JP6749613B2 - 直流電源装置 - Google Patents

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Description

本明細書中に開示されている発明は、直流電源装置に関する。
高電圧出力（数ｋＶ〜数百ｋＶ出力）の直流電源装置は、研究やがん治療などに用いられる粒子加速器、レントゲンなどに用いられるＸ線発生装置、若しくは、半導体製造や薄膜コーティングなどに用いられるプラズマ発生器、除電装置など、様々なアプリケーションの電源部として使用されている。
この中で、粒子加速器やＸ線発生装置などの電源部としては、コッククロフト・ウォルトン回路方式（ＣＷ回路方式）を利用した直流高圧電源（例えば、図２３の２段型ＣＷ回路を参照）が広く使われている。
このＣＷ回路方式は、コンデンサとダイオードから成る電圧増幅回路をはしご状に積み重ねた構成であり、単純・安価な回路で大幅に昇圧できるという利点がある。また、インバータとトランスによる昇圧を組み合わせることにより、入力側と絶縁しつつさらなる高電圧を得ることもできる。
特開平１０−１１２３９８号公報 特開平８−１９２５８号公報 特開平４−２２９５９９号公報 特開２０１６−９７１８５号公報 特許第３８２７３３５号明細書 特開２００１−２６９３３０号公報
しかし、ＣＷ回路方式では、高電圧出力を行う場合、昇圧トランスや電圧増幅回路の各段毎に、十分な絶縁耐圧の確保が必要であるという課題（第１の課題）があった。また、出力電圧が変動・脈動しやすく、コンデンサからの放電電流により出力を得るため、出力電圧を下げても出力電流を大きく取ることができず、大電力向きではないという課題（第２の課題）があった。
第１の課題に対しては、対策の一例として、対象部を油タンクに浸漬したり、モールド封止したりすることで絶縁を確保する技術（特許文献１または特許文献２など）がある。他の対策としては、対象部をＳＦ６などのガスで封止して放電を防ぐ手段も考えられる。
しかし、これらの構成では、汚れによって耐圧が劣化する油や温室効果ガスなどを使用する必要があったり、また、熱可塑性樹脂によって複雑な構造の高電圧部を不良部なく樹脂充填する必要があったりする。
さらに、これだけでは第２の課題を解決できず、より大電力出力が必要になる用途に関して要望に応えることができない。
一方、第２の課題については、原因となるＣＷ回路を使わない方式として、絶縁トランスの巻線比に応じて変圧を行う複数の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータなどを用意し、それぞれの２次側倍電圧平滑回路の出力部を直列接続することにより、高電圧出力を得る手法も存在する（特許文献３または特許文献４など）。
この構成では、出力電流がＣＷ回路によって制限されないため、大電力化が比較的容易である。しかしながら、前述の封止技術で絶縁確保を行うと、先に述べた種々の問題から解放されないままとなってしまう。
一方、可動部への電力供給を主眼としており、用途も限定されているが、トランスや結合コイルの１次側と２次側を物理的に離隔している前例も存在する（特許文献５または特許文献６など）。これらの構成では、特殊な絶縁方式を取らずに必要絶縁耐圧が確保できている。また、トランスの漏れインダクタンスに直列にコンデンサを挿入し、共振周波数近辺でインバータ部を動作させることにより、背反である結合率低下と漏れインダクタンス増加の影響を抑え、出力ゲインを上げる工夫がされている。
しかし、この構成では、高電圧化が進んで必要絶縁耐圧が高くなるほど、例えばトランス間の離隔距離を広げる必要があるので、結合率が低下して出力ゲインが得にくくなる。
また、１次側回路と２次側回路とを一対一で結合する構成では、高電圧化が進むほど、２次側の平滑回路に超高耐圧のダイオードやコンデンサが必要になるので、回路の大型化や高コスト化を招く。なお、２次側回路の直列段数を増やして、各段毎の出力電圧を下げれば、平滑回路を不要に高耐圧化せずに済む。しかし、このような対策では、２次側回路の段数増大に伴い、１次側回路の直列段数まで増やす必要があるので、やはり、回路の大型化や高コスト化に繋がってしまう。
本明細書中に開示されている発明は、本願の発明者らにより見出された上記の課題に鑑み、簡易で安定した絶縁の確保と高い出力ゲイン実現を両立することのできる直流電源装置を提供することを目的とする。
本明細書中に開示されている直流電源装置は、１次側磁性コアと、２次側磁性コアと、前記１次側磁性コアに巻かれた少なくとも１つの１次側巻線と、前記２次側磁性コアに巻かれた複数の２次側巻線を含むトランスと；トランジスタで構成される少なくとも１つのブリッジを含み、前記１次側巻線に接続された１次側回路と；第１の２次側共振コンデンサと、第２の２次側共振コンデンサと、平滑回路を含み、前記複数の２次側巻線毎に接続された複数の２次側回路と；を有し、前記１次側回路と前記複数の２次側回路との間は、前記トランスによって電気的に絶縁されており、前記複数の２次側回路は、それぞれの平滑回路の出力部が互いに直列接続されており、前記１次側磁性コアと前記２次側磁性コアは、絶縁体を介在して相対するように配置されている構成（第１の構成）とされている。
また、本明細書中に開示されている直流電源装置は、１次側磁性コアと、２次側磁性コアと、前記１次側磁性コアに巻かれた少なくとも１つの１次側巻線と、前記２次側磁性コアに巻かれた複数の２次側巻線と、前記２次側磁性コアに巻かれた少なくとも１つの付加巻線とを含むトランスと；トランジスタで構成される少なくとも１つのブリッジを含み、前記１次側巻線に接続された１次側回路と；第１の２次側共振コンデンサと平滑回路を含み、前記複数の２次側巻線毎に接続された複数の２次側回路と；第２の２次側共振コンデンサを含み、前記付加巻線に接続された付加回路；を有し、前記１次側回路と前記複数の２次側回路及び前記付加回路との間は、前記トランスによって電気的に絶縁されており、前記複数の２次側回路は、それぞれの平滑回路の出力部が互いに直列接続されており、前記１次側磁性コアと前記２次側磁性コアは、絶縁体を介在して相対するように配置されている構成（第２の構成）とされている。
