膚とノズルとが一時的に離れるので、効率の良い吸引が可能になる。

《第５の実施形態》
図１８は、第５の実施形態に係る流体制御装置の駆動制御回路の構成を示すブロック図である。第５の実施形態に係る流体制御装置は、第４の実施形態に係る流体制御装置１０１Ｂに対して、駆動制御回路２１Ｃの構成において異なる。第５の実施形態に係る流体制御装置の他の構成は、流体制御装置１０１Ｂと同様であり、同様の箇所の説明は省略する。

図１８に示すように、駆動制御回路２１Ｃは、電流検出回路２１１、比較器２２１、時定数回路２２２、放電回路２２３、および、スイッチ２３１を備える。

スイッチ２３１は、電源電圧入力部Ｐｉｎと駆動回路２０との間に接続されている。スイッチ２３１は、制御ＩＣ２２０からの制御によって、電源電圧入力部Ｐｉｎと駆動回路２０との接続の開放、導通を選択的に行う。

電流検出回路２１１は、駆動回路２０の駆動電流、すなわち、圧電素子１１に印加する電流を検出し、検出信号Ｐを、比較器２２１と時定数回路２２２とに出力する。検出信号Ｐの信号レベルは、検出電流値に依存する。

時定数回路２２２は、検出信号Ｐに対して遅延処理を実行し、遅延信号Ｑを比較器２２１に出力する。

比較器２２１は、検出信号Ｐの信号レベルと遅延信号Ｑの信号レベルとを比較する。比較器２２１は、遅延信号Ｑの信号レベルが検出信号Ｐの信号レベル以上であることを検出すると、停止トリガの制御信号Ｒを発生する。比較器２２１は、停止トリガの制御信号Ｒをスイッチ２３１に出力する。スイッチ２３１は、停止トリガの制御信号Ｒを受け付けると、電源電圧入力部Ｐｉｎと駆動回路２０との接続を開放する。

放電回路２２３は、例えば、放電用のスイッチであり、比較器２２１のスイッチ２３１への信号出力ラインとグランド電位との間の開放、導通を制御する。放電回路２２３は、停止トリガの制御信号Ｒの発生後、所定時間の後に導通する。これにより、停止トリガの制御信号Ｒは、スイッチ２３１に供給されず、スイッチ２３１は、再度導通状態となる。

このような構成を用いることによって、上述の第４の実施形態に係る流体制御装置１０１Ｂと同様の駆動電圧制御を行うことができる。

図１９は、第５の実施形態に係る流体制御装置の駆動制御回路内の各信号レベルの時間変化を示す図である。

図１９に示すように、起動開始によって、検出信号Ｐの信号レベルは上昇する。遅延信号Ｑの信号レベルは、時定数回路２２２の時定数によって決まる遅延時間τだけ遅れて、検出信号Ｐと同様に上昇する。検出信号Ｐ、および、遅延信号Ｑの信号レベルは、圧電ポンプの仕様に応じて、圧力が高くなるのにしたがって収束するように変化する。したがって、所定時間後には、遅延信号Ｑの信号レベルは、検出信号Ｐの信号レベルに一致する。この一致タイミングを基準にして、停止トリガの制御信号Ｒを発生させる。

ここで、上述の背圧閾値および振幅閾値に基づいて、時定数回路２２２による遅延時間（時定数）を決定する。これにより、背圧が背圧閾値を超えないように、または、圧電素子１１の振幅が振幅閾値を超えないように、駆動電源電圧を制御できる。

また、本実施形態の構成を用いることによって、制御ＩＣを用いずに、駆動電源電圧を制御できる。

《第６の実施形態》
図２０（Ａ）は、第６の実施形態に係る流体制御装置の起動回路の機能ブロックであり、図２０（Ｂ）は起動回路の回路図である。第６の実施形態に係る流体制御装置は、第３の実施形態に係る流体制御装置の起動回路３０Ａを起動回路３０Ｄに置き換えた点で異なる。

図２０（Ａ）に示すように、機能ブロック的には、起動回路３０Ｄは、起動回路３０Ａに対して、リセット回路３３Ｄを追加した点で異なる。起動回路３０Ｄの他の構成は、起動回路３０Ａと同様であり、同様の箇所の説明は省略する。

リセット回路３３Ｄは、遅延回路３１１Ｄ以降の回路の動作を初期化する。

このリセット回路３３Ｄを含む起動回路３０Ｄをアナログ回路で実現する場合、例えば、図２０（Ｂ）に示すように、図１２（Ｂ）に示した起動回路３０Ａの回路構成に対して、ＦＥＴＭ３を追加した構成からなる。なお、図２０（Ｂ）に示すように、起動回路３０Ｄでは、ダイオードＤ１１が省略されている。

ＦＥＴＭ３は、ｐ型のＦＥＴである。ＦＥＴＭ３のゲートは、抵抗素子Ｒ１１に接続されている。ＦＥＴＭ３のソースは、抵抗素子Ｒ１２とキャパシタＣ１１の第１端子に接続されている。ＦＥＴＭ３のドレインは、基準電位に接続されている。

この構成では、電源がオン状態にあると、ＦＥＴＭ３では、ソースに対するゲートの電圧は、正値（０Ｖ以上）となる。この時、ＦＲＴＭ３は所謂開放状態であり、ＦＥＴＭ３のドレインソース間は導通しない。

その後、キャパシタＣ１１に電荷がチャージされた状態で、電源がオフ状態になると、ＦＥＴＭ３では、ソースに対するゲートの電圧が負値（０Ｖ未満）となる。この時、ＦＥＴＭ３は所謂導通状態であり、ドレインソース間は導通する。これにより、キャパシタＣ１１に充電された電荷は、ＦＥＴＭ３を介して放電され、起動回路３０Ｄは、初期状態（キャパシタＣ１１が充電されていない駆動電源電圧の供給開始状態）にリセットされる。

