JP6740977B2 - 回転電機 - Google Patents

Description

本発明は、回転電機に関する。

従来、例えば特許文献１に見られるように、ステータコアに電機子巻線が巻装された環状のステータと、ステータの内周側に配置されたロータと、を有する回転電機が知られている。ロータは、界磁コアと、界磁巻線とを備えている。界磁コアは、筒状のボス部、及びボス部の外周側に配置されてかつ周方向において交互に異なる極性の磁極が形成される複数の爪状磁極部を有している。界磁巻線は、ボス部の外周側に巻装され、界磁電流が流れることにより起磁力を発生する。

特開平４−２５５４５１号公報

近年、例えば車載用の回転電機では、高出力化のニーズが高まっている。このニーズを受け、本願発明者は、以下に説明する構成を創作するに至った。界磁巻線の起磁力により形成される磁束が流れる磁気回路であって、ボス部、一対の爪状磁極部及びステータコアを経由し、ｄ軸を通る磁気回路をｄ軸磁気回路とし、電機子巻線に流れる電流により形成される磁気回路であって、ｄ軸から電気角で９０°ずれたｑ軸を通る磁気回路をｑ軸磁気回路とする。この場合において、ｑ軸磁気回路のパーミアンスがｄ軸磁気回路のパーミアンスよりも大きくされている。この構成によれば、回転電機のトルクを大幅に向上させることができ、例えば回転電機が発電機として用いられる場合には発電能力を大幅に向上させることができる。

磁気回路においてパーミアンス及び界磁巻線のインダクタンスは、ロータの磁気抵抗に反比例する。ｑ軸磁気回路のパーミアンスがｄ軸磁気回路のパーミアンスよりも大きくされている構成では、界磁電流を流すと界磁コアの少なくとも一部分が磁気飽和しやすい。その結果、界磁電流を増加させていく場合において、回転電機のトルクがその最大値に到達する前に、界磁巻線のインダクタンスが急激に低下する現象が発生することを本願発明者は見出した。具体的には、インダクタンスが１桁低下する現象が発生することを見出した。界磁巻線のインダクタンスが飽和してその値が小さくなるものの、大きな界磁電流を流すことにより界磁束量を十分大きくでき、回転電機のトルクを大幅に向上させることができる。しかしながら、インダクタンスの急激な低下に伴って、時定数τが急激に低下して小さくなる。時定数τは、界磁巻線のインダクタンスをＬｒｔとし、界磁巻線の抵抗をＲｒｔとする場合、例えば、界磁巻線を備える一般的な電気回路ではＬｒｔ／Ｒｒｔで表される。時定数が小さくなると、界磁電流のリプルが大きくなり、界磁電流の制御性が大きく低下する懸念がある。

ちなみに、時定数が小さい回路を制御する場合、その回路を構成するスイッチのスイッチング周波数を上げることで界磁電流の制御量を改善する対策が考えられる。しかしながら、この対策では、スイッチング損失の増加によって発熱量が増加してしまい、スイッチの信頼性の低下を抑制するための放熱対策等が必要になってしまう。

本発明は、界磁電流の制御性の低下を抑制できる回転電機を提供することを主たる目的とする。

第１の発明は、ステータコアに電機子巻線が巻装された環状のステータと、前記ステータの内周側に配置されたロータと、を有する回転電機である。前記ロータは、筒状のボス部、及び前記ボス部の外周側に配置されてかつ前記ロータの周方向において交互に異なる極性の磁極が形成される複数の爪状磁極部を含む界磁コアと、前記ボス部の外周側に巻装され、界磁電流が流れることにより起磁力を発生する界磁巻線と、を有する。前記界磁巻線の起磁力により形成される磁束が流れる磁気回路であって、前記ボス部、一対の前記爪状磁極部及び前記ステータコアを経由し、ｄ軸を通る磁気回路をｄ軸磁気回路とし、前記電機子巻線に流れる電流により形成される磁気回路であって、ｄ軸から電気角で９０°ずれたｑ軸を通る磁気回路をｑ軸磁気回路とする場合において、前記ｑ軸磁気回路のパーミアンスが前記ｄ軸磁気回路のパーミアンスよりも大きくされている。第１の発明は、オンされることにより電源から前記界磁巻線に給電され、オフされることにより前記電源から前記界磁巻線への給電が停止されるように設けられたスイッチと、前記スイッチの１スイッチング周期に対するオン時間の比率をデューティ比とし、前記界磁電流の取り得る範囲において前記界磁電流の増加量に対する前記界磁巻線のインダクタンスの低下量が最大となる前記界磁電流に対応する前記デューティ比よりも大きくて、かつ、１００％未満の値を所定値とする場合において、前記デューティ比の上限を前記所定値とすることを条件として前記デューティ比を算出し、算出した前記デューティ比に基づいて前記スイッチをオンオフする制御部と、を備え、前記制御部は、前記ロータの回転速度が高いほど又は前記電機子巻線に流れるｄ軸電流が大きいほど、前記所定値を大きく設定する。