第２の構成から成る直流電源装置において、前記付加巻線は、前記複数の２次側巻線のうち、回路上で互いの出力が直結されている隣接段の間、若しくは、最上段または最下段の隣に配置されている構成（第３の構成）にするとよい。
第２または第３の構成から成る直流電源装置では、前記トランス、前記複数の２次側回路、及び、前記付加回路が複数組設けられており、各組の１次側巻線は、共通の１次側回路に並列接続されており、各組の付加巻線は、互いに並列接続されており、前記複数の２次側回路は、全ての組を跨いで、それぞれの平滑回路の出力部が互いに直列接続されている構成（第４の構成）にするとよい。
第４の構成から成る直流電源装置において、前記第２の２次側共振コンデンサは、複数組の付加回路で共有されている構成（第５の構成）にするとよい。
第１〜第５いずれかの構成から成る直流電源装置において、前記１次側回路は、１次側共振コンデンサをさらに含む構成（第６の構成）にするとよい。
第１〜第６いずれかの構成から成る直流電源装置において、前記トランジスタは、ＳｉＣベースのＭＩＳＦＥＴ［metal-insulator-semiconductor field effect transistor］である構成（第７の構成）にするとよい。
第１〜第７いずれかの構成から成る直流電源装置において、前記１次側磁性コアの断面積と前記２次側磁性コアの断面積は、いずれも前記絶縁体に近接する部分が選択的に大きくなっている構成（第８の構成）にするとよい。
第８の構成から成る直流電源装置において、前記１次側磁性コアと前記２次側磁性コアは、それぞれ、前記１次側巻線及び前記２次側巻線が巻き付けられた第１部材と、これよりも断面積の大きい第２部材とを組み合わせて成り、前記第２部材を前記絶縁体と対向するように配置されている構成（第９の構成）にするとよい。
第１〜第９いずれかの構成から成る直流電源装置において、前記絶縁体は、前記１次側磁性コアと前記２次側磁性コアが向かい合う方向に対して垂直に配置された板状部材であって、絶縁破壊を起こさない厚みに設計されており、かつ、コア断面積よりも大きい面積を持つ構成（第１０の構成）にするとよい。
第１〜第１０いずれかの構成から成る直流電源装置にて、前記複数の２次側巻線は、それぞれがボビンで空間的に分離されており、かつ、回路上で出力が直結されているもの同士を互いに隣り合わせるように配置されている構成（第１１の構成）にするとよい。
第１〜第１１いずれかの構成から成る直流電源装置において、前記１次側磁性コアと前記２次側磁性コアは、ボビンによって互いの相対位置が固定されている構成（第１２の構成）にするとよい。
第１〜第１２いずれかの構成から成る直流電源装置において、前記ブリッジを構成するトランジスタの動作周波数は、前記第１の２次側共振コンデンサ及び前記第２の２次側共振コンデンサと前記トランスによって規定される出力ゲインピークの周波数近傍に設定されている構成（第１３の構成）にするとよい。
第１〜第１３いずれかの構成から成る直流電源装置において、前記１次側回路は、前記ブリッジとして第１ブリッジと第２ブリッジを含み、前記１次側巻線は、前記第１ブリッジの出力端と前記第２ブリッジの出力端との間に接続されており、各ブリッジを構成するトランジスタの動作周波数と動作位相差は、個別にまたは連動して制御することが可能である構成（第１４の構成）にするとよい。
また、本明細書中に開示されている直流電源システムは、上記第１〜第１４いずれかの構成から成る直流電源装置を複数有し、それぞれの出力部をさらに直列に接続して成る構成（第１５の構成）とされている。
また、本明細書中に開示されたトランスは、１次側磁性コアと、２次側磁性コアと、前記１次側磁性コアに巻かれた少なくとも１つの１次側巻線と、前記２次側磁性コアに巻かれた複数の２次側巻線と、を有し、前記１次側磁性コアと前記２次側磁性コアは、絶縁体を介在して相対するように配置されており、前記１次側磁性コアの断面積と前記２次側磁性コアの断面積は、いずれも前記絶縁体に近接する部分が選択的に大きくなっている構成（第１６の構成）とされている。
また、本明細書中に開示されている直流電源装置は、直列接続された複数のトランジスタから成る少なくとも一つのブリッジの両端に直流入力電圧が入力されて前記ブリッジの出力がトランスの１次側巻線に接続される１次側回路と、前記トランスの複数の２次側巻線にそれぞれ接続された複数の平滑回路を有する複数の２次側回路と、前記２次側回路の前記平滑回路を有しない付加回路と、を有し、前記複数の平滑回路が直列接続され、その両端の電圧を直流出力電圧とする構成（第１７の構成）とされている。
本明細書中に開示されている発明によれば、簡易で安定した絶縁の確保と高い出力ゲイン実現を両立することのできる直流電源装置を提供することが可能となる。
直流電源装置の基本回路構成を示す回路図 動作周波数と出力ゲインとの関係を示す図 直流電源装置の第１実施形態を示す回路図 トランスの等価回路図 ２次側回路の共振動作を説明するための回路図 第１実施形態におけるトランスの一構造例を模式的に示す正面図 第１実施形態におけるトランスの一構造例を模式的に示す斜視図 直流電源装置の第２実施形態を示す回路図 第２実施形態におけるトランスの第１構造例を模式的に示す正面図 第２実施形態におけるトランスの第２構造例を模式的に示す正面図 直流電源装置の第３実施形態を示す回路図 直流電源装置の第３実施形態を示す回路図の別形態 直流電源装置の第４実施形態を示す回路図 直流電源装置の第４実施形態を示す回路図の別形態 直流電源装置の第５実施形態を示す回路図 直流電源装置の第６実施形態を示す回路図 直流電源装置の第７実施形態を示す回路図 直流電源装置の第７実施形態を示す回路図の別形態 直流電源装置の第８実施形態を示す回路図 直流電源装置の第８実施形態を示す回路図の別形態 動作周波数と昇圧比との関係を示す図 動作位相差と昇圧比との関係を示す図 ２段型ＣＷ回路の一構成例を示す図
＜基本構成＞
