JP6760107B2 - 光書き込み装置及び画像形成装置 - Google Patents
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Description
そこで、低コスト化が可能なライン光学型の光書き込み装置として、発光部に有機LED(OLED: Organic LED)を用いたOLED−PHが提案されている。OLED−PHでは、発光部と薄膜トランジスタ(TFT: Thin Film Transistor)を同一基板上に形成することができるので、駆動回路部を発光部と同一基板上に形成して低コスト化を図ることができる。
一方、OLED−PHは、多層化が難しいガラス基板を使用しており、高々2層までしか多層化することができない。このため、OLEDの発光量を指示する輝度信号を入力するための信号線をノイズから保護する構造をとることができない(図27)。帯電装置等が発生させる高周波ノイズは周期的なノイズであるため、信号線にノイズ(図28(a)))が乗ると副走査方向に周期的な濃度むらが発生する(図28(b))。このように、耐ノイズ性ではOLED−PHはLPHに劣っている。
また、OLED−PHでは、輝度信号をDAC(Digital to Analogue Converter)からサンプルホールド回路に入力して、サンプルホール回路に保持されている輝度信号に応じた駆動電流をOLEDに供給することによって、OLEDの発光量を調整する。この輝度信号をDACからサンプルホールド回路に書き込み時間に余裕がないのに、ADCと配線とをサンプルホールド回路に接続すると配線容量が増大するので、輝度信号の書き込み時間内に書き込みが完了しなくなってしまう、という問題がある。
本発明は、上述のような問題に鑑みて為されたものであって、サンプルホールド回路への書き込み電圧の精度と、高周波ノイズの検出精度とを低コストで確保することができる光書き込み装置及び画像形成装置を提供することを目的とする。
この場合において、前記駆動手段は、薄膜トランジスターであって、ソース端子に定電圧を印加され、ゲート−ソース電圧Vgsに応じたドレイン電流を供給して前記発光素子を発光させ、前記検出手段は、前記駆動手段のゲート電圧に含まれるノイズ成分を検出するのが望ましい。
また、前記切り替え手段配下の発光素子の点灯状態が、当該発光素子が露光する画像領域において、所定画素数以上連続して同一であるか否かを前記画像データから判定する判定手段と、前記判定手段による判定が否定的である場合に、前記検出手段による検出を禁止する禁止手段と、を備えてもよい。
また、前記補正手段は、前記検出手段が前記ノイズ成分を検出したときの当該ノイズ成分の位相と、次に輝度信号を出力するときに当該輝度信号に重畳するノイズ成分の位相との差に応じて前記輝度信号を補正してもよい。
また、前記伝達回路から前記検出手段に至る配線は、前記伝達回路を構成する配線よりも配線インピーダンスが低いのが望ましい。
[1]画像形成装置
まず、本実施の形態に係る画像形成装置の主要な構成について説明する。
図1に示されるように、画像形成装置1は、所謂タンデム型のカラープリンターである。画像形成装置1が備える作像部110Y、110M、110C及び110Kは、制御部101の制御の下、Y(イエロー)、M(マゼンタ)、C(シアン)、K(ブラック)各色のトナー像を形成する。
同様にして、作像部110M、110C及び110Kが形成したMCK各色のトナー像が、Y色のトナー像に重なるようにタイミングを合わせて中間転写ベルト102の外周面上に1次転写され、カラートナー像が形成される。中間転写ベルト102はカラートナー像を2次転写ローラー対103まで搬送する。
2次転写ローラー対103は、中間転写ベルト102上のトナー像を記録シートS上に静電転写(2次転写)する。トナー像を転写された記録シートSは、定着装置105でトナー像を熱定着された後、排紙ローラー106によって排紙トレイ107上に排出される。
以下においては、YMCK各色の作像部110Y、110M、110C及び110Kに共通する構成について説明するので、YMCKの文字を省略する。
