JP6775971B2

JP6775971B2 - レベルシフト回路、電子機器および集積回路

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Publication number: JP6775971B2
Application number: JP2016052276A
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Inventors: 孟浩吉田
Original assignee: Rohm Co Ltd
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Publication date: 2020-10-28
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Description

本発明は、レベルシフト回路およびそれを搭載した電子機器、ならびに当該レベルシフト回路が集積された集積回路に関する。

多くの電子機器において、電圧レベルの異なる二つのデジタル回路間で、論理レベルを変換するレベルシフト回路が用いられている。レベルシフト回路は、低電圧回路から高電圧回路、あるいはその逆方向へ論理レベルを伝達する際に、各々の回路におけるしきい値電圧の違いによって論理の伝達が正しくできなくなることを防止するために用いられる。特開２００７−１８０７９７号公報（特許文献１）には、レベルシフト回路の例が開示されている。

特開２００７−１８０７９７号公報

一般的に、レベルシフト回路においては、スイッチング素子であるトランジスタが用いられる。トランジスタにおいては、トランジスタがオフ（非導通）の状態であっても、リーク電流が漏れ出ることが知られている（オフリーク電流）。このようなリーク電流が生じると、トランジスタから出力される信号の電圧レベルが変化してしまい、結果としてトランジスタから出力される論理レベルが、本来とは逆となってしまう可能性がある。

特に高温環境下における使用では、温度の上昇に伴ってトランジスタのリーク電流が増加する傾向があることが知られている。近年では、比較的高い温度環境下で電子回路が用いられる場合も増加しており、そのような環境下での使用においても誤動作を発生させないようにする必要がある。

さらに、近年では、省エネのために、電子回路内のインピーダンスを高めて、消費電力（すなわち、使用電流値）を低減する改善が進められている。この場合、高インピーダンスのために、たとえばマイクロアンペアレベルの少量のリーク電流が生じても、リーク電流に伴う電圧変動が大きくなってしまうので、誤動作が生じやすくなることが懸念される。

特に、集積回路（ＩＣ：Integrated Circuit）の小型化，微細化に伴って、トランジスタの絶縁体の厚さが薄くなるため、このようなリーク電流が生じやすくなる。

本発明は、このような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、トランジスタを含むレベルシフト回路において、高温環境下での使用におけるリーク電流に起因する誤動作の発生を低減することである。

本発明におけるレベルシフト回路は、入力信号の電圧レベルを電源電圧のレベルに変換して出力するために用いられる。レベルシフト回路は、入力信号を受ける入力端子と、トランジスタと、出力端子と、電流補償回路とを備える。トランジスタは、電源電圧および接地ノードにそれぞれ電気的に結合された第１の電極および第２の電極と、入力端子に結合された制御電極とを含む。出力端子は、第１の電極および第２の電極のいずれか一方に電気的に結合される。電流補償回路は、トランジスタの温度を検出する温度検出部を含む。電流補償回路は、トランジスタの温度に応じてトランジスタから漏れ出るリーク電流に対応して、第１の電極および第２の電極のうち出力端子に結合される出力電極に流れる電流を調整する。

このような構成とすることによって、高温環境下で生じるトランジスタのリーク電流に対応する電流を出力電極に供給したり、出力電極を流れるリーク電流を接地ノードへと引き込むことができる。これによって、リーク電流に伴う出力電極の電圧レベルの変動を抑制することができるので、出力端子から出力される出力信号の誤動作を低減することが可能となる。

本発明によれば、トランジスタを含むレベルシフト回路において、高温環境下での使用におけるリーク電流に起因する誤動作の発生を低減することができる。

レベルシフト回路を含む電子機器の一例を示す図である。比較例におけるレベルシフト回路の構成と、正常時の動作状態を説明するための図である。トランジスタの温度とリーク電流との関係を示す図である。比較例におけるレベルシフト回路の高温誤動作時の動作状態を説明するための図である。図４の場合の動作状態の変化を説明するためのタイムチャートである。本実施の形態１に従うレベルシフト回路の構成と、リーク電流発生時の動作状態を説明するための図である。図６の場合の動作状態の変化を説明するためのタイムチャートである。実施の形態１の変形例に従うレベルシフト回路を示す図である。実施の形態２に従うレベルシフト回路の第１の例を示す図である。実施の形態２に従うレベルシフト回路の第２の例を示す図である。実施の形態３に従うレベルシフト回路の第１の例を示す図である。図１１における電流補償回路の詳細の一例を示す図である。実施の形態３に従うレベルシフト回路の第２の例を示す図である。図１３における電流補償回路の詳細の一例を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

図１は、レベルシフト回路１００を含む電子機器１０の一例を示す図である。図１を参照して、レベルシフト回路１００は、たとえば第１の電源電圧ＶＣＣ１（＝３Ｖ)で駆動される反転器ＩＮＶ１から出力される０−３Ｖの論理信号を入力端子ＩＮで受け、当該論理信号を０−５Ｖの論理信号に変換して出力端子ＯＵＴから出力する。