図１は、直流電源装置の基本回路構成を示す回路図である。本構成例の直流電源装置１は、直流入力電圧Ｖｉの入力を受け付けて直流出力電圧Ｖｏを出力するＬＬＣ共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、トランスＴＲ１と、１次側回路１０と、２次側回路２０と、を有する。
トランスＴＲ１は、互いに電磁結合された１次側巻線Ｌ１と２次側巻線Ｌ２を含み、１次側回路１０と２次側回路２０との間を電気的に絶縁しつつ、１次側回路１０から２次側回路２０に交流電力を伝達する。
１次側回路１０は、トランスＴＲ１の１次側巻線Ｌ１に接続された給電側回路であり、トランジスタＭ１及びＭ２で構成されるブリッジＢＧ１と、１次側巻線Ｌ１に直列接続された共振コンデンサＣ１（＝１次側直列共振コンデンサ）とを含む。
ブリッジＢＧ１は、トランジスタＭ１及びＭ２を相補的にオン／オフして直流入力電圧Ｖｉをスイッチングすることにより、直流電力を交流電力に変換するスイッチング回路である。なお、本明細書中の「相補的」という文言は、トランジスタＭ１及びＭ２それぞれのオン／オフが完全に逆転している場合のほか、それぞれのオン／オフ遷移タイミングに遅延が与えられている場合（＝同時オフ期間が設けられている場合）も含む。
２次側回路２０は、トランスＴＲ１の２次側巻線Ｌ２に接続された受電側回路であり、整流平滑回路ＲＳ１と、共振コンデンサＣ２及びＣ３とを含む。
整流平滑回路ＲＳ１は、整流ダイオードＤａ及びＤｂと平滑コンデンサＣａ及びＣｂを含む倍電圧回路であり、１次側回路１０からトランスＴＲ１を介して２次側回路２０に伝達された交流電力を整流及び平滑することにより、所望の直流出力電圧Ｖｏを生成する。なお、整流平滑回路ＲＳ１は、整流平滑の効果が得られるならば必ずしも倍電圧回路である必要はない。
本構成例の直流電源装置１であれば、一般的なＬＬＣ共振型ＤＣ／ＤＣコンバータと同様、トランジスタＭ１及びＭ２の動作周波数を制御することにより、直流出力電圧Ｖｏを任意に調整することが可能である。なお、ＬＬＣ共振動作自体は、周知技術であるため、ここでの説明は割愛する。
また、本構成例の直流電源装置１は、そのＬＬＣ共振動作に関与する回路要素として、共振リアクトルＬｐ及びＬｓ（例えばトランスＴＲ１の１次側励磁インダクタンスと漏れインダクタンスがこれに相当）と、共振コンデンサＣ１のほかに、共振コンデンサＣ２及びＣ３を含む。共振コンデンサＣ２は、トランスＴＲ１の漏れインダクタンスとカップリングする２次側直列共振コンデンサである。また、共振コンデンサＣ３は、トランスＴＲ１の２次側励磁インダクタンスとカップリングする２次側並列共振コンデンサである。
このような構成とすることにより、直流電源装置１のゲインカーブ（図２）には、共振コンデンサＣ１とトランスＴＲ１との共振周波数ｆ１だけでなく、共振コンデンサＣ２及びＣ３とトランスＴＲ１との共振周波数付近である動作周波数ｆ２にも、出力ゲインのピークが現れる。
従って、図２で示すように、動作周波数ｆ２を内包するように設定された周波数領域Ｆ１０において、トランジスタＭ１及びＭ２の動作周波数を制御することにより、高い出力ゲインを実現することが可能となる。
特に、上記した周波数領域Ｆ１０のうち、動作周波数ｆ２よりも低い下側周波数領域Ｆ１１では、出力ゲインが動作周波数に対して比較的緩やかに変化する上に、負荷によるゲイン変動が小さい。従って、下側周波数領域Ｆ１１において、トランジスタＭ１及びＭ２の動作周波数を制御することにより、負荷変動があった場合でも、安定した出力を得ることが可能となる。
一方、上記した周波数領域Ｆ１０のうち、動作周波数ｆ２よりも高い上側周波数領域Ｆ１２では、出力ゲインが動作周波数に対して比較的急峻に変化する。従って、上側周波数領域Ｆ１２において、トランジスタＭ１及びＭ２の動作周波数を制御することにより、出力電圧Ｖｏを幅広く変化させることが可能となる。
以下では、上記の基本構成（図１）を踏襲しつつ、簡易で安定した絶縁の確保と高い出力ゲイン実現を両立することのできる種々の実施形態を提案する。
＜第１実施形態＞
図３は、直流電源装置の第１実施形態を示す回路図である。本実施形態の直流電源装置１は、先出の基本構成（図１）をベースとしつつ、単一の１次側回路１０に対して複数の２次側回路２０を結合した点に回路上の特徴を有する。そこで、先出の基本構成と同様の回路要素については、図１と同一の符号を付すことにより重複した説明を割愛し、以下では、本実施形態の特徴部分について重点的に説明する。
本実施形態の直流電源装置１において、トランスＴＲ１には、複数の２次側巻線Ｌ２が設けられており、それぞれに複数の２次側回路２０が接続されている。なお、複数の２次側回路２０は、それぞれの平滑回路ＲＳ１の出力部が互いに直列接続されている。
このような構成とすることにより、１次側回路１０と２次側回路２０とを一対一で結合する基本構成（図１）と異なり、１次側回路１０を増段せずに、２次側回路２０の直列段数だけを増やして、各段の出力電圧を下げることができる。従って、２次側の平滑回路ＲＳ１に超高耐圧のダイオードやコンデンサを用いる必要がなくなるので、回路の大型化や高コスト化を回避することが可能となる。
なお、直流電源装置１が大電力向けである場合には、ブリッジＢＧ１を形成するトランジスタＭ１及びＭ２として、ＳｉベースのＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴを用いるのではなく、より高耐圧（例えば９００Ｖ〜１２００Ｖ耐圧）であり、かつ、高周波動作を行うことが可能なＳｉＣベースのＭＩＳＦＥＴを用いることが望ましい。このような構成とすることにより、直流入力電圧Ｖｉが高い場合であっても、トランジスタＭ１及びＭ２を高周波駆動することができるので、トランスＴＲ１を必要以上に大きくせずに済み、装置の低コスト化や小型軽量化、メンテナンスの容易化を実現することが可能となる。
また、本実施形態の直流電源装置１において、複数の２次側回路２０には、それぞれ、平滑回路ＲＳ１だけでなく、共振コンデンサＣ２及びＣ３が新たに設けられている。これらを挿入することの技術的意義については、基本構成（図１）の項でも少し触れたが、ここでは、図４及び図５を参照しながら再度詳述しておく。