[2]光書き込み装置100
次に、光書き込み装置100について説明する。
(2−1)光書き込み装置100の構成
図2に示されるように、光書き込み装置100は、OLEDパネル200とレンズアレイ202をホルダー203にて保持した構成を備えており、主走査方向(図2における紙面垂直方向)に長尺になっている。OLEDパネル200においては、多数のOLED201が1列又は千鳥配置された複数列で主走査方向に沿ってライン状に配設されている。
(2−2)OLEDパネル200の構成
図3は、OLEDパネル200の概略平面図であり、併せてB−B´線における断面図とC−C´線における断面図が示されている。また、概略平面図には、OLEDパネル200が後述する封止板304を取り外した状態で示されている。
(2−3)TFT基板300の構成
次に、TFT基板300の構成について説明する。
図4は、TFT基板300の回路構成の概略を示すブロック図である。
TFT基板300の回路構成について更に詳細に説明する。なお、以下においては、駆動用TFT522がpチャンネルである場合を例にとって説明しているが、言うまでもなくnチャンネルの駆動用TFT522を用いてもよい。
(2−3−1)OLED201を発光させるための回路構成
TFT基板300は、画像データに応じた駆動電流をOLED201に供給することによって、OLED201を所望の光量で発光させる。
(2−3−1−1)発光ブロック402
図5に示すように、TFT基板300には、15,000個の発光画素回路520が実装されており、100個の発光画素回路520を1組として150個の発光ブロック402に区分されている。各発光ブロック402に1対1に対応して選択回路401が設けられている。選択回路401はOLED選択用シフトレジスター511と100個のOLED選択用TFT512とを備えている。
(2−3−1−2)発光画素回路520
発光画素回路520は、OLED201を発光させるための回路である。
例えば、キャパシター521にHiに相当する輝度信号が書き込まれると、駆動用TFT522がオンして、駆動電流に応じた光量でOLED201が発光する。また、キャパシター521にLowに相当する輝度信号が書き込まれると、駆動用TFT522はオフして、OLED201は発光しない。このように、DAC400が出力する輝度信号を変更することによって、OLED201の発光量を制御することができる。
OLED201のアノード端子は、OLED駆動用TFT522のドレイン端子に接続されている。OLED201のカソード端子は、電源配線533を介して定電圧源Voledに接続されている。OLED201は電流駆動型の発光素子であり、OLED駆動用TFT522から供給される駆動電流の電流量に応じた光量で発光し又は消灯する。上述のように、駆動電流量はキャパシター521の保持電圧に対応し、キャパシター521の保持電圧はDAC400の出力信号に対応するので、OLED201はDAC400の出力信号に対応する光量で発光することになる。
(2−3−1−3)リセット回路540
リセット回路540は、150個のDAC400に1対1に対応する150個のリセット用TFT541を備えている。リセット用TFT541のソース端子はリセット電源Vrstに接続されている。リセット用TFT541のゲート端子にはリセット信号RSTが入力されている。また、リセット用TFT541のドレイン端子は、対応するDAC400からOLED選択用TFT512のソース端子に至る配線に接続されている。
以上のように、光書き込み装置100は、DAC400から発光画素回路520に画素信号を入力することによって、OLED駆動用TFT522の制御電圧であるゲート−ソース間電圧Vgsを制御し、延いてはOLED201の光量を制御する。
(2−3−2)ソース−ドレイン間電圧Vsdの検出するための回路構成
次に、OLED駆動用TFT522の出力電圧であるソース−ドレイン間電圧Vsdを検出するための回路構成について説明する。
