JP6789841B2 - 電動機の制御装置を制御する方法およびシステム - Google Patents

電動機の制御装置を制御する方法およびシステム Download PDF

Info

Publication number
JP6789841B2
JP6789841B2 JP2017027741A JP2017027741A JP6789841B2 JP 6789841 B2 JP6789841 B2 JP 6789841B2 JP 2017027741 A JP2017027741 A JP 2017027741A JP 2017027741 A JP2017027741 A JP 2017027741A JP 6789841 B2 JP6789841 B2 JP 6789841B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
phase shift
shift angle
carrier signal
optimum phase
chopping frequency
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2017027741A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2017147933A (ja
Inventor
メディ、メサウディ
オシヌ、ブルアル
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Schneider Toshiba Inverter Europe SAS
Original Assignee
Schneider Toshiba Inverter Europe SAS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Schneider Toshiba Inverter Europe SAS filed Critical Schneider Toshiba Inverter Europe SAS
Publication of JP2017147933A publication Critical patent/JP2017147933A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6789841B2 publication Critical patent/JP6789841B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P5/00—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of two or more electric motors
    • H02P5/74—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of two or more electric motors controlling two or more ac dynamo-electric motors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/126—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output using passive filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
    • H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M5/4585—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/23—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only arranged for operation in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/46—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/123—Suppression of common mode voltage or current