このように、起動回路３０Ｄでは、ＦＥＴＭ３によって、リセット回路３３が実現される。そして、この構成では、ＦＥＴＭ３を１個と抵抗素子Ｒ１１を１個を用いるだけでリセット回路が実現されるので、起動回路３０Ｄを簡素な構成で実現できる。なお、抵抗素子Ｒ１２は、ＦＥＴＭ３の定格電圧を規定するための素子であり、電源の電圧との関係によって省略が可能である。

このように、起動回路３０Ｄでは、ＦＥＴＭ３によって、リセット回路３３Ｄが実現される。そして、この構成では、ＦＥＴＭ３を１個用いるだけでリセット回路が実現されるので、起動回路３０Ｄを簡素な構成で実現できる。

図２１（Ａ）は、本発明の第６の実施形態に係るリセット回路を用いた場合の駆動電源電圧の波形を示すグラフであり、図２１（Ｂ）は、リセット回路を用いない場合の駆動電源電圧の時間変化を示すグラフである。図２１（Ａ）（Ｂ）において、横軸は時間であり、縦軸は駆動電源電圧値である。

図２１（Ａ）に示すように、第６の実施形態に係るリセット回路３３Ｄを用いる構成では、起動処理を繰り返し行っても、駆動電源電圧の立ち上がり波形は殆ど変化しない。一方、図２１（Ｂ）に示すように、リセット回路を用いない構成では、駆動電源電圧の立ち上がり波形は、最初の１回だけ徐々に上昇する形状になり、その後は徐々に上昇する形状にはならない。

このように、リセット回路３３Ｄを備えることによって、上述の徐々に駆動電源電圧を上昇させる処理を、確実に繰り返し実行できる。したがって、繰り返し起動させる制御を行っても、各起動時において上述の問題の発生を抑制できる。

《第７の実施形態》
図２２は、本発明の第７の実施形態に係る流体制御装置の概略構成を示す側面断面図である。

図２２に示すように、流体制御装置は、圧電ポンプ１０、圧力容器１２、および、開閉弁１３を備える。なお、圧電ポンプ１０へ駆動電源電圧を供給する駆動回路、駆動制御回路、および、電源は、上述の実施形態に示したものが適用できる。

圧電ポンプ１０は、圧電素子１１、振動板１１１、支持体１１２、天板１１３、外板１１４、枠体１１５、枠体１１６、および、弁膜１３０を備える。

振動板１１１の外縁は、支持体１１２によって支持されている。この際、振動板１１１は、その主面に対して直交する方向に振動可能に支持されている。この振動板１１１と支持体１１２との間には、空隙１１８が形成されている。

圧電素子１１は、振動板１１１における一方主面に配置されている。

天板１１３は、平面視において、振動板１１１および支持体１１２に重なる位置に配置されている。天板１１３は、振動板１１１および支持体１１２に対して離間して配置されている。天板１１３を平面視した略中央の領域には、貫通孔１１９が形成されている。

枠体１１５は、筒状であり、支持体１１２と天板１１３とに挟まれており、それぞれに対して接合されている。

これにより、振動板１１１、支持体１１２、天板１１３、および、枠体１１５によって囲まれる空間からなるポンプ室１１７が形成されている。ポンプ室１１７は、空隙１１８および貫通孔１１９に連通している。

外板１１４は、天板１１３を基準にして、振動板１１１と反対側に配置されている。外板１１４は、平面視において、天板１１３に重なる位置に配置されている。外板１１４は、天板１１３に対して離間して配置されている。外板１１４を平面視した略中央の領域には、貫通孔１２１が形成されている。貫通孔１２１は、平面視において、貫通孔１１９と異なる位置に配置されている。

枠体１１６は、筒状であり、天板１１３と外板１１４とに挟まれており、それぞれに対して接合されている。

これにより、天板１１３、外板１１４、および、枠体１１６によって囲まれる空間からなるバルブ室１２０が形成されている。バルブ室１２０は、貫通孔１１９および貫通孔１２１に連通している。

圧力容器１２は、貫通孔１２１を、外板１１４の外面側から覆うように配置されている。開閉弁１３は、貫通孔１２１と圧力容器１２との流路に設置されている。

弁膜１３０は、可撓性を有する材料からなる。弁膜１３０には、貫通孔１３１が形成されている。弁膜１３０は、バルブ室１２０内に配置されている。弁膜１３０は、平面視において、貫通孔１３１は、貫通孔１２１に重なり、貫通孔１１９には重ならないように、配置されている。

この構成により、圧電ポンプ１０では、圧電素子１１が駆動されることによって振動板１１１が振動し、ポンプ室１１７が外圧に対して高圧になる状態と低圧になる状態とを繰り返す。

そして、ポンプ室１１７が低圧になる状態で、空隙１１８を介して、外からポンプ室１１７に空気が吸入される。一方、ポンプ室１１７が高圧になる状態で、貫通孔１１９を介して、空気がバルブ室１２０に吐出される。

弁膜１３０は、貫通孔１１９から空気が流入すると、外板１１４側に振動し、弁膜１３０の貫通孔１３１と外板１１４の貫通孔１２１とは、重なる。これにより、貫通孔１３１と貫通孔１２１を介して、バルブ室１２０内の空気は、圧力容器１２へ流入する。この際、開閉弁１３を閉制御することによって、バルブ室１２０内の空気は、外部に漏れることなく、圧力容器１２に流入する。

一方、空気の流入によって、圧力容器１２の圧力が高くなると、貫通孔１２１を介して、圧力容器１２からバルブ室１２０側に空気が逆流する。しかしながら、弁膜１３０は、貫通孔１２１から空気が流入すると、天板１１３側に振動し、貫通孔１１９を塞ぐ。

これにより、圧電ポンプ１０は、圧力容器１２に対して一方的に空気を流入し、逆流を防ぐことができる。そして、圧電ポンプ１０の動作が継続しており、開閉弁１３が開制御されるまでは、圧力容器１２内の圧力は高くなり、差圧は高くなる。差圧とは、吐出口側の圧力と吸入口側の圧力との差の絶対値のことで、この場合、吐出口側の圧力は吸入口側の圧力と同じかそれより高いため、吸入口側の圧力を基準とした吐出口側の圧力と吸入口側の圧力との差となる。一方、開閉弁１３が開制御されることによって、圧力容器１２に吸入された空気は外部に放出される。これにより、圧力容器１２内の圧力は低下し、差圧は０となる。