図４は、トランスＴＲ１の等価回路図（π型）である。また、図５は、２次側回路２０の共振動作を説明するための回路図であり、図３と図４を組み合わせたものに相当する。両図で示したように、トランスＴＲ１は、等価的に見ると、１次側励磁インダクタンスＬｐ１及び２次側励磁インダクタンスＬｐ２のほかに、漏れインダクタンスＬｓを持つ。
ここで、共振コンデンサＣ２は、図５の枠線（Ａ）で示したように、トランスＴＲ１の漏れインダクタンスＬｓとカップリングする。従って、２次側回路２０の出力側から見ると、枠線（Ａ）におけるＬＣカップリングのインピーダンスは、その共振周波数近辺で下がることになる。
一方、共振コンデンサＣ３は、図５の枠線（Ｂ）で示したように、トランスＴＲ１の２次側励磁インダクタンスＬｐ２とカップリングする。従って、２次側回路２０の出力側から見ると、枠線（Ｂ）におけるＬＣカップリングのインピーダンスは、その共振周波数近辺で上がることになる。
上記の共振動作により、直流電源装置１のゲインカーブには、先出の図２でも示したように、共振コンデンサＣ１（本実施形態では、共振コンデンサＣ１ａ及びＣ１ｂの和がこれに相当）とトランスＴＲ１との共振周波数ｆ１だけでなく、共振コンデンサＣ２及びＣ３とトランスＴＲ１との共振周波数付近である動作周波数ｆ２にも、出力ゲインのピークが現れる。
従って、動作周波数ｆ２を内包するように設定された周波数領域Ｆ１０において、トランジスタＭ１及びＭ２の動作周波数を制御することにより、高い出力ゲインを実現することが可能となる。この点については、先の基本構成と何ら変わるところはない。
さらに、本実施形態の直流電源装置１では、上記した回路構成の採用に伴い、トランスＴＲ１の構造にも種々の工夫が凝らされている。そこで、以下では、本実施形態におけるトランスＴＲ１の新規構造について詳述する。
図６及び図７は、それぞれ、第１実施形態におけるトランスＴＲ１の一構造例を模式的に示した正面図及び斜視図である。本構造例のトランスＴＲ１は、１次側磁性コア１１０と、２次側磁性コア１２０と、絶縁体１３０と、ボビン１４０を含む。
１次側磁性コア１１０と２次側磁性コア１２０は、両者を組み合わせて１つの環状閉磁路を形成するものであり、絶縁体１３０を介在して相対するように配置されている。絶縁体１３０は、１次側磁性コア１１０及び２次側磁性コア１２０それぞれに当接するように配置してもよいし、それぞれと離間するように配置してもよい。
このような構造を採用することにより、１次側磁性コア１１０と２次側磁性コア１２０との間に十分な沿面距離ないし空間距離を作り込むことができる。従って、経年劣化の懸念がある油や特殊な温室効果ガスを用いずに、大気中でも十分な絶縁耐圧を確保することが可能となる。
また、絶縁体１３０は、１次側磁性コア１１０と２次側磁性コア１３０が向かい合う方向に対して垂直に配置された板状部材であって、絶縁破壊を起こさない厚みに設計されており、かつ、コア断面積よりも大きい面積を持つ。このような構造とすることにより、１次側磁性コア１１０と２次側磁性コア１２０との間の沿面距離を伸ばすことができる。従って、両コア間の放電を抑制して絶縁体１３０自体の劣化を抑制することができるので、安定した絶縁耐圧を実現することが可能となる。
また、本構造例のトランスＴＲ１において、１次側磁性コア１１０及び２次側磁性コア１２０それぞれの断面積は、絶縁体１３０に近接する部分が選択的に大きくなっている。このような構造とすることにより、空気中に漏れた磁束をキャッチして、１次側磁性コア１１０と２次側磁性コア１２０との間に通すことのできる磁束の量を増大することができる。従って、絶縁体１３０の挿入に伴い、１次側磁性コア１１０と２次側磁性コア１２０との離間距離が広くなっても、結合率の低下や漏れインダクタンスの増大を抑制することが可能となり、延いては、高い出力ゲインを維持することが可能となる。
特に、本構造例のトランスＴＲ１において、１次側磁性コア１１０及び２次側磁性コア１２０は、それぞれ、１次側巻線Ｌ１および２次側巻線Ｌ２が巻き付けられる対象としてＵ字型の第１部材１１１及び１２１と、これよりも断面積の大きい第２部材１１２及び１２２とを組み合わせて成る。なお、第２部材１１２は、第１脚部１１１ａ及び第２脚部１１１ｂそれぞれの先端に取り付けられており、第２部材１２２は、第１脚部１２１ａ及び第２脚部１２１ｂそれぞれの先端に取り付けられている。そして、１次側磁性コア１１０及び２次側磁性コア１２０は、第２部材１１２及び１２２を絶縁体１３０と対向するように配置されている。
このように、コア本体部（＝第１部材１１１及び１２１）と、絶縁体１３０の近傍でその断面積が選択的に大きくなっているコア端部（＝第２部材１１２及び１２２）とを別体として分離成型することにより、両者を一体成型する場合と比べて、製造コストを大幅に削減することが可能となる。
もちろん、コア内により多くの磁束を通すようにする機能が果たされるのであれば、絶縁体１３０に近接する部分のコア断面積が必ずしも最大である必要はなく、コア形状に関しては、アセンブリ上の問題に合わせた任意の設計変更が許容される。
なお、特許文献６では、固定コアの端部（＝可動コアとの対向面）が幅広に加工されており、一見すると上記の構造に類似しているようにも思われる。しかし、特許文献６において固定コアの端部が幅広とされている理由は、固定コアと可動コアとの断絶を防止するための措置であり、コア内により多くの磁束を通すという上記の目的を果たすためのものではない。このことは、可動コアの端部（＝固定コアとの対向面）が幅広に加工されていないことからも明らかである。
また、本構造例のトランスＴＲ１において、１次側磁性コア１１０の第１脚部１１１ａ及び第２脚部１１１ｂには、それぞれボビン１４０が取り付けられており、双方のボビン１４０に跨る形で１次側巻線Ｌ１が巻かれている。
同様に、２次側磁性コア１２０の第１脚部１２１ａ及び第２脚部１２１ｂにも、それぞれボビン１４０が取り付けられており、複数（本図では１０段）の２次側巻線Ｌ２が巻かれている。なお、複数の２次巻線Ｌ２は、それぞれがボビン１４０で空間的に分離されており、かつ、回路上で出力が直結されているもの同士（＝隣接段同士）を互いに隣り合わせるように配置されている。
