JP2005102423A

JP2005102423A - 並列インバータ装置

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Publication number: JP2005102423A
Application number: JP2003333581A
Authority: JP
Inventors: Toru Yoshioka; 徹吉岡
Original assignee: Sawafuji Electric Co Ltd
Current assignee: Sawafuji Electric Co Ltd
Priority date: 2003-09-25
Filing date: 2003-09-25
Publication date: 2005-04-14
Anticipated expiration: 2023-09-25
Also published as: JP3819890B2

Abstract

【課題】本発明は、インバータ装置を並列運転するに当たって、横流の発生に伴って生じる所のインバータに印加される主回路電圧の非所望な上昇を抑止する。
【解決手段】自己側のインバータ装置における主回路電圧と相手方となるインバータ装置における主回路電圧とを送受信しあい、相手方となる側の主回路電圧が閾値を超えて上昇した際に、自己側のインバータ装置の交流出力電圧を低下せしめるようにする。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流回路の出力をパルス幅変調（ＰＷＭ）ゲート制御信号に基づいてスイッチングしてＰＷＭ高周波電圧を出力するインバータ回路と、当該ＰＷＭ高周波電圧を正弦波状の交流出力電圧として出力するフィルタ回路とをそなえるインバータ装置を有し、当該インバータ装置が複数個並列に接続されて負荷に給電する並列インバータ装置に関する。

上述のインバータ装置を並列にもうけて共通な負荷に給電することが行われている（例えば特許文献１や特許文献２参照）。

この種の並列インバータ装置においては、並列運転制御のひとつとして複数のインバータ装置間で有効電力を揃える方式が行われるようにされている。

並列インバータ装置においては、夫々のインバータ装置が別のタイミングで起動される際に出力電圧の位相差からインバータ装置間で横流が発生する。当該横流は瞬間的に大きな電力となり得ることから、当該横流が流入する側のインバータ装置の直流回路側に存在する平滑コンデンサが急速に充電されてゆき、当該インバータ装置に印加される直流電圧は非所望に急激に上昇していく。

当該直流電圧とは、前述したように、インバータ装置に印加する直流回路の電圧であり、本明細書においても主回路電圧と呼ばれるものである。言うまでもなく、前述のように、非所望な横流が流入すると、インバータ装置の出力側からエネルギーが、インバータ装置の直流回路に存在する平滑コンデンサを充電してゆき、前記直流電圧（主回路電圧）が非所望に上昇してゆく。この結果、主回路電圧が平滑コンデンサやインバータのスイッチング素子の耐圧許容値を超えたらインバータ装置を停止せざるを得なくなる。

インバータ装置を停止して主回路電圧を低下せしめる公知手段では、インバータ装置の運転が中断してしまう。

また、無負荷時の並列運転時に横流が起きやすくなる点を考慮し、並列運転時に自己のインバータの交流出力電圧と他の電源装置の交流出力電圧との出力電圧の差によって生じる横流で直流電圧が上昇したことを検出し、自己のインバータの出力電圧を上昇させる技術も提案されているが、負荷が接続された場合の出力電圧を考慮に入れると電圧変動率という電源としての評価ファクターは向上しないということにもなる。

また、並列インバータの運転制御によって、有効電力又は無効電力制御方式だけでは、制御系のトラブルや負荷側の状況により急激な横流が発生し、瞬時的な主回路電圧の上昇には対処しきれないことが想定される。

更に、横流によって主回路電圧を上昇させるようなエネルギーを発電機側に回生することも考えられるが新たな回生手段（装置）が必要となってくる。
特許第２６７８９９１号特許第３２９００６６号

インバータ装置を各々の出力端子を並列に接続して並列運転される場合、個々のインバータ装置の出力電圧等のアンバランスによりインバータ装置間での横流が発生する。

この時、インバータ装置内の電源回路（平滑コンデンサの主回路）の電圧が上昇し、確実な並列運転が困難になる懸念がある。

本発明は上記課題に鑑みてなされたもので、インバータ装置が複数台並列運転している場合に、各々のインバータのアンバランスによる横流を抑止し、確実に並列運転が可能な並列インバータ装置を提供することにある。

