WO2024080038A1 - トランス、及び電源装置 - Google Patents

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WO2024080038A1
WO2024080038A1 PCT/JP2023/032256 JP2023032256W WO2024080038A1 WO 2024080038 A1 WO2024080038 A1 WO 2024080038A1 JP 2023032256 W JP2023032256 W JP 2023032256W WO 2024080038 A1 WO2024080038 A1 WO 2024080038A1
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WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
winding
circuit
transformer
power supply
magnetic core
Prior art date
Application number
PCT/JP2023/032256
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
元彦 藤村
浩行 細井
Original Assignee
パナソニックＩｐマネジメント株式会社
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Filing date
Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F30/00—Fixed transformers not covered by group H01F19/00
    • H01F30/06—Fixed transformers not covered by group H01F19/00 characterised by the structure
    • H01F30/10—Single-phase transformers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac

Definitions

  • This disclosure relates to a transformer and a power supply device.
  • Patent document 1 discloses a current resonant switching power supply.
  • This disclosure provides a transformer and a power supply device that facilitates miniaturization of power supplies that use transformers.
  • the transformer according to one embodiment of the present disclosure is a transformer used for unidirectional or bidirectional power conversion, and includes a plurality of magnetic cores, a first winding connected to a primary circuit, a second winding connected to a secondary circuit, a resonant capacitor, and a third winding connected in series with the resonant capacitor inside the transformer to form a closed circuit.
  • the first winding, the second winding, and the third winding are all wound around one or more of the plurality of magnetic cores.
  • the power supply device includes the transformer, the primary circuit which is a bridge circuit connected to the first winding, and the secondary circuit which is a bridge circuit connected to the second winding. At least one of the primary circuit and the secondary circuit has a plurality of switching elements.
  • the transformer according to one aspect of the present disclosure has the advantage that it is easy to miniaturize a power supply device that uses a transformer.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a schematic configuration of a power supply device according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view showing a schematic configuration of a transformer according to an embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing a schematic configuration of the third winding and the resonance capacitor.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a schematic configuration of a power supply device of a comparative example.
  • FIG. 5 is a diagram showing an equivalent circuit including a transformer and two resonance capacitors of a comparative example.
  • FIG. 6 is a diagram showing an equivalent circuit of a transformer according to an embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing a comparison result between the power supply device according to the embodiment and a power supply device of a comparative example.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a schematic configuration of a power supply device according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view showing a schematic configuration of a transformer according to an embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing
  • FIG. 8 is a diagram showing a schematic configuration of a modified example of the third winding.
  • FIG. 9 is a diagram showing a schematic configuration of a modified example of the third winding and the resonance capacitor.
  • FIG. 10 is a diagram showing a schematic configuration of another modified example of the third winding and the resonance capacitor.
  • FIG. 11 is a diagram showing a schematic configuration of still another modified example of the third winding and the resonance capacitor.
  • FIG. 12 is a diagram showing a schematic configuration of a modified example of a plurality of magnetic cores.
  • FIG. 13 is a diagram showing a schematic configuration of another modified example of a plurality of magnetic cores.
  • FIG. 14 is a diagram showing a schematic configuration of a modified example of the first winding and the second winding.
  • FIG. 15 is a cross-sectional view showing a schematic configuration of a transformer according to a first modified example of the embodiment.
  • FIG. 16 is a cross-sectional view showing a schematic configuration of a transformer according to a second modification of the embodiment.
  • FIG. 17 is a diagram showing a schematic configuration of a modified example of a plurality of magnetic cores.
  • a CLLC current resonant power supply that includes multiple switching elements, a transformer, an inductor and a capacitor on the primary side of the transformer, and an inductor and a capacitor on the secondary side of the transformer.
  • the current flowing through the switching element is a resonant current that reverses between positive and negative, so by aligning the timing of the on/off switching of the switching element with the timing when the current flowing is zero, it becomes possible to achieve Zero Current Switching (ZCS) and reduce losses in the switching element. Also, by aligning the timing when the switching element is turned on with the period when the current flowing is negative, the parasitic capacitance (output capacitance) of the switching element is discharged and the voltage applied to the switching element becomes zero, achieving Zero Voltage Switching (ZVS), which also reduces losses in the switching element.
  • ZCS Zero Current Switching
  • the insulation distance is determined not only by the magnitude of the voltage between each terminal, but also by the voltage period, i.e., the higher the driving frequency of the power supply, the longer the insulation distance that must be ensured, as stipulated by international standards such as the International Electrotechnical Commission (IEC).
  • IEC International Electrotechnical Commission
  • each figure is a schematic diagram and is not necessarily an exact illustration. Therefore, for example, the scales and the like do not necessarily match in each figure.
  • substantially the same configuration is given the same reference numerals, and duplicate explanations are omitted or simplified.
  • terms indicating the relationship between elements such as orthogonal, parallel, and the same, terms indicating the shape of elements, such as rectangle and circle, as well as numerical values and numerical ranges, are not expressions that express only the strict meaning, but are expressions that include a substantially equivalent range, for example, a difference of about a few percent (e.g., about 10%).
  • the transformer 10 and the power supply device 100 are a device that boosts or lowers an input voltage to a predetermined voltage and outputs it.
  • the power supply device 100 is a unidirectional DC/DC converter that boosts or lowers an input voltage from a primary circuit 41 (see FIG. 1) to a predetermined voltage and outputs it to a secondary circuit 42 (see FIG. 1).
  • the power supply device 100 is a bidirectional DC/DC converter that boosts or lowers an input voltage from either the primary circuit 41 or the secondary circuit 42 and outputs it to the other circuit.
  • the power supply device 100 will be described as a bidirectional DC/DC converter.
  • the power supply device 100 is used to charge and discharge each storage battery by exchanging power between a storage battery installed in a dwelling house and a storage battery mounted on an electric vehicle.
  • Fig. 1 is a circuit diagram showing a schematic configuration of the power supply device 100 according to an embodiment.
  • the power supply device 100 includes a transformer 10, a primary side circuit 41, and a secondary side circuit 42.
  • the power supply device 100 may further include a control circuit that controls each of the primary side circuit 41 and the secondary side circuit 42.
  • the control circuit may or may not be a component of the power supply device 100.
  • the primary circuit 41 is a full bridge circuit having four switching elements Q1 to Q4, similar to the power supply device 200 (see Figure 4) of the comparative example described later.
  • the primary circuit 41 is a bridge circuit. All four switching elements Q1 to Q4 are, for example, N-channel MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors).
  • the primary circuit 41 is configured by connecting in parallel a series circuit of switching elements Q1 and Q2 and a series circuit of switching elements Q3 and Q4.
  • the primary circuit 41 converts the DC voltage input to the primary circuit 41 from a first external circuit (e.g., a storage battery) into an AC voltage and outputs it to the transformer 10 by controlling the switching of the switching elements Q1 to Q4 by the control circuit.
  • the primary circuit 41 also converts the AC voltage output from the transformer 10 into a DC voltage and outputs it to the first external circuit by controlling the switching of the switching elements Q1 to Q4 by the control circuit.
  • the secondary circuit 42 is a full bridge circuit having four switching elements Q5 to Q8, similar to the power supply device 200 (see FIG. 4) of the comparative example described below.
  • the secondary circuit 42 is a bridge circuit. All four switching elements Q5 to Q8 are, for example, N-channel MOSFETs.
  • the secondary circuit 42 is configured by connecting in parallel a series circuit of switching elements Q5 and Q6 and a series circuit of switching elements Q7 and Q8.
  • the secondary circuit 42 converts the DC voltage input to the secondary circuit 42 from a second external circuit (e.g., a storage battery) into an AC voltage and outputs it to the transformer 10 by controlling the switching of the switching elements Q5 to Q8 by the control circuit.
  • the secondary circuit 42 also converts the AC voltage output from the transformer 10 into a DC voltage and outputs it to the second external circuit by controlling the switching of the switching elements Q5 to Q8 by the control circuit.
  • the primary circuit 41 which is a bridge circuit
  • the secondary circuit 42 which is a bridge circuit
  • FIG. 2 is a cross-sectional view showing a schematic configuration of the transformer 10 according to the embodiment.
  • the transformer 10 is used for unidirectional or bidirectional power conversion.
  • the transformer 10 is used for bidirectional power conversion.
  • the transformer 10 includes a plurality of (here, two) magnetic cores 1, a first winding 21, a second winding 22, a third winding 23, and a resonance capacitor 3.
  • the two magnetic cores 1 will be referred to as the "first magnetic core 11”
  • the other magnetic core 1 will be referred to as the "second magnetic core 12".
  • the first magnetic core 11 is made of a magnetic material such as ferrite, has three legs 111, and is configured in an E-shape in cross section.
  • the second magnetic core 12 is made of a magnetic material such as ferrite, has three legs 121, and is configured in an E-shape in cross section, just like the first magnetic core 11.
  • the three legs 111 of the first magnetic core 11 and the three legs 121 of the second magnetic core 12 are arranged so as to butt against each other. Therefore, in the embodiment, the first magnetic core 11 and the second magnetic core 12 form a so-called EE core.
  • a gap G1 is provided between the central leg 111 of the three legs 111 of the first magnetic core 11 and the central leg 121 of the three legs 121 of the second magnetic core 12.
  • the first winding 21 is connected to the primary circuit 41.
  • the first winding 21 is configured by winding a conductor around the central leg 111 of the first magnetic core 11. Both ends of the first winding 21 are connected to a pair of output terminals of the primary circuit 41 when the primary side is the input (a pair of input terminals of the primary circuit 41 when the secondary side is the input).
  • the second winding 22 is connected to the secondary circuit 42.