図２は、比較例におけるレベルシフト回路１００の構成と、正常時（誤動作非発生時）の動作状態を説明するための図である。図２（ａ）は入力信号の論理レベルがＬｏｗの場合を示し、図２（ｂ）は入力信号の論理レベルがＨｉｇｈの場合を示している。

図２（ａ）を参照して、レベルシフト回路１００は、トランジスタＴＲ１と、抵抗Ｒ１と、反転器ＩＮＶ２とを含む。トランジスタＴＲ１は、ＮＭＯＳＦＥＴ（N-type Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor）であり、ゲートに入力端子ＩＮが電気的に接続される。トランジスタＴＲ１の第１の電極（ドレイン）は、抵抗Ｒ１を介して第２の電源電圧ＶＣＣ２に電気的に接続される。トランジスタＴＲ１の第２の電極（ソース）は接地ノードＧＮＤに電気的に接続される。

反転器ＩＮＶ２は、第２の電源電圧ＶＣＣ２（＝５Ｖ）で駆動される。反転器ＩＮＶ２の入力は、抵抗Ｒ１とトランジスタＴＲ１との接続ノードＮ１に電気的に接続される。反転器ＩＮＶ２の出力は、出力端子ＯＵＴに電気的に接続される。反転器ＩＮＶ２のしきい値電圧Ｖｔｈは、たとえば２．５Ｖであり、反転器ＩＮＶ２は、入力される信号の電圧レベルが２．５Ｖを上回るとＬｏｗを出力し、入力される信号の電圧レベルが２．５Ｖを下回るとＨｉｇｈを出力する。

トランジスタＴＲ１は、入力端子ＩＮに入力される入力信号に応答して、反転器ＩＮＶ２へ出力する電圧をオンオフする。

正常時において、入力端子ＩＮに論理レベルＬｏｗ（＝０Ｖ）の入力信号が入力された場合、トランジスタＴＲ１はオフ（非導通状態）となり、これによって接続ノードＮ１の電圧レベルはＨｉｇｈ（＝５Ｖ）となる。したがって、反転器ＩＮＶ２によって、出力端子ＯＵＴには論理レベルＬｏｗ（＝０Ｖ）の信号が出力される。

図２（ｂ）を参照して、入力端子ＩＮに論理レベルＨｉｇｈ（＝３Ｖ）の入力信号が入力された場合、トランジスタＴＲ１はオン（導通状態）となる、これにより、接続ノードＮ１の電圧レベルは接地電位すなわちＬｏｗ（＝０Ｖ）になる。したがって、反転器ＩＮＶ２によって、出力端子ＯＵＴには論理レベルＨｉｇｈ（＝５Ｖ）の信号が出力される。

このように、正常動作時においては、レベルシフト回路１００は、０−３Ｖの論理レベルの入力信号を、０−５Ｖの論理レベルの出力信号に変換する。

ここで、ＭＯＳＦＥＴのようなトランジスタのリーク電流には、図３で示すような指数関数的な温度依存関係があることが知られている。そのため、トランジスタを高温環境下（たとえば、１００℃以上）で使用する場合には、リーク電流による誤動作が生じることが懸念される。

図４，５は、図２で示したレベルシフト回路１００を高温環境下で使用した場合に、オフ状態でのリーク電流が生じた場合の動作状態を説明するための回路図（図４）、および当該回路においてトランジスタＴＲ１の温度を変化させた場合をシミュレーションした結果のタイムチャートである（図５）。図５においては、横軸に時間が示されており、縦軸にはトランジスタＴＲ１の温度Ｔｅｍｐ、入力信号レベルＶｉｎ、接続ノードＮ１における電圧レベルＶ１、出力信号レベルＶｏｕｔ、およびトランジスタＴＲ１を流れるリーク電流Ｉｌｅａｋが示される。

図４および図５を参照して、初期状態（時刻ｔ０）においては、入力信号の論理レベルはＬｏｗ（＝０Ｖ）であり、リーク電流が生じていない正常時の状態である。この状態においては、図２で説明したように、接続ノードＮ１の電圧レベルＶ１はＨｉｇｈ（＝５Ｖ）であり、出力信号の論理レベルはＬｏｗ（＝０Ｖ）である。

時刻ｔ１までは、温度Ｔｅｍｐが上昇してもリーク電流が生じていない、あるいは無視できる程度しか発生していない正常な状態が維持されている。

時刻ｔ１において、トランジスタＴＲ１の温度Ｔｅｍｐが所定のしきい値Ｔ０を上回ると、リーク電流Ｉｌｅａｋが温度Ｔｅｍｐの上昇につれて著しく増加する。リーク電流Ｉｌｅａｋの増加に伴って、接続ノードＮ１の電圧レベルＶ１が徐々に低下し、電圧レベルＶ１が反転器ＩＮＶ２のしきい値電圧Ｖｔｈを下回ってＬｏｗ状態となると（時刻ｔ２）、出力信号の電圧レベルがＨｉｇｈ（＝５Ｖ）となる。