第１の発明の制御部は、デューティ比の上限を所定値とすることを条件としてデューティ比を算出し、算出したデューティ比に基づいてスイッチをオンオフする。所定値は、界磁電流の取り得る範囲において界磁電流の増加量に対する界磁巻線のインダクタンスの低下量が最大となる界磁電流に対応するデューティ比よりも大きくて、かつ、１００％未満の値に設定されている。この設定によれば、界磁巻線のインダクタンスが飽和する直前の状態で界磁電流を流すことができ、界磁電流のリプルを抑制できる。これにより、界磁電流の制御性の低下を抑制することができる。

従来、ロータの低速回転時に大きなトルクが要求されるため、ロータの回転速度が低いほど、界磁電流が大きく設定されていた。これに対し、第１の発明では、ｑ軸磁気回路のパーミアンスがｄ軸磁気回路のパーミアンスよりも大きくされている。この構成では、ロータの低速回転時においても、大きなトルクを得ることができる。その上で、ロータの高速回転時においてさらに大きなトルクを得られるように、第１の発明の制御部は、ｄ軸電流が大きいほど所定値を大きく設定する。すなわち、制御部は、ｄ軸電流が大きいほど、界磁電流の上限値を大きく設定する。界磁電流はロータの磁気飽和を促進させる方向に作用するのに対して、ｄ軸電流は、電機子反作用を生じさせ、ロータの磁気飽和を緩和させる方向に作用する。このため、ｄ軸電流が大きいほど所定値が大きく設定されることにより、界磁電流の制御性の低下を抑制しつつ、回転電機のトルクを増加させることができる。ここで、ｄ軸電流は、ロータの回転速度と正の相関を有する。このため、制御部は、ロータの回転速度が高いほど、所定値を大きく設定することもできる。

ちなみに、ｑ軸磁気回路のパーミアンスがｄ軸磁気回路のパーミアンスよりも大きくされている構成において、ロータの低速回転時に界磁電流を大きくすると、回転電機のトルクがその最大値に到達する前に界磁巻線のインダクタンスが急激に低下して界磁電流のリプルが増大し、界磁電流の制御が発散する懸念があった。

なお、第３の発明では、前記界磁コアは、前記界磁巻線よりも前記ロータの内周側に設けられた筒状のボス部と、前記ボス部の軸方向の一端から前記ボス部の径方向外側へ延びて、かつ、前記ボス部の周方向において所定角度間隔で設けられた複数のディスク部と、前記ディスク部の先端から前記界磁巻線を囲むように前記ボス部の軸方向に延びて、かつ、前記ロータの周方向において交互に異なる極性の磁極が形成される複数の爪状磁極部と、を含み、前記ボス部をその軸方向から見た場合の前記ボス部の断面積を前記回転電機の極対数で除算した値をＡｂ、前記ディスク部の断面積をＡｄ、前記ステータコアを構成する円環状のヨークの断面積をＡｃｂ、前記ステータコアを構成する複数のティースのうち１磁極あたりの前記ティースの断面積をＡｔとするときにおいて、Ａｂ及びＡｄのうち小さい方が、Ａｃｂ及びＡｔのうち小さい方よりも大きくされている。

第３の発明によれば、ｑ軸磁気回路のパーミアンスをｄ軸磁気回路のパーミアンスよりも大きくすることができる。

第２，第４の発明では、前記ロータは、磁化容易軸が前記ロータの周方向に向けられた状態で周方向に隣り合う前記爪状磁極部の間に配置されて、かつ、前記界磁巻線の起磁力によって前記爪状磁極部に交互に現れる極性と一致するように磁極が形成された永久磁石を有する。