  • the second winding 22 is configured by winding a conductor around the central legs 111, 121 of the first magnetic core 11 and the second magnetic core 12. Both ends of the second winding 22 are connected to a pair of input terminals of the secondary circuit 42 when the primary side is the input (a pair of output terminals of the secondary circuit 42 when the secondary side is the input).
  • the third winding 23 is connected in series with the resonant capacitor 3 inside the transformer 10 to form a closed circuit.
  • the closed circuit formed by the third winding 23 and the resonant capacitor 3 functions as a resonant circuit on the primary side of the transformer 10, as described below, and also functions as a resonant circuit on the secondary side of the transformer 10.
  • the third winding 23 is configured by a conductor pattern 231 formed on a substrate 5 having a through hole 51, as shown in FIG. 3.
  • FIG. 3 is a diagram showing a schematic configuration of the third winding 23 and the resonance capacitor 3.
  • the substrate 5 is, for example, a rectangular printed circuit board, and has a rectangular through hole 51 penetrating through its center in the thickness direction.
  • a conductor pattern 231 is formed that is arranged in a spiral shape around the through hole 51 when viewed from the thickness direction of the substrate 5.
  • the shape of the substrate 5 and the shape of the through hole 51 are not limited to a rectangular shape, and may be another shape, such as a circular shape.
  • the start and end of the conductor pattern 231 are connected by the resonant capacitor 3.
  • This connects the conductor pattern 231 (third winding 23) and the resonant capacitor 3 in series.
  • the resonant capacitor 3 is a surface-mounted capacitor, but is not limited to this and may be, for example, a lead terminal type capacitor. Then, by positioning the substrate 5 so that a leg of any one of the multiple magnetic cores 1 (here, the central leg 121 of the second magnetic core 12) is inserted into the through hole 51, the conductor pattern 231 (third winding 23) is wound around the magnetic core 1 (second magnetic core 12).
  • the third winding 23 is connected in series with the resonant capacitor 3 inside the transformer 10 to form a closed circuit
  • the third winding 23 forms a closed circuit with the resonant capacitor 3 in a state where the connection part between the third winding 23 and the resonant capacitor 3 cannot be connected to the external circuit of the transformer 10.
  • a state where the connection part between the third winding 23 and the resonant capacitor 3 cannot be connected to the external circuit of the transformer 10 means, for example, a state where the third winding 23 does not have a connection terminal for connecting to the external circuit of the transformer 10.
  • the above state means a state where at least the connection part between the third winding 23 and the resonant capacitor 3 is not exposed to the outside of the transformer 10 and cannot be seen by a person. Also, for example, the above state means a state where the connection part between the third winding 23 and the resonant capacitor 3 is exposed to the outside of the transformer 10, but the work of connecting an external circuit to the connection part cannot be performed.
  • the substrate 5 on which the conductor pattern 231 (third winding 23) and the resonant capacitor 3 are attached is disposed within the space surrounded by the first magnetic core 11 and the second magnetic core 12. Therefore, the connection portion between the conductor pattern 231 and the resonant capacitor 3 is not exposed to the outside of the transformer 10.
  • the first winding 21, the second winding 22, and the third winding 23 are all wound around the central leg 111 of the first magnetic core 11 or the central leg 121 of the second magnetic core 12.
  • the first winding 21, the second winding 22, and the third winding 23 are all wound around at least one or more of the multiple magnetic cores 1. Therefore, the first winding 21 and the second winding 22, the second winding 22 and the third winding 23, and the first winding 21 and the third winding 23 are magnetically coupled to each other.
  • the first winding 21 and the second winding 22, the second winding 22 and the third winding 23, and the first winding 21 and the third winding 23 are loosely magnetically coupled to each other.
  • the inductance has a significant value, leakage inductance is present, and it can be said that the first winding 21 and the second winding 22 are loosely coupled to each other.
  • the coupling coefficient between the first winding 21 and the second winding 22, the coupling coefficient between the second winding 22 and the third winding 23, and the coupling coefficient between the first winding 21 and the third winding 23 are all less than 0.96. Note that the numerical range of the coupling coefficient that corresponds to being loosely magnetically coupled to each other given here is merely an example, and other numerical ranges may be used.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a schematic configuration of the power supply device 200 as a comparative example.
  • Fig. 5 is a diagram showing an equivalent circuit including a transformer 300 and two resonant capacitors 303 and 304 as a comparative example.
  • the power supply device 200 of the comparative example differs from the power supply device 100 of the embodiment in that it includes a comparative example transformer 300 instead of the transformer 10, and further includes a first resonant capacitor 303 and a second resonant capacitor 304.
  • a comparative example transformer 300 instead of the transformer 10
  • a first resonant capacitor 303 and a second resonant capacitor 304 are included in the power supply device 100 of the embodiment.
  • the transformer 300 of the comparative example has a first winding 301 connected to the primary circuit 41 and a second winding 302 connected to the secondary circuit 42. Also, unlike the transformer 10 of the embodiment, the transformer 300 of the comparative example does not have a third winding 23 and a resonant capacitor 3. The first winding 301 and the second winding 302 are loosely magnetically coupled to each other.
  • the first resonant capacitor 303 is connected in series to the first winding 301.
  • the first resonant capacitor 303 and the leakage inductance of the first winding 301 form a primary-side resonant circuit (see dashed line in Figure 5).
  • the second resonant capacitor 304 is connected in series to the second winding 302.
  • the second resonant capacitor 304 and the leakage inductance of the second winding 302 form a secondary-side resonant circuit (see dotted line in Figure 5).
  • the comparative power supply device 200 In the comparative power supply device 200, during power operation, such as charging a storage battery connected to the secondary circuit 42, the leakage inductance of the first winding 301 and the first resonant capacitor 303 resonate as shown in FIG. 5. In addition, in the comparative power supply device 200, during regeneration, such as discharging a storage battery connected to the secondary circuit 42, the leakage inductance of the second winding 302 and the second resonant capacitor 304 resonate as shown in FIG. 5. In this way, the comparative power supply device 200 is capable of operating each switching element with soft switching in both the primary circuit 41 and the secondary circuit 42, reducing switching losses and improving efficiency.
  • the power supply device 200 of the comparative example requires that a resonant capacitor be placed on both the primary and secondary sides, resulting in poor functionality and making it difficult to miniaturize the device.
  • the power supply device 200 of the comparative example not only is a relatively high voltage generated across the first resonant capacitor 303 and across the second resonant capacitor 304, but also across the primary winding and across the secondary winding of the transformer 300 of the comparative example. For this reason, in the power supply device 200 of the comparative example, a relatively high voltage is generated at the transformer 300 of the comparative example, the connection between the primary circuit 41 and the first resonant capacitor 303, and the connection between the secondary circuit 42 and the second resonant capacitor 304, so that an insulation design capable of withstanding such voltages is required, which creates the problem that it is difficult to miniaturize the device.
  • the international standard IEC60664-4 specifies the clearance and creepage distances required when subjected to repeated voltage stress with a fundamental frequency exceeding 30 kHz, and the higher the frequency and voltage of the stress voltage, the longer the distance required for insulation. Therefore, in the power supply device 200 of the comparative example, when the switching elements Q1 to Q4 and Q5 to Q8 are driven at high frequency to miniaturize the transformer 300, which is a large component, a relatively high high-frequency voltage is generated at the connection between the transformer 300 of the comparative example, the primary circuit 41 and the first resonant capacitor 303, and the connection between the secondary circuit 42 and the second resonant capacitor 304, so that the clearance and creepage distances at these locations must be designed to be long, which leads to the problem that it is difficult to miniaturize the device.
  • the power supply device 100 according to the embodiment includes the transformer 10 according to the embodiment, and therefore the above problem can be solved.
  • the operation of the power supply device 100 according to the embodiment will be described below with reference to FIG. 6.
  • FIG. 6 is a diagram showing an equivalent circuit of the transformer 10 according to the embodiment.
  • the third winding 23 is connected in series with the resonant capacitor 3 inside the transformer 10 to form a closed circuit. Therefore, as shown in FIG. 6, the leakage inductance of the third winding 23 and the resonant capacitor 3 form a primary-side resonant circuit (see the dashed line in FIG. 6) and also form a secondary-side resonant circuit (see the dotted line in FIG. 6).
  • the power supply device 100 during power operation, such as when charging a storage battery connected to the secondary circuit 42, the leakage inductance of the third winding 23 and the resonance capacitor 3 resonate as shown in FIG. 6.
  • the leakage inductance of the third winding 23 and the resonance capacitor 3 resonate as shown in FIG. 6.
  • the power supply device 100 according to the embodiment is capable of operating each switching element with soft switching in both the primary circuit 41 and the secondary circuit 42, reducing switching losses and improving efficiency.
  • the power supply device 100 there is no need to place a resonant capacitor on either the primary or secondary side, and only one resonant capacitor 3 provided in the transformer 10 is required, so compared to the power supply device 200 of the comparative example, functionality is easily improved, the device is easier to miniaturize, and costs are easier to reduce.
  • FIG. 7 is a diagram showing the results of a comparison between the power supply device 100 according to the embodiment and the power supply device 200 according to the comparative example.
  • the vertical axis represents the terminal voltage
  • the horizontal axis represents time.
  • the terminal voltage is the primary or secondary voltage of the transformer, in other words, the voltage applied to the primary circuit 41 or the voltage applied to the secondary circuit 42.
  • the primary voltage of the transformer is shown by a solid line
  • the secondary voltage of the transformer is shown by a dotted line.
  • FIG. 7(a) shows a waveform diagram of the terminal voltage of the power supply device 200 according to the comparative example
  • FIG. 7(b) shows a waveform diagram of the terminal voltage of the power supply device 100 according to the embodiment.
  • the primary voltage of the transformer is an AC voltage with an amplitude of about 400V, with a resonant voltage of about 200V superimposed thereon.