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Description

本発明は、電動機の制御装置（control installation）で作動する（deploy）制御方法、および前記方法を作動させるために前記装置で使用される制御システムに関する。
１つまたは複数の電動機を制御するために複数のコンバータ制御装置を使用することが知られている。したがって、異なるアーキテクチャ間で、以下のように区別が行われる。
−第１のアーキテクチャでは、上記装置は、コモンＤＣ供給バスに並列に接続された、インバータタイプの少なくとも２つのコンバータを備え、これらのインバータのそれぞれは、別々の電動機を制御するために設計されている。
−第２のアーキテクチャでは、上記装置は、グリッドシステムに接続された、能動整流器タイプの第１のコンバータと、電動機の制御用に設計されたインバータタイプの第２のコンバータとを備える。
従来、各コンバータ内のトランジスタのスイッチング時間は、パルス幅変調（以下、ＰＷＭ）によって判断される。交差型のＰＷＭは、対称または非対称三角波状キャリア信号と１つまたは複数の変調信号との比較を含む。コンバータのパワートランジスタでは、キャリア信号と１つまたは複数の変調信号との間の交差部が、トランジスタの開閉のスイッチング時間を規定する。
コンバータに印加されるチョッピング周波数が増加すると、コモンモード電流が増加することが知られている。生成されるコモンモード電流は、システムと各電動機との間のさまざまな経路を流れることができる。これらの経路は、以下で生成される容量結合によって生成される。
−各コンバータを電気負荷に接続するケーブルの導体の間、
−モータの巻線と固定子との間、および
−各コンバータのトランジスタと接地に接続された拡散器との間。
したがって、上記装置が前述の２つのアーキテクチャのうちの１つによる２つのコンバータを備える場合、総コモンモード電圧は、各コンバータによって生成される干渉の合計である。
慣習的に、生成される干渉を低減するためにフィルタが使用される。フィルタは、受動的な構成要素および／または能動的な構成要素から構成することができる。能動的な構成要素に基づくフィルタリングシステムでは、このシステムは、
−干渉の必要な減弱を達成するために、電磁干渉に対する標準的な所定の閾値に準拠するために、
−コモン・モード・インダクタンスが決して飽和しないことを保証するために、
ディメンション化する必要がある。
これらのコモンモード電圧のフィルタリングのために、入力側に配置されたＥＭＣフィルタは、これらの２つの制約を満たすためにしばしば過大寸法にされ、それにより、フィルタインダクタンスの磁心の飽和に対して最も好ましくないケースに対応する。
上述のタイプの能動整流器アーキテクチャに従って実行される装置では、コモンモード電流を低減するためのさまざまな解決策が開発されている。これらの解決策は、例えば、整流器およびインバータの制御機能での動作の実行を含む。
日本特許特開２００３−０１８８５３号では、例えば、整流器段の３つのパワートランジスタ（高または低）の閉（または開）のためのスイッチング機能を、インバータ段の３つの対応するトランジスタ（それぞれ、高または低）の閉（または、開）のためのスイッチング機能と同期することによって、変速装置におけるコモンモード電流を低減する方法を提案する。この解決策は、コモンモード電流のフィルタリングに使用されるフィルタの寸法の縮小を可能にし、それにより、コンバータのコストを低減する。
米国特許第６，１８５，１１５号はまた、整流器段のスイッチング機能と、インバータ段のスイッチング機能とを同期して、それにより、コモンモード電流を低減する方法を説明する。本方法は、インバータ段での単一スイッチングアームのスイッチングを、立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジで、整流器段での単一スイッチングアームのスイッチングを同期させることを含み、それにより、１つのチョッピング間隔で、１２の電圧パルスエッジから８つの電圧パルスエッジに、すべてのスイッチングアームで、低減することを可能にする。
欧州特許２４４２４３６Ａ２号はまた、整流器段とインバータ段との間でスイッチング機能を同期する方法を説明する。この方法は、整流器段のトランジスタでの各スイッチング動作と、インバータ段のスイッチング動作とを同期することを可能にし、それにより、生成される総コモンモード電流を低減することを可能にする。
しかしながら、これらの特許出願で説明される解決策は、必ずしも充分ではなく、コモンＤＣ供給バスに接続される少なくとも２つの並列インバータを備えるアーキテクチャを、制御装置に適用することができない。
日本特許特開２００３−０１８８５３号 米国特許第６，１８５，１１５号 欧州特許２４４２４３６Ａ２号
したがって、本発明の目的は、コモンモード電圧生成の最大制限を可能にする制御方法を提案することであり、したがって、少なくとも２つのコンバータに組み込まれる制御装置に適合し、異なるトポロジーに従って配置することができる、適切な定格のコモン・モード・フィルタの使用を可能にする。
この目的は、電動機の制御のために装置で作動する制御方法によって達成され、前記制御装置は、
−ＡＣ電圧を供給するために電気グリッドシステムに接続するために設計された複数の入力位相と、
−入力位相に接続され、少なくとも１つのインダクタンスを備えるコモン・モード・フィルタと、
−ＤＣ電圧を供給するために配置されたＤＣ供給バスと、
−前記ＤＣ供給バスに接続され、第１の変調信号と、基準キャリア信号として記載され、第１のチョッピング周波数で印加される第１のキャリア信号とを比較することによって得られる第１のパルス幅変調により第１の電圧パルスエッジを電動機に印加するよう制御される第１のコンバータと、
−前記ＤＣ供給バスに接続され、第２の変調信号と、第２のチョッピング周波数で印加される第２のキャリア信号とを比較することによって得られる第２のパルス幅変調により制御される第２のコンバータとを備え、
前記第２のキャリア信号は、位相シフト角だけ基準キャリア信号と位相がずれているように設計される。
本発明による制御方法は、第１のチョッピング周波数および第２のチョッピング周波数から最適位相シフト角を決定することを含み、前記最適位相シフト角は、コモン・モード・フィルタのインダクタンスによって受け取られる最大磁束が可能な限り小さくなる位相シフト角に対応し、インダクタンスの磁気コアの何らかの飽和を避ける。
特定の特徴によれば、本方法は、第１のチョッピング周波数と第２のチョッピング周波数との間の比率を決定するステップを含む。
さらなる特定の特徴によれば、本方法は、所定のデータテーブルから比率値の数を読み出し、各比率値に対して、最大磁束に対応する理論上の（notional）最適位相シフト角を読み出すステップを含む。
実施形態の第１の変形例によれば、最適位相シフト角は、制御装置がグラウンドに関して対称的な構造を有する場合、前記理論上の最適位相シフト角に対応する。
実施形態の第２の変形例によれば、最適位相シフト角は、制御装置がグラウンドに関して非対称的な構造を有する場合、補正値を追加することで、前記理論上の最適位相シフト角に対応する。
特定の特徴によれば、補正値は、理論上の磁束と、コモン・モード・フィルタのインダクタンスについて測定された実際の磁束との間の差に基づいて決定される。
さらなる特定の特徴によれば、本方法は、第１のキャリア信号による最小値の達成を検出するためのステップと、第１のキャリア信号に対して第２のキャリア信号を同期するステップとを含み、決定された最適位相シフト角を考慮する。