このように、トランジスタＴＲ１のリーク電流により、出力端子ＯＵＴに結合される接続ノードＮ１の電圧レベルが低下してしまうと、入力信号の論理レベル（Ｌｏｗ）と出力信号の論理レベル（Ｈｉｇｈ）とが異なった状態となってしまう。すなわち、入力信号を正しく伝達できない状態（誤動作）となってしまう。

特に、近年においては、回路の低消費電力化のために、抵抗Ｒ１を大きくして回路のインピーダンスを大きくし、回路に流れる電流を低減する傾向にある。そうすると、リーク電流が小さい状態であっても、抵抗Ｒ１における電圧降下が大きくなってしまうので、誤動作が生じやすくなる。

そこで、本実施の形態においては、トランジスタの温度上昇に伴うリーク電流に対応して、出力端子に電気的に結合されるトランジスタの電極（出力電極）に流れる電流を調整する電流補償回路を備える構成とする。これにより、出力電極における電位の変動が抑制され、トランジスタがオフ状態においてリーク電流が発生しても、反転器に入力される信号の論理レベルを維持することができる。その結果、リーク電流が生じた場合であっても、入力信号と出力信号の論理レベルが異なってしまう誤動作を防止することができる。

［実施の形態１］
図６は、本実施の形態１に従うレベルシフト回路１００Ａを説明するための回路図である。図６におけるレベルシフト回路１００Ａは、比較例で示した図２のレベルシフト回路１００に、電流補償回路１１０が付加された構成となっている。なお、図６において、図２と重複する要素の説明は繰り返さない。

図６を参照して、電流補償回路１１０は、温度検出部１２０と、トランジスタＴＲ２と、抵抗Ｒ２と、反転器ＩＮＶ３とを含む。

トランジスタＴＲ２は、ＰＭＯＳＦＥＴ（P-type Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor）であり、ソースが第２の電源電圧ＶＣＣ２に電気的に接続され、ドレインが抵抗Ｒ２を介して接続ノードＮ１に電気的に接続される。なお、抵抗Ｒ２の抵抗値は、抵抗Ｒ１の抵抗値よりも小さい。

温度検出部１２０は、反転器ＩＮＶ３を介してトランジスタＴＲ２のゲートに電気的に接続される。温度検出部１２０は、トランジスタＴＲ１の温度を検出し、当該温度が予め定められたしきい値を上回る場合にＨｉｇｈとなる高温検出信号ＨＴＤを出力する。反転器ＩＮＶ３は、温度検出部１２０からの高温検出信号ＨＴＤを受け、その反転信号をトランジスタＴＲ２のゲートへ出力する。

なお、温度検出部１２０におけるトランジスタＴＲ１の温度検出は、トランジスタＴＲ１またはその近傍に設けられた温度センサ（図示せず）からの信号に基づいて検出してもよいし、トランジスタＴＲ１に流れるリーク電流Ｉｌｅａｋを用いて、たとえば図３で示したようなリーク電流と温度との関係から算出するようにしてもよい。

このような構成とすることによって、トランジスタＴＲ１がオフの状態において、温度検出部１２０でトランジスタＴＲ１が高温であることが検知されると、トランジスタＴＲ２がオン（導通状態）とされ、接続ノードＮ１に補償電流Ｉ２が供給される。ここで、上述したように、抵抗Ｒ２の抵抗値は抵抗Ｒ１の抵抗値よりも小さいため、抵抗Ｒ１を流れる電流Ｉ１よりも補償電流Ｉ２の方が大きくなる。すなわち、リーク電流Ｉｌｅａｋを補償電流Ｉ２により補うことによって、抵抗Ｒ１を流れる電流Ｉ１を小さくし、結果として接続ノードＮ１の電位が低下することを抑制することができる。したがって、リーク電流の発生に伴って生じる誤動作を防止することができる。

図７は、図６で示したレベルシフト回路１００Ａにおいて、図５と同様にトランジスタＴＲ１の温度を変化させた場合のシミュレーション結果のタイムチャートである。図７においては、横軸に時間が示されており、縦軸にはトランジスタＴＲ１の温度Ｔｅｍｐ、入力信号レベルＶｉｎ、接続ノードＮ１における電圧レベルＶ１、出力信号レベルＶｏｕｔ、およびトランジスタＴＲ１を流れるリーク電流Ｉｌｅａｋ、温度検出部１２０からの高温検出信号ＨＴＤ、抵抗Ｒ１，Ｒ２をそれぞれ流れる電流Ｉ１，Ｉ２が示される。

図７を参照して、トランジスタＴＲ１の温度Ｔｅｍｐがしきい値Ｔ０になる時刻ｔ１１までは、リーク電流Ｉｌｅａｋが発生していない、あるいは無視できる程度しか発生していない正常状態であるので、接続ノードＮ１の電圧レベルはＨｉｇｈ状態であり、入力信号レベルＶｉｎおよび出力信号レベルＶｏｕｔはともにＬｏｗ状態で一致している。

