CN102545684B - 高输出电压调整率的分布式并联逆变器及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种高输出电压调整率的分布式并联逆变器及其控制方法，属电能变换装置的直流-交流变换器。该并联逆变器包括n个逆变器模块主电路，n个逆变器模块主电路的输入输出端并联连接其单个逆变器模块的主电路拓扑采用高频隔离的两级式结构：直-直变换级和直-交逆变级，其中直-直变换级采用全桥直流变换器，直-交逆变级采用全桥逆变器。该并联逆变器引入负载电流前馈并将其前馈至电流基准平均点之前，提高了输出电压调整率，同时保留了系统原有的均流效果及限流功能不变，并可实现系统的热插拔与冗余控制。
Description
技术领域
本发明涉及一种高输出电压调整率的分布式并联逆变器及其控制方法，属电能变换装置的直流-交流变换器。
背景技术
随着电力电子技术的发展，对电能变换装置的要求越来越高，特别是许多大容量交流输出的场合，例如UPS以及航空静止变流器等系统都对逆变器的输出容量以及可靠性提出了挑战。逆变器冗余并联技术有利于系统扩容，提高了系统的可靠性及冗余度，因而得到广泛的应用。由于逆变器并联系统中各模块的输入输出电压分别相等，故只需控制各模块的输出电流并使之相等，即输出均流，就可实现系统的稳定工作。目前逆变器并联的输出均流控制方法有很多种，其中基于平均电流控制的分布式并联控制方案具有以下优点：控制电路简单，均流调节速度快；各模块之间完全对等，容易实现热插拔及冗余控制。但该方案存在如下缺点：各模块的电流内环采用的是电感电流反馈，输出电压调整率较低。
发明内容
本发明针对大功率交流输出场合，提出了一种高输出电压调整率的分布式并联逆变器及其控制方法，大大提高单个逆变器模块及整个系统的输出电压调整率的同时，同时保留了系统原有的均流效果及限流功能不变，并可实现系统的热插拔与冗余控制。
本发明为解决其技术问题采用如下技术方案：
一种高输出电压调整率的分布式并联逆变器，包括n个逆变器模块主电路，n个逆变器模块主电路的输入输出端并联连接，n为正整数，其单个逆变器模块的主电路拓扑采用高频隔离的两级式结构，该两级式结构分为前级——直-直变换级和后级——直-交逆变级，其中直-直变换级采用全桥直流变换器，其电路包括4个开关管、隔离变压器、4个整流管、整流滤波电感、整流滤波电容，第一开关管的漏极和第三开关管的漏极连接，同时与电源滤波电容的正极和电源的正极连接, 第一开关管的源极和第二开关管的漏极连接，第三开关管的源极和第四开关管的漏极连接，第一开关管和第二开关管的串联点与隔离变压器原边绕组的异名端连接，第三开关管和第四开关管的串联点与隔离变压器原边绕组的同名端连接，第二开关管的源极和第四开关管的源极连接，同时与电源滤波电容的负极和电源的负极连接，第一整流管的阳极和第二整流管的阴极连接，第三整流管的阳极和第四整流管的阴极连接，第一整流管的阴极和第三整流管的阴极连接，同时与整流滤波电感的一端连接，整流滤波电感的另一端与整流滤波电容的正极连接，第二整流管的阳极和第四整流管的阳极连接，同时与整流滤波电容的负极连接，第三整流管和第四整流管的串联点与隔离变压器副边绕组的异名端连接，第一整流管和第二整流管的串联点与隔离变压器副边绕组的同名端连接；直-交逆变级采用全桥逆变器，其电路包括4个开关管、输出滤波电感、输出滤波电容，其中第五开关管的发射极和第六开关管的集电极连接，第七开关管的发射极和第八开关管的集电极连接，第五开关管的集电极和第七开关管的集电极、整流滤波电容的正极连接，第六开关管的发射极和第八开关管的发射极、整流滤波电容的负极连接，第五开关管的发射极与输出滤波电感的一端连接，输出滤波电感的另一端和输出滤波电容的正极、负载电阻的正输出端连接，第八开关管的集电极和输出滤波电容的负极、负载电阻的负输出端连接。