また、各発光ブロック402内では、発光画素回路520毎にホールド期間の開始時点が異なっているので、ホールド期間にソース−ドレイン間電圧Vsdを検出することができるように、ラッチ回路502にサンプル期間中、ラッチせずに待つための遅延回路等を設けてもよい。このようにすれば、確実にホールド期間中にソース−ドレイン間電圧Vsdをラッチすることができる。ラッチしたゲート−ソース間電圧Vgsは制御部101のASIC310に記憶される。
また、検出用シフトレジスター420は、クロック信号CLKと画像データに同期してシフトレジスト動作を行っており、画像データを参照するのはソース−ドレイン間電圧Vsdの検出対象となるOLED駆動用TFT522がOLED201を発光させるためにOLED201に駆動電流を供給しているか否かを判断して、駆動電流の供給中にソース−ドレイン間電圧Vsdを検出するためである。
(2−3−3)ノイズ成分を検出するための回路構成
次に、高周波ノイズによって輝度信号に重畳したノイズ成分を検出するための回路構成について説明する。
ノイズの検出感度を高めるために、引き出し配線531は書き込み配線530よりも配線インピーダンスが低くなるように設計されている。例えば、配線パターンの幅を広くすれば配線インピーダンスを低くすることができる。引き出し配線531の配線インピーダンスを低くすれば、高周波ノイズによって誘導電流が発生しても、誘導電流に起因する電圧降下(ノイズ電圧)を小さくすることができる。また、引き出し配線531の引き出し点が接続点530pに限定されないのは言うまでもなく、これに代えて、接続点530p以外の個所で引き出し配線531を書き込み配線530に接続してもよい。
[3]OLEDパネル200の動作
OLEDパネル200は、発光ブロック402毎に100個のOLED201がDAC400を共有し、選択回路401によって発光画素回路520を順次切り替えながらDACから輝度信号をキャパシター521に書き込むアクティブ駆動方式を採用している。キャパシター521に書き込まれた輝度信号は、主走査期間(1H期間)経過後の次の書き込みが実施されるまで保持される。OLED201は、輝度信号に応じた発光量で約1H期間発光し続ける。
次に、シフトレジスター511が1番目の選択用TFT512をオフすると、1番目のキャパシター521が保持している電圧に応じた駆動電流が1番目のOLED201に供給され、OLED201が点灯する(ホールド期間)。
このようなアクティブ駆動方式を採用すれば、OLEDパネル200の回路規模を削減することができる。
[4]ASIC306
次に、画像形成装置1の制御部101が内蔵するASIC306について説明する。図7に示すように、ASIC306はドットカウント部700、画像検出部710及び駆動電流補正部720を備えている。
(3−1)ドットカウント部700
ドットカウント部700は、15,000個のOLED201に1対1に対応するドットカウンター701を備えている。ドットカウンター701のカウント値は、対応するOLED201が1回発光するごとに1ずつ増加する。
(3−2)画像検出部710
画像検出部710は、ノイズ検出用ADC500に対応するDAC400の配下の発光ブロック402が担う画像領域において、点灯又は消灯の何れか一方の画像データが主走査方向に所定画素数以上連続する領域(以下、単に「連続領域」という。)を検出する。この所定画素数は、DAC400が当該画素数分の輝度信号を書き込むのに必要となる時間、言い換えると、当該画素数をサンプル期間に乗算した時間が、ノイズ検出用ADC500が輝度信号をAD(Analogue to Digital)変換するために要する時間よりも長くなっているような画素数である。
(3−3)駆動電流補正部720
OLED201は、OLED201そのものが経時劣化したり、高周波ノイズの影響によって輝度信号が変動したりすると発光量が変動する。駆動電流補正部720は、OLED201に供給する駆動電流量を補正することによって発光量の変動を抑制する。このため、駆動電流補正部720は、駆動用TFT512毎のVsd−Id特性テーブル721、OLED201毎の設定光量に対応した初期の駆動電流量を記憶するId初期データテーブル722、OLED201の環境温度、累積発光時間及び設定光量をパラメータとしたId補正係数テーブル723及びVsd検出データテーブル724を記憶している。