時刻ｔ１１において、トランジスタＴＲ１の温度Ｔｅｍｐがしきい値Ｔ０を上回ると、リーク電流Ｉｌｅａｋが温度Ｔｅｍｐの上昇とともに増加し始める。このとき、電流補償回路１１０のトランジスタＴＲ２はオフ状態であるため、リーク電流Ｉｌｅａｋは、抵抗Ｒ１を流れる電流Ｉ１によって供給される。

時刻ｔ１２において、電流補償回路１１０の温度検出部１２０において、リーク電流Ｉｌｅａｋ、あるいは温度センサ等に基づいてトランジスタＴＲ１が高温であることが検出されると、高温検出信号ＨＴＤがＨｉｇｈ状態にされる。これによって、トランジスタＴＲ２がオン状態（導通状態）となるので、リーク電流Ｉｌｅａｋは、電流補償回路１１０から供給される補償電流Ｉ２によって供給される。また、抵抗Ｒ２の抵抗値は、抵抗Ｒ１の抵抗値よりも小さいため、分流の法則で電流Ｉ２の電流値が電流Ｉ１の電流値よりも大きくなり、抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉ１が大幅に低減され、接続ノードの電圧レベルＶ１の低下が抑制される。たとえば、抵抗Ｒ２の抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値の９倍の場合には、接続ノードの電圧レベルＶ１の低下が抵抗Ｒ１だけの場合の約１／１０になる。これにより、出力信号レベルＶｏｕｔがＬｏｗ状態のままで維持される。

以上のように、実施の形態１におけるレベルシフト回路１００Ａにおいては、トランジスタＴＲ１がオフ状態の場合に高温であることが検出されると、リーク電流に対応する電流が電流補償回路１１０によって補われ、出力端子における電圧レベルの変動を抑制することができる。これによって、高温環境下における使用の際のリーク電流に起因する誤動作を防止することが可能となる。

（実施の形態１の変形例）
図８は、実施の形態１の変形例に従うレベルシフト回路１００Ｂを示す図である。図８のレベルシフト回路１００Ｂにおいては、図６における抵抗Ｒ１が、定電流源ＣＳ１に置き換わった点が異なるのみであり、その他の構成については図６と同様である。

図８の構成においても、トランジスタＴＲ１のリーク電流が電流補償回路１１０によって補われるので、出力端子における電圧レベルの変動を抑制することができる。

なお、実施の形態１においては、トランジスタＴＲ１の「ドレイン（第１の電極）」が本発明における「出力電極」に対応する。

［実施の形態２］
実施の形態１におけるレベルシフト回路においては、入力信号により駆動されるトランジスタがＮＭＯＳＦＥＴである場合について説明した。実施の形態２においては、入力信号により駆動されるトランジスタがＰＭＯＳＦＥＴである場合について説明する。

図９は、実施の形態２に従うレベルシフト回路１００Ｃを説明するための図である。図９においては、図６の抵抗Ｒ１およびトランジスタＴＲ１に代えて、トランジスタＴＲ３および抵抗Ｒ３が設けられ、さらに、電流補償回路１１０に代えて電流補償回路１１０Ｃが設けられる構成となっている。

図９を参照して、トランジスタＴＲ３はＰＭＯＳＦＥＴであり、第１の電極（ソース）が第２の電源電圧ＶＣＣ２に電気的に接続され、第２の電極（ドレイン）が抵抗Ｒ３を介して接地ノードＧＮＤに電気的に接続される。トランジスタＴＲ３のゲートは入力端子ＩＮに接続される。トランジスタＴＲ３は、入力端子ＩＮに入力される入力信号に応答して、トランジスタＴＲ３のドレインと抵抗Ｒ３との接続ノードＮ３を経由して反転器ＩＮＶ２へ出力する電圧をオンオフする。

電流補償回路１１０Ｃは、温度検出部１３０と、抵抗Ｒ４と、トランジスタＴＲ４とを含む。

温度検出部１３０は、実施の形態１の温度検出部１２０と同様に、トランジスタＴＲ３の温度を検出して、高温検出信号ＨＴＤを出力する。

トランジスタＴＲ４は、ＮＭＯＳＦＥＴであり、ゲートには温度検出部１３０からの高温検出信号ＨＴＤが入力される。トランジスタＴＲ４のソースは接地ノードＧＮＤに電気的に接続され、ドレインは抵抗Ｒ４を介して接続ノードＮ３に電気的に接続される。抵抗Ｒ４の抵抗値は、抵抗Ｒ３の抵抗値よりも小さい。

実施の形態２においては、入力信号の論理レベルがＬｏｗ状態（＝０Ｖ）である場合には、トランジスタＴＲ３はオン（導通状態）であり、接続ノードＮ３の電圧レベルはＨｉｇｈ（＝５Ｖ）となる。これにより、反転器ＩＮＶ２によって、出力信号の論理レベルもＬｏｗとなる。

一方、入力信号の論理レベルがＨｉｇｈ状態（＝５Ｖ）になると、トランジスタＴＲ３がオフ（非導通状態）となるので、抵抗Ｒ３には電流が流れず、接続ノードＮ３の電圧レベルはＬｏｗとなる。これにより、出力信号の論理レベルはＨｉｇｈとなる。