高输出电压调整率的分布式并联逆变器的控制方法，逆变器并联系统输出电压采样信号经K vj 倍衰减得到的输出电压反馈与基准电压相减后经PI调节器得到各逆变器模块的电流基准；各逆变器模块的电流基准作平均后得到各逆变器模块共用的电流基准信号；各逆变器模块共用的电流基准信号与经过K ij倍衰减后的电感电流之差送入三态滞环电流调节器，三态滞环电流调节器输出的电感电流与电容电流之差为各逆变器模块的输出电流，而各逆变器模块输出电流之和为系统的输出电流，即为负载电流；同时从各逆变器模块的输出电流处引出负载电流前馈信号，经K oj 倍衰减后前馈至电流基准平均点之前的B点，使逆变器并联系统及单个逆变器模块均能获得高的输出电压调整率，其中K vj为各逆变器模块输出电压闭环采样系数；K ij为各模块电感电流采样系数；K oj为各模块输出电流采样系数；j=1—n, n为正整数。
本发明的有益效果如下：
1.主电路拓扑采用高频隔离的两级式结构，便于系统输入输出端的串并联任意组合。
2. 引入负载电流前馈并将其前馈至电流基准平均点之前，提高了模块及整个并联系统的输出电压调整率。并在K oj 与K ij 相等时理论上可得与负载大小无关的输出电压。
3.采用方案中，由于前馈点设置合理，故各模块电感电流仍跟踪同一基准达到一致，在各模块输出滤波电容相等的情况下实现均流。
4.由于引入的负载电流前馈在电流基准平均点之前，故采用方案仍可通过限制电感电流来限制负载电流。
5.采用方案具有好的均流效果。系统中各模块呈分布式结构，允许任一模块热插拔。
附图说明
图1(a)是本发明的高输出电压调整率的分布式并联逆变器的主电路拓扑图，图1(b)是本发明的高输出电压调整率的分布式并联逆变器的控制框图，其中1、直-直变换级；2、直-交逆变级；3、电压外环；4、电流内环；5、各逆变器模块的电压基准；6、各逆变器模块电流基准信号的平均值；7、负载电流前馈。
图2是n个逆变器模块并联逆变器系统各种控制方案的控制框图。
图3是前述控制框图中各模块电流内环等效为电流跟随器的等效图。
图4是两模块并联逆变器系统优化前后两种方案的控制框图。
其中：v o ：系统的输出电压；i o1—i on ：各逆变器模块的输出电流；i Lf1—i Lfn ：各逆变器模块的电感电流；V r1—V rn ：各逆变器模块输出电压基准信号；G v1(s)--G vn (s)：各逆变器模块输出电压外环PI调节器；K v1—K vn ：各逆变器模块输出电压闭环采样系数；I g1—I gn ：各逆变器模块输出电压环的输出信号，即各模块的电流基准信号； 
：各逆变器模块电流基准信号作平均后得到的共用电流基准信号；G I1(s)--G In (s)：各逆变器模块采用三态滞环控制的电流内环调节器；K i1—K in ：各逆变器模块电感电流采样系数；K o1—K on ：各逆变器模块输出(负载)电流采样系数；Cf1—Cfn：各逆变器模块输出滤波电容；Z：系统所接负载。
具体实施方式
下面结合附图对本发明创造做进一步详细说明。
如图1(a)所示，一种高输出电压调整率的分布式并联逆变器，包括n个逆变器模块主电路，n个逆变器模块主电路的输入输出端并联连接，n为正整数，其单个逆变器模块的主电路拓扑采用高频隔离的两级式结构，该两级式结构分为前级——直-直变换级1和后级——直-交逆变级2，其中直-直变换级1采用全桥直流变换器，其电路包括4个开关管Q1、Q2、Q3、Q4、隔离变压器Tr1、4个整流管D1、D2、D3、D4、整流滤波电感L1、整流滤波电容C1，第一开关管Q1的漏极和第三开关管Q3的漏极连接，同时与电源滤波电容Cd1的正极和电源vin的正极连接, 