なお、図２２の態様では、圧電ポンプ１０と圧力容器１２とを繋ぐ流路に開閉弁１３を配置する態様を示したが、圧力容器１２における圧電ポンプ１０に繋がる流路以外の位置に開閉弁１３を配置してもよい。

図２３（Ａ）（Ｂ）は、圧電ポンプと圧力容器と開閉弁との位置関係を示すブロック図である。

図２３（Ａ）に示す構成では、上述の図２２に示す接続態様を示しており、開閉弁１３は、圧電ポンプ１０と圧力容器１２とを繋ぐ流路に配置されている。図２３（Ｂ）に示す構成では、開閉弁１３は、圧力容器１２における圧電ポンプ１０に繋がる流路以外の位置に配置されている。

このような構成では、圧電ポンプ１０の弁膜１３０に、次に示すような課題が生じることがある。図２４（Ａ）は、圧力と流量との関係を示すグラフである。ここでいう圧力とは、圧電ポンプ１０の振動板１１１側の外圧と、外板１１４側の圧力容器１２内の圧力との差（差圧）を意味する。図２４（Ｂ）は、図２４（Ａ）に示す圧力と流量との関係がＡ状態、Ｂ状態、Ｃ状態、Ｄ状態である時のバルブ室内での弁膜の状態を示す図である。図２４（Ｂ）では、弁膜のあるタイミングでの形状および平均位置を示している。図２４（Ｂ）において、＋側が外板１１４に近い位置を示し、−側が天板１１３に位置を示す。絶対値が大きいほど、それぞれに外板１１４または天板１１３に近いことを示す。図２４（Ｂ）において、ＣＡ、ＣＢ、ＣＣ、ＣＤに示す曲線は、それぞれＡ状態、Ｂ状態、Ｃ状態、Ｄ状態での形状を示し、Ａｖｇ．ＣＡ、Ａｖｇ．ＣＢ、Ａｖｇ．ＣＣ、Ａｖｇ．ＣＤに示す直線は、それぞれＡ状態、Ｂ状態、Ｃ状態、Ｄ状態での平均位置を示す。

圧電ポンプ１０に圧力容器１２が取り付けられた態様では、図２４（Ａ）に示すように、流量が高くなる時に圧力が低くなり、圧力が高くなると時に流量が低くなる。

具体的には、圧力容器１２への空気の流入が少なく圧力が低い時には、流量が高くなる。これは、例えば、流体制御装置の起動時に生じる。この状態を流量モードと称する。

一方、圧力容器１２への空気の流入が多く圧力が高い時には、流量は低くなる。これは、例えば、流体制御装置が駆動し、圧電ポンプ１０によって、圧力容器１２へ多くの空気が流入している時に生じる。この状態を圧力モードと称する。

図２４（Ａ）に示すＡ状態は、流量モードの状態を示し、Ｄ状態は、圧力モードの状態を示す。Ｂ状態およびＣ状態はその中間状態（中間モードの状態）であり、Ｂ状態は、Ａ状態寄りであり、Ｃ状態はＤ状態寄りである。

図２４（Ｂ）に示すように、Ａ状態（流量モード）では、弁膜１３０は、主として天板１１３よりも外板１１４に近く存在し、外板１１４への衝突速度も大きくなる。

一方、Ｄ状態（圧力モード）では、弁膜１３０は、主として外板１１４よりも天板１１３に近く存在し、天板１１３への衝突速度も大きくなる。

Ｂ状態およびＣ状態（中間モード）では、弁膜１３０は、バルブ室１２０の高さ方向の中央付近に主として存在し、Ａ状態およびＤ状態と比較して、天板１１３および外板１１４に対する衝突速度は小さい。

図２５（Ａ）（Ｂ）は、差圧と衝突速度との関係を示すグラフであり、図２５（Ｃ）は、駆動電源電圧と衝突速度との関係を示すグラフである。図２５（Ａ）は、Ａ状態（流量モード）における弁膜と外板との衝突速度を示し、図２５（Ｂ）は、Ｄ状態（圧力モード）における弁膜と天板との衝突速度を示す。図２５（Ｃ）は、差圧が０の場合を示す。

図２５（Ａ）に示すように、Ａ状態（流量モード）では、弁膜と外板とが高速で衝突し、差圧が高いほど、衝突速度が速くなる。したがって、Ａ状態（流量モード）では、弁膜１３０は、外板１１４に衝突して破損し易い。

図２５（Ｂ）に示すように、Ｄ状態（圧力モード）では、弁膜と天板とが高速で衝突し、差圧が低いほど、衝突速度が速くなる。したがって、Ｄ状態（圧力モード）では、弁膜１３０は、天板１１３に衝突して破損し易い。したがって、Ｄ状態（圧力モード）では、弁膜１３０は、天板１１３に衝突して破損し易い。

そして、図２５（Ｃ）に示すように、駆動電源電圧が高いほど、衝突速度は速くなる。

このため、上述の駆動制御回路を次に示すように制御する。

（流量モードに対する制御）
図２６（Ａ）（Ｂ）は、駆動電源電圧の制御を示すフローチャートである。図２７（Ａ）（Ｂ）は、駆動電源電圧の時間変化を示すグラフである。図２７（Ａ）は、図２６（Ａ）のフローに対応し、図２７（Ｂ）は、図２６（Ｂ）のフローに対応する。

図２６（Ａ）に示す制御では、開閉弁１３が閉制御の状態で、まず、流体制御装置は、駆動電源電圧の供給を開始する（Ｓ３１）。駆動電源電圧の初期値は、図２７（Ａ）に示すように、定常動作の駆動電源電圧（図２７（Ａ）の例では２８Ｖ）よりも低い電圧値（図２７（Ａ）の例では２０Ｖ）に設定されている。