ここで、トランジスタＴＲ３がオフ状態（すなわち、入力信号の論理レベルがＨｉｇｈ）の場合に、トランジスタＴＲ３の温度が上昇してリーク電流Ｉｌｅａｋが発生すると、抵抗Ｒ３によって接続ノードＮ３の電圧レベルがプルアップされる。そして、接続ノードＮ３の電圧レベルが反転器ＩＮＶ２のしきい値電圧Ｖｔｈを上回ると、出力信号の論理レベルがＬｏｗとなってしまい、入力信号の論理レベル（Ｈｉｇｈ）と異なった状態となり得る。

電流補償回路１１０Ｃの温度検出部１３０は、リーク電流Ｉｌｅａｋに基づいてトランジスタＴＲ３が高温であることを検出すると、高温検出信号ＨＴＤをＨｉｇｈ状態にする。これにより、トランジスタＴＲ４がオン（導通状態）となる。抵抗Ｒ４の抵抗値は抵抗Ｒ３の抵抗値よりも低いため、接続ノードＮ３に流れ込むリーク電流Ｉｌｅａｋのほとんどは、抵抗Ｒ４を介して接地ノードＧＮＤへと流れる。そのため、抵抗Ｒ３でのプルアップ量が低減されて、接続ノードＮ３の電圧レベルの上昇を抑えることができる。その結果として出力信号の論理レベルをＨｉｇｈの状態に維持することができる。

以上のように、駆動用トランジスタとしてＰＭＯＳＦＥＴを用いたレベルシフト回路においても、電流補償回路によってリーク電流を接地ノードにバイパスすることによって、高温環境下での使用においてリーク電流が生じた場合であっても、出力端子に電気的に結合される接続ノードＮ３の電圧レベルを低い状態で維持することができる。その結果、レベルシフト回路において高温環境下における使用の際のリーク電流に起因した誤動作を防止することが可能となる。

（実施の形態２の変形例）
図１０は、実施の形態１の変形例と同様に、図９で示したレベルシフト回路１００Ｃにおける抵抗Ｒ３を定電流源ＣＳ２に置き換えた構成を有する第２の例のレベルシフト回路１００Ｄを示す図である。

レベルシフト回路１００Ｄにおいても、トランジスタＴＲ３と定電流源ＣＳ２との接続ノードＮ４に、電流補償回路１１０Ｃが接続されている。

この場合においても、接続ノードＮ４に流れ込むリーク電流Ｉｌｅａｋを電流補償回路１１０Ｄによって接地ノードＧＮＤへと流すことができるので、高温環境下における使用の際のリーク電流に起因した誤動作を防止することができる。

なお、実施の形態２においては、トランジスタＴＲ４の「ドレイン（第２の電極）」が本発明における「出力電極」に対応する。

［実施の形態３］
実施の形態１，２においては、高温環境下における使用によってトランジスタの温度が上昇してリーク電流が発生した場合に、電流補償回路におけるトランジスタをオン（導通状態）にすることによって、出力端子に電気的に結合された出力電極の電流を調整する構成について説明した。実施の形態１，２においては、トランジスタの温度が所定のしきい値を上回った場合に電流補償回路に流れる補償電流（電流補償回路から供給される電流、または、電流補償回路へ引き込まれる電流）は、基本的には電流補償回路のインピーダンスと、抵抗（あるいは定電流源）のインピーダンスとの大小関係から成り行きで決定される。

実施の形態３における電流補償回路では、トランジスタの温度レベルに応じて補償電流を積極的かつ可変に調整する構成について説明する。

図１１は、実施の形態３に従うレベルシフト回路の第１の例を示す図であり、実施の形態１のように、入力信号により駆動されるトランジスタとしてＮＭＯＳＦＥＴが用いられる場合の例を示す。

図１１に記載されたレベルシフト回路１００Ｅにおいては、図６で示した実施の形態１のレベルシフト回路１００Ａにおける電流補償回路１１０が、電流補償回路１１０Ｅに置き換わったものとなっている。図１１の説明において、図６と重複する要素の説明については繰り返さない。

図１１を参照して、電流補償回路１１０Ｅは、温度レベル検出部１４０と、可変電流源ＣＳ３とを含む。温度レベル検出部１４０は、トランジスタＴＲ１の温度を検出し、その温度レベルによって可変に設定される高温検出信号ＨＴＤ＃を出力する。

可変電流源ＣＳ３は、第２の電源電圧ＶＣＣ２と接続ノードＮ１とに接続される。可変電流源ＣＳ３は、温度レベル検出部１４０からの高温検出信号ＨＴＤ＃に応答して、接続ノードＮ１へ供給する補償電流Ｉ２を可変に制御する。図３で示したような、トランジスタの温度とリーク電流との関係に対応して高温検出信号ＨＴＤ＃を設定し、補償電流Ｉ２を調整することによって、接続ノードＮ１の電圧レベルをより適切に調整することができる。そのため、より確実にレベルシフト回路の誤動作を防止することが可能となる。