本図に即して具体的に述べると、２次側磁性コア１２０の第１脚部１２１ａには、絶縁体１３０に近い側（＝第１脚部１２１ａの先端側）から遠い側（＝第１脚部１２１ａの根元側）に向けて、第１段目〜第５段目の２次側巻線Ｌ２が順に巻かれている。一方、２次側磁性コア１２０の第２脚部１２１ｂには、絶縁体１３０に遠い側（＝第２脚部１２１ｂの根元側）から近い側（＝第２脚部１２１ｂの先端側）に向けて、第６段目〜第１０段目の２次巻線Ｌ２が順に巻かれている。
このような構造を採用することにより、２次側巻線Ｌ２とその周辺部との間で、絶縁破壊を生じ難くなる。
なお、図６では、図示の便宜上、４つのボビン１４０を１次側磁性コア１１０及び２次側磁性コア１２０にそれぞれ取り付けているように描写したが、例えば、１次側磁性コア１１０及び２次側磁性コア１２０と絶縁体１３０をそれぞれ所定の位置に嵌め込むことができるように形成された単一のボビン１４０を用意しておき、ボビン１４０によって各部材の相対位置を固定するとよい。
このような構造とすることにより、１次側磁性コア１１０と２次側磁性コア１２０との相対位置（延いては、第１部材１１１と第２部材１１２との相対位置、第１部材１２１と第２部材１２２との相対位置、及び、第２部材１１２と第２部材１２２との相対位置）、１次側磁性コア１１０と絶縁体１３０との相対位置、並びに、２次側磁性コア１２０と絶縁体１３０との相対位置を全て一義的に決めることができるので、トランスＴＲ１の製造ばらつきを抑えることが可能となる。
＜第２実施形態＞
図８は、直流電源装置の第２実施形態を示す回路図である。本実施形態の直流電源装置１は、先出の第１実施形態（図３）をベースとしつつ、複数の２次側回路２０からそれぞれ共振コンデンサＣ３を取り除いた上で、トランスＴＲ１の２次側に付加巻線Ｌ３を追加し、さらに、共振コンデンサＣ３を含む付加回路３０を付加巻線Ｌ３に接続した点に回路上の特徴を有する。そこで、先出の第１実施形態と同様の回路要素については、図３と同一の符号を付すことにより重複した説明を割愛し、以下では、本実施形態の特徴部分について重点的に説明する。
本実施形態の直流電源装置１では、付加巻線Ｌ３と共振コンデンサＣ３とのカップリングによる共振周波数ｆ３近傍の周波数領域において、トランジスタＭ１及びＭ２の動作周波数を制御することにより、付加回路３０のインピーダンスが低下するので、付加回路３０に電流が流れる。その結果、当該電流によってコア内に発生した磁束により、他の２次側巻線Ｌ２にも磁束が貫き、複数の２次側回路２０それぞれに起電流が流れるので、高い出力ゲインを得ることが可能となる。なお、付加回路３０に含まれる回路素子の寄生抵抗が低くなるよう設計されている方が、付加回路３０における電力損失が抑制され、高効率に繋がる。
また、本実施形態の直流電源装置１であれば、先出の第１実施形態（図３）と異なり、複数の２次側回路２０それぞれに共振コンデンサＣ３を設ける必要がなくなるので、部品点数を削減することが可能となる。また、高い出力ゲインが得られる動作周波数を単一の付加回路３０により定義することができるので、２次側回路２０各段の出力ばらつきを低減することも可能となり、２次側回路２０相互間の絶縁確保設計を一律化できる。
さらに、本実施形態の直流電源装置１では、上記した回路構成の採用に伴い、トランスＴＲ１の構造にも種々の工夫が凝らされている。そこで、以下では、本実施形態におけるトランスＴＲ１の新規構造について詳述する。
図９は、第２実施形態におけるトランスＴＲ１の第１構造例を模式的に示す正面図である。本構造例のトランスＴＲ１は、先出の第１実施形態（図４）をベースとしつつ、２次側磁性コア１２１の第１脚部１２１ａ及び１２１ｂそれぞれに付加巻線Ｌ３が巻かれている点に特徴を有する。そこで、先出の第１実施形態と同様の回路要素については、図４と同一の符号を付すことにより重複した説明を割愛し、以下では、本実施形態の特徴部分について重点的に説明する。
本図で示したように、付加巻線Ｌ３は、複数の２次側巻線Ｌ２のうち、回路上で互いの出力が直結されている隣接段の間（ここでは第５段目と第６段目との間）に配置されている。このような構造とすることにより、付加巻線Ｌ３と近接する２次側巻線Ｌ２との電位差を縮めることができるので、絶縁破壊の懸念を低減することが可能となる。
特に、各段の２次側巻線Ｌ２が図示の順序で巻かれている場合には、付加巻線Ｌ３を第５段目と第６段目との間に配置することが望ましい。このような配置とすることにより、第１脚部１２１ａ及び第２脚部１２１ｂそれぞれの根元部において、その双方に跨る形で付加巻線Ｌ３を巻くことができる。従って、いずれか一方の脚部に付加巻線Ｌ３を巻き付ける構成と比べて、その巻付幅を半分に縮めることが可能となる。
ただし、付加巻線Ｌ３を巻き付ける位置については、必ずしも上記の位置に限定されるものではなく、絶縁体１３０から最も離れた位置から第１段目の２次側巻線Ｌ２を巻き出して、第５段目及び第６段目が絶縁体１３０側になるように配置した上で、付加巻線Ｌ３を絶縁体１３０に近接させるように巻き付けてもよい。また、その他の隣接段間としてもよいし、或いは、最上段（＝第１０段目）の２次側巻線Ｌ２の隣（＝第２脚部１２１ｂの最先端部）、若しくは、最下段（＝第１段目）の２次側巻線Ｌ２の隣（＝第１脚部１２１ａの最先端部）としてもよい。
図１０は、第２実施形態におけるトランスＴＲ１の第２構造例を模式的に示す正面図である。本構造例のトランスＴＲ１は、先出の第１構造例（図９）をベースとしつつ、さらに、先出の第２部材１１２及び１２２が追加されている点に特徴を有する。このような構造とすることにより、第１実施形態（図６）と同様の効果（＝結合率低下や漏れインダクタンス増大の抑制効果）を享受することが可能となる。
＜第３実施形態＞
図１１は、直流電源装置の第３実施形態を示す回路図である。本実施形態の直流電源装置１では、先出の第２実施形態（図８）をベースとしつつ、トランスＴＲ１、複数の２次側回路２０、及び、付加回路３０が複数組（ここでは２組）設けられている点に特徴を有する。そこで、先出の第２実施形態と同様の回路要素については、図８と同一の符号を付すことにより重複した説明を割愛し、以下では、本実施形態の特徴部分について重点的に説明する。