第２，第４の発明によれば、ｄ軸磁気回路と、永久磁石の磁力により形成される磁束が流れる磁石磁気回路の少なくとも一部とが共有されるようになる。磁石磁気回路及びｄ軸磁気回路の共有部分において、磁石磁気回路を流れる磁石磁束は、ｄ軸磁気回路を流れる磁束とは逆方向に流れる。このため、上記共通部分は、磁気抵抗が大きく、磁束が流れにくい状態とされている。これにより、界磁巻線のインダクタンスを下げることができるとともに、永久磁石により形成される磁束のうち電機子巻線に鎖交する磁束を増加させることができる。その結果、界磁巻線の起磁力により形成される磁束と、永久磁石により形成される磁束との合成磁束であって、電機子巻線に鎖交する合成磁束を増大させることができ、回転電機のトルクを高めることができる。

第５の発明では、前記界磁コアの磁気飽和が発生する前記界磁巻線のアンペアターンが、前記ステータコアの磁気飽和が発生する前記電機子巻線のアンペアターンよりも低くされている。

第５の発明では、界磁巻線のインダクタンスの急激な低下に伴う界磁巻線を備える電気回路の時定数の低下が顕著となる。時定数の低下が顕著となる構成では、界磁電流の制御性が大きく低下しやすいため、スイッチ及び制御部を備えて、かつ、所定値が上述したように設定されるメリットが大きい。

第６の発明では、前記界磁コアの飽和磁束量が、前記ステータコアの飽和磁束量よりも小さくされている。

第６の発明では、界磁巻線のインダクタンスの飽和に必要な起磁力は、回転電機のトルク発生時における電機子巻線の起磁力よりも必然的に低くなる。その結果、界磁巻線のインダクタンスの急激な低下に伴う界磁巻線を備える電気回路の時定数の低下が顕著となる。時定数の低下が顕著となる構成では、界磁電流の制御性が大きく低下しやすいため、スイッチ及び制御部を備えて、かつ、所定値が上述したように設定されるメリットが大きい。

第７の発明では、前記界磁コアの磁気飽和が発生する前記界磁巻線のアンペアターンが、前記ステータコアの磁気飽和が発生する前記電機子巻線のアンペアターンよりも低くされている。

第７の発明によれば、永久磁石による磁束の増大効果をより効果的に引き起こすことができる。

第８の発明では、前記界磁コアの飽和磁束量が、前記ステータコアの飽和磁束量よりも小さくされている。

第８の発明によれば、永久磁石による磁束の増大効果をより効果的に引き起こすことができる。

第９の発明では、前記ロータにおいて前記ステータとの対向面の表面積が、前記ボス部をその軸方向から見た場合の前記ボス部の断面積を前記回転電機の極対数で除算した値よりも大きくされている。

第９の発明によれば、ロータの磁極からステータへのパーミアンスを増加させることができ、永久磁石に作用する反磁界を低下させることができる。このため、永久磁石による磁束の増大効果をいっそう効果的に引き起こすことができる。

第１０の発明では、前記界磁コアのうち一部分の磁路断面積が他の部分の磁路断面積よりも小さくされていることにより、前記ｑ軸磁気回路のパーミアンスが前記ｄ軸磁気回路のパーミアンスよりも大きくされている。

第１０の発明によれば、磁路断面積が小さくされた界磁コアの一部分において磁気飽和しやすくなる。その結果、永久磁石の磁束が電機子巻線を鎖交しやすくなり、ｑ軸磁気回路のパーミアンスをｄ軸磁気回路のパーミアンスよりも大きくできる。この際、パーミアンスの設計を界磁コアの形状で実現できるため、界磁コアの設計及び加工を容易に実現することができる。

第１１の発明は、前記電機子巻線に電気的に接続されたインバータを備え、前記制御部は、前記界磁電流が前記ｄ軸電流よりも大きくなるように前記インバータを制御する。第１１の発明によれば、界磁巻線のインダクタンスの飽和を抑制する効果を奏しつつ、回転電機にトルクを発生させることができる。また、第１１の発明を具体化した第１２の発明では、前記制御部は、前記ｄ軸電流が大きくなるほど前記界磁電流が大きくなるように前記インバータを制御する。