図１２は、電流補償回路１１０Ｅの詳細な回路の一例を示す図である。図１２を参照して、温度レベル検出部１４０は、ドレインとゲートが接続されたＰＭＯＳＦＥＴのトランジスタＴＲ５と、ソースとゲートが接続されたＮＭＯＳＦＥＴのトランジスタＴＲ６とを含む。また、可変電流源ＣＳ３は、ＰＭＯＳＦＥＴのトランジスタＴＲ７を含む。

トランジスタＴＲ５のソースは第２の電源電圧ＶＣＣ２に接続され、ドレインはトランジスタＴＲ６のドレインに接続される。トランジスタＴＲ６のソースは、接地ノードＧＮＤに接続される。

トランジスタＴＲ７のソースは第２の電源電圧ＶＣＣ２に接続され、ドレインは接続ノードＮ１に接続される。トランジスタＴＲ７のゲートは、トランジスタＴＲ５のゲートに接続される。トランジスタＴＲ５とトランジスタＴＲ７とで、カレントミラー回路が形成される。

ここで、トランジスタＴＲ６は、同じ温度においてトランジスタＴＲ１よりも多くのリーク電流が流れる特性を有するものが用いられる。すなわち、トランジスタＴＲ１に流れるリーク電流を補償できる電流を流すことができる構成とする。たとえば、トランジスタＴＲ６は、トランジスタＴＲ１と同じ特性を有する複数個（たとえば４個）のトランジスタを並列に接続した構成としてもよい。

このような構成とすることで、温度の上昇とともにトランジスタＴＲ１においてリーク電流Ｉｌｅａｋが発生した場合、トランジスタＴＲ６にもリーク電流Ｉｌｅａｋよりも大きなリーク電流が発生し得る。そして、カレントミラー回路（ＴＲ５，ＴＲ７）により、当該リーク電流をカバー可能な補償電流Ｉ２がトランジスタＴＲ７から接続ノードＮ１へ供給される。トランジスタＴＲ６のリーク電流の温度特性が所望となるように設計することで、補償電流Ｉ２を適切に調整することができる。

（実施の形態３の変形例）
図１３は、実施の形態３に従うレベルシフト回路の第２の例を示す図であり、実施の形態２のように、入力信号により駆動されるトランジスタとしてＰＭＯＳＦＥＴが用いられる場合の例を示す。

図１３に記載されたレベルシフト回路１００Ｆにおいては、図９で示した実施の形態２のレベルシフト回路１００Ｃにおける電流補償回路１１０Ｃが、電流補償回路１１０Ｆに置き換わったものとなっている。図１３の説明において、図９と重複する要素の説明については繰り返さない。

図１３を参照して、電流補償回路１１０Ｆは、温度レベル検出部１４０と、可変電流源ＣＳ４とを含む。温度レベル検出部１４０＃は、図１１と同様に、トランジスタＴＲ３の温度を検出し、その温度レベルによって可変に設定される高温検出信号ＨＴＤ＃を出力する。

可変電流源ＣＳ４は、接続ノードＮ３と接地ノードＧＮＤとに接続される。可変電流源ＣＳ４は、温度レベル検出部１４０＃からの高温検出信号ＨＴＤ＃に応答して、接続ノードＮ３から接地ノードＧＮＤへと引き込む補償電流Ｉ４を可変に制御する。図１３のような構成においても、補償電流Ｉ４をより適切に制御できるため、より確実にレベルシフト回路の誤動作を防止することが可能となる。

図１４は、電流補償回路１１０Ｆの詳細な回路の一例を示す図である。図１４を参照して、温度レベル検出部１４０＃は、ソースとゲートが接続されたＰＭＯＳＦＥＴのトランジスタＴＲ８と、ドレインとゲートが接続されたＮＭＯＳＦＥＴのトランジスタＴＲ９とを含む。また、可変電流源ＣＳ４は、ＮＭＯＳＦＥＴのトランジスタＴＲ１０を含む。

トランジスタＴＲ８のソースは第２の電源電圧ＶＣＣ２に接続され、ドレインはトランジスタＴＲ９のドレインに接続される。トランジスタＴＲ９のソースは、接地ノードＧＮＤに接続される。

トランジスタＴＲ１０のドレインは接続ノードＮ３に接続され、ソースは接地ノードＧＮＤに接続される。トランジスタＴＲ１０のゲートは、トランジスタＴＲ９のゲートに接続される。トランジスタＴＲ９とトランジスタＴＲ１０とで、カレントミラー回路が形成される。

トランジスタＴＲ８は、実施の形態３の図１２におけるトランジスタＴＲ５と同様に、同じ温度においてトランジスタＴＲ３よりも多くのリーク電流が流れる特性を有するものが用いられる。すなわち、リーク電流のほとんどを接続ノードＮ３から接地ノードＧＮＤへと引き込むことができるように構成される。たとえば、トランジスタＴＲ８は、トランジスタＴＲ３と同じ特性を有する複数個（たとえば４個）のトランジスタを並列に接続した構成としてもよい。