本実施形態の直流電源装置１において、各組のトランスＴＲ１それぞれに含まれている１次側巻線Ｌ１は、共通の１次側回路１０に並列接続されている。また、各組のトランスＴＲ１それぞれに含まれている付加巻線Ｌ３は、互いに並列接続されている。さらに、複数の２次側回路２０は、全ての組を跨いで、それぞれの平滑回路ＲＳ１の出力部が互いに直列接続されている。
このような回路構成とすることにより、単一の１次側回路１０に対して、より多くの２次側回路２０を直列にした出力電圧が得られるので、素子点数を抑えつつ高電圧出力を行うことが可能となる。
なお、本実施形態の直流電源装置１では、複数の２次側回路２０に対して、１次側回路１０を同一の動作周波数で駆動しなければならない。一方、各組の付加巻線Ｌ３は、互いに並列接続されているので、各組の付加回路３０により合成付加回路が形成された状態となる。その結果、各組の付加巻線Ｌ３と合成付加回路とのカップリングによる共振周波数が複数の２次側回路２０において共有されるので、共振周波数ずれに起因する出力電圧のばらつきを軽減することができる。従って、２次側回路２０の出力電圧が定格電圧を超えて素子が破損したり劣化が早まったりすることを抑制することが可能となり、延いては、直流電源装置１の安定出力を実現することが可能となる。なお、複数の組の付加回路３０が、全ての組の中で同じ場所（２次側回路２０との位置関係が同じ場所）に配置されていれば、トランス構造を統一化できるため、各組の分圧バランスの統一、設計・製造コスト低減、メンテナンス容易化が可能になる。また、図１２で示したように、直流電源装置の第３実施形態の別形態では、直列接続した２組のそれぞれの付加回路３０について、低電位側の組の最上段に隣接した場所および高電位側の組の最下段に隣接した場所にそれぞれ設けているが、この構成にすることにより、並列接続した付加回路３０と周辺回路間の絶縁確保が容易になる。
＜第４実施形態＞
図１３及び図１４は、直流電源装置の第４実施形態とその別形態を示す回路図である。本実施形態の直流電源装置１は、先出の第３実施形態（図１１）をベースとしつつ、複数組の付加回路３０で少なくとも１つの共振コンデンサＣ３を共有した点に特徴を有する。このような構成とすることにより、先出の第３実施形態と同様の効果を享受しつつ、共振コンデンサＣ３同士の共振をなくして出力を安定化するとともに、部品点数を減らすことができる。
＜第５実施形態＞
図１５は、直流電源装置の第５実施形態（＝直流電源システムの第１構築例）を示す回路図である。本実施形態では、第１実施形態（図３）の直流電源装置１を複数用いることにより、高電圧出力の直流電源システムＸが構築されている。
より具体的に述べると、本図の直流電源システムＸは、第１実施形態の直流電源装置１を複数有し、それぞれの出力部をさらに直列に接続して成る。このように、同じ絶縁仕様を持った複数の直流電源装置１同士を直列接続することにより、直流電源装置１を単独で用いる場合と比べて、直列数倍の高電圧を得ることが可能となる。特に、それぞれの直流電源装置１では、各段の２次側回路２０毎に均一で安定な出力電圧を得ることができる。従って、直流電源装置１毎の出力電圧も安定したものとなり、延いては、直流電源システムＸから出力電圧の安定供給を行うことが可能となる。
＜第６実施形態＞
図１６は、直流電源装置の第６実施形態（＝直流電源システムの第２構築例）を示す回路図である。本実施形態では、第４実施形態（図１３）の直流電源装置１を複数用いることにより、直流電源システムＸが構築されている。本実施形態においても、先出の第５実施形態と同様、直流電源装置１を単独で用いる場合と比べて、高い出力電圧を得ることが可能となる。
＜第７実施形態＞
図１７は、直流電源装置の第７実施形態を示す回路図である。本実施形態の直流電源装置１は、先出の第１実施形態（図３）をベースとしつつ、１次側回路１０のブリッジとして、先出のブリッジＢＧ１のほかにトランジスタＭ３及びＭ４で構成されたブリッジＢＧ２を含み、制御回路４０を用いてブリッジＢＧ１及びＢＧ２をそれぞれ構成するトランジスタＭ１〜Ｍ４の動作周波数と動作位相差を個別にまたは連動して制御する点に特徴を有する。そこで、先出の第１実施形態と同様の回路要素については、図３と同一の符号を付すことにより重複した説明を割愛し、以下では、本実施形態の特徴部分について重点的に説明する。
本実施形態の直流電源装置１では、１次側巻線Ｌ１がブリッジＢＧ１の出力端（＝トランジスタＭ１及びＭ２相互間の接続ノード）とブリッジＢＧ２の出力端（＝トランジスタＭ３及びＭ４相互間の接続ノード）との間に直列接続されている。このようなフルブリッジ回路では、１次側回路１０に共振コンデンサがなくても動作可能なため、図１７では共振コンデンサを含んでいないが、図１８のように１次側巻線Ｌ１に共振コンデンサＣ１が直列接続されている構成でも動作可能であり、この場合は１次側巻線Ｌ１に流れる直流電流をカットできるため、トランスＴＲ１の飽和を抑制することができる。
図２１で示すように、１次側回路１０の動作周波数に対する昇圧比（＝出力ゲインに相当）の変化は、比較的急峻である。そのため、動作周波数のみを制御して昇圧比を調整する場合、動作周波数が僅かに変化しただけでも昇圧比が大きく変化してしまうので、その調整が非常に難しい。
一方、図２２で示すように、ブリッジＢＧ１とブリッジＢＧ２との動作位相差に対する昇圧比の変化は、比較的緩やかであり、かつ、動作位相差を大きくするほど昇圧比が単調に上昇する一方向変化である。従って、動作周波数の制御に加えて、動作位相差の制御を併用すると、安定かつ広範囲の出力ゲイン制御を実現することが可能になる。
例えば、一般的なＭＰＰＴ［maximum power point tracking］制御と同様にして、まずは動作周波数を制御することにより、最も高い出力ゲインが得られる動作周波数を探し、次いで動作位相差を制御することにより、出力電力の調整を行う制御手法が考えられる。