第１実施形態に係る回転電機の構成図。 ロータの構成図。 ロータの断面図。 ｄ，ｑ軸磁気回路の概要を示す図。 ｄ軸磁気回路の概要を示す図。 ロータの部分断面図。 ロータにおけるステータとの対向面の表面積を説明するための図。 磁石磁気回路の概要を示す図。 回転電機の電気的構成を示す図。 界磁電流、デューティ比に対するインダクタンス，時定数，トルクの関係を示す特性図。 制御部の処理を示すブロック図。 ｄｑ座標系における電圧ベクトルを示す図。 第１実施形態の起動時における界磁電流の推移を示すタイムチャート。 比較例の起動時における界磁電流の推移を示すタイムチャート。 第２実施形態に係る制御部の処理を示すブロック図。 ｄ軸電流と所定値との関係を示す図。 第３実施形態に係る回転電機の電気的構成を示す図。 ｄｑ座標系における電圧ベクトル及び電流ベクトルを示す図。 その他の実施形態に係る界磁コアの断面図。 その他の実施形態に係る界磁コアの構成図。 その他の実施形態に係る界磁コアの構成図。 その他の実施形態に係る界磁コアの構成図。 その他の実施形態に係る界磁コアの断面図。 その他の実施形態に係る界磁コアの断面図。 その他の実施形態に係る界磁コアの構成図。 その他の実施形態に係る界磁コアの構成図。 その他の実施形態に係る制御部の処理手順を示すフローチャート。

＜第１実施形態＞
以下、本発明に係る回転電機を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。本実施形態の回転電機は、車載発電機として用いられる。

図１〜図９に示すように、回転電機１０は、ハウジング２０、ステータ３０、ロータ４０、界磁給電部５０及び整流器６０を備えている。ハウジング２０は、フロントハウジング２１とリアハウジング２２とを備えている。各ハウジング２１，２２は、一端が開口した有底円筒状をなしている。フロントハウジング２１及びリアハウジング２２は、開口部同士が当接した状態でボルト等の締結部材２３により締結されている。

ステータ３０は、円環状のステータコア３１と、電機子巻線３２とを備えている。ステータ３０は、フロントハウジング２１とリアハウジング２２の内周壁面に固定されている。ステータコア３１は、図４に示すように、円環状のヨーク３３と、ヨーク３３から径方向内側へ突出し周方向に所定ピッチで配列された複数のティース３４とを有し、隣り合うティース３４の間にスロット３５が形成されている。各ティース３４は、周方向に等間隔でそれぞれ設けられている。各スロット３５は、ステータコア３１の径方向を長手として延びる開口形状をなしている。本実施形態では、ステータコア３１の周方向に等間隔で９６個のスロット３５が形成されている。電機子巻線３２は、３相巻線を有し、スロット３５に巻装されている。

ロータ４０は、回転軸４１と、界磁コア４２と、界磁巻線４３と、複数の永久磁石４４とを備えている。回転軸４１は、ハウジング２０に設けられた一対の軸受け２４を介して回転可能に支持されている。界磁コア４２は、回転軸４１の外周に固定された第１，第２ポールコア４２ａ，４２ｂを有するランデル型のコアである。ロータ４０は、ステータ３０の内周側において回転可能に設けられている。ロータ４０は、回転軸４１の前端部に固定されたプーリ４５を介して、車両に搭載された図示しないエンジンによって回転駆動される。

第１ポールコア４２ａは、回転軸４１の前端側に固定され、第２ポールコア４２ｂは、回転軸４１の後端側に固定されている。第１ポールコア４２ａは、軟磁性体であり、第１ボス部４２１ａと、第１ディスク部４２２ａと、第１爪状磁極部４２３ａとを備えている。本実施形態では、第１ボス部４２１ａ、第１ディスク部４２２ａ及び第１爪状磁極部４２３ａが一体成型されて第１ポールコア４２ａが構成されている。第１ボス部４２１ａは、円筒状をなしている。第１ボス部４２１ａは、その軸方向に、界磁巻線４３の径方向内側にて界磁束を流す機能を有する。第１ディスク部４２２ａは、第１ボス部４２１ａの軸方向の一端から径方向外側に延びており、界磁束を径方向に流す機能を有する。第１ディスク部４２２ａは、周方向に所定ピッチで複数設けられている。本実施形態では、第１ディスク部４２２ａは、周方向に等間隔で８個設けられている。第１爪状磁極部４２３ａは、第１ボス部４２１ａの外周側で第１ディスク部４２２ａの先端から界磁巻線４３を囲むように軸方向に延びており、ステータコア３１と磁束の授受をする機能を有する。第１爪状磁極部４２３ａは、第１ディスク部４２２ａに対応して設けられており、具体的には８個設けられている。第１爪状磁極部４２３ａは、根元側を長辺とし、先端側を短辺とする台形状をなし、根元側から先端側に行くほど断面積が小さくなっている。