流体制御装置は、駆動電源電圧を時間とともに徐々に増加させる（Ｓ３２）。すなわち、流体制御装置は、駆動電源電圧を所定の増加率で増加させる。例えば、流体制御装置は、秒単位で、所定の電圧ずつ増加させる。一例として、図２７（Ａ）の例であれば、２０Ｖ／ｓｅｃ．で増加させる。なお、この際、電圧の増加は、図２７（Ａ）に示すように、連続的であってもよく、離散的（ステップ状）であってもよい。

流体制御装置は、駆動電源電圧が定格電圧（定常動作の駆動電源電圧）に達するまでは（Ｓ３３：ＮＯ）、電圧を増加させる（Ｓ３２）。流体制御装置は、駆動電源電圧が定格電圧（定常動作の駆動電源電圧）に達すると（Ｓ３３：ＹＥＳ）、定格電圧を供給する（Ｓ３４）。

図２７（Ａ）の例であれば、流体制御装置は、駆動開始の時刻ｔ０から駆動電源電圧が定格電圧に達する時刻ｔ１までの第１期間Ｔ１１では、徐々に電圧を増加する。そして、流体制御装置は、時刻ｔ１から、開閉弁１３が開制御される時刻ｔ２までの第２期間Ｔ１２では、定格電圧を供給する。なお、流体制御装置は、時刻ｔ２になると、駆動電源電圧の供給を停止する。

この駆動電源電圧の制御は、上述の図１２、図２０に示す駆動制御回路を用いることによって実現できる。

図２６（Ｂ）に示す制御では、開閉弁１３が閉制御の状態で、まず、流体制御装置は、駆動電源電圧の供給を開始する（Ｓ４１）。駆動電源電圧の初期値は、図２７（Ａ）に示すように、定常動作の駆動電源電圧（図２７（Ｂ）の例では２８Ｖ）よりも低い一定の電圧値（低電圧：図２７（Ｂ）の例では２０Ｖ）に設定されている。このタイミングで、流体制御装置は、計時を開始する（Ｓ４２）。

流体制御装置は、電圧の切替時間を検出するまでは（Ｓ４４：ＮＯ）、この低電圧の供給を継続する（Ｓ４３）。

流体制御装置は、電圧の切替時間を検出すると（Ｓ４４：ＹＥＳ）、定格電圧を供給する（Ｓ４５）。

図２７（Ｂ）の例であれば、流体制御装置は、駆動開始の時刻ｔ０から切替時間である時刻ｔ１までの第１期間Ｔ１１では、定格電圧よりも低い初期定電圧を供給する。そして、流体制御装置は、時刻ｔ１から、開閉弁１３が開制御される時刻ｔ２までの第２期間Ｔ１２では、定格電圧を供給する。なお、流体制御装置は、時刻ｔ２になると、駆動電源電圧の供給を停止する。

この制御は、駆動電源電圧の制御は、上述の図４、図７に示す駆動制御回路を用いることによって実現できる。

これらの制御を行うことによって、上述の流量モードの生じるときに、圧電ポンプ１０に供給する駆動電源電圧を抑制できる。したがって、弁膜１３０が外板１１４に衝突して破損することを抑制できる。また、図２６（Ｂ）に示す制御を用いることによって、圧電ポンプ１０の動作を、より早く定常動作に近づけることができる。一方、図２６（Ａ）に示す制御を用いることによって、駆動電源電圧の制御が簡易になり、例えば、回路構成を簡素化できる。

なお、流体制御装置は、図２８（Ａ）（Ｂ）に示す制御を行ってもよい。図２８（Ａ）（Ｂ）は、駆動電源電圧の時間変化を示すグラフである。

図２８（Ａ）に示す制御では、第１期間において電圧の増加率を複数種類に設定している。なお、図２８（Ａ）では、初期の増加率が、その後の増加率よりも高い態様を示しているが、逆であってもよい。ただし、初期の増加率が、その後の増加率よりも高い方が、圧電ポンプの起動を早くできる。一方、初期の増加率が、その後の増加率よりも低ければ、弁膜の破損をより効果的に抑制できる。

図２８（Ｂ）に示す制御では、駆動電源電圧の供給開始のタイミングから駆動電源電圧の供給停止のタイミングまで、駆動電源電圧を増加させ続け、開制御のタイミングで定格電圧になるように設定している。

また、上述の流量モードに対する制御では、駆動制御回路は、少なくとも、駆動電源電圧の供給停止までに駆動電源電圧を増加させればよい。ただし、例えば、駆動電源電圧の供給開始時間と供給停止時間との時間差に所定値（１より小さな値）を乗算した時間を、供給開始時間に加算した時間を途中時間とする。駆動制御回路は、この途中時間における駆動電源電圧が供給開始直後の駆動電源電圧よりも高くなるように、制御を行うことが好ましい。なお、この所定値は、例えば、約０．５であるとよい。この値にすることによって、例えば、上述の弁膜の破損を抑制しながら、圧電ポンプ１０の駆動効率を向上できる。

また、上述の説明では、駆動電源電圧の供給開始タイミングからの経過時間を用いて電圧制御を行う態様を示した。これは、差圧と経過時間とが１対１の関係にあることを利用している。したがって、差圧が測定できなければ、経過時間を用いればよく、差圧が測定できれば、差圧を用いて電圧制御を行ってもよい。

この場合、例えば、差圧の最小値（例えば、駆動電源電圧の開始時の差圧）と差圧の最大値と差に所定値（１より小さな値）を乗算した圧力を、最小値に加算した圧力を途中差圧とする。駆動制御回路は、この途中差圧における駆動電源電圧が、差圧の最小値における駆動電源電圧よりも高くなるように、制御を行うことが好ましい。なお、この所定値は、例えば、約０．５であるとよい。この値の時、途中差圧は差圧の最小値と最大値の平均値となる。この値にすることによって、例えば、上述の弁膜の破損を抑制しながら、圧電ポンプ１０の駆動効率を向上できる。