[4]経時劣化などに起因する光量変動の補正
次に、OLED201の経時劣化に起因する発光量の変動を抑制するために、OLED201の駆動電流量Idを補正する処理について説明する。
しかしながら、OLED201に駆動電流Idを供給すると、OLED201のアノード端子とカソード端子との間で電圧降下(順方向電圧Vel)が発生する。順方向電圧Velの大きさは供給される駆動電流Idに応じて変化する。一方、電源電圧Vpwr、Voledは変化しないので、駆動用TFT512のドレイン端子にOLED201のアノード端子を接続した直列回路の両端電圧は一定である。このため、駆動電流Idの変動によってOLED201の順方向電圧Velが変動すると、駆動用TFT512のソース−ドレイン間電圧Vsdが変動する。
具体的には、図10に示すように、まず、温度センサー303にてOLED201の環境温度を検出する(S1001)。次に、15,000個すべてのOLED201についてステップS1002からS1009までのループ処理を実行する。
図11に示すように、Id補正係数テーブル723は摂氏0度から摂氏80度までの範囲内の環境温度、累積発光時間及びLaからLdまでの設定光量の組み合わせ毎にId補正係数を記憶するテーブルである。環境温度は温度センサー303にて取得され、累積発光時間はドットカウンター701から取得される。
このようにすれば、設定光量でOLED201を発光させるための駆動電流Idを得ることができる。
次に、Vsd検出データテーブル724を参照して、ソース−ドレイン間電圧Vsdの検出データを取得する(S1007)。図13に示すように、Vsd検出データテーブル724は、ラッチ回路502がラッチしたソース−ドレイン間電圧Vsdのデジタル値をOLED駆動用TFT522毎に保存するテーブルである。Vsd検出データテーブル724は、ラッチ回路502がソース−ドレイン間電圧Vsdのデジタル値をラッチするたびに最新のデータに書き換えられる。
図14に示すように、Vsd−Id特性テーブル721は、OLED駆動用TFT522毎のVsd−Id特性として、ゲート−ソース間電圧Vgs毎にソース−ドレイン間電圧Vsdとドレイン電流Idとの関係を記憶する。
また、Vsd−Id特性テーブル721に対応するゲート−ソース間電圧Vgsがない場合には、直近のゲート−ソース間電圧Vgsを用いて線形補間してもよい。図15(b)の例では、直近のゲート−ソース間電圧VgsがVa、Vbである場合に、ソース−ゲート間電圧Va、Vbとソース−ドレイン間電圧Vsdとの組み合わせにそれぞれ対応するドレイン電流Ida、Idbを用いて、線形補間によりゲート−ソース間電圧Vgsを設定する。具体的には、
Vgs={(Id−Idb)×Va+(Ida−Id)×Vb}/(Ida−Idb) …(2)
とすればよい。
[5]高周波ノイズに起因する光量変動の補正
次に、高周波ノイズに起因する光量変動を抑制するための処理について説明する。
制御部101は、ノイズ検出用ADC500が出力する検出値Vdetectからn番目のDAC400の入力値(デジタル値)Vdacを減算して、n番目の発光画素回路520におけるノイズ成分Ax(以下、単に「n番目のノイズ成分Ax」という。)を算出する(S1606)。
高周波ノイズに起因するノイズ成分の大きさはDAC400毎に異なる。そこで、n番目以外のDAC400の配下のOLED201に供給する駆動電流Idを補正するために、n番目のノイズ成分Axからn番目以外のノイズ成分Axを求める(S1607)。
具体的には、m番目のノイズ成分Ax_mを求める場合、図17に示すようなDC成分及びゲイン成分テーブル725を参照して、下式(4)のように、n番目のノイズ成分Axからn番目のDC成分DCnを減算し、算出した減算値にm番目のゲイン成分Gainmを乗算する。更に、乗算値にm番目のDC成分DCmを加算する。