  • the secondary voltage of the transformer is an AC voltage with an amplitude of about 200V, with a resonant voltage of about 200V superimposed thereon.
  • the primary voltage of the transformer is an AC voltage with an amplitude of about 400 V, and no resonant voltage is superimposed.
  • the secondary voltage of the transformer is an AC voltage with an amplitude of about 200 V, and no resonant voltage is superimposed.
  • the transformer 10 As described above, in the power supply device 100 according to the embodiment, only the transformer 10 needs to be designed for insulation capable of withstanding a relatively high voltage, making it easy to miniaturize the device. Therefore, the transformer 10 according to the embodiment has the advantage that it is easier to miniaturize the power supply device 100 using the transformer 10 compared to the power supply device 200 of the comparative example.
  • the transformer 10 and the power supply device 100 according to the embodiments have been described above, but the present disclosure is not limited to the embodiments. As long as the modifications do not deviate from the spirit of the present disclosure, the present disclosure may also include modifications that a person skilled in the art may make to the embodiments, or modifications constructed by combining components in different embodiments.
  • the conductor pattern 231 (third winding 23) may be provided inside the substrate 5A, as shown in FIG. 8.
  • FIG. 8 is a cross-sectional view showing the schematic configuration of a modified example of the third winding 23.
  • the substrate 5A is, for example, a rectangular multilayer printed circuit board, and although not shown, has a through hole in its center, just like the substrate 5.
  • the conductor pattern 231 is formed not on the surface of the substrate 5A, but on one of the multiple layers of the substrate 5A that is located inside the substrate 5A.
  • the shape of the substrate 5A and the shape of the through hole are not limited to a rectangular shape, and may be another shape, such as a circular shape.
  • the majority of the conductor pattern 231 (third winding 23) is covered by the substrate 5A made of an insulating material, which has the advantage that the required insulation distance can be shortened.
  • FIG. 9 is a cross-sectional view showing a schematic configuration of a modified example of the third winding 23 and the resonant capacitor 3.
  • the resonant capacitor 3 is connected to the start and both ends of the conductor pattern 231 in a layer located inside the substrate 5A, among the multiple layers of the substrate 5A.
  • the resonant capacitor 3 is covered by the substrate 5A made of an insulating material, which has the advantage that the insulation distance that needs to be ensured can be shortened.
  • the first winding 21 and the second winding 22 may also be configured with a conductor pattern.
  • the conductor pattern of the first winding 21 may be formed on one surface in the thickness direction of the substrate 5A
  • the conductor pattern of the second winding 22 may be formed on the other surface in the thickness direction of the substrate 5A.
  • the third winding 23 may be configured by winding a conductor 232 around the legs 111, 121 of one of the magnetic cores 1, as shown in FIG. 10, for example.
  • FIG. 10 is a diagram showing a schematic configuration of another modified example of the third winding 23 and the resonant capacitor 3.
  • the magnetic core 1 is not shown in FIG. 10.
  • the resonant capacitor 3 is connected to the beginning and end of the conductor 232.
  • the resonant capacitor 3 is a lead terminal type capacitor, but is not limited to this and may be, for example, a surface mount type capacitor. If the resonant capacitor 3 is a surface mount type capacitor, a separate board for mounting the capacitor may be provided.
  • FIG. 11 is a diagram showing the schematic configuration of yet another modified example of the third winding 23 and the resonant capacitor 3.
  • the insulator 6 is formed in a cylindrical shape from an insulating resin material.
  • the insulator 6 also has a circular through hole 61 that penetrates in the axial direction (the vertical direction in FIG. 11).
  • the conductor 232 is arranged in a spiral shape around this through hole 61.
  • the first magnetic core 11 and the second magnetic core 12 constitute a so-called EE core, but this is not limited thereto, and may be a configuration as shown in FIG. 12, for example.
  • FIG. 12 is a diagram showing a schematic configuration of a modified example of a plurality of magnetic cores 1.
  • the first magnetic core 11 and the second magnetic core 12 may constitute a so-called EI core.
  • the first magnetic core 11 has three legs 111, and the second magnetic core 12 is rod-shaped.
  • the first magnetic core 11 and the second magnetic core 12 may constitute a so-called EER core.
  • the first magnetic core 11 has three legs 111, and the central leg 111 is cylindrical.
  • the second magnetic core 12 has three legs 121, and the central leg 121 is cylindrical.
  • the first magnetic core 11 and the second magnetic core 12 may form a so-called PQ core.
  • the first magnetic core 11 and the second magnetic core 12 are shaped to taper from the outer legs toward the center legs, based on the configuration in (b) of Figure 12.
  • the number of magnetic cores 1 is two, but this is not limited thereto, and may be three or more, for example, as shown in FIG. 13.
  • FIG. 13 is a diagram showing a schematic configuration of another modified example of the multiple magnetic cores 1.
  • the multiple magnetic cores 1 may be configured as a so-called EE core by three magnetic cores 1.
  • the multiple magnetic cores 1 further have a third magnetic core 13 in addition to the first magnetic core 11 and the second magnetic core 12.
  • the multiple magnetic cores 1 may be configured as a so-called EE core by four magnetic cores 1.
  • the multiple magnetic cores 1 may be configured as a so-called EE core by five magnetic cores 1.
  • the first magnetic core 11, the second magnetic core 12, the third magnetic core 13, and the fourth magnetic core 14 there is also a fifth magnetic core 15. Also, in this configuration, two gaps G1 are provided.
  • the multiple magnetic cores 1 may be configured as a so-called EE core by using three magnetic cores 1.
  • two gaps G1 are provided.
  • the first winding 21 and the second winding 22 are both configured by winding a conductor around the central leg 111 of the first magnetic core 11 or the central leg 121 of the second magnetic core 12, but this is not limited thereto, and may be configured as shown in FIG. 14, for example.
  • FIG. 14 is a diagram showing a schematic configuration of a modified example of the first winding 21 and the second winding 22.
  • the first magnetic core 11 and the second magnetic core 12 form a so-called EI core.
  • the first winding 21 and the second winding 22 may be configured by winding a conductor around the left and right legs 121 of the three legs 121 of the second magnetic core 12.
  • the first winding 21 and the second winding 22 may be configured by winding a conductor around any of the legs.
  • FIG. 15 is a cross-sectional view showing the schematic configuration of a transformer 10A according to a first modified example of the embodiment.
  • the transformer 10A according to the first modified example differs from the transformer 10 according to the embodiment in that it further includes a case 7.
  • the description of the points in common with the transformer 10 according to the embodiment will be omitted as appropriate.
  • the case 7 is made of, for example, metal, and is formed in a rectangular parallelepiped shape with one side (here, the top side in FIG. 15) open.
  • the case 7 houses multiple magnetic cores 1 (first magnetic core 11 and second magnetic core 12), a first winding 21, a second winding 22, a third winding 23, and a resonance capacitor 3.
  • the case 7 is filled with a thermally conductive resin 71.
  • the multiple magnetic cores 1, etc. are covered with a heat-conductive resin 71 and housed in the case 7, so that the heat dissipation of the multiple magnetic cores 1, etc. can be improved. If the resin 71 has high insulating properties, the required insulation distance can be shortened.
  • FIG. 16 is a cross-sectional view showing the schematic configuration of a transformer 10B according to a second modified embodiment.
  • the transformer 10B according to the second modified embodiment differs from the transformer 10A according to the first modified embodiment in that the first magnetic core 11 and the second magnetic core 12 form a so-called UU core.
  • the points in common with the transformer 10A according to the first modified embodiment will be omitted as appropriate.
  • the first magnetic core 11 has two legs 111 and is configured in a U-shape in cross section.
  • the second magnetic core 12, like the first magnetic core 11, has two legs 121 and is configured in a U-shape in cross section.
  • the two legs 111 of the first magnetic core 11 and the two legs 121 of the second magnetic core 12 are arranged so as to butt against each other. Therefore, in the second modified example, the first magnetic core 11 and the second magnetic core 12 form a so-called UU core.
  • a gap G1 is provided between one leg 111 of the two legs 111 of the first magnetic core 11 and one leg 121 of the two legs 121 of the second magnetic core 12.
  • the first winding 21 and the third winding 23 are wound around one of the two legs 111 of the first magnetic core 11 and one of the two legs 121 of the second magnetic core 12.
  • the second winding 22 is wound around the other leg 111 of the first magnetic core 11 and the other leg 121 of the second magnetic core 12.
  • the multiple magnetic cores 1 may be configured, for example, as shown in FIG. 17.
  • FIG. 17 is a cross-sectional view showing a schematic configuration of a modified example of the multiple magnetic cores 1.
  • the first magnetic core 11 and the second magnetic core 12 may configure a so-called UI core.
  • the first magnetic core 11 has two legs 111, and the second magnetic core 12 is rod-shaped.
  • the first winding 21, the second winding 22, and the third winding 23 do not have to be arranged in this order in the vertical direction as shown in FIG. 2, for example.
  • the first winding 21, the second winding 22, and the third winding 23 only need to be wound around at least one of the multiple magnetic cores 1, and their arrangement is not particularly limited.
  • the first winding 21 and the second winding 22 may be arranged so as to be aligned in the horizontal direction
  • the third winding 23 may be arranged so as to be aligned in the vertical direction with the first winding 21 and the second winding 22.
  • the first winding 21, the second winding 22, and the third winding 23 may be arranged so as to be aligned in the horizontal direction.
  • the primary circuit 41 and the secondary circuit 42 are both full-bridge circuits having four switching elements, but are not limited to this.
  • at least one of the primary circuit 41 and the secondary circuit 42 may be a half-bridge circuit having two switching elements.
  • the power supply device 100 may be a unidirectional DC/DC converter.
  • one of the primary side circuit 41 and the secondary side circuit 42 may be a bridge circuit that converts a DC voltage into an AC voltage, and the other circuit may be a rectification bridge circuit.