（圧力モードに対する制御）
図２９（Ａ）（Ｂ）は、駆動電源電圧の制御を示すフローチャートである。図３０（Ａ）（Ｂ）は、駆動電源電圧の時間変化を示すグラフである。図３０（Ａ）は、図２９（Ａ）のフローに対応し、図３０（Ｂ）は、図２９（Ｂ）のフローに対応する。

図２９（Ａ）に示す制御では、開閉弁１３が閉制御の状態で、まず、流体制御装置は、駆動電源電圧の印加を開始する（Ｓ５１）。駆動電源電圧は、例えば、定常動作の駆動電源電圧（定格電圧：図３０（Ａ）の例では２８Ｖ）に設定されている。このタイミングで、流体制御装置は、計時を開始する（Ｓ５２）。

流体制御装置は、電圧の切替時間を検出するまでは（Ｓ５４：ＮＯ）、この定格電圧の供給を継続する（Ｓ５３）。

流体制御装置は、電圧の切替時間を検出すると（Ｓ５４：ＹＥＳ）、駆動電源電圧を時間とともに徐々に低下させる（Ｓ５５）。すなわち、流体制御装置は、駆動電源電圧を所定の低下率で低下させる。例えば、流体制御装置は、秒単位で、所定の電圧ずつ低下させる。一例として、図３０（Ａ）の例であれば、１．３Ｖ／ｓｅｃ．で低下させる。なお、この際、電圧の低下は、図３０（Ａ）に示すように、連続的であってもよく、離散的（ステップ状）であってもよい。

図３０（Ａ）の例であれば、流体制御装置は、駆動開始の時刻ｔ０から切替時間である時刻ｔ４までの期間では、定格電圧を供給する。そして、流体制御装置は、時刻ｔ４から、開閉弁１３が開制御される時刻ｔ２までの第３期間Ｔ１４では、駆動電源電圧を時間とともに徐々に低下させる。そして、流体制御装置は、時刻ｔ２になると、駆動電源電圧の供給を停止する。

この制御は、駆動電源電圧の制御は、上述の図１２、図２０に示す駆動制御回路に基づく派生回路を用いることによって実現できる。

図２９（Ｂ）に示す制御では、開閉弁１３が閉制御の状態で、まず、流体制御装置は、駆動電源電圧の印加を開始する（Ｓ６１）。駆動電源電圧は、例えば、定常動作の駆動電源電圧（定格電圧：図３０（Ｂ）の例では２８Ｖ）に設定されている。このタイミングで、流体制御装置は、計時を開始する（Ｓ６２）。

流体制御装置は、電圧の切替時間を検出するまでは（Ｓ６４：ＮＯ）、この定格電圧の供給を継続する（Ｓ６３）。

流体制御装置は、電圧の切替時間を検出すると（Ｓ６４：ＹＥＳ）、図３０（Ｂ）に示すように、定常動作の駆動電源電圧（図３０（Ｂ）の例では２８Ｖ）よりも低い一定の電圧値（低電圧：図３０（Ｂ）の例では２４Ｖ）を供給する（Ｓ６５）。

図３０（Ｂ）の例であれば、流体制御装置は、駆動開始の時刻ｔ０から切替時間である時刻ｔ４までの期間では、定格電圧を供給する。そして、流体制御装置は、時刻ｔ４から、開閉弁１３が開制御される時刻ｔ２までの第３期間Ｔ１４では、定格電圧よりも低い定電圧を供給する。そして、流体制御装置は、時刻ｔ２になると、駆動電源電圧の供給を停止する。

この制御は、駆動電源電圧の制御は、上述の図４、図７に示す駆動制御回路を用いることによって実現できる。

これらの制御を行うことによって、上述の圧力モードの生じるときに、圧電ポンプ１０に供給する駆動電源電圧を抑制できる。したがって、弁膜１３０が天板１１３に衝突して破損することを抑制できる。また、図３０（Ｂ）に示す制御を用いることによって、圧電ポンプ１０の動作が定常動作に近い状態をより長く維持できる。一方、図３０（Ｂ）に示す制御を用いることによって、駆動電源電圧の制御が簡易になり、例えば、回路構成を簡素化できる。

なお、流体制御装置は、図３１（Ａ）（Ｂ）に示す制御を行ってもよい。図３１（Ａ）（Ｂ）は、駆動電源電圧の時間変化を示すグラフである。

図３１（Ａ）に示す制御では、第３期間において電圧の増加率を複数種類に設定している。なお、図３１（Ａ）では、減圧時における先の増加率が、その後の増加率よりも低い態様を示しているが、逆であってもよい。ただし、先の増加率が、その後の増加率よりも低い方が、圧電ポンプの性能を定格に近い状態に維持できる時間を長くできる。一方、先の増加率が、その後の増加率よりも高ければ、弁膜の破損をより効果的に抑制できる。

図３１（Ｂ）に示す制御では、駆動電源電圧の供給開始のタイミングから駆動電源電圧の供給停止のタイミングまで、駆動電源電圧を低下させ続ける。

この際、駆動制御回路は、少なくとも、駆動電源電圧の供給停止までに駆動電源電圧を低下させればよい。ただし、例えば、駆動電源電圧の供給開始時間と供給停止時間との時間差に所定値（１より小さな値）を乗算した時間を、供給停止時間から遡る（減算する）時間を途中時間とする。駆動制御回路は、駆動電源電圧が供給停止直前の駆動電源電圧が、この途中時間における駆動電源電圧よりも低くなるように、制御を行うことが好ましい。なお、この所定値は、例えば、約０．５であるとよい。この値にすることによって、例えば、上述の弁膜の破損を抑制しながら、圧電ポンプ１０の駆動効率を向上できる。

また、上述の説明では、駆動停止タイミングまでの時間を用いて電圧制御を行う態様を示した。これは、差圧と経過時間とが１対１の関係にあることを利用している。したがって、差圧が測定できなければ、駆動停止タイミングまでの時間を用いればよく、差圧が測定できれば、差圧を用いて電圧制御を行ってもよい。