実施形態のさらなる変形例によれば、最適位相シフト角は、制御装置内の第２のコンバータが能動整流器タイプである場合、１８０°の値を加えた場合の理論上の最適位相シフト角に対応する。
実施形態のさらなる変形例によれば、制御装置が、第３の変調信号と、第３のチョッピング周波数で印加される第３のキャリア信号との比較によって得られる第３のパルス幅変調によって制御される第３のコンバータを備える場合、本方法は、
−第１のキャリア信号のチョッピング周波数と第２のキャリア信号のチョッピング周波数との間の第１の比率の決定と、
−第１のキャリア信号のチョッピング周波数と第３のキャリア信号のチョッピング周波数との間の第２の比率の決定と、
−それにより決定される第１の比率および第２の比率によって形成される系列（series）と関連付けられる一連（series）の２つの理論上の最適位相シフト角の決定と、
を備える。
本発明はまた、上記の制御方法の導入のために設計される制御システムに関し、前記システムは、少なくとも１つの制御ユニットを備え、第１のチョッピング周波数および第２のチョッピング周波数から最適位相シフト角を決定するためのモジュールを備え、印加される前記最適位相シフト角は、コモン・モード・フィルタのインダクタンスによって受け取られる最大磁束が可能な限り小さくなる位相シフト角に対応する。
特定の特徴によれば、本システムは、第１のチョッピング周波数と第２のチョッピング周波数との間の比率を決定するモジュールを備える。
さらなる特定の特徴によれば、本システムは、所定のデータテーブルから比率値の数を読み出し、各比率値に対して、決定された最大磁束に対応する理論上の最適位相シフト角を読み出すモジュールを備える。
実施形態の第１の変形例によれば、最適位相シフト角は、制御装置がグラウンドに関して対称的な構造を有する場合、前記理論上の最適位相シフト角に対応する。
実施形態のさらなる変形例によれば、最適位相シフト角は、制御装置がグラウンドに関して非対称的なアーキテクチャを有する場合、補正値を追加することで、前記理論上の最適位相シフト角に対応する。
特定の特徴によれば、補正値は、理論上の磁束と、コモン・モード・フィルタのインダクタンスについて測定された実際の磁束との間の差に基づいて決定される。
さらなる特定の特徴によれば、本システムは、第１のキャリア信号による最小値の達成を検出するモジュールと、第１のキャリア信号に対して第２のキャリア信号を同期するモジュールとを備え、決定された最適位相シフト角を考慮する。
実施形態のさらなる変形例によれば、最適位相シフト角は、制御装置内の第２のコンバータが能動整流器タイプである場合、１８０°の値を加えた場合の理論上の最適位相シフト角に対応する。
実施形態のさらなる変形例によれば、制御装置が、第３のチョッピング周波数で印加される第３のキャリア信号と第３の変調信号との比較によって得られる第３のパルス幅変調によって制御される第３のコンバータを備える場合、本システムは、
−第１のキャリア信号のチョッピング周波数と第２のキャリア信号のチョッピング周波数との間の第１の比率を決定するためのモジュールと、
−第１のキャリア信号のチョッピング周波数と第３のキャリア信号のチョッピング周波数との間の第２の比率を決定するためのモジュールと、
−それにより決定される第１の比率および第２の比率によって形成される系列と関連付けられる一連の２つの理論上の最適位相シフト角の決定するためのモジュールと、
を備える。
さらなる特徴および利点は、添付の図面を参照して、以下に述べる詳細な説明から明らかになるであろう。
２つの並列インバータがコモンＤＣ供給バスに接続され、その各々が、別々の電動機を制御するために設計される、電動機のための制御装置のアーキテクチャを示す図である。 ２つの並列インバータがコモンＤＣ供給バスに接続され、その各々が、別々の電動機を制御するために設計される、電動機のための制御装置のアーキテクチャを示す図である。 図１Ａおよび図１Ｂで示したタイプの装置によって生成されるコモンモード電圧を示す図である。 電動機に接続された能動整流器およびインバータを有する、電動機のための制御装置のアーキテクチャを示す図である。 ２つのキャリア信号の間に印加される位相シフトの関数としての磁束の変化を示す図である。 ２つのキャリア信号の間に印加される位相シフトの関数としての磁束の変化を示す図である。 ２つのキャリア信号の間に印加される位相シフト角の関数としての、コモン・モード・フィルタのインダクタンスから見た、最大磁束の変化に対する曲線を示す図である。 ２つのチョッピング周波数の間の比率の関数としての、２つのキャリア信号の間に印加されるべき位相シフトを示すデータテーブルの一例を示す図である。 第１の動作ケースでの、本発明の原理の概略図を示す。 第２の動作ケースでの、本発明の原理の概略図を示す。
本発明は、電動機を制御するための装置の異なるアーキテクチャに適合させることができる制御方法を開示する。少なくとも２つのコンバータを組み込んだアーキテクチャに適合させることができる。
簡略化のために、２つのコンバータを有する装置に関して本発明を以下に説明するが、本原理は２つ以上のコンバータを有する装置に適用できることを理解されたい。２つ以上のコンバータを有する装置に関連する動作の特定の特徴は、その後詳細に説明される。
図１Ａには、２つのコンバータを備えた第１の装置アーキテクチャが示されており、以下を備える。
−三相システムに接続される場合の、電力供給システムＲに接続される入力位相の数、例えば、３つの入力位相。
−供給システムによって供給されるＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換するための、例えば、ダイオードブリッジタイプの受動整流器ＲＥＣ。
−正電位の第１の供給ラインＬ１と負電位の第２の供給ラインＬ２との間にＤＣ電圧が印加されるＤＣ供給バス。
−第１の供給ラインＬ１と第２の供給ラインＬ２との間に接続され、バス上に一定のＤＣ電圧を維持するよう設計された、少なくとも１つのバスコンデンサＣｂｕｓ。
−ＤＣ供給バスに接続され、２つの供給ラインの間に並列に接続された複数のスイッチングアームを備える、インバータタイプの第１のコンバータＣＯＮＶ１。各スイッチングアームは、直列に接続された少なくとも２つのトランジスタ、例えば、ＩＧＢＴタイプを組み込んでいる。
−第１の出力位相Ｕ、Ｖ、Ｗであり、各第１の出力位相は、第１のコンバータの別々のスイッチングアーム内の２つのトランジスタの間の中間点に接続され、したがって、第１の電動機Ｍ１に接続される。
−第１のコンバータＣＯＮＶ２と並列のＤＣ供給バスに接続され、さらに２つの供給ラインの間に並列に接続された複数のスイッチングアームを備える、インバータタイプの第２のコンバータＣＯＮＶ２。各スイッチングアームは、直列に接続された少なくとも２つのトランジスタ、例えば、ＩＧＢＴタイプを組み込んでいる。
−第２の出力位相Ｘ、Ｙ、Ｚであり、各第２の出力位相は、第２のコンバータの別々のスイッチングアーム内の２つのトランジスタの間の中間点に接続され、したがって、第２の電動機Ｍ２に接続される。
図１Ｂでは、制御装置は、ＤＣ電圧源に直接接続され、したがって、整流器は不要である。しかしながら、図１Ａに示すように、２つのコンバータを組み込んだダウン回路アーキテクチャは同一のままであり、以下に説明する本発明による解決策は、ＡＣ電圧源（図１Ａ）およびＤＣ電圧源（図１Ｂ）に対して有効である。