第一开关管Q1的源极和第二开关管Q2的漏极连接，第三开关管Q3的源极和第四开关管Q4的漏极连接，第一开关管Q1和第二开关管Q2的串联点与隔离变压器Tr1原边绕组的异名端连接，第三开关管Q3和第四开关管Q4的串联点与隔离变压器Tr1原边绕组的同名端连接，第二开关管Q2的源极和第四开关管Q4的源极连接，同时与电源滤波电容Cd1的负极和电源的负极vin连接，第一整流管D1的阳极和第二整流管D2的阴极连接，第三整流管D3的阳极和第四整流管D4的阴极连接，第一整流管D1的阴极和第三整流管D3的阴极连接，同时与整流滤波电感L1的一端连接，整流滤波电感L1的另一端与整流滤波电容C1的正极连接，第二整流管D2的阳极和第四整流管D4的阳极连接，同时与整流滤波电容C1的负极连接，第三整流管D3和第四整流管D4的串联点与隔离变压器Tr1副边绕组的异名端连接，第一整流管D1和第二整流管D2的串联点与隔离变压器Tr1副边绕组的同名端连接；直-交逆变级2采用全桥逆变器，其电路包括4个开关管S1、S2、S3、S4、输出滤波电感Lf1、输出滤波电容Cf1，其中第五开关管S1的发射极和第六开关管S2的集电极连接，第七开关管S3的发射极和第八开关管S4的集电极连接，第五开关管S1的集电极和第七开关管S3的集电极、整流滤波电容C1的正极连接，第六开关管S2的发射极和第八开关管S4的发射极、整流滤波电容C1的负极连接，第五开关管S1的发射极与输出滤波电感Lf1的一端连接，输出滤波电感Lf1的另一端和输出滤波电容Cf1的正极、负载电阻Z的正输出端连接，第八开关管S4的集电极和输出滤波电容Cf1的负极、负载电阻Z的负输出端连接。全桥直流变换器中各开关器件承受的电压应力为输入电压，并可采用移相软开关技术，以减小开关管和整流二极管的电压应力，提高变换器的效率。全桥逆变器适用于较大功率的应用场合，并且它存在桥臂间的输出电压为零电压，即输出滤波电感电流自然续流的状态，因此可以实现桥臂输出电压三态调制，从而可在较低的开关频率下获得更好的输出效果。
如图1(b)所示，本发明的高输出电压调整率的分布式并联逆变器，其各逆变器模块均采用电压电流双闭环控制。其中电压外环3控制总的输出电压稳定工作，在该控制环路中，系统输出电压采样信号经K vj 倍衰减得到的输出电压反馈与基准电压V rj 相减后经PI调节器G vj (s)得到各模块的电流基准I gj 。各逆变器模块的电流基准I g1—I gn 作平均后得到各模块共用的电流基准信号
6。各逆变器模块的电流内环4采用三态滞环控制，采样的是各模块的逆变级输出电感电流，各模块共用的电流基准信号
与K ij 倍衰减后的电感电流之差送入三态滞环电流调节器G Ij (s)，G Ij (s)输出的电感电流I Lfj 与电容电流I Cfj (各模块电容电流与输出电压V o 存在固有的传递函数关系sC f ，s为拉氏变换因子，故将V o 乘以sC f 即得到I Cfj )之差为各模块的输出电流I oj ，而各模块输出电流I oj 之和为系统的输出电流I o ，即为负载电流。在本发明中，为使系统及单模块均获得高的输出电压调整率，这里从各模块的输出电流I oj 处引出负载电流前馈7信号，经K oj 倍衰减后前馈至电流基准平均点之前(也即B点)，如此一来，在保留原有均流及限流的功能的同时，大大优化了单模块及整个系统的输出电压调整率。该控制方案的选定过程如下。
并联逆变器的各种控制方案及优化方案的选定
如图2所示，未加负载电流前馈(如图中虚线箭头所示)时其控制框图为原始的基于平均电流控制的分布式并联控制方案，该方案取逆变器各并联模块电压调节器的输出信号的平均值作为并联逆变器模块共享的电流基准，使之不依赖于某一个模块，从而允许任一模块热插拔。然而，由于各模块的电流内环采用的是电感电流反馈，输出电压调整率较低。对于上述方案的这一缺点，若引入负载电流前馈技术，将大大提高并联系统的输出电压调整率。然而对于并联系统而言，随着负载电流前馈点设置的不同，所得的不同控制方案其控制效果将有所不同。仍如图2所示，如果将负载电流前馈到电流基准平均点之后(即A点)且K oj =K ij ，此时对单台逆变器而言是采用了电容电流反馈控制方案，这时的输出电压调整率为最优，理论上与负载大小无关。