  • the rectification bridge circuit may be a diode bridge circuit or a synchronous rectification bridge circuit.
  • the transformers 10, 10A, and 10B are transformers used for unidirectional or bidirectional power conversion, and include a plurality of magnetic cores 1, a first winding 21 connected to a primary circuit 41, a second winding 22 connected to a secondary circuit 42, a resonance capacitor 3, and a third winding 23.
  • the third winding 23 is connected in series with the resonance capacitor 3 inside the transformers 10, 10A, and 10B to form a closed circuit.
  • the first winding 21, the second winding 22, and the third winding 23 are all wound around one or more of the plurality of magnetic cores 1.
  • this configuration there is no need to place a resonant capacitor on either the primary or secondary side, and only one resonant capacitor 3 provided in the transformers 10, 10A, and 10B is required, making it easier to miniaturize the device. Also, with this configuration, it is only necessary to design the insulation in the transformers 10, 10A, and 10B so that it can withstand a relatively high voltage, making it easier to miniaturize the device. Therefore, this configuration has the advantage of making it easier to miniaturize the power supply device 100 using the transformers 10, 10A, and 10B.
  • the transformers 10, 10A, and 10B according to the second aspect of the present disclosure further include a substrate 5, 5A having a through hole 51 penetrating in the thickness direction and into which the leg 111, 121 of any one of the multiple magnetic cores 1 is inserted, as in the first aspect.
  • the third winding 23 is formed of a conductor pattern 231 formed on the substrate 5, 5A.
  • This configuration has the advantage that the area occupied by the third winding 23 can be made smaller than when the third winding 23 is formed by winding a conductor around the legs of the magnetic core 1.
  • the third winding 23 is provided inside the substrate 5A.
  • This configuration has the advantage that most of the conductor pattern 231 (third winding 23) is covered by the substrate 5A, which is made of an insulating material, making it possible to shorten the insulation distance that needs to be ensured.
  • the resonance capacitor 3 is provided inside the substrate 5A.
  • This configuration has the advantage that the resonant capacitor 3 is covered by the substrate 5A, which is made of an insulating material, making it possible to shorten the insulation distance that needs to be ensured.
  • the third winding 23 is configured by winding the conductor 232 around the legs 111, 121 of any one of the multiple magnetic cores 1.
  • This configuration has the advantage that the third winding 23 can be constructed without preparing a substrate.
  • the third winding 23 and the resonant capacitor 3 are covered with an insulating resin.
  • This configuration has the advantage that the third winding 23 and the resonant capacitor 3 are covered with insulating resin, which shortens the required insulation distance.
  • the transformers 10A and 10B according to the seventh aspect of the present disclosure in any one of the first to sixth aspects, further include a case 7 that houses the multiple magnetic cores 1, the first winding 21, the second winding 22, the third winding 23, and the resonance capacitor 3.
  • the case 7 is filled with a resin 71 having thermal conductivity.
  • This configuration has the advantage that the multiple magnetic cores 1, etc. are covered with a heat-conductive resin 71 and housed in the case 7, which improves the heat dissipation of the multiple magnetic cores 1, etc.
  • the power supply device 100 includes a transformer 10, 10A, 10B according to any one of the first to seventh aspects, a primary circuit 41 which is a bridge circuit connected to the first winding 21, and a secondary circuit 42 which is a bridge circuit connected to the second winding 22. At least one of the primary circuit 41 and the secondary circuit 42 has a plurality of switching elements Q1 to Q8.
  • this configuration there is no need to place a resonant capacitor on either the primary or secondary side, and only one resonant capacitor 3 provided in the transformers 10, 10A, and 10B is required, making it easier to miniaturize the device. Also, with this configuration, it is only necessary to design the insulation in the transformers 10, 10A, and 10B so that it can withstand a relatively high voltage, making it easier to miniaturize the device. Therefore, this configuration has the advantage of making it easier to miniaturize the power supply device 100 using the transformers 10, 10A, and 10B.
  • This disclosure is useful for power supply devices that step up or step down a specified voltage.

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Abstract

トランス（１０）は、単方向又は双方向の電力変換に用いられるトランスであって、複数の磁気コアと、１次側回路（４１）に接続される第１巻線（２１）と、２次側回路（４２）に接続される第２巻線（２２）と、共振用コンデンサ（３）と、第３巻線（２３）と、を備える。第３巻線（２３）は、トランス（１０）の内部において共振用コンデンサ（３）と直列に接続されて閉回路を形成する。第１巻線（２１）、第２巻線（２２）、及び第３巻線（２３）は、いずれも複数の磁気コアのうちの１以上の磁気コアに巻き回されている。