共通の要素および同一の要素について図１Ａで使用されたものと同じ参照符号を使用して、第２の装置アーキテクチャを図２に示し、以下を備える。
−三相システムに接続される場合の、電力供給システムＲに接続される、入力位相の数、例えば、３つの入力位相。
−供給システムによって供給されるＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換するための、能動整流器を備える第１のコンバータＣＯＮＶ１０。コンバータは、複数のスイッチングアームを有し、それぞれは、例えば、ＩＧＢＴタイプの、例えば、少なくとも２つのパワートランジスタを組み込んでいる。英語では、入力側に能動整流器段を備えたこのタイプのコンバータは、一般に“ａｃｔｉｖｅ ｆｒｏｎｔ ｅｎｄ”と呼ばれている。
−正電位の第１の供給ラインＬ１と負電位の第２の供給ラインＬ２との間にＤＣ電圧が印加されるＤＣ供給バス。
−第１の供給ラインと第２の供給ラインとの間に接続され、バス上に一定のＤＣ電圧を維持するよう設計された、少なくとも１つのバスコンデンサＣｂｕｓ。
−ＤＣ供給バスに接続され、バスの２つの供給ラインＬ１、Ｌ２の間に並列に接続された複数のスイッチングアームを有する、インバータの第２のコンバータＣＯＮＶ２０。各スイッチングアームは、直列に接続された少なくとも２つのトランジスタ、例えば、ＩＧＢＴタイプを組み込んでいる。
−出力位相Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１であって、それぞれが、インバータの別々のスイッチングアームにおける２つのトランジスタの間の中間点に接続され、電動機Ｍ３に接続されるよう設計される。
添付図面において、示されるコンバータは、３相電源に接続され、２レベルタイプのものであり、すなわち、スイッチングアームによって制御される２つのパワートランジスタを組み込んでいる。当然ながら、本発明は、３レベル以上のコンバータを組み込んだアーキテクチャに適用することができる。
従来の方法では、各コンバータＣＯＮＶ１、ＣＯＮＶ２、ＣＯＮＶ１０、ＣＯＮＶ２０のトランジスタ上のコマンド機能は、パルス幅変調（以下、ＰＷＭ）によって実行される。交差型のＰＷＭは、対称または非対称三角波状キャリア信号と１つまたは複数の変調信号との比較を含む。インバータ段または整流器段におけるパワートランジスタに対して、キャリア信号と１つまたは複数の変調信号との間の交差部が、トランジスタの開閉のスイッチング時間を規定する。
コンバータを制御するために、図１Ａまたは図２に示される装置は、適切な制御システムを組み込んでいる。制御システムは、すべてのコンバータ用の共通制御ユニット、または各コンバータに関連付けられた別々の制御ユニットを備えることができる。本説明の残りの部分では、限定するものではないが、別々の制御ユニットが特定のコンバータの制御専用であるという解決策を検討する。したがって、図１Ａに示されるアーキテクチャに従って、上記装置の第１のコンバータＣＯＮＶ１および第２のコンバータＣＯＮＶ２のそれぞれの制御のために、２つの別々の制御ユニットＵＣ１、ＵＣ２が使用される。したがって、図２に示されるアーキテクチャに従って、上記装置の第１のコンバータＣＯＮＶ１０および第２のコンバータＣＯＮＶ２０のそれぞれの制御のために、２つの別々の制御ユニットＵＣ１０、ＵＣ２０が使用される。
各制御ユニットＵＣ１、ＵＣ２、ＵＣ１０、ＵＣ２０は、パルス幅変調によってスイッチング時間を決定し、それに関連したコンバータのトランジスタに対応する制御コマンドを送出する。各トランジスタは、関連する制御ユニットから制御コマンドを受信する、グリッド制御デバイスと関連付けられている。各制御ユニットは、具体的には、マイクロプロセッサおよびメモリ機能を備える。
両方のアーキテクチャでは、コモン・モード・インダクタンスを組み込んだコモン・モード・フィルタＦＭＣが、コンバータのスイッチングによって発生する電磁干渉をフィルタリングするために、供給グリッドに接続された入力位相に配置される。このタイプのフィルタは周知であり、本出願では詳細には説明しない。既知の方法では、具体的には、その周りに３つの巻線が配置された磁気コアを有するインダクタンスを備え、それぞれが別々の入力位相に直列に接続される。
ＤＣ供給バスに接続された２つのコンバータを有するアーキテクチャでは、フロントエンドに配置されたコモン・モード・フィルタのインダクタンスによって受け取られる磁束は、さまざまなコンバータによって生成されるコモンモード電圧の組合せの関数である。
本発明によれば、コモン・モード・インダクタンスによって受け取られる磁束は、コモンモード電圧の積分の関数であることを実証することが可能である。
図１Ａおよび図１Ｂに示されるアーキテクチャの簡略化された表現を示す図１Ｃを参照すると、インダクタンスから考えられるこのコモンモード電圧ＶＭＣ＿Ｌは、以下の関数である。
−システム内の２つのコンバータの各々によって生成されるコモンモード電圧ＶＭＣ１、ＶＭＣ２、
−浮遊容量Ｃ１、Ｃ２が電源導体と接地との間に存在する。
しかしながら、フィルタのインダクタンスで発生する最大磁束は、時間とともに、制御されていない方法で変化し、潜在的にその磁気コアの飽和をもたらす。インダクタンスの磁気コアが飽和する確率に対抗するために、最も簡単な解決法は、最も好ましくないケースに対応するためにフィルタの過剰寸法を必要とする。
図１Ａおよび図２では、コモンモード電流ＩＭＣに続く経路が破線で示されている。
しかしながら、以下に説明する本発明は、コモン・モード・フィルタＦＭＣのインダクタンスによって受け取られる磁束の制御を提案することによって、フィルタの過剰寸法を制限することを可能にする。
本発明は、図１Ａに示される装置のアーキテクチャを参照してより詳細に説明される。しかしながら、解決策は、図１Ｂに示された変形例および図２に示された装置の第２のアーキテクチャに対して同一であり、並列に接続された２つ以上のコンバータを組み込んだ任意のアーキテクチャに対して再現可能であることを理解すべきである。
この目的のために、本発明は、上記装置中のコンバータＣＯＮＶ１、ＣＯＮＶ２の各々の制御に用いられるキャリア信号の間の位相シフト角Ψに作用する。
第１のコンバータの各トランジスタを制御するために、第１の制御ユニットＵＣ１によって、第１のチョッピング周波数ｆｓｗ１で生成された少なくとも第１のキャリア信号と、第１の変調信号とを用いて、第１のパルス幅変調が実施される。
第２のコンバータの各トランジスタを制御するために、第２の制御ユニットＵＣ２によって、第２のチョッピング周波数ｆｓｗ２で生成された少なくとも第２のキャリア信号と、第２の変調信号とを用いて、第２のパルス幅変調が実施される。
図３Ａおよび図３Ｂは、第１のコンバータＣＯＮＶ１が第１のチョッピング周波数ｆｓｗ１で生成された第１のキャリア信号Ｐ１で制御され、第２のコンバータＣＯＮＶ２が第２のチョッピング周波数ｆｓｗ２で生成された第２のキャリア信号Ｐ２によって制御される場合に、コモン・モード・フィルタのインダクタンスによって受け取られる最大磁束Φｍａｘの変化を示し、２つのキャリア信号は、図３Ａと図３Ｂとで異なる位相シフト角Ψ１、Ψ２だけ位相変位される。図３Ａでは、位相シフト角はゼロではなく、図３Ｂでは、位相シフト角が、例えば、ゼロに選択される。これらの２つの図の間で、キャリア信号の間の位相シフト角がフィルタのインダクタンスによって受け取られる最大磁束の値に及ぼす影響を観察することができる。図３Ａでは、実際に、検出される最大磁束は、図３Ｂの場合よりも低い。