式(4)を用いれば、1から(n−1)まで及び(n+1)から150までの各Ax_mを算出することができる。
画像データ中の次のラインにおいて、m番目の発光画素回路520へ輝度信号を出力するためにm番目のDAC400が入力する入力値Vi_mは、上記[4]において述べたように経時劣化等を考慮して決定されるのだが、m番目のノイズ成分Ax_mが重畳すると予想されるので、重畳するノイズ成分Ax_mを相殺するために、DAC400の入力値Vi_mを補正する(S1608)。
このようにすれば、画像データ中の次のラインにおいてDAC400が出力する輝度信号が予めノイズ成分だけ補正されているので、輝度信号にノイズ成分が重畳することによって所望のゲート−ソース電圧Vgsがキャパシター521に保持される。従って、高周波ノイズに起因するOLED201の光量変動が抑制されるので、高い印刷画質を実現することができる。
[6]変形例
以上、本発明を実施の形態に基づいて説明してきたが、本発明が上述の実施の形態に限定されないのは勿論であり、以下のような変形例を実施することができる。
(1)上記実施の形態においては、ノイズ検出用ADC500が選択用TFT512のソース電圧を検出する場合を例にとって説明したが、本発明がこれに限定されないのは言うまでもなく、これに代えて駆動用TFT512のゲート電圧を検出してもよい。このようにしても、本発明の効果は同じである。
(2)上記実施の形態においては、画像データ中の連続領域においてノイズ検出用ADC500にて輝度信号をAD変換する場合を例にとって説明したが、本発明がこれに限定されないのは言うまでもなく、これに代えて次のようにしてもよい。例えば、ノイズ検出用ADC500が、1つのサンプル期間内で、輝度信号のAD変換を完了することができる場合には、連続領域を検出する必要はない。任意のサンプル期間内において輝度信号をAD変換すれば、ノイズ成分Axを算出して、輝度信号を補正することができる。
(3)上記実施の形態においては、画像データ中の先行するラインで検出したノイズ成分をそのまま用いて次のラインの輝度信号を補正する場合を例にとって説明したが、本発明がこれに限定されないのは言うまでもなく、これに代えて次のようにしてもよい。
しかしながら、印刷画像は濃度むらが1%を超えるとスジノイズが視認される。このため、ノイズ成分Axの変動周期が短く、隣り合うラインどうしでのノイズ成分Axの変動が大きい場合に、前のラインで検出したノイズ成分Axをそのまま使って次のラインの輝度信号を補正すると、高周波ノイズに起因する濃度変動を1%未満に抑制することができないおそれがある。
このような問題に対しては、次のようにすることができる。帯電装置112や現像装置113が発生させる高周波ノイズは周期や振幅が一定しているため、ノイズ成分Axの周期や振幅も一定である。ノイズ成分Axの周期と振幅とは、工場出荷時に計測する等すれば予め知ることができる。従って、図18に示すような高周波ノイズデータテーブル726に、ノイズ成分Axの位相ごとにノイズ成分Axの値を対応させた高周波ノイズデータを予めASIC306に記憶させておくことができる。
期間#2は位相誤差Bの範囲内でノイズ成分Axが単調増加する期間である。具体的には、位相誤差Bの範囲が270度以上で、かつ90度(450度)以下の範囲内に含まれる場合である。
期間#4は位相誤差Bの範囲内にノイズ成分Axの極小値を含む期間である。具体的には、位相誤差Bの範囲が(270−B)度以上で、かつ(270+B)度以下の範囲内に含まれる場合である。
(3−1)期間#1、#2
期間#1、#2内ではノイズ成分Axは単調減少または単調増加するので、DAC400の入力値Vdacに想定位相Paのノイズ成分Ax(Pa)が重畳した値Viが、ノイズ検出用ADC500の検出値Vdetectに一致する位相は、期間#1内で1点しかない。従って、ノイズ成分Axの想定位相Paの補正の要否を以下のように判定する。
(3−1−1)Vi=Vdetectである場合