例えばエンジン駆動発電機からの出力を整流してインバータに印加し、所定周波数の交流出力を得るインバータ装置を並列運転するに当たって、各インバータ装置が夫々小型のコンピュータによってスイッチイング制御されることを利用して、当該コンピュータによって、当該インバータ装置が出力すべき交流出力電圧についての目標正弦波を与える目標正弦波情報を保持するようにし、各インバータ装置は当該目標正弦波に相当する交流出力電圧を発生するようにしている。

本発明においても、公知の如く夫々のインバータ装置相互間における有効電力の分担を正しく保つために自己側のインバータ装置から出力される有効電力が増大した場合に自己側のインバータ装置における交流出力電圧の周波数を減少する方向に制御している。本発明では特に自己側のインバータ装置における前記直流電圧を検出すると共に相手方となるインバータ装置における前記当該直流電圧を検出し、それら検出した直流電圧を送受信しあい、少なくとも相手方となるインバータ装置における前記直流電圧（即ち、受信した直流電圧）が閾値を超えていることが判明した場合に、自己側のインバータ装置からの交流出力電圧Ｅ₁の瞬時値を低下せしめるようにしている。

本発明によれば、インバータ装置の並列運転時に横流が発生した場合の主回路電圧が上昇した場合でも相手方の主回路電圧の上昇値を受信し、この上昇値にもとづいて得られた補正電圧係数により出力電圧の値を瞬時に下げることにより、横流が速やかに抑制され、確実な並列運転を続行することができる。

また、出力電圧の値を下げる方向に制御するため、制御系のトラブルといった場合にも安全側へ作動し、信頼性向上にも寄与することができる。

更に、横流が発生しやすい無負荷あるいは軽負荷状態で動作が行われた場合でも、出力電圧は低くなる方向に制御され、そのまま負荷が重くなった場合でも、並列運転インバータとして電圧変動率の向上を図ることができる。

図１は本発明の一実施例構成を示す。図中の符号１Ａ，１Ｂは夫々電源装置であって本発明にいうインバータ装置に対してエンジン発電機２ａ，２ｂ（後述）が接続されているもの、２ａ，２ｂはエンジン発電機であって図示を省略しているが当該夫々のエンジン発電機の交番出力を整流する整流器を持っているもの、３ａ，３ｂは夫々インバータ、４ａ，４ｂは夫々フィルタ回路、５ａ，５ｂは夫々平滑コンデンサ、６ａ，６ｂは夫々コンピュータからなる制御回路、７ａ，７ｂは夫々ドライバ回路であってインバータに対してゲート信号を印加するものである。

また、８ａ，８ｂは夫々出力電圧検出回路であってインバータからのＰＷＭ高周波電圧（図示の場合にはフィルタ回路４ａ，４ｂへの入力側の電圧であることから、インバータから出力直後のパルス幅変調（ＰＷＭ）された高周波電圧である）を検出するものである。また９ａ，９ｂは電流検出器であってインバータからの出力電流Ｉ（図示の場合には正弦波電流の振幅をサンプリングするようにする）を検出するもの、１０ａ，１０ｂは直流電圧検出回路であってインバータ３ａ，３ｂに印加される直流電圧（本願明細書では主回路電圧と呼ぶこともある）を検出するもの、１１ａ，１１ｂは自己のインバータ装置１Ａ，１Ｂの主回路電圧をサンプリングした値を相手方となるインバータ装置１Ｂ，１Ａに伝送する信号線、１２は制御回路６ａおよび６ｂ内に存在するコンピュータ相互での通信を行うコンピュータ間シリヤル通信機能を表している。

なお、本願にいう負荷は、図１における最右端に接続されている。

電源装置１Ａ，１Ｂとは実質的に同一構成をもつことから、一方の電源装置１Ａについて説明するが、他方の電源装置１Ｂにおいても同様である。

エンジン発電機２ａは交番電圧を発生し、前述の如く図示を省略して当該エンジン発電機２ａ内に存在すると述べた整流器によって得られた直流電圧が平滑コンデンサ５ａに印加される。当該平滑コンデンサ５ａの端子電圧（主回路電圧）はインバータ３ａにも印加される。