したがって、本発明の目的は、第１のキャリア信号と第２のキャリア信号との間に印加される最適位相軸角Ψｏｐｔを決定することであり、その結果、コモン・モード・フィルタのインダクタンスによって受け取られる最大磁束Φｍａｘが、可能な限り低くなり、それによって、その磁気コアのどのような飽和も防止することが可能となる。２つのキャリア信号のうちの一方は、基準キャリア信号として定義され、一方、他方は、このようにして決定された最適位相シフト角Ψｏｐｔによって他方に対して位相変位される。
２つのキャリア信号の間に印加される最適位相シフト角Ψｏｐｔは、チョッピング周波数ｆｓｗ１、ｆｓｗ２の間の比率ｋｉに基づいて決定される。この比率は、第１のチョッピング周波数の値および第２のチョッピング周波数の値に応じて、複数の異なる値となる。これは、以下の関係によって任意に定義される。
Figure 0006789841
 ここで、
−ｉは１からｎの範囲であり、ｎは２以上である。
−ｆｓｗ１は第１のキャリア信号のチョッピング周波数である。
−ｆｓｗ２は第２のキャリア信号のチョッピング周波数である。
したがって、各チョッピング周波数によって仮定される値によれば、比率ｋｉの値は変化する。２つのチョッピング周波数の間の各比率に対して、２つのキャリア信号の間に複数の位相シフト角を適用することが可能である。これらの位相シフト角の各々に対して、コモン・モード・フィルタのインダクタンスによって受け取られる最大磁束は、潜在的に異なる。したがって、理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈは、アーキテクチャの構成がグラウンドに対して対称である場合、コモン・モード・インダクタンスによって受け取られる最大磁束が理論的に最小である比率ｋｉの各値と関連付けられる。
理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈは、例えば、所定のデータテーブル内の各比率ｋｉと関連して格納されることが好ましい。図５は、第１のチョッピング周波数と第２のチョッピング周波数との間の比率ｋｉの関数として、各位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈの間の関係を確立するデータテーブルを示す。
事前定義されたデータテーブルは、制御ユニットＵＣ１、ＵＣ２の１つまたは両方のメモリ装置に格納されることが好ましい。データテーブルは、メモリ装置にロードされる前に、学習フェーズ中またはシミュレーションによって確立してもよい。その確立のために、２つのチョッピング周波数間の比率ｋｉの各値に対して、このことは以下を含む。
−位相シフト角に対するさまざまな電位値の走査。
−各位相シフト角に対して、コモン・モード・フィルタのインダクタンスによって受け取られる磁束の、測定または計算による決定。
−各位相シフト角に対して、コモン・モード・インダクタンスによって受け取られる最大磁束の決定。
−最大磁束が最小値であると仮定する理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈを格納。
これらの一般原理に基づいて、２つのケースの間に区別がある。
−第１のケースでは、浮遊容量Ｃ１とＣ２とが等しい、すなわち、配置がグラウンドに対して対称である。
−第２のケースでは、浮遊容量が異なる、すなわち、配置がグラウンドに対して非対称である。
第１のケースでは、ケーブル、電動機、およびグラウンドへの接続は、同一とみなされる。それに応じて、コモン・モード・フィルタＦＭＣのインダクタンスによって受け取られる磁束は、各コンバータＣＯＮＶ１、ＣＯＮＶ２によって生成されるコモンモード電圧の和の関数であり、２つの前述のキャリア信号に適用される２つのチョッピング周波数ｆｓｗ１、ｆｓｗ２の関数として変化する。
第１のケースでは、２つのキャリア信号の間に適用される最適位相シフト角Ψｏｐｔは、２つのチョッピング周波数の間で決定される比率ｋｉに関連する理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈに直接対応する。
したがって、この第１のケースでは、本発明による制御方法は、図６を参照して以下に説明するステップに従う。例えば、限定するものではないが、本方法のさまざまなステップが、第１のコンバータＣＯＮＶ１の制御に関連する第１の制御ユニットＵＣ１によって作動されると考えられる。しかしながら、この作動は、第２の制御ユニットによって行われてもよいことが理解されるべきである。したがって、第１のキャリア信号は、基準キャリア信号として任意に定義される。
−第１のコンバータＣＯＮＶ１に関連する第１の制御ユニットＵＣ１は、第１のコンバータの制御のために生成された第１のキャリア信号の第１のチョッピング周波数ｆｓｗ１の値を読み取って、第２のコンバータＣＯＮＶ２の制御のために第２の制御ユニットＵＣ２によって印加される第２のキャリア信号の第２のチョッピング周波数ｆｓｗ２の値の取得のために第２の制御ユニットＵＣ２に要求を送出するよう設計される、ソフトウェア読み取りモジュールを備える。要求を受信すると、第２の制御ユニットＵＣ２は、第２のチョッピング周波数ｆｓｗ２の値を第１の制御ユニットＵＣ１に送出する。
−第１の制御ユニットＵＣ１は、このようにして得られた２つのチョッピング周波数値の間の比率ｋｉに対する計算モジュールＭ１を作動させるように設計される。
−計算された比率ｋｉに基づいて、第１の制御ユニットＵＣ１は、基準キャリア信号を構成する第１のキャリア信号と第２のキャリア信号との間に印加される最適位相シフト角Ψｏｐｔを決定するモジュールＭ２を実行する。上述したように、最適位相シフト角Ψｏｐｔは、所定のデータテーブル（図５）からの直接読み出しによって得ることができる。
第１の制御ユニットＵＣ１は、２つのキャリア信号の間でこのようにして決定された最適位相シフト角Ψｏｐｔを印加するように設計される。この目的を達成するために、
−第１の制御ユニットＵＣ１は、第１のキャリア信号Ｐ１が最小値をとる時間を検出するよう設計された検出モジュールを作動させる。
−決定された時間に基づいて、第１の制御ユニットＵＣ１は、印加される最適位相シフト角Ψｏｐｔに対応する時間間隔の間、カウンタ機能を開始する。この時間間隔が達成されると、第１の制御ユニットＵＣ１は、第２の制御ユニットＵＣ２へ送信するために同期ビットＳｙｎｃを生成する同期モジュールを実行する。
−同期ビットＳｙｎｃの受信時に、第２の制御ユニットＵＣ２は、第２のキャリア信号Ｐ２をリセットするためのモジュールを実行し、このモジュールは、第２のキャリア信号Ｐ２を最小値にするよう設計される。
−２つのチョッピング周波数の間の比率ｋｉが変更された場合、上述のステップを再作動する必要がある。
図４は、キャリア信号の間に印加される最適位相シフト角Ψｉの関数として得られる最大磁束の変化を示す。したがって、キャリア信号の間の最適位相シフト角の１つまたは複数の値に対して最小磁束が存在すると理解することができる。
第２の前述のアーキテクチャに従って、すなわち、能動整流器タイプの第１のコンバータＣＯＮＶ１０と、電動機に接続されたインバータタイプの第２のコンバータＣＯＮＶ２０とによって実行される制御装置では、上述の方法によって決定される最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈは、１８０°の値で調節されなければならない。当然、これは、第１のコンバータＣＯＮＶ１０と第２のコンバータＣＯＮＶ２０が同一である場合に当てはまる。