Description

トランス、及び電源装置
　本開示は、トランス、及び電源装置に関する。
　特許文献１には、電流共振型スイッチング電源が開示されている。
特開平１１－３５６０４４号公報
　本開示は、トランスを用いた電源装置の小型化を図りやすいトランス、及び電源装置を提供する。
　本開示の一態様に係るトランスは、単方向又は双方向の電力変換に用いられるトランスであって、複数の磁気コアと、１次側回路に接続される第１巻線と、２次側回路に接続される第２巻線と、共振用コンデンサと、前記トランスの内部において前記共振用コンデンサと直列に接続されて閉回路を形成する第３巻線と、を備える。前記第１巻線、前記第２巻線、及び前記第３巻線は、いずれも前記複数の磁気コアのうちの１以上の磁気コアに巻き回されている。
　本開示の一態様に係る電源装置は、前記トランスと、前記第１巻線に接続されるブリッジ回路である前記１次側回路と、前記第２巻線に接続されるブリッジ回路である前記２次側回路と、を備える。前記１次側回路及び前記２次側回路のうちの少なくとも一方の回路は、複数のスイッチング素子を有する。
　本開示の一態様に係るトランスによれば、トランスを用いた電源装置の小型化を図りやすい、という利点がある。
図１は、実施の形態に係る電源装置の概略構成を示す回路図である。 図２は、実施の形態に係るトランスの概略構成を示す断面図である。 図３は、第３巻線及び共振用コンデンサの概略構成を示す図である。 図４は、比較例の電源装置の概略構成を示す回路図である。 図５は、比較例のトランス及び２つの共振用コンデンサを含む等価回路を示す図である。 図６は、実施の形態に係るトランスの等価回路を示す図である。 図７は、実施の形態に係る電源装置と比較例の電源装置との比較結果を示す図である。 図８は、第３巻線の変形例の概略構成を示す図である。 図９は、第３巻線及び共振用コンデンサの変形例の概略構成を示す図である。 図１０は、第３巻線及び共振用コンデンサの他の変形例の概略構成を示す図である。 図１１は、第３巻線及び共振用コンデンサの更に他の変形例の概略構成を示す図である。 図１２は、複数の磁気コアの変形例の概略構成を示す図である。 図１３は、複数の磁気コアの他の変形例の概略構成を示す図である。 図１４は、第１巻線及び第２巻線の変形例の概略構成を示す図である。 図１５は、実施の形態の第１変形例に係るトランスの概略構成を示す断面図である。 図１６は、実施の形態の第２変形例に係るトランスの概略構成を示す断面図である。 図１７は、複数の磁気コアの変形例の概略構成を示す図である。
　（本開示の基礎となった知見）
　まず、発明者の着眼点が、下記に説明される。
　１次側回路及び２次側回路のいずれか一方からの入力電圧を昇圧又は降圧して他方の回路に双方向に出力する、双方向電源装置の変換効率を向上するために、複数のスイッチング素子と、トランスと、トランスの１次側に設けられたインダクタ及びコンデンサ、トランスの２次側に設けられたインダクタ及びコンデンサとを備えるＣＬＬＣ電流共振型電源が用いられている。
　従来の電流共振型電源は、スイッチ素子に流れる電流が正負に反転する共振電流のため、スイッチング素子のオン・オフの切替のタイミングを流れる電流がゼロとなるタイミングに合わせることで、Zero Current Switching（ＺＣＳ）となり、スイッチング素子の損失を低減することができる。また、スイッチング素子がオンするタイミングを流れる電流が負の期間に合わせることで、スイッチング素子の寄生容量（出力容量）を放電させ、スイッチング素子にかかる電圧がゼロとなり、Zero Voltage Switching（ＺＶＳ）とすることでも、スイッチング素子の損失を低減することができる。
　このようにスイッチング素子のオン・オフ切替時の損失が非常に小さい特徴を有することから、電流共振型電源はスイッチング素子を高周波で駆動することが可能となる。一方、スイッチング素子を用いるスイッチング電源は、スイッチング素子を高周波で駆動することで、電源装置内のトランス、インダクタ、及びコンデンサ等の受動素子を小型化することができる。したがって、トランス、及び電源装置を小型化するためには、電流共振型電源を活用することが効果的である。
　しかしながら、電流共振型電源は大きな振幅の共振電流を用いるため、共振回路を構成するトランス、インダクタ、及びコンデンサに非常に高い電圧が発生し、共振回路内、共振回路と１次側回路の間、及び共振回路と２次側回路の間のそれぞれで、長い絶縁距離を確保して電源内の構造設計を行う必要があり、電源装置を小型化することが困難であった。また、絶縁距離は、各端子間の電圧の大きさだけでなく、その電圧周期、つまり電源の駆動周波数が高ければ高いほど、確保すべき絶縁距離を長くするようにＩＥＣ（International Electrotechnical Commission）等の国際規格で定められている。このことから、高周波でスイッチング素子を駆動して電源装置内の受動素子を小型化できたとしても、代わりに電源装置内の絶縁距離を長くする必要があり、トランス、及び電源装置の小型化が困難という問題があった。
　以上を鑑み、発明者は本開示を創作するに至った。
　以下、実施の形態について、図面を参照しながら具体的に説明する。
　なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的又は具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態等は、一例であり、本開示を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。
　また、各図は、模式図であり、必ずしも厳密に図示されたものではない。したがって、例えば、各図において縮尺等は必ずしも一致しない。また、各図において、実質的に同一の構成については同一の符号を付しており、重複する説明は省略又は簡略化する。
　また、本明細書において、直交、平行、同じ等の要素間の関係性を示す用語、及び、矩形、円形等の要素の形状を示す用語、並びに、数値、及び、数値範囲は、厳格な意味のみを表す表現ではなく、実質的に同等な範囲、例えば数％程度（例えば、１０％程度）の差異をも含むことを意味する表現である。
　（実施の形態）
　以下、実施の形態に係るトランス１０及び電源装置１００について説明する。電源装置１００は、入力電圧を所定の電圧に昇圧又は降圧して出力する装置である。例えば、電源装置１００は、１次側回路４１（図１参照）からの入力電圧を所定の電圧に昇圧又は降圧して２次側回路４２（図１参照）に出力する、単方向のＤＣ／ＤＣコンバータである。また、例えば、電源装置１００は、１次側回路４１及び２次側回路４２のいずれか一方からの入力電圧を昇圧又は降圧して他方の回路に出力する、双方向のＤＣ／ＤＣコンバータである。ここでは、電源装置１００が双方向のＤＣ／ＤＣコンバータであることとして説明する。電源装置１００は、例えば住戸に設置されている蓄電池と、電気自動車に搭載されている蓄電池との間で電力を融通することにより、各蓄電池の充電及び放電を行うために用いられる。
　［電源装置の構成］
　まず、実施の形態に係る電源装置１００の構成について図１を用いて説明する。図１は、実施の形態に係る電源装置１００の概略構成を示す回路図である。電源装置１００は、図１に示すように、トランス１０と、１次側回路４１と、２次側回路４２と、を備える。また、図示していないが、電源装置１００は、１次側回路４１及び２次側回路４２の各々を制御する制御回路を更に備えていてもよい。つまり、制御回路は、電源装置１００の構成要素であってもよいし、構成要素でなくてもよい。
　図１において、「Ｌｍ」は励磁インダクタンス、「Ｌｒ１」は第１巻線２１の漏れインダクタンス、「Ｌｒ２」は第２巻線２２の漏れインダクタンス、「Ｌｒ３」は第３巻線２３の漏れインダクタンスを表している。また、「Ｃ０」は共振用コンデンサ３の容量を表している。なお、図１においては、巻線抵抗及び浮遊容量の図示を省略している。
　１次側回路４１は、後述する比較例の電源装置２００（図４参照）と同様に、４つのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を有するフルブリッジ回路である。つまり、１次側回路４１は、ブリッジ回路である。４つのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、いずれも例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）である。１次側回路４１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列回路とを並列に接続して構成されている。
　１次側回路４１は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御回路によりスイッチング制御されることにより、第１外部回路（例えば、蓄電池）から１次側回路４１に入力される直流電圧を交流電圧に変換してトランス１０に出力する。また、１次側回路４１は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御回路によりスイッチング制御されることにより、トランス１０から出力される交流電圧を直流電圧に変換して第１外部回路に出力する。
　２次側回路４２は、後述する比較例の電源装置２００（図４参照）と同様に、４つのスイッチング素子Ｑ５～Ｑ８を有するフルブリッジ回路である。つまり、２次側回路４２は、ブリッジ回路である。４つのスイッチング素子Ｑ５～Ｑ８は、いずれも例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。２次側回路４２は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の直列回路と、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の直列回路とを並列に接続して構成されている。
　２次側回路４２は、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８を制御回路によりスイッチング制御されることにより、第２外部回路（例えば、蓄電池）から２次側回路４２に入力される直流電圧を交流電圧に変換してトランス１０に出力する。また、２次側回路４２は、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８を制御回路によりスイッチング制御されることにより、トランス１０から出力される交流電圧を直流電圧に変換して第２外部回路に出力する。
　上述のように、実施の形態では、ブリッジ回路である１次側回路４１、及びブリッジ回路である２次側回路４２は、いずれも複数のスイッチング素子を有している。
　［トランスの構成］