インバータ３ａは、ドライバ回路７ａからのパルス幅変調（ＰＷＭ）ゲート制御信号に対応して周知の如くＨブリッジ状に配置された４個のサイリスタがオンオフされ、所望周波数の交番電圧を生成し、フィルタ回路４ａに印加される。なお、インバータ３ａの出力直後の電圧波形は、周知の如く、前記ＰＷＭゲート制御信号に対応して、主回路電圧と実質的に同じ波高値を持ちかつ個々のパルス幅が逐次変化している一団の正極性の矩形波群と次に同様な一団の負極性の矩形波群との繰返されるＰＷＭ高周波電圧となっている。当該ＰＷＭ高周波電圧を図１において出力電圧として示している。当該ＰＷＭ高周波電圧はフィルタ回路４ａを通過することによって、所望される周波数の所望される正弦波形となり、図示しない負荷に給電することになる。当該ＰＷＭ高周波電圧が濾波された際に得られるであろう正弦波電圧を、本願明細書においては交流出力電圧と呼んでいる。なお、図１に示すフィルタ回路４ａの出力端の電圧波形を直接調べても、他方の電源装置が存在することのために、正しい形で当該交流出力電圧Ｅ₁を把握することは困難である。ただこの交流出力電圧は前記ＰＷＭ高周波電圧を濾波して得られる基本正弦波電圧に対応している。

電源装置１Ａの制御回路６ａには、図示しないコンピュータが存在していて、インバータ３ａのスイッチングを制御せしめるようにする。即ち、当該コンピュータは、インバータ３ａからの前述の基本正弦波電圧が所望される周波数の所望される実効電圧値をもつ正弦波電圧となるようにするための目標正弦波を生成して保持している（メモリ上に第１のテーブルとして保持している）。

コンピュータが保持している目標正弦波に関する情報としては、当該目標正弦波の１周期を、図２に示す如く、例えば１２８区間に区分した各区分点ｔ₀，ｔ₁，ｔ₂，…，ｔ₃₂，…，ｔ₆₄，…，ｔ₉₆，…，ｔ₁₂₈に対応して、当該区分点での瞬時波高値を、メモリ上に保持していると考えてよい。

制御回路６ａにおいては、基本的には、当該目標正弦波に相当する前記のＰＷＭ高周波電圧をインバータ３ａが出力するように、当該目標正弦波に相当するパルス幅変調（ＰＷＭ）のパルス列を得てＰＷＭゲート制御信号がつくられ、ドライバ回路７ａを介して出力され、インバータ３ａ内の各サイリスタをオンオフ制御する。

しかし実際には、前述のＰＷＭ高周波電圧が所望な電圧になるように、次のようなフィールドバック制御を行っている。即ち、図示の出力電圧検出回路８ａにおいて、ＰＷＭ高周波電圧を取り込んで、図示を省略しているフィルタ（以下フィルタＡという）を介して前述の基本正弦波電圧を得る。

一方、制御回路６ａ側では、前記の目標正弦波に相当する正弦波電圧をフィルタ（以下フィルタＢという）を介して生成し、図示しない比較回路によって、前記フィルタＡからの出力とフィルタＢからの出力との偏差をとり、当該偏差を補正するように前記ＰＷＭゲート制御信号のパルス列を得て、ドライバ回路７ａを介してインバータ３ａを制御する。

なお、本発明においては、後述するように、相手方となる電源装置１Ｂにおける主回路電圧が閾値を超えて上昇していることを検出して、自己側の電源装置１Ａの前記基本正弦波電圧を低下させるように制御する。更に言えば、前記の目標正弦波の瞬時値を調整して、自己側の基本正弦波電圧（（註）前述の交流出力電圧Ｅ₁に同じ）を低下させ、前述の横流を抑止して相手方となる電源装置における主回路電圧の上昇を抑止するようにしている。

当該相手方となる電源装置における主回路電圧の非所望な上昇を把握するために、次のような手段が用いられている。

図２はコンピュータが生成しメモリ上に保持されている目標正弦波を示している。当該目標正弦波の一周期（サイクル）が例えば１２８区間に区分され、当該目標正弦波は各区分点ｔ₀，ｔ₁，ｔ₂，…，ｔ₁₂₈毎に波高値を生成されてメモリ上に第１のテーブルとして保持されている。