図20に示すように、DAC400は、経年劣化等を考慮した輝度信号値Viから想定位相Paのノイズ成分Ax(Pa)を差し引いた輝度信号値Vdac(=Vi−Ax(Pa))をDA(Digital to Analogue)変換して出力する。ノイズ検出用ADC500は、DAC400の出力信号に高周波ノイズが重畳した信号をAD変換して信号値Vdetectを出力する。検出信号値Vdetectには、
Vdetect = Vdac + Ax(P) …(6)
のように、実際の位相Pのノイズ成分Ax(P)が含まれている。一方、経年劣化等を考慮した輝度信号値Viは、
Vi = Vdac + Ax(Pa) …(7)
のように、DAC400の入力値Vdacに想定位相Paのノイズ成分Ax(Pa)を重畳した値になっている。
(3−1−2)Vi≠Vdetectである場合
この場合には、上記の式(6)、(7)から
Ax(Pa)>Ax(P) …(8)
または、
Ax(Pa)<Ax(P) …(9)
であると判断される。(8)である場合、期間#1ではノイズ成分Axは単調減少するため、ノイズ成分Axの想定位相Paは実際の位相Pよりも遅れていることになる。期間#2ではノイズ成分Axは単調増加するため、ノイズ成分Axの想定位相Paは実際の位相Pよりも進んでいることになる。
いずれの場合も想定位相Paが実際の位相Pからずれているので、想定位相Paを補正する必要がある。このため、高周波ノイズデータテーブル726を参照して、実際のノイズ成分Ax(P)に最も近いノイズ成分値Ax(x)、Ax(y)を特定する。ここで、期間#1では、
Ax(x) > Ax(P) > Ax(y) …(10)
となり、また、期間#2では、
Ax(x) < Ax(P) < Ax(y) …(10)
となるように、位相xは実際の位相Pよりも遅れた位相であり、位相yは実際の位相Pよりも進んだ位相であるものとする。これらの値を用いた補間によって、想定位相Paを次式のように更新する。
ノイズ検出用ADC500にて信号値Vdetectを検出したラインよりも後に露光するラインについては更新後のノイズ成分Ax(Pa)を用いれば、高周波ノイズに起因する露光むらを補正することができる。
Ax(P) = B×sin(P) …(11)
と書けるので、想定位相Paを
Pa = sin−1(Ax(P)/B) …(12)
のように、更新してもよい。
(3−2)期間#3、#4
ノイズ成分Axの想定位相Paの位相誤差Bの範囲が期間#3、#4である場合には、検出されたノイズ成分Ax(P)に対応する位相値が2つある場合がある。例えば、図21(a)に示すように、期間#3において位相誤差Bの範囲が位相90度を含む位相Pa−から位相Pa+までの範囲に亘っており、ノイズ成分Ax(P−)がノイズ成分Ax(P+)よりも大きい場合には、検出されたノイズ成分Ax(P)がAx(P−)以上で、かつ位相が90度であるときのノイズ成分Ax(90°)未満だと実際の位相Pの候補が2つあるため、実際の位相Pを確定することができない。
期間#4においても同様に、図21(b)に示すように、位相誤差Bの範囲が位相270度を含む位相Pa−から位相Pa+までの範囲に亘っており、ノイズ成分Ax(P+)がノイズ成分Ax(P−)よりも小さい場合には、検出されたノイズ成分Ax(P)がAx(P−)以下で、かつ位相が270度であるときのノイズ成分Ax(270°)より大きい実際の位相Pの候補が2つあるため、実際の位相Pを確定することができない。
以上のような考察を進めると、位相P、P+及びP−におけるノイズ成分Ax(P)、Ax(P+)及びAx(P−)の大小関係を次の7通りに分けて、実際の位相Pの確定の可否を考えることができる。
(b)Ax(P+) = Ax(P) > Ax(P−)
(c)Ax(P)>Ax(P+)>Ax(P−)
(d)Ax(P)>Ax(P+)=Ax(P−)
(e)Ax(P)>Ax(P−)>Ax(P+)
(f)Ax(P−)=Ax(P)>Ax(P+)
(g)Ax(P−)>Ax(P)>Ax(P+)
(3−2−1)実際の位相Pを確定できない場合