上述の第２のケースでは、配置はもはやグラウンドに関して同一ではなく、２つのコンバータのモータおよび／またはケーブル接続が異なり、それにより、浮遊容量に対する別々の値が得られる。
第２のケースでは、印加される最適位相シフト角Ψｏｐｔは、２つのチョッピング周波数の間の比率から直接推定される理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈとはならず、浮遊容量Ｃ１、Ｃ２が別々の値を有する。したがって、２つのチョッピング周波数の間の比率から推定される理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈに補正関数を適用しなければならない。この補正は、システムの動作中にリアルタイムで作動させることができ、またはこの動作の前にシミュレーションまたは学習フェーズの作動によって決定することができる。比率ｋｉの各値と補正された理論上の最適位相シフト角とを関連付けるための新しいデータテーブルは、例えば、制御ユニットのメモリ機能に確立され、格納される。
印加される補正を決定するために、第１の制御ユニットＵＣ１は、コモン・モード・フィルタのインダクタンスに流れる実際の磁束を決定しなければならない。この実際の磁束は、以下のように決定することができる。
−磁束センサを用いてインダクタンスを直接測定する。
−コモン・モード・フィルタのインダクタンスの端子の電圧に基づいて間接的に測定する。三巻インダクタンスの場合、以下のようになる。
Figure 0006789841
 ここで、Ｖ１、Ｖ２、およびＶ３は、インダクタンスにおける各巻線の端子における電圧である。
関連する磁束は、以下の関係から推定される。
Figure 0006789841
図７を参照すると、リアルタイムに実行される理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈの補正を考慮して、制御システムで作動する本発明による方法は、以下のステップを含む。
−第１のコンバータＣＯＮＶ１に関連する第１の制御ユニットＵＣ１は、第１のコンバータＣＯＮＶ１の制御のために生成された第１のキャリア信号Ｐ１の第１のチョッピング周波数ｆｓｗ１の値を読み取って、第２のコンバータＣＯＮＶ２の制御のために第２の制御ユニットＵＣ２によって印加される第２のキャリア信号Ｐ２の第２のチョッピング周波数ｆｓｗ２の値の取得のために第２の制御ユニットＵＣ２に要求を送出するよう設計される、ソフトウェア読み取りモジュールを備える。要求を受信すると、第２の制御ユニットＵＣ２は、第２のチョッピング周波数の値を第１の制御ユニットに送出する。
−第１の制御ユニットＵＣ１は、このようにして得られた２つのチョッピング周波数値の間の比率ｋｉに対する計算モジュールＭ１０を作動させるように設計される。
−計算された比率ｋｉに基づいて、第１の制御ユニットＵＣ１は、２つのキャリア信号の間に印加される理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈを決定するモジュールを実行する。上述したように、理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈは、所定のデータテーブル（図５）からの直接読み出しによって得ることができる。この理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈは、例えば、データテーブルに格納され、第１の制御ユニットＵＣ１によって読み取られる、理論上の最小磁束Φｉ＿ｔｈに対応する。
−同時に、第１の制御ユニットは、前述の方法のうちの１つによって決定された磁束に基づいて、すなわち、例えば、１秒に等しい所定の処理間隔にわたって、直接的または間接的な測定によって、実際の最小磁束Φｍｅｓを規定し、この間隔は、さまざまなコンバータのチョッピング周波数にかかわらず有効である。
−第１の制御ユニットは、理論上の最小磁束Φｉ＿ｔｈと実際の最小磁束Φｍｅｓとを比較し、差分Ｄを決定するよう設計された比較モジュールＭ３０を実行する。例えば、差分Ｄは、例えば、比例積分補正タイプの補正モジュールＭ４０にロードされ、理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈに適用される補正Ｖｃｏｒｒをそれから減算する。補正値は、実際の最小磁束を実現するための最適位相シフト角Ψｏｐｔに対応する補正された位相シフト角を得るために、理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈに加えられる。
次いで、第１の制御ユニットＵＣ１は、２つのキャリア信号Ｐ１、Ｐ２の間でこのようにして決定された最適位相シフト角Ψｏｐｔを印加する。この目的を達成するために、
−第１の制御ユニットＵＣ１は、第１のキャリア信号Ｐ１が最小値をとる検出時間を決定するよう設計された検出モジュールを作動させる。
−このようにして決定された検出時間からの効果により、第１の制御ユニットＵＣ１は、印加される最適位相シフト角Ψｏｐｔに対応する時間間隔の間、カウンタ機能を開始する。この時間間隔が達成されると、第１の制御ユニットＵＣ１は、第２の制御ユニットＵＣ２へ送信するために同期ビットを生成する。
−同期ビットの受信時に、第２の制御ユニットＵＣ２は、第２のキャリア信号Ｐ２をリセットするためのモジュールを実行し、第２のキャリア信号を最小値にするよう設計される。
−２つのチョッピング周波数の間の比率が変更された場合、上述のステップを再作動する必要がある。
上記の２つの方法は、グラウンドに関して対称的または非対称的な配置の場合、装置が２つ以上のコンバータを備える場合に、同様の方法で適用可能である。２つ以上のコンバータを組み込んだアーキテクチャでは、基準キャリア信号に関連して、各コンバータ上の各キャリア信号に適用される最適位相シフト角が決定されなければならない。最適位相角の結合系列は、コモン・モード・フィルタのインダクタンスによって受け取られる最小磁束値に対応する。この系列は一連の比に関連し、その系列の各比は、特定のコンバータに関連するキャリア信号のチョッピング周波数と基準キャリア信号のチョッピング周波数とに基づいて決定される。したがって、各一連の比に対して、最小磁束の達成のために印加されるべき一連の最適位相シフト角が存在する。各一連の比率と一連の最適位相シフト角との間の関連付けは、例えば、データテーブルに格納される。上述したように、このデータテーブルは、学習フェーズ中に、またはシミュレーションによって、さまざまなパラメータを走査し、磁束が最小であるデータ系列を選択することによって、確立することができる。
したがって、本発明は、多数の利点を有する。これにより、以下のことが可能となる。
−コモンＤＣ供給バスに並列に接続された複数のインバータを備える制御システムアーキテクチャにおいて、コモン・モード・フィルタのインダクタンスによって受け取られる最大磁束値の最適化。
−１つの能動コンバータおよび１つのインバータを備える制御システムアーキテクチャにおいて、コモン・モード・フィルタのインダクタンスによって受け取られる最大磁束の最適化。
−グラウンドに関して対称または非対称のアーキテクチャにおける、コモン・モード・フィルタのインダクタンスによって受け取られる最大磁束の最適化。
−単発の本発明による方法の作動による、インダクタンスの飽和状態からの回復。
−コモン・モード・フィルタの最適な寸法設定であり、これにより、コストまたはスペースの任意の問題を回避する。