図３は本発明による目標電圧発生及び主回路電圧送受信ルーチンを説明するフローチャートを示す。

ステップＳ１：図２に示す区分点ｔ₀，ｔ₁，ｔ₂，…に対応づけて当該各タイミング毎に、主回路電圧をサンプリングする。即ち、図１に示す直流電圧検出回路１０ａにおいて、各区分点ｔ₀，ｔ₁，ｔ₂，…毎に、主回路電圧をサンプリングする。
その値を瞬時値Ｖ_s（ｎ）とする。

ステップＳ２：サンプリングされた主回路電圧瞬時値Ｖ_s（ｎ）は、信号線１１ａを介して、相手方となる電源装置１Ｂにおける制御回路６ｂに伝送する。また相手方となる電源装置１Ｂにおける直流電圧検出回路１０ｂからの主回路電圧瞬時値Ｖ_s （ｎ）を制御回路６ａにおいて受信する。

ステップＳ３：制御回路６ａにおいて、相手方となる電源装置１Ｂの直流電圧検出回路１０ｂから受信した『受信主回路電圧』から閾値との差を求め、当該差が正値となった場合に当該差の値をもって、相手方となる電源装置１Ｂにおける主回路電圧が閾値をどの程度超えたかを示す『主回路電圧上昇値』とする。

ステップＳ４：当該『主回路電圧上昇値』にもとづいて、テーブルを索引することによって『補正電圧係数』を抽出する。

ここで、本発明にいう補正電圧係数について説明しておく。本発明においては、相手方となる電源装置１Ｂにおける主回路電圧が閾値を超えた上記の「差」の値（（註）即ち、ステップＳ３における『主回路電圧上昇値』）毎に、当該主回路電圧上昇値が生じた際に自己側の電源装置１Ａでの基本正弦波電圧（したがって交流出力電圧Ｅ₁）をどの程度だけ低下させるべきかのその低下レベルを与える『補正電圧係数』をチェックして取得しておく。そして、その『補正電圧係数』の値が上記主回路電圧上昇値毎に第２のテーブルとして、メモリ上に保持されている。なお、当該『補正電圧係数』は、言うまでもなく前記の基本正弦波電圧（したがって交流出力電圧Ｅ₁）を低下させるに当たって、前述の目標正弦波の各区分点毎の波高値（前記の第１のテーブルに保持されている）をどの程度補正すべきかに対応する『補正電圧係数』である。ステップＳ４において索引するテーブルは、前記の第２のテーブルである。

図３に戻って、
ステップＳ５：ステップＳ４で得られた補正電圧係数を用い、
（１−補正電圧係数）
の値をもって、第１のテーブルから索引された波高値（（註）図２に示す目標正弦波の波高値）に乗ずる演算を行い、『瞬時目標電圧』が求められる。言うまでもなく、当該『瞬時目標電圧』の値は、当該自己側の電源装置１Ａにおける基本正弦波電圧（したがって交流出力電圧Ｅ₁）を補正するように制御が行われ当該制御に反映される。

ステップＳ６：ステップＳ１においてサンプリングする主回路電圧のサンプリングのタイミングを「プラス１」する。即ち先に仮に区分点ｔ₉においてサンプリングしていたとすると、区分点ｔ₁₀においてサンプリングに移るようにする。

ステップＳ７：区分点を示すｎの値が「１２８」に達したか否かがチェックされる。達していない場合には、ステップＳ１に戻る。

ステップＳ８：「１２８」に達した場合には、図２に示す目標正弦波の次回のサイクルのために、区分点を示すｎの値が「０」にリセットされ、ステップＳ１に戻る。

図１に示す構成においては、電流検出器９ａ（９ｂ）が存在するものとして示されているが、当該電流検出器９ａ（９ｂ）は夫々の電源装置１Ａ，１Ｂの出力する有効電力や無効電力を演算し抽出するために用いられているものである。そして、当該測定した有効電力や無効電力が並列運転される電源装置をもつシステム内でどのように発生しているかをチェックして、有効電力の適正分担や横流抑止のために用いているものである。しかし、当該無効電力を測定する制御は、本発明にいう主回路電圧を測定して行う制御と併用することを禁止するものではないが、本発明とは直接には関連するものではないので、説明を省略する。