この場合、例えば、差圧の最小値（例えば、駆動電源電圧の開始時の差圧）と差圧の最大値と差に所定値（１より小さな値）を乗算した圧力を、最小値に加算した圧力を途中差圧とする。駆動制御回路は、差圧が最大時における駆動電源電圧が、この途中差圧における駆動電源電圧がよりも低くなるように、制御を行うことが好ましい。なお、この所定値は、例えば、約０．５であるとよい。この値の時、途中差圧は差圧の最小値と最大値の平均値となる。この値にすることによって、例えば、上述の弁膜の破損を抑制しながら、圧電ポンプ１０の駆動効率を向上できる。

なお、上述の説明では、流量モードへの制御と、圧力モードへの制御とを個別に実行する態様を示したが、これらを組み合わせて実行してもよい。これにより、弁膜の破損はより確実かつ効果的に抑制される。

また、上述の説明では、駆動電源電圧を制御、調整する態様を示したが、駆動電源電圧に対応する駆動電流、または駆動電力を制御、調整してもよい。

また、上述の各実施形態では、圧電ポンプ１０に対して、ハイサイド側の電圧を制御する態様を示したが、ローサイド側の電圧を制御してもよく、ハイサイド側とローサイド側の両方の電圧を制御してもよい。

図３２（Ａ）は、ローサイド側で制御を行う場合の流体制御装置の機能ブロック図であり、図３２（Ｂ）は、図３２（Ａ）に示す起動回路の機能ブロック図であり、図３２（Ｃ）は、起動回路の一例を示す回路図である。

図３２に示すように、流体制御装置１０１Ｅは、圧電ポンプ１０、駆動回路２０、および、起動回路３０Ｅを備える。起動回路３０Ｅは、遅延回路３１１Ｅ、第１スイッチ回路３１２Ｅ、および、第２スイッチ回路３２Ｅを備える。遅延回路３１１Ｅと第１スイッチ回路３１２Ｅとによって、第１回路３１Ｅが構成される。

図３２（Ａ）に示すように、流体制御装置１０１Ｅでは、駆動回路２０は、電源（電源電圧入力部Ｐｉｎ）と起動回路３０Ｅとの間に接続されている。流体制御装置１０１Ｅのその他の構成は、図２０に示す起動回路３０Ｄを備えた流体制御装置と同様であり、同様の箇所の説明は省略する。

この場合、図３２（Ｃ）に示すように、電源の正極側に駆動回路２０が接続され、駆動回路２０における電源への接続端子と反対側に起動回路３０Ｅの抵抗素子Ｒ１１が接続される。また、起動回路３０ＥのＦＥＴＭ２のドレインは、基準電位に接続される。

また、上述の説明では、圧電ポンプ１０によって圧力容器１２を加圧する態様を示した。しかしながら、圧電ポンプ１０によって圧力容器１２を減圧する態様にも適用が可能である。

この場合、例えば、流体制御装置は、次の構成を実現すればよい。図３３は、圧電ポンプを減圧に用いる態様での圧電ポンプ、圧力容器、および、開閉弁の接続構成を示す側面断面図である。

図３３に示すように、流体制御装置１０１Ｆは、圧電ポンプ１０、圧力容器１２、開閉弁１３、および、筐体１４を備える。筐体１４は、内部空間１４０を有し、吸引口１４１と吐出口１４２を備える。圧電ポンプ１０は、筐体１４の内部空間１４０に配置されている。圧電ポンプ１０は、内部空間１４０を第１空間１４０１と第２空間１４２０とに分離するように、配置されている。第１空間１４０１は、吸引口１４１に連通し、第２空間１４０２は、吐出口１４２に連通している。圧電ポンプ１０は、空隙１１８が第１空間１４０１に連通し、貫通孔１２１が第２空間１４０２に連通している。

圧力容器１２は、吸引口１４１に対して被せるように配置されており、圧力容器１２の内部空間と吸引口１４１とは連通している。開閉弁１３は、圧力容器１２における吸引口１４１への連通口とは別の孔に取り付けられている。

このような圧力容器１２を減圧する態様であっても、上述の圧力容器１２を加圧する態様と同様の作用効果を奏することができる。

また、上述の実施形態に示したが圧力容器１２は、密閉空間および開閉弁１３を有するものに限らず、例えば、ＮＰＷＴに用いられるガーゼ等、圧電ポンプ１０からの流体を受けて圧力が変化するものであれば、適用できる。

また、上述の実施形態では、空隙１１８が吸入口、貫通孔１２１が吐出口であったが、貫通孔１３１が貫通孔１１９に重なり、貫通孔１２１には重ならないように配置することで、空隙１１８を吐出口、貫通孔１２１を吸入口とすることもできる。その場合も同様の効果が得られる。

最後に、上述の実施形態はすべての点で例示であって制限的なものではない。当業者にとって変形および変更が適宜可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変更が含まれる。

Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１：キャパシタ
Ｃｃｂ：寄生キャパシタ
Ｄ１，Ｄｃｂ，Ｄｃｅ，Ｄ１１：ダイオード
Ｐ１：第１段階
Ｐ２：第２段階
Ｐ３：第３段階
Ｐｉｎ：電源電圧入力部
Ｑ１：第１ＭＯＳ−ＦＥＴ
Ｑ１０：ＭＯＳ−ＦＥＴ
Ｑ１１：寄生トランジスタ（スイッチ素子）
Ｑ２：第２ＭＯＳ−ＦＥＴ
Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３：ＦＥＴ
Ｒ２，Ｒ１，Ｒ１１，Ｒ２１，Ｒ３１，Ｒ４１：抵抗
Ｒｂ：寄生抵抗
Ｖ１：ピーク電圧
１０：圧電ポンプ
１１：圧電素子
１２：圧力容器
１３：開閉弁
２０、２０Ａ：駆動回路
２１，２１Ｃ：駆動制御回路
３０：起動回路
３０Ｄ：駆動制御回路
３１：第１回路
３１Ｄ：第１回路
３１１Ｄ：遅延回路
３１２：第１スイッチ回路
３２：第２回路
３２Ｄ：第２スイッチ回路
３３Ｄ：リセット回路
４０：アクチュエータ
４１：振動板
４２：圧電素子
４３：補強板
５１：薄天板
５２：中心通気孔
５３Ａ，５３Ｂ，５３Ｃ：スペーサ
５４：蓋部
５５：吐出孔
６１：振動板支持枠
７１：電極導通用板
９１：基板
９２：開口部
１０１、１０１Ｆ：流体制御装置
１０５：圧電ポンプ
１１１：振動板
１１２：支持体
１１３：天板
１１４：外板
１１５：枠体
１１６：枠体
１１７：ポンプ室
１１８：空隙
１２０：バルブ室
１２１：貫通孔
１３０：弁膜
１３１：貫通孔
１４０：内部空間
１４１：吸引口
１４２：吐出口
１４０１：第１空間
１４０２：第２空間
２１１：電流検出回路
２２０：制御ＩＣ
２２１：比較器
２２２：時定数回路
２２３：放電回路
２３１：スイッチ
３１１：第１スイッチ素子
３１２：第１遅延回路
３２１：第２スイッチ素子
３２２：第２遅延回路

Claims (32)