该方案实际上是将各并联模块的电容电流给定信号做了平均作为共享的电流基准，从而各逆变器模块电容电流都跟随该共享信号达到一致。然而电容电流不包含负载电流的信息，故无法实现各模块(负载电流)均流和稳定工作。同时，采用该方案时限幅环节限制的是各并联模块的电容电流给定，不能限制负载电流。从以上分析可以看出，这种将负载电流前馈到电流基准平均点之后的改进方案虽然引入了负载电流前馈，但却不能稳定工作，故并不可取。如果将负载电流前馈到电流基准平均点之前(即B点)且K oj =K ij 时，理论上仍可得到与负载大小无关的输出电压调整率。并且与前一种改进方案相比，此时得到的优化方案保留了原电感电流反馈控制方案“将各模块的电感电流给定信号作平均后作为各模块共享的电流基准”这一特性，从而各模块电感电流跟踪同一基准达到一致。在各模块输出滤波电容相等的情况下，输出电流也相等，从而实现了均流。同时，限幅环节限制的是各并联模块的电感电流给定，故该方案可通过限制电感电流来限制负载电流。可见，该方案不仅保留了原方案均流及限流的优点，更是在引入了负载电流前馈技术后，优化了模块和系统的输出电压调整率。故本发明选定该方案为最终的优化方案，其控制框图如图1(b)所示。
并联逆变器优化方案与原方案的比较
2.1 输出电压调整率的比较
如图1(b)所示，对原始方案与优化方案加以比较。由于逆变器开关频率远大于其输出电压频率，故图中各模块的电流内环(4)都可等效为如图3所示的电流跟随器，其放大倍数K Ij = 1/K ij 。而各逆变器模块的电压基准V r1~V rn 5同步后作为各逆变器模块电压外环的公共基准，故可认为各基准相同，则控制框图的输入为共用的基准电压V r (s)。于是对于该并联系统，可推导出其传递函数为：
 |
(1) |
式中：
并联系统在阻性负载时的幅频特性为：
 |
(2) |
式中：
；
并联系统采用原始方案时，K o1= K o2=…=K on= 0，式(2) 分母上β 2的
项变为n/R ，故随着负载加重(R变小)
变小，V o变小。可见，原始方案输出电压调整率较低。采用优化方案后，系统输出电压调整率得到了提高，特别是，当K oj= K ij= 1/K Ij (=j1,…,n)时，
，系统输出电压与负载大小无关，输出电压调整率为最优。同时，只要K oj= K ij= 1/K Ij (j=1,…,n)，各模块单独工作时相当于采用了电容电流反馈控制，故此时单个模块的输出电压也与负载大小无关，输出电压调整率为最优。也就是说，当K oj =K ij 时，单模块及多模块并联工作时都具有与负载大小无关的输出电压，有利于系统的冗余工作。
并联系统输出环流的比较
如图4所示，以两模块并联系统为例(其中各模块电流内环已等效为电流跟随器)，对于优化前后两种方案均可得如下推导：
| (3) | |
 |
(4) |
 |
(5) |
将式(3)和式(4)代入式(5)可得：
| (6) |
并联系统中两个模块间的输出环流为
 |
(7) |
将式(3)、式(4)和式(6)代入式(7)，可得：
 |
(8) |
上式有其相量形式，为：
 |
(9) |
令Z=R+jX，且以
为参考，即定义
，而输出电流
，将它们代入式(9)，可得：
 |
(10) |
由上式可见：(1) 电流放大倍数K I 的差异既引起有功环流，又引起无功环流；(2) 输出滤波电容C f 的差异只引起无功环流。
特别的，在阻性负载时，即Z=R，式(10)变为：
 |
(11) |
环流有效值为：
| (12) |
以上推导过程同时适用于原始方案及优化方案，故两种方案的环流及其有效值的表达式(10)--（12)完全相同，只是二者输出电压有效值V o由于输出电压调整率的不同而略有不同，但原始方案的电压跌落值△V o占整个V o比重很小，从而由它导致的对环流有效值I H 的影响也很小。所以可认为两种方案下的环流量近似相等，均流效果基本相同。