なお、本発明における前記説明において、夫々の電源装置１Ａ，１Ｂにおける主回路電圧の瞬時値Ｖ_s（ｎ）が信号線１１ａ，１１ｂを用いてアナログ値で伝送されるとしたが、必要に応じて、例えば直流電圧検出回路１０ａ，１０ｂにおいてサンプリングされた瞬時値Ｖ_s（ｎ）が自己側の制御回路６ａに伝送された上で、コンピュータ間シリヤル通信機能１２を用いて伝送してもよい。この場合には信号線１１ａ，１１ｂが不要となるメリットがある。

なお、前述の説明において、ステップＳ２でサンプリングされた主回路電圧瞬時値Ｖ_s（ｎ）は、信号線１１ａを介して相手方となる電源装置１Ｂにおける制御回路６ｂに伝送され、ステップＳ３で（制御回路６ａと６ｂは同じ機能のため読み替えて）電源装置１Ｂの制御回路６ｂで伝送された『受信主回路電圧』から閾値との差を求め、『主回路電圧上昇値』としているが、予め設定される閾値は電源装置１Ａと１Ｂが同値であるため、ステップＳ２でサンプリングされた主回路電圧瞬時値Ｖ_s（ｎ）から閾値との差を求めて『主回路電圧上昇値』として相手方となる電源装置１Ｂに信号線１１ａを介して制御回路６ｂに伝送してもよい。

この場合、ステップＳ３では制御回路６ａにおいて相手方となる電源装置１Ｂの『主回路電圧上昇値』を直接得ることになるのでステップＳ４以降では、前述と同じ説明となる。

以上説明した如く、本発明によれば、相手方となる電源装置における主回路電圧を把握し、当該相手方となる電源装置における主回路電圧が閾値を超えて上昇した場合に、自己側の電源装置の交流出力電圧を低下させ、相手方となる電源装置における前記主回路電圧を下降させることができる。

この際に、前記〔発明が解決しようとする課題〕に記述した問題点を解決したものとなっている。

本発明の一実施例構成を示す。本発明にいう目標正弦波を示す。目標電圧発生及び主回路電圧送受信ルーチンを説明するフローチャートである。

符号の説明

１Ａ，１Ｂ：電源装置
２ａ，２ｂ：エンジン発電機
３ａ，３ｂ：インバータ
４ａ，４ｂ：フィルタ回路
５ａ，５ｂ：平滑コンデンサ
６ａ，６ｂ：制御回路
７ａ，７ｂ：ドライバ回路
８ａ，８ｂ：出力電圧検出回路
９ａ，９ｂ：電流検出器
１０ａ，１０ｂ：直流電圧検出回路
１１ａ，１１ｂ：信号線
１２：コンピュータ間シリヤル通信機能

Claims

直流電圧回路と、
スイッチング素子を有し、前記直流電圧回路の出力をＰＷＭゲート制御信号に基づいてスイッチングして高周波電圧を出力するインバータ回路と、
前記高周波電圧を正弦波状の交流出力電圧として出力するフィルタ回路とを備えるインバータ装置を有し、当該インバータ装置が複数個もうけられて、各インバータ装置の前記交流出力電圧が並列に負荷に給電される並列インバータ装置において、
互いに相手方となるインバータ装置の前記直流電圧回路の電圧が横流によって上昇する上昇値を受信し、当該上昇値にもとづいて得られた補正電圧係数により、前記高周波電圧に対応する基本正弦波電圧の値を下げる手段を有する
ことを特徴とする並列インバータ装置。
請求項１記載の並列インバータ装置において、
前記上昇値は、前記直流電圧回路の予め設定された閾値を超えた結果の上昇値であることを特徴とする並列インバータ装置。
請求項１または２記載の並列インバータ装置において、
前記交流出力電圧の周期を複数個に区分した各区分タイミング毎に前記直流電圧回路の前記上昇値を相手方となるインバータ装置に対して、シリアル通信手段を用いてデジタル情報として伝送し、
かつ前記インバータ装置は自己のインバータ装置が受信した前記情報にもとづいて相手方となるインバータ装置における前記上昇値を取得する
ことを特徴とする並列インバータ装置。