また、トランスＴＲ１を構成する各部材（先出の１次側磁性コア１１０、２次側磁性コア１２０、及び、絶縁体１３０）の位置関係や温度状態の変動により、直流電源装置１の共振周波数がずれた場合には、図２１で示すように、現在の動作周波数（１）と所望の昇圧比を得るための動作周波数（２）との間に、昇圧比がピーク値となる動作周波数（３）が挟まってしまうことも想定される。
このような状況下において、動作周波数（１）を動作周波数（２）まで連続的に変化させると、その途中で動作周波数（３）を通るので、昇圧比がピーク値となり、意図しない高電圧出力によって２次側回路２０や負荷が故障するなどの問題を生じるおそれがある。
一方、本実施形態の直流電源装置１であれば、まず、動作位相差を制御して予め昇圧比を下げておき、次いで、動作周波数を（１）から（２）に変化させ、最後に、動作位相差を再び制御して昇圧比を元に戻すことにより、意図しない高電圧出力を回避する、といった出力調整を行うことが可能となる。
＜第８実施形態＞
図１９は、直流電源装置の第８実施形態を示す回路図である。本実施形態の直流電源装置１は、先出の第２実施形態（図８）をベースとしつつ、第７実施形態（図１７）と同じく、ブリッジＢＧ１及びＢＧ２をそれぞれ構成するトランジスタＭ１〜Ｍ４の動作周波数と動作位相差を個別に制御する点に特徴を有する。このような構成とすることにより、先の第７実施形態と同様、安定かつ広範囲の出力ゲイン制御を実現することが可能になる。図１９でも、図１７と同じ理由で共振コンデンサを含んでいないが、図２０のように１次側巻線Ｌ１に共振コンデンサＣ１が直列接続されている構成でも動作可能であり、この場合は１次側巻線Ｌ１に流れる直流電流をカットできるため、トランスＴＲ１の飽和を抑制することができる。
＜その他の変形例＞
なお、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。例えば、バイポーラトランジスタとＭＯＳ電界効果トランジスタとの相互置換や、各種信号の論理レベル反転は任意である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
本明細書中に開示されている発明は、直流電源装置（特に高電圧を取り扱うもの）に利用することが可能である。
１ 直流電源装置
１０ １次側回路
２０ ２次側回路
３０ 付加回路
４０ 制御回路
１１０ １次側磁性コア
１２０ ２次側磁性コア
１１１、１２１ 第１部材
１１１ａ、１２１ａ 第１脚部
１１１ｂ、１２１ｂ 第２脚部
１１２、１２２ 第２部材
１３０ 絶縁体
１４０ ボビン
ＴＲ１ トランス
Ｌ１ １次側巻線
Ｌ２ ２次側巻線
Ｌ３ 付加巻線
Ｌｐ 共振リアクトル（１次側励磁インダクタンス）
Ｌｐ１ １次側励磁インダクタンス
Ｌｐ２ ２次側励磁インダクタンス
Ｌｓ 共振リアクトル（漏れインダクタンス）
Ｃ１、Ｃ１ａ、Ｃ１ｂ 共振コンデンサ（１次側直列共振コンデンサ）
Ｃ２ 共振コンデンサ（２次側直列共振コンデンサ）
Ｃ３ 共振コンデンサ（２次側並列共振コンデンサ）
Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４ トランジスタ（ＳｉＣ−ＭＩＳＦＥＴ）
ＢＧ１、ＢＧ２ ブリッジ
ＲＳ１ 整流平滑回路
Ｄａ、Ｄｂ 整流ダイオード
Ｃａ、Ｃｂ 平滑コンデンサ
Ｘ 直流電源システム

Claims (17)

  1. １次側磁性コアと、２次側磁性コアと、前記１次側磁性コアに巻かれた少なくとも１つの１次側巻線と、前記２次側磁性コアに巻かれた複数の２次側巻線とを含むトランスと；
    トランジスタで構成される少なくとも１つのブリッジを含み、前記１次側巻線に接続された１次側回路と；
    第１の２次側共振コンデンサと、第２の２次側共振コンデンサと、平滑回路とを含み、前記複数の２次側巻線毎に接続された複数の２次側回路と；
    を有し、
    前記１次側回路と前記複数の２次側回路との間は、前記トランスによって電気的に絶縁されており、
    前記複数の２次側回路は、それぞれの平滑回路の出力部が互いに直列接続されており、
    前記１次側磁性コアと前記２次側磁性コアは、絶縁体を介在して相対するように配置されており、
    前記１次側磁性コアの断面積と前記２次側磁性コアの断面積は、いずれも前記絶縁体に近接する部分が選択的に大きくなっている、
    ことを特徴とする、直流電源装置。
  2. １次側磁性コアと、２次側磁性コアと、前記１次側磁性コアに巻かれた少なくとも１つの１次側巻線と、前記２次側磁性コアに巻かれた複数の２次側巻線と、前記２次側磁性コアに巻かれた少なくとも１つの付加巻線とを含むトランスと；
    トランジスタで構成される少なくとも１つのブリッジを含み、前記１次側巻線に接続された１次側回路と；
    第１の２次側共振コンデンサと平滑回路を含み、前記複数の２次側巻線毎に接続された複数の２次側回路と；
    第２の２次側共振コンデンサを含み、前記付加巻線に接続された付加回路と；
    を有し、
    前記１次側回路と前記複数の２次側回路及び前記付加回路との間は、前記トランスによって電気的に絶縁されており、
    前記複数の２次側回路は、それぞれの平滑回路の出力部が互いに直列接続されており、
    前記１次側磁性コアと前記２次側磁性コアは、絶縁体を介在して相対するように配置されており、
    前記１次側磁性コアの断面積と前記２次側磁性コアの断面積は、いずれも前記絶縁体に近接する部分が選択的に大きくなっている、
    ことを特徴とする、直流電源装置。
  3. 前記付加巻線は、前記複数の２次側巻線のうち、回路上で互いの出力が直結されている隣接段の間、若しくは、最上段または最下段の隣に配置されている、
    ことを特徴とする、請求項２に記載の直流電源装置。
  4. 前記トランス、前記複数の２次側回路、及び、前記付加回路が複数組設けられており、
    各組の１次側巻線は、共通の１次側回路に並列接続されており、
    各組の付加巻線は、互いに並列接続されており、