Claims (18)

  1. 電動機の制御装置で作動する制御方法であって、前記制御装置は、
    ＡＣ電圧を供給するために電気グリッドシステムに接続するよう設計される複数の入力位相と、
    前記入力位相に接続され、少なくとも１つのインダクタンスを備えるコモン・モード・フィルタ（ＦＭＣ）と、
    ＤＣ電圧を供給するよう配置されるＤＣ供給バスと、
    前記ＤＣ供給バスに接続され、第１の変調信号と、基準キャリア信号として記述され、第１のチョッピング周波数で印加される第１のキャリア信号とを比較することによって得られる第１のパルス幅変調によって電動機に第１の電圧パルスエッジを印加するよう制御される第１のコンバータ（ＣＯＮＶ１、ＣＯＮＶ２０）と、
    前記ＤＣ供給バスに接続され、第２の変調信号と、第２のチョッピング周波数で印加される第２のキャリア信号とを比較することによって得られる第２のパルス幅変調によって制御される第２のコンバータ（ＣＯＮＶ２、ＣＯＮＶ１０）とを備え、
    前記第２のキャリア信号は、位相シフト角だけ前記基準キャリア信号と位相がずれるよう設計され、
    前記制御方法は、前記第１のチョッピング周波数および前記第２のチョッピング周波数から最適位相シフト角を決定することを含み、前記最適位相シフト角は、前記コモン・モード・フィルタの前記インダクタンスによって受け取られる最大磁束が可能な限り小さくなる前記位相シフト角に対応することを特徴とする、制御方法。
  2. 前記第１のチョッピング周波数と前記第２のチョッピング周波数との間の比率（ｋｉ）を決定するステップを備えることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
  3. 前記比率（ｋｉ）に対する複数の格納値と、各比率値に対して、最大磁束に対応する理論上の最適位相シフト角（Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈ）とを含む所定のデータテーブルからの読み出しステップを備えることを特徴とする、請求項２に記載の方法。
  4. 前記最適位相シフト角は、前記制御装置がグラウンドに関して対称的なアーキテクチャを有する場合、前記理論上の最適位相シフト角（Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈ）に対応することを特徴とする、請求項３に記載の方法。
  5. 前記最適位相シフト角は、前記制御装置がグラウンドに関して非対称的なアーキテクチャを有する場合、補正値（Ｖｃｏｒｒ）を追加することで、前記理論上の最適位相シフト角（Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈ）に対応することを特徴とする、請求項３に記載の方法。
  6. 前記補正値（Ｖｃｏｒｒ）は、理論上の磁束（Φｉ＿ｔｈ）と、前記コモン・モード・フィルタの前記インダクタンスについて測定された実際の磁束（Φｍｅｓ）との間の差に基づいて決定されることを特徴とする、請求項５に記載の方法。
  7. 第１のキャリア信号（Ｐ１）による最小値の達成を検出するためのステップと、前記第１のキャリア信号に対して前記第２のキャリア信号（Ｐ２）を同期するステップとを備え、決定された最適位相シフト角（Ψｏｐｔ）を考慮することを特徴とする、請求項４から６のいずれか一項に記載の方法。
  8. 前記最適位相シフト角は、前記制御装置内の前記第２のコンバータが能動整流器タイプである場合、１８０°の値を加えた場合の前記理論上の最適位相シフト角に対応することを特徴とする、請求項３に記載の方法。
  9. 前記制御装置が、第３の変調信号と、第３のチョッピング周波数で印加される第３のキャリア信号とを比較することによって得られる第３のパルス幅変調によって制御される第３のコンバータを備える場合、前記方法は、
    前記第１のキャリア信号の前記チョッピング周波数と前記第２のキャリア信号の前記チョッピング周波数との間の第１の比率を決定するステップと、
    前記第１のキャリア信号の前記チョッピング周波数と前記第３のキャリア信号の前記チョッピング周波数との間の第２の比率を決定するステップと、
    それにより決定される前記第１の比率および前記第２の比率によって形成される系列に関連する一連の２つの理論上の最適位相シフト角を決定するステップと、
    を備えることを特徴とする請求項３に記載の方法。
  10. 請求項１から９のいずれか一項で定義される前記制御方法を作動させるよう設計される制御システムであって、前記システムは、少なくとも１つの制御ユニット（ＵＣ１、ＵＣ１０、ＵＣ２、ＵＣ２０）を備え、前記第１のチョッピング周波数および前記第２のチョッピング周波数から最適位相シフト角を決定するモジュールを備え、印加される前記最適位相シフト角が、前記コモン・モード・フィルタの前記インダクタンスによって受け取られる最大磁束が可能な限り小さくなる前記位相シフト角に対応することを特徴とする、制御システム。
  11. 前記第１のチョッピング周波数と前記第２のチョッピング周波数との間の比率（ｋｉ）を決定するモジュールを備えることを特徴とする、請求項１０に記載のシステム。
  12. 比率（ｋｉ）に対する複数の格納値と、各比率値に対して、それにより決定される前記最大磁束に対応する理論上の最適位相シフト角（Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈ）とを含む所定のデータテーブルからの読み出しモジュールを備えることを特徴とする、請求項１１に記載のシステム。
  13. 前記最適位相シフト角は、前記制御装置がグラウンドに関して対称的なアーキテクチャを有する場合、前記理論上の最適位相シフト角（Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈ）に対応することを特徴とする、請求項１２に記載のシステム。
  14. 前記最適位相シフト角は、前記制御装置がグラウンドに関して非対称的なアーキテクチャを有する場合、補正値（Ｖｃｏｒｒ）を追加することで、前記理論上の最適位相シフト角（Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈ）に対応することを特徴とする、請求項１２に記載のシステム。
  15. 前記補正値（Ｖｃｏｒｒ）は、理論上の磁束（Φｉ＿ｔｈ）と、前記コモン・モード・フィルタの前記インダクタンスについて測定された実際の磁束（Φｍｅｓ）との間の差に基づいて決定されることを特徴とする、請求項１４に記載のシステム。
  16. 第１のキャリア信号（Ｐ１）による最小値の達成を検出するためのモジュールと、前記第１のキャリア信号に対して前記第２のキャリア信号（Ｐ２）を同期するモジュールとを備え、そのようにして決定された前記最適位相シフト角（Ψｏｐｔ）を考慮することを特徴とする、請求項１２から１５のいずれか一項に記載のシステム。
  17. 前記最適位相シフト角は、前記制御装置内の前記第２のコンバータが能動整流器タイプである場合、１８０°の値を加えた場合の前記理論上の最適位相シフト角に対応することを特徴とする、請求項１２に記載のシステム。
  18. 前記制御装置が、第３の変調信号と、第３のチョッピング周波数で印加される第３のキャリア信号とを比較することによって得られる第３のパルス幅変調によって制御される第３のコンバータを備える場合、前記システムは、
    前記第１のキャリア信号の前記チョッピング周波数と前記第２のキャリア信号の前記チョッピング周波数との間の第１の比率を決定するモジュールと、
    前記第１のキャリア信号の前記チョッピング周波数と前記第３のキャリア信号の前記チョッピング周波数との間の第２の比率を決定するモジュールと、
    それにより決定される前記第１の比率および前記第２の比率によって形成される系列に関連する一連の２つの理論上の最適位相シフト角を決定するモジュールと、
    を備えることを特徴とする請求項１２に記載のシステム。
JP2017027741A 2016-02-18 2017-02-17 電動機の制御装置を制御する方法およびシステム Active JP6789841B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR1651320A FR3048139B1 (fr) 2016-02-18 2016-02-18 Procede et systeme de commande pour une installation de commande de moteur electrique
FR1651320 2016-02-18