このような構成とすることで、温度の上昇とともにトランジスタＴＲ３においてリーク電流Ｉｌｅａｋが発生した場合、トランジスタＴＲ８にもリーク電流Ｉｌｅａｋよりも大きなリーク電流が発生し得る。そして、カレントミラー回路（ＴＲ９，ＴＲ１０）により、当該リーク電流を補償電流Ｉ４として接続ノードＮ３からトランジスタＴＲ１０を介して接地ノードＧＮＤへと引き込むことができる。トランジスタＴＲ８のリーク電流の温度特性が所望となるように設計することで、補償電流Ｉ４を適切に調整することができる。

実施の形態１〜３で示されたレベルシフト回路は、任意の他の回路と結合させて電子機器を構成することができる。また、上記のレベルシフト回路は集積回路として形成することも可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０電子機器、１００，１００Ａ〜１００Ｆレベルシフト回路、１１０，１１０Ｃ，１１０Ｅ，１１０Ｆ電流補償回路、１２０，１３０温度検出部、１４０，１４０＃温度レベル検出部、ＣＳ１〜ＣＳ４電流源、ＧＮＤ接地ノード、ＩＮ入力端子、ＩＮＶ１〜ＩＮＶ３反転器、Ｎ１〜Ｎ４接続ノード、ＯＵＴ出力端子、Ｒ１〜Ｒ４抵抗、ＴＲ１〜ＴＲ１０トランジスタ。