上記の7通りのうち、(b)から(f)までについては実際の位相Pの候補が2つあるので、実際の位相Pを確定することができない。このため、実際の位相Pを用いて想定位相Paを更新することができない。
(3−2−2)実際の位相Pを確定できる場合
上記の7通りのうち、(a)及び(g)については実際の位相Pを確定することができるので、実際の位相Pを用いて想定位相Paを更新することができる。
(3−2−2−1)Vi=Vdetectである場合
ノイズ検出用ADC500の出力値Vdetectが信号値Viに等しい場合には、ノイズ成分Axの想定位相Paが実際の位相Pに一致していると判断されるので、想定位相Paを補正する必要はない。
(3−2−2−2)Vi≠Vdetectである場合
この場合には想定位相Paが実際の位相Pからずれているので、上記の(3−1−2)と同様にして想定位相Paを補正する。
(4)上記実施の形態においては、DC成分及びゲイン成分テーブル725を参照してn番目のノイズ成分Axからm番目のノイズ成分Ax_mを求める場合を例にとって説明したが、本発明がこれに限定されないのは言うまでもなく、これに代えて次のようにしてもよい。例えば、複数の書き込み配線530に重畳するノイズ成分Axを検出し、これらのノイズ成分Axを用いた補間演算によって、他の書き込み配線530に重畳するノイズ成分Axを算出してもよい。
1 < m <75 …(13)
ならば、1番目と75番目のノイズ成分Ax_1、Ax_75から、下記の式(14)を用いて、m番目のノイズ成分Ax_mを算出する。
Ax_m = {Ax_1×(75−m)+Ax_75×(m−1)}/(75−1) …(14)
同様に、
75 < m <150 …(13)
ならば、75番目と150番目のノイズ成分Ax_75、Ax_150から、下記の式(15)を用いて、m番目のノイズ成分Ax_mを算出する。
このようにすれば、2番目から74番目及び76番目から149番目までの各ノイズ成分Ax_mを算出することができる。また、本変形例では、上記実施の形態とは異なって、m番目のノイズ成分Ax_mを算出するためにDC成分及びゲイン成分テーブル725を必要としない。このため、ASIC306の記憶容量を削減することができるという意味でコスト低減を図ることができる。
(5)上記実施の形態においては、高周波ノイズデータテーブル726を予め初期データとしてASIC306に記憶しておく場合を例にとって説明したが、本発明がこれに限定されないのは言うまでもなく、これに代えて次のようにしてもよい。
このようにすれば、高周波ノイズの経時変化に合わせて高周波ノイズデータテーブル726を更新するので、高周波ノイズの位相を精度よく検出することができる。従って、高周波ノイズが経時変化してもノイズ成分Axを精度よく相殺するようにDAC400の入力値Vi_mを補正することができる。
(6)上記実施の形態においては、n番目の書き込み配線530に重畳するノイズ成分Axを検出する場合を例にとって説明したが、本発明がこれに限定されないのは言うまでもなく、これに代えて次のようにしてもよい。
これに対して、本変形例では、図25に示すように、1番目、75番目及び150番目の書き込み配線530に重畳するノイズ成分Ax_1、Ax_75及びAx_150を検出するために、各書き込み配線530から引き出された引き出し配線531にそれぞれノイズ検出用ADC500が接続されている。
このようにすれば、1番目のDAC400に対応する画像領域に連続領域が無くても、他のDAC400に対応する連続領域があれば、高周波ノイズの位相を精度よく検出することができる。
(7)上記実施の形態においては、印字領域で輝度信号を補正する場合を例にとって説明したが、紙間領域も含めて画像検出を行い、補正を行ってもよいことは言うまでもない。
(8)上記実施の形態においては、ラッチ回路502が保持する輝度信号を制御部101が参照して輝度信号を補正する処理を行う場合を例にとって説明したが、本発明がこれに限定されないのは言うまでもなく、これに代えて、駆動IC302にて輝度信号を補正する処理を行ってもよい。この場合において、駆動IC302は、制御部101のASIC306に対して処理を要求してもよいし、ASIC306に相当する機能を駆動IC302に搭載してもよい。