    前記複数の２次側回路は、全ての組を跨いで、それぞれの平滑回路の出力部が互いに直列接続されている、
    ことを特徴とする、請求項２または請求項３に記載の直流電源装置。
  5. 前記第２の２次側共振コンデンサは、複数組の付加回路で共有されている、
    ことを特徴とする、請求項４に記載の直流電源装置。
  6. １次側磁性コアと、２次側磁性コアと、前記１次側磁性コアに巻かれた少なくとも１つの１次側巻線と、前記２次側磁性コアに巻かれた複数の２次側巻線と、前記２次側磁性コアに巻かれた少なくとも１つの付加巻線とを含むトランスと；
    トランジスタで構成される少なくとも１つのブリッジを含み、前記１次側巻線に接続された１次側回路と；
    第１の２次側共振コンデンサと平滑回路を含み、前記複数の２次側巻線毎に接続された複数の２次側回路と；
    第２の２次側共振コンデンサを含み、前記付加巻線に接続された付加回路と；
    を有し、
    前記１次側回路と前記複数の２次側回路及び前記付加回路との間は、前記トランスによって電気的に絶縁されており、
    前記複数の２次側回路は、それぞれの平滑回路の出力部が互いに直列接続されており、
    前記１次側磁性コアと前記２次側磁性コアは、絶縁体を介在して相対するように配置されており、
    前記トランス、前記複数の２次側回路、及び、前記付加回路が複数組設けられており、
    各組の１次側巻線は、共通の１次側回路に並列接続されており、
    各組の付加巻線は、互いに並列接続されており、
    前記複数の２次側回路は、全ての組を跨いで、それぞれの平滑回路の出力部が互いに直列接続されており、
    前記第２の２次側共振コンデンサは、複数組の付加回路で共有されている、
    ことを特徴とする、直流電源装置。
  7. 前記１次側回路は、１次側共振コンデンサをさらに含む、
    ことを特徴とする、請求項１〜請求項６のいずれか一項に記載の直流電源装置。
  8. 前記トランジスタは、ＳｉＣベースのＭＩＳＦＥＴ［metal-insulator-semiconductor field effect transistor］である、
    ことを特徴とする、請求項１〜請求項７のいずれか一項に記載の直流電源装置。
  9. 前記１次側磁性コアと前記２次側磁性コアは、それぞれ、前記１次側巻線及び前記２次側巻線が巻き付けられた第１部材と、これよりも断面積の大きい第２部材とを組み合わせて成り、前記第２部材を前記絶縁体と対向するように配置されている、
    ことを特徴とする、請求項１〜請求項５のいずれか一項に記載の直流電源装置。
  10. 前記絶縁体は、前記１次側磁性コアと前記２次側磁性コアが向かい合う方向に対して垂直に配置された板状部材であって、絶縁破壊を起こさない厚みに設計されており、かつ、コア断面積よりも大きい面積を持つ、
    ことを特徴とする、請求項１〜請求項９のいずれか一項に記載の直流電源装置。
  11. １次側磁性コアと、２次側磁性コアと、前記１次側磁性コアに巻かれた少なくとも１つの１次側巻線と、前記２次側磁性コアに巻かれた複数の２次側巻線とを含むトランスと；
    トランジスタで構成される少なくとも１つのブリッジを含み、前記１次側巻線に接続された１次側回路と；
    第１の２次側共振コンデンサと、第２の２次側共振コンデンサと、平滑回路とを含み、前記複数の２次側巻線毎に接続された複数の２次側回路と；
    を有し、
    前記１次側回路と前記複数の２次側回路との間は、前記トランスによって電気的に絶縁されており、
    前記複数の２次側回路は、それぞれの平滑回路の出力部が互いに直列接続されており、
    前記１次側磁性コアと前記２次側磁性コアは、絶縁体を介在して相対するように配置されており、
    前記絶縁体は、前記１次側磁性コアと前記２次側磁性コアが向かい合う方向に対して垂直に配置された板状部材であって、絶縁破壊を起こさない厚みに設計されており、かつ、コア断面積よりも大きい面積を持つ、
    ことを特徴とする、直流電源装置。
  12. 前記複数の２次側巻線は、それぞれがボビンによって空間的に分離されており、かつ、回路上で出力が直結されているもの同士を互いに隣り合わせるように配置されている、
    ことを特徴とする、請求項１〜請求項１１のいずれか一項に記載の直流電源装置。
  13. 前記１次側磁性コアと前記２次側磁性コアは、ボビンによって互いの相対位置が固定されている、
    ことを特徴とする、請求項１〜請求項１２のいずれか一項に記載の直流電源装置。
  14. 前記ブリッジを構成するトランジスタの動作周波数は、前記第１の２次側共振コンデンサ及び前記第２の２次側共振コンデンサと前記トランスで規定される出力ゲインピークの周波数近傍に設定されている、
    ことを特徴とする、請求項１〜請求項１３のいずれか一項に記載の直流電源装置。
  15. 前記１次側回路は、前記ブリッジとして第１ブリッジと第２ブリッジを含み、
    前記１次側巻線は、前記第１ブリッジの出力端と前記第２ブリッジの出力端との間に接続されており、
    各ブリッジを構成するトランジスタの動作周波数と動作位相差は、個別にまたは連動して制御することが可能である、
    ことを特徴とする、請求項１〜請求項１４のいずれか一項に記載の直流電源装置。
  16. 請求項１〜請求項１５のいずれか一項の直流電源装置を複数有し、それぞれの出力部をさらに直列に接続して成る、
    ことを特徴とする、直流電源システム。
  17. １次側磁性コアと、２次側磁性コアと、前記１次側磁性コアに巻かれた少なくとも１つの１次側巻線と、前記２次側磁性コアに巻かれた複数の２次側巻線と、を有し、
    前記１次側磁性コアと前記２次側磁性コアは、絶縁体を介在して相対するように配置されており、
    前記１次側磁性コアの断面積と前記２次側磁性コアの断面積は、いずれも前記絶縁体に近接する部分が選択的に大きくなっている、
    ことを特徴とする、トランス。
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