Claims

入力信号の電圧レベルを電源電圧のレベルに変換して出力するためのレベルシフト回路であって、
前記入力信号を受ける入力端子と、
前記電源電圧および接地ノードにそれぞれ電気的に結合された第１の電極および第２の電極と、前記入力端子に結合された制御電極とを含むトランジスタと、
前記第１の電極に電気的に結合された出力端子と、
前記電源電圧と前記第１の電極とに結合された第１の抵抗と、
前記トランジスタの温度を検出する温度検出回路を含み、前記トランジスタの温度に応じて前記トランジスタから漏れ出るリーク電流に対応して、前記第１の電極である出力電極に流れる電流を調整することによって、前記出力端子の電圧レベルの変動を抑制するように構成された電流補償回路とを備え、
前記トランジスタは、前記第１の電極をドレインとし、前記第２の電極をソースとするＮＭＯＳＦＥＴであり、
前記リーク電流は、前記トランジスタの温度が高くなるにつれて増加する傾向を有しており、
前記電流補償回路は、
前記電源電圧に結合され、前記温度検出回路からの信号に従って動作するスイッチと、
前記スイッチと前記出力端子とに結合された第２の抵抗とをさらに含み、
前記電流補償回路は、前記トランジスタの温度が予め定められたしきい値を上回ると、前記スイッチを導通状態として、前記リーク電流に対応した電流を前記出力電極に供給する、レベルシフト回路。
前記第２の抵抗の抵抗値は、前記第１の抵抗の抵抗値よりも小さい、請求項１に記載のレベルシフト回路。
入力信号の電圧レベルを電源電圧のレベルに変換して出力するためのレベルシフト回路であって、
前記入力信号を受ける入力端子と、
前記電源電圧および接地ノードにそれぞれ電気的に結合された第１の電極および第２の電極と、前記入力端子に結合された制御電極とを含むトランジスタと、
前記第１の電極に電気的に結合された出力端子と、
前記電源電圧と前記第１の電極とに結合された定電流源と、
前記トランジスタの温度を検出する温度検出回路を含み、前記トランジスタの温度に応じて前記トランジスタから漏れ出るリーク電流に対応して、前記第１の電極である出力電極に流れる電流を調整することによって、前記出力端子の電圧レベルの変動を抑制するように構成された電流補償回路とを備え、
前記トランジスタは、前記第１の電極をドレインとし、前記第２の電極をソースとするＮＭＯＳＦＥＴであり、
前記リーク電流は、前記トランジスタの温度が高くなるにつれて増加する傾向を有しており、
前記電流補償回路は、
前記電源電圧に結合され、前記温度検出回路からの信号に従って動作するスイッチと、
前記スイッチと前記出力端子とに結合された抵抗とをさらに含み、
前記電流補償回路は、前記トランジスタの温度が予め定められたしきい値を上回ると、前記スイッチを導通状態として、前記リーク電流に対応した電流を前記出力電極に供給する、レベルシフト回路。
入力信号の電圧レベルを電源電圧のレベルに変換して出力するためのレベルシフト回路であって、
前記入力信号を受ける入力端子と、
前記電源電圧および接地ノードにそれぞれ電気的に結合された第１の電極および第２の電極と、前記入力端子に結合された制御電極とを含むトランジスタと、
前記第１の電極に電気的に結合された出力端子と、
前記電源電圧と前記第１の電極とに結合された抵抗または定電流源と、
前記トランジスタの温度を検出する温度検出回路を含み、前記トランジスタの温度に応じて前記トランジスタから漏れ出るリーク電流に対応して、前記第１の電極である出力電極に流れる電流を調整することによって、前記出力端子の電圧レベルの変動を抑制するように構成された電流補償回路とを備え、
前記トランジスタは、前記第１の電極をドレインとし、前記第２の電極をソースとするＮＭＯＳＦＥＴであり、
前記リーク電流は、前記トランジスタの温度が高くなるにつれて増加する傾向を有しており、
前記電流補償回路は、前記温度検出回路からの温度レベル信号が高くなるにつれて前記出力電極に供給する電流を増加するように構成された可変電流源をさらに含む、レベルシフト回路。
前記第１の電極と前記出力端子とに結合される反転器をさらに備える、請求項１〜４のいずれか１項に記載のレベルシフト回路。
入力信号の電圧レベルを電源電圧のレベルに変換して出力するためのレベルシフト回路であって、
前記入力信号を受ける入力端子と、
前記電源電圧および接地ノードにそれぞれ電気的に結合された第１の電極および第２の電極と、前記入力端子に結合された制御電極とを含むトランジスタと、
前記第２の電極に電気的に結合された出力端子と、
前記第２の電極と前記接地ノードとに結合された第１の抵抗と、
前記トランジスタの温度を検出する温度検出回路を含み、前記トランジスタの温度に応じて前記トランジスタから漏れ出るリーク電流に対応して、前記第２の電極である出力電極に流れる電流を調整することによって、前記出力端子の電圧レベルの変動を抑制するように構成された電流補償回路とを備え、
前記トランジスタは、前記第１の電極をソースとし、前記第２の電極をドレインとするＰＭＯＳＦＥＴであり、
前記リーク電流は、前記トランジスタの温度が高くなるにつれて増加する傾向を有しており、
前記電流補償回路は、
前記接地ノードに結合され、前記温度検出回路からの信号に従って動作するスイッチと、
前記第２の電極と前記スイッチとに結合された第２の抵抗とをさらに含み、
前記電流補償回路は、前記トランジスタの温度が予め定められたしきい値を上回ると、前記スイッチを導通状態として、前記リーク電流に対応した電流を前記出力電極から前記接地ノードへ流す、レベルシフト回路。
前記第２の抵抗の抵抗値は、前記第１の抵抗の抵抗値よりも小さい、請求項６に記載のレベルシフト回路。
入力信号の電圧レベルを電源電圧のレベルに変換して出力するためのレベルシフト回路であって、
前記入力信号を受ける入力端子と、
前記電源電圧および接地ノードにそれぞれ電気的に結合された第１の電極および第２の電極と、前記入力端子に結合された制御電極とを含むトランジスタと、
前記第２の電極に電気的に結合された出力端子と、
前記第２の電極と前記接地ノードとに結合された定電流源と、
前記トランジスタの温度を検出する温度検出回路を含み、前記トランジスタの温度に応じて前記トランジスタから漏れ出るリーク電流に対応して、前記第２の電極である出力電極に流れる電流を調整することによって、前記出力端子の電圧レベルの変動を抑制するように構成された電流補償回路とを備え、
前記トランジスタは、前記第１の電極をソースとし、前記第２の電極をドレインとするＰＭＯＳＦＥＴであり、
前記リーク電流は、前記トランジスタの温度が高くなるにつれて増加する傾向を有しており、
前記電流補償回路は、
前記接地ノードに結合され、前記温度検出回路からの信号に従って動作するスイッチと、
前記第２の電極と前記スイッチとに結合された抵抗とをさらに含み、
前記電流補償回路は、前記トランジスタの温度が予め定められたしきい値を上回ると、前記スイッチを導通状態として、前記リーク電流に対応した電流を前記出力電極から前記接地ノードへ流す、レベルシフト回路。
入力信号の電圧レベルを電源電圧のレベルに変換して出力するためのレベルシフト回路であって、
前記入力信号を受ける入力端子と、
前記電源電圧および接地ノードにそれぞれ電気的に結合された第１の電極および第２の電極と、前記入力端子に結合された制御電極とを含むトランジスタと、
前記第２の電極に電気的に結合された出力端子と、
前記第２の電極と前記接地ノードとに結合された抵抗または定電流源と、
前記トランジスタの温度を検出する温度検出回路を含み、前記トランジスタの温度に応じて前記トランジスタから漏れ出るリーク電流に対応して、前記第２の電極である出力電極に流れる電流を調整することによって、前記出力端子の電圧レベルの変動を抑制するように構成された電流補償回路とを備え、
前記トランジスタは、前記第１の電極をソースとし、前記第２の電極をドレインとするＰＭＯＳＦＥＴであり、
前記リーク電流は、前記トランジスタの温度が高くなるにつれて増加する傾向を有しており、
前記電流補償回路は、前記温度検出回路からの温度レベル信号が高くなるにつれて前記出力端子から前記接地ノードへ流す電流を増加するように構成された可変電流源をさらに含む、レベルシフト回路。
前記第２の電極と前記出力端子とに結合される反転器をさらに備える、請求項６〜９のいずれか１項に記載のレベルシフト回路。
請求項１〜１０のいずれか１項に記載のレベルシフト回路を搭載した、電子機器。
請求項１〜１０のいずれか１項に記載のレベルシフト回路が集積された、集積回路。