　次に、実施の形態に係るトランス１０の構成について図１及び図２を用いて説明する。図２は、実施の形態に係るトランス１０の概略構成を示す断面図である。トランス１０は、単方向又は双方向の電力変換に用いられる。実施の形態では、トランス１０は、双方向の電力変換に用いられる。トランス１０は、図１及び図２に示すように、複数（ここでは、２つ）の磁気コア１と、第１巻線２１と、第２巻線２２と、第３巻線２３と、共振用コンデンサ３と、を備えている。以下では、２つの磁気コア１のうち一方の磁気コア１を「第１磁気コア１１」、他方の磁気コア１を「第２磁気コア１２」とも言う。
　第１磁気コア１１は、例えばフェライト等の磁性材料により形成され、３本の脚部１１１を有しており、断面視でＥ字状に構成されている。第２磁気コア１２は、第１磁気コア１１と同様に、例えばフェライト等の磁性材料により形成され、３本の脚部１２１を有しており、断面視でＥ字状に構成されている。第１磁気コア１１の３本の脚部１１１と、第２磁気コア１２の３本の脚部１２１とは、それぞれ互いに突き合わせるようにして配置されている。このため、実施の形態では、第１磁気コア１１及び第２磁気コア１２は、いわゆるＥＥコアを構成している。また、第１磁気コア１１の３本の脚部１１１のうちの中央の脚部１１１と、第２磁気コア１２の３本の脚部１２１のうちの中央の脚部１２１との間には、ギャップＧ１が設けられている。
　第１巻線２１は、１次側回路４１に接続されている。実施の形態では、第１巻線２１は、導線を第１磁気コア１１の中央の脚部１１１に巻き回して構成されている。そして、第１巻線２１の両端は、それぞれ１次側を入力とした場合における１次側回路４１の一対の出力端子（２次側を入力とした場合における１次側回路４１の一対の入力端子）に接続されている。
　第２巻線２２は、２次側回路４２に接続されている。実施の形態では、第２巻線２２は、導線を第１磁気コア１１及び第２磁気コア１２の各々の中央の脚部１１１，１２１に巻き回して構成されている。そして、第２巻線２２の両端は、それぞれ１次側を入力とした場合における２次側回路４２の一対の入力端子（２次側を入力とした場合における２次側回路４２の一対の出力端子）に接続されている。
　第３巻線２３は、トランス１０の内部において共振用コンデンサ３と直列に接続されて閉回路を形成している。第３巻線２３及び共振用コンデンサ３で構成される閉回路は、後述するように、トランス１０の１次側における共振回路として機能し、かつ、トランス１０の２次側における共振回路としても機能する。
　実施の形態では、第３巻線２３は、図３に示すように、貫通孔５１を有する基板５に形成される導体パターン２３１により構成されている。図３は、第３巻線２３及び共振用コンデンサ３の概略構成を示す図である。具体的には、基板５は、例えば矩形状のプリント回路基板であって、その中央部には、厚み方向に貫通する矩形状の貫通孔５１を有している。また、基板５の表面には、基板５の厚み方向から見て貫通孔５１の周囲に渦巻状に配置された導体パターン２３１が形成されている。なお、基板５の形状、及び貫通孔５１の形状は、矩形状に限らず、例えば円形状等の他の形状であってもよい。
　導体パターン２３１の始端及び終端は、共振用コンデンサ３により接続されている。これにより、導体パターン２３１（第３巻線２３）と共振用コンデンサ３とが直列に接続されている。実施の形態では、共振用コンデンサ３は、表面実装型のコンデンサであるが、これに限られず、例えばリード端子型のコンデンサであってもよい。そして、貫通孔５１に複数の磁気コア１のうちのいずれか１つの磁気コア１の脚部（ここでは、第２磁気コア１２の中央の脚部１２１）が挿入されるようにして基板５を配置することで、導体パターン２３１（第３巻線２３）が磁気コア１（第２磁気コア１２）に巻き回される。
　ここで、「第３巻線２３がトランス１０の内部において共振用コンデンサ３と直列に接続されて閉回路を形成している」とは、第３巻線２３と共振用コンデンサ３との接続部位がトランス１０の外部回路と接続できない状態で、第３巻線２３が共振用コンデンサ３と閉回路を形成していることを言う。「第３巻線２３と共振用コンデンサ３との接続部位がトランス１０の外部回路と接続できない状態」とは、例えば、第３巻線２３がトランス１０の外部回路と接続するための接続端子を有していない状態を言う。また、例えば、上記状態は、少なくとも第３巻線２３と共振用コンデンサ３との接続部位が、トランス１０の外部に露出しておらず、人が視認することができない状態を言う。また、例えば、上記状態は、第３巻線２３と共振用コンデンサ３との接続部位がトランス１０の外部に露出しているが、当該接続部位に外部回路を接続する作業を行うことができない状態を言う。
　実施の形態では、導体パターン２３１（第３巻線２３）及び共振用コンデンサ３が取り付けられた基板５が、第１磁気コア１１及び第２磁気コア１２で囲まれた空間内に配置されている。このため、導体パターン２３１と共振用コンデンサ３との接続部位は、トランス１０の外部に露出していない。
　上述のように、第１巻線２１、第２巻線２２、及び第３巻線２３は、いずれも第１磁気コア１１の中央の脚部１１１、又は第２磁気コア１２の中央の脚部１２１に巻き回されている。つまり、第１巻線２１、第２巻線２２、及び第３巻線２３は、いずれも複数の磁気コア１のうちの少なくとも１以上の磁気コア１に巻き回されている。このため、第１巻線２１及び第２巻線２２、第２巻線２２及び第３巻線２３、並びに第１巻線２１及び第３巻線２３は、それぞれ磁気的に結合されている。
　実施の形態では、第１巻線２１及び第２巻線２２、第２巻線２２及び第３巻線２３、並びに第１巻線２１及び第３巻線２３は、それぞれ互いに疎に磁気的に結合している。例えば、１次側及び２次側のいずれか一方を短絡した状態で、他方側からインダクタンスを見た場合に、当該インダクタンスが有意な値を有していれば漏れインダクタンスが存在しており、第１巻線２１及び第２巻線２２が互いに疎に結合している、と言える。
　実施の形態では、第１巻線２１及び第２巻線２２の結合係数、第２巻線２２及び第３巻線２３の結合係数、並びに第１巻線２１及び第３巻線２３の結合係数は、いずれも０．９６未満である。なお、ここで挙げた互いに疎に磁気的に結合していることに相当する結合係数の数値範囲は一例であって、これ以外の数値範囲であってもよい。
　［動作］
　以下、実施の形態に係る電源装置１００の動作例について説明する。実施の形態に係る電源装置１００の動作例の説明に先立って、まず、比較例の電源装置２００の動作について図４及び図５を用いて説明する。図４は、比較例の電源装置２００の概略構成を示す回路図である。図５は、比較例のトランス３００及び２つの共振用コンデンサ３０３，３０４を含む等価回路を示す図である。
　図５において、「Ｌｍ１」は励磁インダクタンス、「Ｌｒ１１」は第１巻線３０１の漏れインダクタンス、「Ｌｒ１２」は第２巻線３０２の漏れインダクタンスを表している。また、「Ｃ１」は第１共振用コンデンサ３０３の容量、「Ｃ２」は第２共振用コンデンサ３０４の容量を表している。なお、図５においては、巻線抵抗及び浮遊容量の図示を省略している。
　比較例の電源装置２００は、トランス１０の代わりに比較例のトランス３００を備えており、かつ、第１共振用コンデンサ３０３及び第２共振用コンデンサ３０４を更に備えている点で、実施の形態に係る電源装置１００と相違する。以下では、実施の形態に係る電源装置１００と共通する点については適宜説明を省略する。
　比較例のトランス３００は、１次側回路４１に接続される第１巻線３０１と、２次側回路４２に接続される第２巻線３０２と、を有している。また、比較例のトランス３００は、実施の形態に係るトランス１０とは異なり、第３巻線２３及び共振用コンデンサ３を有していない。第１巻線３０１及び第２巻線３０２は、互いに疎に磁気的に結合している。
　第１共振用コンデンサ３０３は、第１巻線３０１に直列に接続されている。第１共振用コンデンサ３０３は、第１巻線３０１の漏れインダクタンスとで１次側の共振回路を構成する（図５の破線参照）。第２共振用コンデンサ３０４は、第２巻線３０２に直列に接続されている。第２共振用コンデンサ３０４は、第２巻線３０２の漏れインダクタンスとで２次側の共振回路を構成する（図５の点線参照）。
　比較例の電源装置２００では、例えば２次側回路４２に接続された蓄電池を充電する等の力行時においては、図５に示すように、第１巻線３０１の漏れインダクタンス及び第１共振用コンデンサ３０３が共振動作する。また、比較例の電源装置２００では、例えば２次側回路４２に接続された蓄電池を放電する等の回生時においては、図５に示すように、第２巻線３０２の漏れインダクタンス及び第２共振用コンデンサ３０４が共振動作する。このように、比較例の電源装置２００は、１次側回路４１及び２次側回路４２のいずれにおいても、各スイッチング素子のソフトスイッチングでの動作が可能となり、スイッチング損失を低減して効率を向上することができる。
　しかしながら、比較例の電源装置２００では、１次側及び２次側のいずれにも共振用コンデンサを配置する必要があるため、機能性に乏しく、装置の小型化を図りにくい、という問題がある。
　また、比較例の電源装置２００では、図４において、力行時において、第１巻線３０１の漏れインダクタンス及び第１共振用コンデンサ３０３の共振動作により比較的高い共振電圧が発生し、この共振電圧が比較例のトランス３００にも印加される。同様に、比較例の電源装置２００では、図４において、回生時において、第２巻線３０２の漏れインダクタンス及び第２共振用コンデンサ３０４の共振動作により比較的高い共振電圧が発生し、この共振電圧が比較例のトランス３００にも印加される。
　このように、比較例の電源装置２００では、第１共振用コンデンサ３０３の両端、及び第２共振用コンデンサ３０４の両端に比較的高い電圧が発生するのみならず、比較例のトランス３００の１次巻線両端、及び２次巻線両端にも比較的高い電圧が発生する。このため、比較例の電源装置２００では、比較例のトランス３００、１次側回路４１と第１共振用コンデンサ３０３の接続部、及び２次側回路４２と第２共振用コンデンサ３０４の接続部のいずれにおいても比較的高い電圧が発生するので、このような電圧に耐え得る絶縁設計が必要となり、装置の小型化を図りにくい、という問題がある。
　さらに、国際規格ＩＥＣ６０６６４－４では、基本周波数が３０ｋＨｚを超えた繰り返し電圧ストレスを受ける際の空間距離、及び沿面距離に対して規定がなされており、ストレス電圧の周波数、電圧がそれぞれ高くなればなるほど絶縁に必要な距離が長く求められる。そのため、比較例の電源装置２００において、大型の部品であるトランス３００を小型化するためにスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４、及びＱ５～Ｑ８を高周波で駆動する場合、比較例のトランス３００、１次側回路４１と第１共振用コンデンサ３０３の接続部、及び２次側回路４２と第２共振用コンデンサ３０４の接続部のいずれにおいても高周波の比較的高い電圧が発生するため、その箇所の空間距離、及び沿面距離を長く設計する必要があり、さらに装置の小型化が図りにくい、という問題にも繋がる。
　これに対して、実施の形態に係る電源装置１００は、実施の形態に係るトランス１０を備えているため、上記の問題を解消し得る。以下、実施の形態に係る電源装置１００の動作について図６を用いて説明する。図６は、実施の形態に係るトランス１０の等価回路を示す図である。