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2017147933A JP2017147933A (ja) 2017-08-24
JP6789841B2 true JP6789841B2 (ja) 2020-11-25

Family

ID=56101580

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2017027741A Active JP6789841B2 (ja) 2016-02-18 2017-02-17 電動機の制御装置を制御する方法およびシステム

Country Status (6)

Country Link
US (1) US10141871B2 (ja)
EP (1) EP3208924B1 (ja)
JP (1) JP6789841B2 (ja)
CN (1) CN107093960B (ja)
ES (1) ES2676018T3 (ja)
FR (1) FR3048139B1 (ja)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2018137752A1 (en) * 2017-01-24 2018-08-02 Huawei Technologies Co., Ltd. Power supply and power supply method with circulation current compensation
FR3077938B1 (fr) * 2018-02-14 2020-01-10 Schneider Toshiba Inverter Europe Sas Procede de commande d'un convertisseur connecte a une machine electrique
US10355614B1 (en) 2018-03-28 2019-07-16 Eaton Intelligent Power Limited Power converter apparatus with serialized drive and diagnostic signaling
PL236459B1 (pl) * 2018-03-29 2021-01-25 Univ Warminsko Mazurski W Olsztynie Optoelektroniczny układ sterowania silnikiem elektrycznym prądu zmiennego
CN113676069B (zh) * 2021-09-08 2023-06-16 新风光电子科技股份有限公司 一种级联式高压变频器并联环流抑制方法

Family Cites Families (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5852558A (en) * 1997-06-20 1998-12-22 Wisconsin Alumni Research Foundation Method and apparatus for reducing common mode voltage in multi-phase power converters
US5933339A (en) * 1998-03-23 1999-08-03 Electric Boat Corporation Modular static power converter connected in a multi-level, multi-phase, multi-circuit configuration
KR100318171B1 (ko) 1998-11-17 2002-04-22 설승기 3상펄스폭변조컨버터-인버터시스템에서의커먼-모드전압펄스제거방법
US6198178B1 (en) * 1999-12-21 2001-03-06 International Power Systems, Inc. Step wave power converter
US6510063B2 (en) * 2000-05-30 2003-01-21 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Electric power conversion optimized for efficient harmonic elimination
US6683389B2 (en) * 2000-06-30 2004-01-27 Capstone Turbine Corporation Hybrid electric vehicle DC power generation system
JP2003018853A (ja) 2001-06-28 2003-01-17 Fuji Electric Co Ltd コモンモード電流低減方法
JP3912190B2 (ja) * 2002-05-31 2007-05-09 松下電器産業株式会社 ブラシレスモータの駆動装置およびそれを用いたモータ
US20060034364A1 (en) * 2004-08-13 2006-02-16 Breitzmann Robert J Carrier synchronization to reduce common mode voltage in an AC drive
JP5167631B2 (ja) * 2006-11-30 2013-03-21 株式会社デンソー モータの制御方法及びそれを利用するモータ制御装置
US7920393B2 (en) * 2007-06-01 2011-04-05 Drs Power & Control Technologies, Inc. Four pole neutral-point clamped three phase converter with low common mode voltage output
FI122085B (fi) * 2007-12-04 2011-08-15 Vacon Oyj Suotokuristinjärjestely
US7999418B2 (en) * 2008-12-22 2011-08-16 General Electric Company Electrical system and control method
DE102009018143A1 (de) * 2009-04-08 2010-10-14 Aesculap Ag Chirurgische Motorsteuerungs- und/oder -regelungsvorrichtung, chirurgisches Antriebssystem und Verfahren zum Steuern und/oder Regeln einer chirurgischen Antriebseinheit
WO2011002015A1 (ja) * 2009-07-01 2011-01-06 株式会社安川電機 モータドライブ装置
JP5359637B2 (ja) * 2009-07-17 2013-12-04 富士電機株式会社 電力変換装置
FR2965684B1 (fr) 2010-10-04 2012-09-07 Schneider Toshiba Inverter Procede et systeme de commande pour reduire le courant de mode commun dans un convertisseur de puissance
JP2012139083A (ja) * 2010-12-28 2012-07-19 Nichicon Corp 電源装置
JP5741918B2 (ja) * 2011-04-04 2015-07-01 株式会社デンソー 電力変換システム
JP5770929B2 (ja) * 2012-03-30 2015-08-26 東芝三菱電機産業システム株式会社 電源装置
US9270168B2 (en) * 2013-03-15 2016-02-23 Hamilton Sundstrand Corporation Electromagnetic interference (EMI) reduction in multi-level power converter
US9263961B2 (en) * 2013-07-23 2016-02-16 Raytheon Company Wide input DC/DC resonant converter to control reactive power
CN104533725B (zh) * 2015-01-19 2017-09-15 台达电子工业股份有限公司 风力发电系统

Also Published As

Publication number Publication date
FR3048139A1 (fr) 2017-08-25
ES2676018T3 (es) 2018-07-16
FR3048139B1 (fr) 2018-01-26
US20170244343A1 (en) 2017-08-24
CN107093960A (zh) 2017-08-25
EP3208924B1 (fr) 2018-05-02
JP2017147933A (ja) 2017-08-24
EP3208924A1 (fr) 2017-08-23
US10141871B2 (en) 2018-11-27
CN107093960B (zh) 2020-08-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6789841B2 (ja) 電動機の制御装置を制御する方法およびシステム
US8817499B2 (en) Control method and system for reducing the common-mode current in a power converter
CN107425758B (zh) 用于控制电动机控制装置的方法和系统
EP3522363B1 (en) Control device for power converter
CN111357186B (zh) 电力变换系统
JP5741918B2 (ja) 電力変換システム
WO2019019925A1 (zh) 一种交直流变换电路的控制方法、装置和计算机存储介质
WO2019180763A1 (ja) 電力変換装置および回転機駆動システム
EP3447901B1 (en) Motor driving device
JP5011717B2 (ja) 交流−交流変換装置
EP3232561B1 (en) Power conversion device and method for controlling power conversion device
US20170139011A1 (en) Automatic identification of the type of motor
JP2010110179A (ja) 整流回路
JP5676990B2 (ja) 電力変換装置のスイッチング方法
JP5441863B2 (ja) 電力変換装置
CN110649797A (zh) 一种用于减少电力电子设备中的共模电流的方法
US20230327550A1 (en) Soft start for buck converters
WO2022252095A1 (zh) 一种多逆变器并联系统以及逆变器的控制并网方法
JP7345564B2 (ja) 電力変換装置、及びその電流検出方法
WO2022074715A1 (ja) 電力変換装置の制御装置
JP2005102423A (ja) 並列インバータ装置
WO2019116785A1 (ja) 電力変換装置
JP6251660B2 (ja) 電力変換装置の電圧制御装置
CN113906664A (zh) 电力转换装置
JP2020156234A (ja) 電力変換装置及び電力変換装置の電圧制御方法

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20200214

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20201005

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20201009

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20201104

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6789841

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250