(9)上記実施の形態においては、画像形成装置1がタンデム型のカラープリンターである場合を例にとって説明したが、本発明がこれに限定されないのは言うまでもなく、タンデム型以外のカラープリンターやモノクロプリンターに本発明を適用してもよい。また、スキャナーを備えた複写装置や、更に、ファクシミリ通信機能を備えたファクシミリ装置といった単機能、これらの機能を兼ね備えた複合機(MFP: Multi-Function Peripheral)に本発明を適用しても同様の効果を得ることができる。
100…光書き込み装置
101…制御部
110…作像部
112…帯電装置
113…現像装置
200…OLEDパネル
300…TFT基板
302…駆動IC
306…ASIC
400…DAC
500…ノイズ検出用ADC
Claims (9)
- ライン状に配列された複数の発光素子と、前記複数の発光素子に1対1に対応して設けられ、対応する発光素子を発光させる複数の駆動手段と、画像データに応じて前記発光素子の発光量を前記駆動手段に指示する輝度信号を出力する設定手段と、を有し、前記発光素子の出射光によって感光体表面を1ラインずつ露光する光書き込み装置であって、
前記設定手段が輝度信号を出力している状態で、前記設定手段から前記駆動手段に至る前記輝度信号の伝達回路上で、前記輝度信号に重畳するノイズ成分を検出する検出手段と、
前記検出手段がノイズ成分を検出したラインに後続するラインについて、前記設定手段が出力する輝度信号を、前記検出手段が検出したノイズ成分に応じて補正する補正手段と、を備える
ことを特徴とする光書き込み装置。 - 前記駆動手段は、薄膜トランジスターであって、ソース端子に定電圧を印加され、ゲート−ソース電圧Vgsに応じたドレイン電流を供給して前記発光素子を発光させ、
前記検出手段は、前記駆動手段のゲート電圧に含まれるノイズ成分を検出する
ことを特徴とする請求項1に記載の光書き込み装置。 - 前記設定手段から前記駆動手段に至る前記輝度信号の伝達回路上に設けられ、前記輝度信号の伝達先となる前記駆動手段を切り替える切り替え手段と、を備え、
前記検出手段は、前記設定手段から前記切り替え手段に至る前記輝度信号の伝達回路上で前記ノイズ成分を検出する
ことを特徴とする請求項1に記載の光書き込み装置。 - 前記切り替え手段配下の発光素子の点灯状態が、当該発光素子が露光する画像領域において、所定画素数以上連続して同一であるか否かを前記画像データから判定する判定手段と、
前記判定手段による判定が否定的である場合に、前記検出手段による検出を禁止する禁止手段と、を備える
ことを特徴とする請求項3に記載の光書き込み装置。 - 前記検出手段は、前記設定手段が出力する輝度信号と、前記伝達回路上で検出された信号との差分を求めることによって、前記ノイズ成分を検出する
ことを特徴とする請求項1から4の何れかに記載の光書き込み装置。 - 前記補正手段は、前記検出手段が前記ノイズ成分を検出したときの当該ノイズ成分の位相と、次に輝度信号を出力するときに当該輝度信号に重畳するノイズ成分の位相との差に応じて前記輝度信号を補正する
ことを特徴とする請求項1から5の何れかに記載の光書き込み装置。 - 前記伝達回路は複数設けられており、
前記検出手段は、前記複数の伝達回路のうちの一部の伝達回路についてのみ前記ノイズ成分を検出し、
前記補正手段は、前記検出手段が検出したノイズ成分を用いて、前記検出手段が前記ノイズ成分を検出しない伝達回路によって伝達される輝度信号を補正する
ことを特徴とする請求項1から6の何れかに記載の光書き込み装置。 - 前記伝達回路から前記検出手段に至る配線は、前記伝達回路を構成する配線よりも配線インピーダンスが低い
ことを特徴とする請求項1から7の何れかに記載の光書き込み装置。 - 請求項1から8の何れかに記載の光書き込み装置を備える
ことを特徴とする画像形成装置。
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