　図６において、「Ｌｍ」は励磁インダクタンス、「Ｌｒ１」は第１巻線２１の漏れインダクタンス、「Ｌｒ２」は第２巻線２２の漏れインダクタンス、「Ｌｒ３」は第３巻線２３の漏れインダクタンスを表している。また、「Ｃ０」は共振用コンデンサ３の容量を表している。なお、図５においては、巻線抵抗及び浮遊容量の図示を省略している。
　既に述べたように、第３巻線２３は、トランス１０の内部において共振用コンデンサ３と直列に接続されて閉回路を形成している。このため、図６に示すように、第３巻線２３の漏れインダクタンス及び共振用コンデンサ３は、１次側の共振回路を構成し（図６の破線参照）、かつ、２次側の共振回路を構成する（図６の点線参照）。
　実施の形態に係る電源装置１００では、例えば２次側回路４２に接続された蓄電池を充電する等の力行時においては、図６に示すように、第３巻線２３の漏れインダクタンス及び共振用コンデンサ３が共振動作する。また、実施の形態に係る電源装置１００では、例えば２次側回路４２に接続された蓄電池を放電する等の回生時においては、図６に示すように、第３巻線２３の漏れインダクタンス及び共振用コンデンサ３が共振動作する。このように、実施の形態に係る電源装置１００は、１次側回路４１及び２次側回路４２のいずれにおいても、各スイッチング素子のソフトスイッチングでの動作が可能となり、スイッチング損失を低減して効率を向上することができる。
　そして、実施の形態に係る電源装置１００では、１次側及び２次側のいずれにも共振用コンデンサを配置する必要がなく、トランス１０が備える１つの共振用コンデンサ３のみで済むため、比較例の電源装置２００と比較して、機能性が向上しやすく、装置の小型化を図りやすく、かつ、コストを低減しやすい。
　また、実施の形態に係る電源装置１００では、図１に示すように、力行時及び回生時のいずれにおいても、第３巻線２３の漏れインダクタンス及び共振用コンデンサ３の共振動作によって比較的高い共振電圧が発生する。そして、この共振電圧は、トランス１０の内部で発生するため、１次側回路４１及び２次側回路４２のいずれにも印加されない。
　図７は、実施の形態に係る電源装置１００と比較例の電源装置２００との比較結果を示す図である。図７において、縦軸は端子電圧を表しており、横軸は時間を表している。端子電圧は、トランスの１次電圧又は２次電圧であって、言い換えれば、１次側回路４１に印加される電圧又は２次側回路４２に印加される電圧である。図７においては、トランスの１次電圧を実線で示し、トランスの２次電圧を点線で示している。図７の（ａ）は、比較例の電源装置２００の端子電圧の波形図を示しており、図７の（ｂ）は、実施の形態に係る電源装置１００の端子電圧の波形図を示している。
　比較例の電源装置２００では、図７の（ａ）に示すように、トランスの１次電圧は、振幅が約４００Ｖの交流電圧に、共振電圧が更に約２００Ｖ重畳した電圧となっている。また、比較例の電源装置２００では、トランスの２次電圧は、振幅が約２００Ｖの交流電圧に、共振電圧が更に約２００Ｖ重畳した電圧となっている。
　これに対して、実施の形態に係る電源装置１００では、図７の（ｂ）に示すように、トランスの１次電圧は、振幅が約４００Ｖの交流電圧であって、共振電圧が重畳されていない。また、実施の形態に係る電源装置１００では、トランスの２次電圧は、振幅が約２００Ｖの交流電圧であって、共振電圧が重畳されていない。
　上述のように、実施の形態に係る電源装置１００では、トランス１０においてのみ比較的高い電圧に耐え得る絶縁設計を行えばよいため、装置の小型化を図りやすい。したがって、実施の形態に係るトランス１０は、比較例の電源装置２００と比較して、トランス１０を用いた電源装置１００の小型化を図りやすい、という利点がある。
　（その他の実施の形態）
　以上、実施の形態に係るトランス１０及び電源装置１００等について説明したが、本開示は、実施の形態に限定されるものではない。本開示の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を実施の形態に施したものや、異なる実施の形態における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本開示に含まれてもよい。
　実施の形態において、導体パターン２３１（第３巻線２３）は、図８に示すように、基板５Ａの内部に設けられていてもよい。図８は、第３巻線２３の変形例の概略構成を示す断面図である。
　具体的には、基板５Ａは、例えば矩形状の多層プリント回路基板であって、図示しないが、その中央部には基板５と同様に貫通孔を有している。そして、導体パターン２３１は、基板５Ａの表面ではなく、基板５Ａの有する複数の層のうち、基板５Ａの内部に位置する層に形成されている。なお、基板５Ａの形状、及び貫通孔の形状は、矩形状に限らず、例えば円形状等の他の形状であってもよい。
　上記の構成では、絶縁性を有する材料からなる基板５Ａにより、導体パターン２３１（第３巻線２３）の大部分が覆われるため、確保すべき絶縁距離を短くすることができる、という利点がある。
　また、上記の構成において、共振用コンデンサ３は、図９に示すように、基板５Ａの内部に設けられていてもよい。図９は、第３巻線２３及び共振用コンデンサ３の変形例の概略構成を示す断面図である。具体的には、共振用コンデンサ３は、基板５Ａの有する複数の層のうち、基板５Ａの内部に位置する層において、導体パターン２３１の始端及び両端に接続されている。上記の構成では、絶縁性を有する材料からなる基板５Ａにより、共振用コンデンサ３が覆われるため、確保すべき絶縁距離を短くすることができる、という利点がある。
　また、上記の構成において、第１巻線２１、第２巻線２２も導体パターンで構成されていてもよい。例えば、基板５Ａの厚み方向における一方の表面に第１巻線２１の導体パターンが形成され、基板５Ａの厚み方向における他方の表面に第２巻線２２の導体パターンが形成されていてもよい。
　実施の形態において、第３巻線２３は、例えば図１０に示すように、導線２３２を複数の磁気コア１のうちのいずれか１つの磁気コア１の脚部１１１，１２１に巻き回して構成されていてもよい。図１０は、第３巻線２３及び共振用コンデンサ３の他の変形例の概略構成を示す図である。図１０では、磁気コア１の図示を省略している。この構成では、共振用コンデンサ３は、導線２３２の始端及び終端に接続されている。共振用コンデンサ３は、リード端子型のコンデンサであるが、これに限られず、例えば表面実装型のコンデンサであってもよい。なお、共振用コンデンサ３が表面実装型のコンデンサである場合、当該コンデンサを実装するための基板を別途備えればよい。
　また、第３巻線２３及び共振用コンデンサ３は、図１１に示すように、絶縁性を有する材料からなる絶縁体６により覆われていてもよい。図１１は、第３巻線２３及び共振用コンデンサ３の更に他の変形例の概略構成を示す図である。
　具体的には、絶縁体６は、絶縁性を有する樹脂材料により、円柱状に形成されている。また、絶縁体６は、軸方向（図１１における上下方向）に貫通する円形状の貫通孔６１を有している。そして、導線２３２は、この貫通孔６１の周囲に螺旋状に配置されている。
　実施の形態では、第１磁気コア１１及び第２磁気コア１２は、いわゆるＥＥコアを構成しているが、これに限られず、例えば図１２に示すような構成であってもよい。図１２は、複数の磁気コア１の変形例の概略構成を示す図である。例えば、図１２の（ａ）に示すように、第１磁気コア１１及び第２磁気コア１２は、いわゆるＥＩコアを構成していてもよい。この構成では、第１磁気コア１１は、３本の脚部１１１を有しており、第２磁気コア１２は、棒状である。また、例えば、図１２の（ｂ）に示すように、第１磁気コア１１及び第２磁気コア１２は、いわゆるＥＥＲコアを構成していてもよい。この構成では、第１磁気コア１１は、３本の脚部１１１を有し、かつ、中央の脚部１１１が円柱状である。また、第２磁気コア１２は、３本の脚部１２１を有し、かつ、中央の脚部１２１が円柱状である。また、例えば、図１２の（ｃ）に示すように、第１磁気コア１１及び第２磁気コア１２は、いわゆるＰＱコアを構成していてもよい。この構成では、第１磁気コア１１及び第２磁気コア１２は、図１２の（ｂ）の構成を前提として、外側の脚部から中央の脚部に向かって細くなる形状である。
　また、実施の形態において、磁気コア１は２つであるが、これに限られず、例えば図１３に示すように３つ以上であってもよい。図１３は、複数の磁気コア１の他の変形例の概略構成を示す図である。例えば、図１３の（ａ）に示すように、複数の磁気コア１は、３つの磁気コア１により、いわゆるＥＥコアを構成していてもよい。この構成では、複数の磁気コア１は、第１磁気コア１１及び第２磁気コア１２の他に、更に第３磁気コア１３を有している。また、例えば、図１３の（ｂ）に示すように、複数の磁気コア１は、４つの磁気コア１により、いわゆるＥＥコアを構成していてもよい。この構成では、第１磁気コア１１、第２磁気コア１２、及び第３磁気コア１３の他に、更に第４磁気コア１４を有している。また、例えば、図１３の（ｃ）に示すように、複数の磁気コア１は、５つの磁気コア１により、いわゆるＥＥコアを構成していてもよい。この構成では、第１磁気コア１１、第２磁気コア１２、第３磁気コア１３、及び第４磁気コア１４の他に、更に第５磁気コア１５を有している。また、この構成では、２つのギャップＧ１が設けられている。
　また、例えば、図１３の（ｄ）及び図１３の（ｅ）に示すように、複数の磁気コア１は、３つの磁気コア１により、いわゆるＥＥコアを構成していてもよい。図１３の（ｄ）及び図１３の（ｅ）に示す構成では、いずれも２つのギャップＧ１が設けられている。
　また、実施の形態において、第１巻線２１及び第２巻線２２は、いずれも導線を第１磁気コア１１の中央の脚部１１１又は第２磁気コア１２の中央の脚部１２１に巻き回して構成されているが、これに限られず、例えば図１４に示すように構成されていてもよい。図１４は、第１巻線２１及び第２巻線２２の変形例の概略構成を示す図である。図１４では、第１磁気コア１１及び第２磁気コア１２は、いわゆるＥＩコアを構成している。例えば、図１４に示すように、第１巻線２１及び第２巻線２２は、それぞれ導線を第２磁気コア１２の３本の脚部１２１のうちの左右両側の脚部１２１に巻き回して構成されていてもよい。つまり、第１巻線２１及び第２巻線２２は、導線をいずれかの脚部に巻き回して構成されていればよい。第３巻線２３も同様である。
　図１５は、実施の形態の第１変形例に係るトランス１０Ａの概略構成を示す断面図である。第１変形例に係るトランス１０Ａは、ケース７を更に備えている点で、実施の形態に係るトランス１０と相違する。以下、第１変形例に係るトランス１０Ａの説明においては、実施の形態に係るトランス１０と共通する点については、適宜説明を省略する。
　ケース７は、例えば金属製であって、一面（ここでは、図１５の上面）を開口した直方体状に形成されている。ケース７は、複数の磁気コア１（第１磁気コア１１及び第２磁気コア１２）、第１巻線２１、第２巻線２２、第３巻線２３、及び共振用コンデンサ３を収容する。また、ケース７には、伝熱性を有する樹脂７１が充填されている。
　第１変形例に係るトランス１０Ａでは、複数の磁気コア１等を、伝熱性を有する樹脂７１で覆ってケース７に収容しているので、複数の磁気コア１等の放熱性を向上することができる。なお、樹脂７１は、高い絶縁性を有していれば、確保すべき絶縁距離を短くすることができる。