1. 圧電素子を有する圧電ポンプと、
   駆動電源電圧が印加され、前記圧電素子を駆動する駆動回路と、
   電源電圧の入力部と前記駆動回路との間に設けられる起動回路と、を備え、
   前記起動回路は、前記駆動電源電圧を、起動後の第１段階で定常電圧未満の電圧にまで上昇させ、当該第１段階に続く第２段階で維持または下降させ、当該第２段階に続く第３段階で定常電圧にまで上昇させ、
   前記起動回路は、前記駆動回路に対して前記駆動電源電圧を印加する、第１経路を構成する第１回路と、第２経路を構成する第２回路とを有し、
   前記第１回路は、前記電源電圧の入力部へ前記電源電圧が印加されてから少なくとも前記第１段階の期間内に亘って導通し、且つ前記第３段階の期間内に亘って導通しない回路であり、
   前記第２回路は、前記第２段階の経過後に導通する回路であり、
   前記第１回路は、前記駆動回路に対して前記駆動電源電圧を印加する第１スイッチ素子と、前記駆動電源電圧が印加されてから前記第２回路が導通するまでの間、逆方向に導通するダイオードと、で構成される、
   流体制御装置。
2. 前記第２段階から前記第３段階への切り替わり時の前記駆動電源電圧は前記第１段階の開始時の電圧以上である、請求項１に記載の流体制御装置。
3. 圧電素子を有する圧電ポンプと、
   駆動電源電圧が印加され、前記圧電素子を駆動する駆動回路と、
   電源電圧の入力部と前記駆動回路との間に設けられ、前記駆動電源電圧を出力する起動回路と、を備え、
   前記起動回路は、
   前記駆動電源電圧の制御用の半導体素子を備え、
   前記電源電圧に対する前記半導体素子のオフ状態での抵抗素子および前記駆動回路の分圧比を用いて、前記駆動電源電圧を定常電圧未満の電圧まで上昇させる第１昇圧期間と、
   前記半導体素子の不飽和領域を用いて、前記駆動電源電圧を定常電圧まで徐々に上昇させる第２昇圧期間と、を用いて、前記駆動電源電圧を出力する、
   流体制御装置。
4. 前記起動回路は、前記第１昇圧期間と前記第２昇圧期間とを用いた前記駆動電源電圧の出力制御をリセットするリセット回路を、さらに備える、
   請求項３に記載の流体制御装置。
5. 圧電素子および振動板を有するポンプ室、および、前記ポンプ室に連通し弁膜を有するバルブ室を備え、前記ポンプ室をポンプ室外空間に連通するポンプ室開口と、前記バルブ室をバルブ室外空間に連通するバルブ室開口とを有する圧電ポンプと、
   駆動電源電圧が印加され、前記圧電素子を駆動する駆動回路と、
   電源電圧の入力部と前記駆動回路との間に接続され、前記駆動電源電圧を前記駆動回路に出力する駆動制御回路と、を備え、
   前記圧電ポンプは、
   平面視において前記振動板に重なる位置に設けられた天板と、
   前記天板を基準にして前記振動板と反対側に配置され、平面視において前記天板と重なる位置に設けられた外板と、を有し、
   前記バルブ室は、前記天板と前記外板とによって挟まれており、
   前記バルブ室開口は、前記外板に設けられ、
   前記天板は、前記ポンプ室と前記バルブ室とを連通する第１貫通孔を有し、
   前記弁膜は、平面視において前記第１貫通孔と重ならない位置に第２貫通孔を有し、
   前記バルブ室開口は、平面視において前記第２貫通孔と重なる位置に設けられ、
   前記駆動制御回路は、
   前記ポンプ室外空間と前記バルブ室外空間との差圧に応じて、前記駆動電源電圧または該駆動電源電圧に対応する駆動電流を調整する、
   流体制御装置。
6. 前記駆動制御回路は、
   前記差圧の増加にしたがって、前記駆動電源電圧または前記駆動電流を上昇させる、
   請求項５に記載の流体制御装置。
7. 前記駆動制御回路は、
   前記駆動電源電圧または前記駆動電流を連続的に上昇させる、
   請求項６に記載の流体制御装置。
8. 前記駆動制御回路は、
   前記駆動電源電圧または前記駆動電流を段階的に上昇させる、
   請求項６に記載の流体制御装置。
9. 前記駆動制御回路は、
   前記駆動電源電圧を上昇させる制御を駆動中に１回だけ行う、
   請求項６に記載の流体制御装置。
10. 前記駆動制御回路は、前記差圧の最小値よりも大きな所定の第１差圧における前記駆動電源電圧または前記駆動電流が、前記最小値における前記駆動電源電圧または前記駆動電流よりも高くなるように制御を行う、
    請求項７または請求項８に記載の流体制御装置。
11. 前記所定の第１差圧は、前記差圧の最小値と前記差圧の最大値との平均値である、
    請求項１０に記載の流体制御装置。
12. 前記駆動制御回路は、
    前記差圧の増加にしたがって、前記駆動電源電圧または前記駆動電流を低下させる、
    請求項５に記載の流体制御装置。
13. 前記駆動制御回路は、
    前記駆動電源電圧または前記駆動電流を連続的に低下させる、
    請求項１２に記載の流体制御装置。
14. 前記駆動制御回路は、
    前記駆動電源電圧または前記駆動電流を段階的に低下させる、
    請求項１２に記載の流体制御装置。
15. 前記駆動制御回路は、
    前記駆動電源電圧を低下させる制御を駆動中に１回だけ行う、
    請求項１２に記載の流体制御装置。
16. 前記駆動制御回路は、前記差圧の最大値の前記駆動電源電圧または前記駆動電流が前記差圧の最大値よりも小さな所定の第１差圧における前記駆動電源電圧または前記駆動電流よりも低くなるように制御を行う、
    請求項１４または請求項１５に記載の流体制御装置。
17. 前記所定の第１差圧は、前記差圧の最小値と前記差圧の最大値の平均値である、
    請求項１６に記載の流体制御装置。
18. 前記駆動制御回路は、
    前記差圧の増加に応じて前記駆動電源電圧または前記駆動電流を上昇させる制御を行った後に、前記差圧の増加に応じて前記駆動電源電圧または前記駆動電流を低下させる制御を行う、
    請求項６乃至請求項１７のいずれかに記載の流体制御装置。
19. 圧電素子および振動板を有するポンプ室、および、該ポンプ室に連通し弁膜を有するバルブ室を備え、該ポンプ室をポンプ室外空間に連通するポンプ室開口と、該バルブ室をバルブ室外空間に連通するバルブ室開口とを有する圧電ポンプと、
    駆動電源電圧が印加され、前記圧電素子を駆動する駆動回路と、
    電源電圧の入力部と前記駆動回路との間に設けられ、前記駆動電源電圧を前記駆動回路に出力する駆動制御回路と、を備え、
    前記圧電ポンプは、
    平面視において前記振動板に重なる位置に設けられた天板と、
    前記天板を基準にして前記振動板と反対側に配置され、平面視において前記天板と重なる位置に設けられた外板と、を有し、
    前記バルブ室は、前記天板と前記外板とによって挟まれており、
    前記バルブ室開口は、前記外板に設けられ、
    前記天板は、前記ポンプ室と前記バルブ室とを連通する第１貫通孔を有し、
    前記弁膜は、平面視において前記第１貫通孔と重ならない位置に第２貫通孔を有し、
    前記バルブ室開口は、平面視において前記第２貫通孔と重なる位置に設けられ、
    前記駆動制御回路は、
    前記駆動電源電圧の供給開始時からの経過時間に応じて、前記駆動電源電圧または該駆動電源電圧に対応する駆動電流を調整する、
    流体制御装置。
20. 前記駆動制御回路は、
    前記供給開始時からの経過時間に応じて、前記駆動電源電圧または前記駆動電流を上昇させる、
    請求項１９に記載の流体制御装置。
21. 前記駆動制御回路は、
    前記駆動電源電圧または前記駆動電流を連続的に上昇させる、
    請求項２０に記載の流体制御装置。
22. 前記駆動制御回路は、
    前記駆動電源電圧または前記駆動電流を段階的に上昇させる、
    請求項２０に記載の流体制御装置。
23. 前記駆動制御回路は、
    前記駆動電源電圧を上昇させる制御を１回だけ行う、
    請求項２０に記載の流体制御装置。
24. 前記駆動制御回路は、前記供給開始時と前記駆動電源電圧の供給停止時との間の途中時間における前記駆動電源電圧または前記駆動電流が、供給開始直後における前記駆動電源電圧または前記駆動電流よりも高くなるように制御を行う、
    請求項１９または請求項２０に記載の流体制御装置。
25. 前記途中時間は、前記供給開始時と前記供給停止時との時間差を１として、前記時間差を０．５倍した時間を前記供給開始時に加算した時間である、
    請求項２４に記載の流体制御装置。
26. 前記駆動制御回路は、
    前記駆動電源電圧の供給停止時の前記駆動電源電圧または前記駆動電流を、それ以前の前記駆動電源電圧または前記駆動電流よりも低下させる、
    請求項１９に記載の流体制御装置。
27. 前記駆動制御回路は、
    前記駆動電源電圧または前記駆動電流を連続的に低下させる、
    請求項２６に記載の流体制御装置。
28. 前記駆動制御回路は、
    前記駆動電源電圧または前記駆動電流を段階的に低下させる、
    請求項２６に記載の流体制御装置。
29. 前記駆動制御回路は、
    前記駆動電源電圧を低下させる制御を１回だけ行う、
    請求項２６に記載の流体制御装置。
30. 前記駆動制御回路は、供給停止直前の前記駆動電源電圧または前記駆動電流が、前記供給停止時より前の途中時間の前記駆動電源電圧または前記駆動電流よりも低くなるように制御を行う、
    請求項２６または請求項２７に記載の流体制御装置。
31. 前記途中時間は、前記供給開始時と前記供給停止時との時間差を１として、前記時間差を０．５倍した時間を前記供給停止時から減算した時間である、
    請求項３０に記載の流体制御装置。
32. 前記駆動制御回路は、
    前記圧電素子の駆動開始からの前記経過時間に応じて前記駆動電源電圧または前記駆動電流を上昇させる制御を行った後に、前記経過時間に応じて前記駆動電源電圧または前記駆動電流を低下させる制御を行う、
    請求項１９乃至請求項３１のいずれかに記載の流体制御装置。

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