Claims (1)
1.一种高输出电压调整率的分布式并联逆变器的控制方法，该控制方法所使用的分布式并联逆变器包括n个逆变器模块，n个逆变器模块的输入输出端并联连接，n为正整数，其单个逆变器模块的主电路拓扑采用高频隔离的两级式结构，该两级式结构分为前级——直-直变换级(1)和后级——直-交逆变级(2)，其中直-直变换级(1)采用全桥直流变换器，其电路包括4个开关管（Q1、Q2、Q3、Q4）、隔离变压器（Tr1）、4个整流管（D1、D2、D3、D4）、整流滤波电感（L1）、整流滤波电容（C1），第一开关管（Q1）的漏极和第三开关管(Q3）的漏极连接，同时与电源滤波电容(Cd1）的正极和电源（vin）的正极连接, 第一开关管（Q1）和第二开关管（Q2）串联，第三开关管（Q3）和第四开关管（Q4）串联，第一开关管（Q1）和第二开关管（Q2）的串联点与隔离变压器（Tr1）原边绕组的异名端连接，第三开关管（Q3）和第四开关管（Q4）的串联点与隔离变压器（Tr1）原边绕组的同名端连接，第二开关管（Q2）的源极和第四开关管（Q4）的源极连接，同时与电源滤波电容（Cd1）的负极和电源（vin）的负极连接，第一整流管（D1）和第二整流管（D2）串联，第三整流管（D3）和第四整流管（D4）串联，第一整流管（D1）的阴极和第三整流管（D3）的阴极连接，同时与整流滤波电感（L1）的一端连接，整流滤波电感（L1）的另一端与整流滤波电容（C1）的正极连接，第二整流管（D2）的阳极和第四整流管（D4）的阳极连接，同时与整流滤波电容（C1）的负极连接，第三整流管（D3）和第四整流管（D4）的串联点与隔离变压器（Tr1）副边绕组的异名端连接，第一整流管（D1）和第二整流管（D2）的串联点与隔离变压器（Tr1）副边绕组的同名端连接；直-交逆变级(2)采用全桥逆变器，其电路包括4个开关管（S1、S2、S3、S4)、输出滤波电感（Lf1）、输出滤波电容（Cf1），其中第一开关管（S1）和第二开关管（S2）串联，第三开关管（S3）和第四开关管（S4）串联，第一开关管（S1）的集电极和第三开关管（S3）的集电极、整流滤波电容（C1）的正极连接，第二开关管（S2）的发射极和第四开关管（S4）的发射极、整流滤波电容（C1）的负极连接，第一开关管（S1）的发射极与输出滤波电感（Lf1）的一端连接，输出滤波电感（Lf1）的另一端和输出滤波电容（Cf1）的正极、负载电阻（Z）的正输出端连接，第四开关管（S4）的集电极和输出滤波电容（Cf1）的负极、负载电阻（Z）的负输出端连接；其特征在于，所述控制方法是分布式并联逆变器输出电压采样信号经K vj 倍衰减得到的输出电压反馈与基准电压V rj 相减后经PI调节器G vj (s)得到各逆变器模块的电流基准I gj ；各逆变器模块的电流基准I g1~I gn 作平均后得到各逆变器模块共用的电流基准信号 
；各逆变器模块共用的电流基准信号
与经过K ij倍衰减后的输出滤波电感的电流之差送入三态滞环电流调节器G Ij (s)，G Ij (s)输出的电感电流I Lfj 与输出滤波电容的电流I Cfj 之差为各逆变器模块的输出电流I oj ，而各逆变器模块输出电流I oj 之和为系统的输出电流I o ，即为负载电流；同时从各逆变器模块的输出电流I oj 处引出负载电流前馈信号，经K oj 倍衰减后前馈至电流基准平均点之前的B点，使整个分布式并联逆变器及单个逆变器模块均能获得高的输出电压调整率，其中K vj为各逆变器模块输出电压闭环采样系数；K ij为各模块电感电流采样系数；K oj为各模块输出电流采样系数；j=1—n, n为正整数。
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