　図１６は、実施の形態の第２変形例に係るトランス１０Ｂの概略構成を示す断面図である。第２変形例に係るトランス１０Ｂは、第１磁気コア１１及び第２磁気コア１２が、いわゆるＵＵコアを構成している点で、第１変形例に係るトランス１０Ａと相違する。以下、第２変形例に係るトランス１０Ｂの説明においては、第１変形例に係るトランス１０Ａと共通する点については、適宜説明を省略する。
　第１磁気コア１１は、２本の脚部１１１を有しており、断面視でＵ字状に構成されている。第２磁気コア１２は、第１磁気コア１１と同様に、２本の脚部１２１を有しており、断面視でＵ字状に構成されている。第１磁気コア１１の２本の脚部１１１と、第２磁気コア１２の２本の脚部１２１とは、それぞれ互いに突き合わせるようにして配置されている。このため、第２変形例では、第１磁気コア１１及び第２磁気コア１２は、いわゆるＵＵコアを構成している。また、第１磁気コア１１の２本の脚部１１１のうちの一方の脚部１１１と、第２磁気コア１２の２本の脚部１２１のうちの一方の脚部１２１との間には、ギャップＧ１が設けられている。
　第２変形例では、第１巻線２１及び第３巻線２３は、第１磁気コア１１の２本の脚部１１１のうちの一方の脚部１１１、及び第２磁気コア１２の２本の脚部１２１のうちの一方の脚部１２１に巻き回して構成されている。また、第２巻線２２は、第１磁気コア１１の他方の脚部１１１及び第２磁気コア１２の他方の脚部１２１に巻き回して構成されている。
　また、第２変形例に係るトランス１０Ｂにおいて、複数の磁気コア１は、例えば図１７に示すように構成されていてもよい。図１７は、複数の磁気コア１の変形例の概略構成を示す断面図である。図１７に示すように、第１磁気コア１１及び第２磁気コア１２は、いわゆるＵＩコアを構成していてもよい。この構成では、第１磁気コア１１は、２本の脚部１１１を有しており、第２磁気コア１２は、棒状である。
　実施の形態において、第１巻線２１、第２巻線２２、及び第３巻線２３は、例えば図２に示すように上下方向においてこの順に配置されていなくてもよい。つまり、第１巻線２１、第２巻線２２、及び第３巻線２３は、複数の磁気コア１のうちの少なくとも１以上の磁気コア１に巻き回して構成されていればよく、その配置は特に限定されない。例えば、第１巻線２１及び第２巻線２２を左右方向に並ぶように配置すると共に、第３巻線２３を第１巻線２１及び第２巻線２２と上下方向に並ぶように配置してもよい。また、例えば、第１巻線２１、第２巻線２２、及び第３巻線２３を左右方向に並ぶように配置してもよい。
　実施の形態では、１次側回路４１及び２次側回路４２は、いずれも４つのスイッチング素子を有するフルブリッジ回路であるが、これに限られない。例えば、１次側回路４１及び２次側回路４２のうちの少なくとも一方は、２つのスイッチング素子を有するハーフブリッジ回路であってもよい。
　実施の形態でも述べたように、電源装置１００は、単方向のＤＣ／ＤＣコンバータであってもよい。電源装置１００が単方向のＤＣ／ＤＣコンバータである場合、１次側回路４１及び２次側回路４２のうちのいずれか一方の回路が直流電圧を交流電圧に変換するブリッジ回路であって、他方の回路は、整流用のブリッジ回路であってもよい。また、整流用のブリッジ回路は、ダイオードブリッジ回路であってもよいし、同期整流用のブリッジ回路であってもよい。
　（まとめ）
　以上述べたように、本開示の第１の態様に係るトランス１０，１０Ａ，１０Ｂは、単方向又は双方向の電力変換に用いられるトランスであって、複数の磁気コア１と、１次側回路４１に接続される第１巻線２１と、２次側回路４２に接続される第２巻線２２と、共振用コンデンサ３と、第３巻線２３と、を備える。第３巻線２３は、トランス１０，１０Ａ，１０Ｂの内部において共振用コンデンサ３と直列に接続されて閉回路を形成する。第１巻線２１、第２巻線２２、及び第３巻線２３は、いずれも複数の磁気コア１のうちの１以上の磁気コア１に巻き回されている。
　この構成によれば、１次側及び２次側のいずれにも共振用コンデンサを配置する必要がなく、トランス１０，１０Ａ，１０Ｂが備える１つの共振用コンデンサ３のみで済むため、装置の小型化を図りやすい。また、この構成によれば、トランス１０，１０Ａ，１０Ｂにおいてのみ比較的高い電圧に耐え得る絶縁設計を行えばよいため、装置の小型化を図りやすい。したがって、この構成によれば、トランス１０，１０Ａ，１０Ｂを用いた電源装置１００の小型化を図りやすい、という利点がある。
　また、本開示の第２の態様に係るトランス１０，１０Ａ，１０Ｂは、第１の態様において、厚み方向に貫通し、複数の磁気コア１のうちのいずれか１つの磁気コア１の脚部１１１，１２１が挿入される貫通孔５１を有する基板５，５Ａを更に備える。第３巻線２３は、基板５，５Ａに形成される導体パターン２３１により構成されている。
　この構成によれば、導線を磁気コア１の脚部に巻き回して第３巻線２３を構成する場合と比較して、第３巻線２３の占有する領域を小さくすることができる、という利点がある。
　また、本開示の第３の態様に係るトランス１０，１０Ａ，１０Ｂでは、第２の態様において、第３巻線２３は、基板５Ａの内部に設けられている。
　この構成によれば、絶縁性を有する材料からなる基板５Ａにより、導体パターン２３１（第３巻線２３）の大部分が覆われるため、確保すべき絶縁距離を短くすることができる、という利点がある。
　また、本開示の第４の態様に係るトランス１０，１０Ａ，１０Ｂでは、第３の態様において、共振用コンデンサ３は、基板５Ａの内部に設けられている。
　この構成によれば、絶縁性を有する材料からなる基板５Ａにより、共振用コンデンサ３が覆われるため、確保すべき絶縁距離を短くすることができる、という利点がある。
　また、本開示の第５の態様に係るトランス１０，１０Ａ，１０Ｂでは、第１の態様において、第３巻線２３は、導線２３２を複数の磁気コア１のうちのいずれか１つの磁気コア１の脚部１１１，１２１に巻き回して構成されている。
　この構成によれば、基板を準備せずとも、第３巻線２３を構成することができる、という利点がある。
　また、本開示の第６の態様に係るトランス１０，１０Ａ，１０Ｂでは、第１～第５のいずれか１つの態様において、第３巻線２３及び共振用コンデンサ３は、絶縁性を有する樹脂で覆われている。
　この構成によれば、絶縁性を有する樹脂により、第３巻線２３及び共振用コンデンサ３が覆われるため、確保すべき絶縁距離を短くすることができる、という利点がある。
　また、本開示の第７の態様に係るトランス１０Ａ，１０Ｂは、第１～第６のいずれか１つの態様において、複数の磁気コア１、第１巻線２１、第２巻線２２、第３巻線２３、及び共振用コンデンサ３を収容するケース７を更に備える。ケース７には、伝熱性を有する樹脂７１が充填されている。
　この構成によれば、複数の磁気コア１等を、伝熱性を有する樹脂７１で覆ってケース７に収容しているので、複数の磁気コア１等の放熱性を向上することができる、という利点がある。
　また、本開示の第８の態様に係る電源装置１００は、第１～第７のいずれか１つの態様のトランス１０，１０Ａ，１０Ｂと、第１巻線２１に接続されるブリッジ回路である１次側回路４１と、第２巻線２２に接続されるブリッジ回路である２次側回路４２と、を備える。１次側回路４１及び２次側回路４２のうちの少なくとも一方の回路は、複数のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８を有する。
　この構成によれば、１次側及び２次側のいずれにも共振用コンデンサを配置する必要がなく、トランス１０，１０Ａ，１０Ｂが備える１つの共振用コンデンサ３のみで済むため、装置の小型化を図りやすい。また、この構成によれば、トランス１０，１０Ａ，１０Ｂにおいてのみ比較的高い電圧に耐え得る絶縁設計を行えばよいため、装置の小型化を図りやすい。したがって、この構成によれば、トランス１０，１０Ａ，１０Ｂを用いた電源装置１００の小型化を図りやすい、という利点がある。
　本開示は、所定の電圧を昇圧又は降圧する電源装置等に有用である。
　１　磁気コア
　１１　第１磁気コア
　１１１　脚部
　１２　第２磁気コア
　１２１　脚部
　１３　第３磁気コア
　１４　第４磁気コア
　１５　第５磁気コア
　２１　第１巻線
　２２　第２巻線
　２３　第３巻線
　２３１　導体パターン
　２３２　導線
　３　共振用コンデンサ
　４１　１次側回路
　４２　２次側回路
　５，５Ａ　基板
　５１　貫通孔
　６　絶縁体
　６１　貫通孔
　７　ケース
　７１　樹脂
　１０，１０Ａ，１０Ｂ　トランス
　１００　電源装置
　２００　比較例の電源装置
　３００　比較例のトランス
　３０１　第１巻線
　３０２　第２巻線
　３０３　第１共振用コンデンサ
　３０４　第２共振用コンデンサ
　Ｇ１　ギャップ
　Ｑ１～Ｑ８　スイッチング素子

Claims (8)

  1. 　単方向又は双方向の電力変換に用いられるトランスであって、
    　複数の磁気コアと、
    　１次側回路に接続される第１巻線と、
    　２次側回路に接続される第２巻線と、
    　共振用コンデンサと、
    　前記トランスの内部において前記共振用コンデンサと直列に接続されて閉回路を形成する第３巻線と、を備え、
    　前記第１巻線、前記第２巻線、及び前記第３巻線は、いずれも前記複数の磁気コアのうちの１以上の磁気コアに巻き回されている、
    　トランス。
  2. 　厚み方向に貫通し、前記複数の磁気コアのうちのいずれか１つの磁気コアの脚部が挿入される貫通孔を有する基板を更に備え、
    　前記第３巻線は、前記基板に形成される導体パターンにより構成されている、
    　請求項１に記載のトランス。
  3. 　前記第３巻線は、前記基板の内部に設けられている、
    　請求項２に記載のトランス。
  4. 　前記共振用コンデンサは、前記基板の内部に設けられている、
    　請求項３に記載のトランス。
  5. 　前記第３巻線は、導線を前記複数の磁気コアのうちのいずれか１つの磁気コアの脚部に巻き回して構成されている、
    　請求項１に記載のトランス。
  6. 　前記第３巻線及び前記共振用コンデンサは、絶縁性を有する樹脂で覆われている、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載のトランス。
  7. 　前記複数の磁気コア、前記第１巻線、前記第２巻線、前記第３巻線、及び前記共振用コンデンサを収容するケースを更に備え、
    　前記ケースには、伝熱性を有する樹脂が充填されている、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載のトランス。
  8. 　請求項１～５のいずれか１項に記載のトランスと、
    　前記第１巻線に接続されるブリッジ回路である前記１次側回路と、
    　前記第２巻線に接続されるブリッジ回路である前記２次側回路と、を備え、
    　前記１次側回路及び前記２次側回路のうちの少なくとも一方の回路は、複数のスイッチング素子を有する、
    　電源装置。
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JP2014216522A (ja) * 2013-04-26 2014-11-17 国立大学法人千葉大学 変圧器及びそれを用いた電力変換装置
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