第２ポールコア４２ｂは、軟磁性体であり、第２ボス部４２１ｂと、第２ディスク部４２２ｂと、第２爪状磁極部４２３ｂとを備えている。本実施形態において、第２ポールコア４２ｂの形状は、第１ポールコア４２ａの形状と同じである。このため、第２ボス部４２１ｂ、第２ディスク部４２２ｂ及び第２爪状磁極部４２３ｂの詳細な説明を省略する。

第１ポールコア４２ａと第２ポールコア４２ｂとは、第１爪状磁極部４２３ａと第２爪状磁極部４２３ｂを互い違いに向かい合わせるようにして、第１ポールコア４２ａの軸方向後端面と第２ポールコア４２ｂの軸方向前端面とが当接した状態とされている。これにより、第１爪状磁極部４２３ａと第２爪状磁極部４２３ｂとが周方向交互に配置されている。このため、本実施形態では、各ポールコア４２ａ，４２ｂは、Ｎ，Ｓ極がそれぞれ８個であり、１６極のランデル型ロータコアを構成している。

界磁巻線４３は、第１，第２ボス部４２１ａ，４２１ｂの外周側に界磁コア４２と絶縁された状態で巻装され、第１，第２爪状磁極部４２３ａ，４２３ｂに囲まれている。

図２〜図５に示すように、ロータ４０は、その周方向に隣り合う第１爪状磁極部４２３ａと第２爪状磁極部４２３ｂとの間に配置された永久磁石４４を備えている。本実施形態において、永久磁石４４は１６個備えられている。永久磁石４４は、長方形状をなしており、ロータ４０の周方向に磁化容易軸が向けられている。ロータ４０の周方向における永久磁石４４の一端の磁極が第１爪状磁極部４２３ａに当接し、永久磁石４４の他端の磁極が第２爪状磁極部４２３ｂに当接した状態で、永久磁石４４が各爪状磁極部４２３ａ，４２３ｂに保持されている。界磁巻線４３に界磁電流が流れると、各ボス部４２１ａ，４２１ｂに起磁力が発生する。これにより、第１，第２爪状磁極部４２３ａ，４２３ｂにそれぞれ異なる極性の磁極が形成される。すなわち、ＮＳ磁極のうち、第１爪状磁極部４２３ａが一方の極性に磁化され、第２爪状磁極部４２３ｂが他方の極性に磁化される。この場合、永久磁石４４は、界磁巻線４３の起磁力によって第１，第２爪状磁極部４２３ａ，４２３ｂに交互に現れる極性と一致するように磁極が形成される。

図１及び図９に示すように、界磁給電部５０は、一対のスリップリング５１、一対のブラシ５２、レギュレータ５３及びコンデンサ５４を備えている。各スリップリング５１は、回転軸４１の軸方向の後端側に設けられている。各ブラシ５２は、その先端がスリップリング５１の表面に押圧された状態で設けられている。ブラシ５２は、スリップリング５１を介して界磁巻線４３に給電する。

レギュレータ５３は、界磁巻線４３に流す界磁電流を制御することによって回転電機１０の出力電圧を調整する装置である。レギュレータ５３は、スイッチング素子５３ａと、還流ダイオード５３ｂとを備えている。本実施形態において、スイッチング素子５３ａは、界磁巻線４３に直列接続されており、ＭＯＳＦＥＴである。還流ダイオード５３ｂは、界磁巻線４３に並列接続されている。コンデンサ５４は、スイッチング素子５３ａ及び還流ダイオード５３ｂの直列接続体に並列接続されている。詳しくは、コンデンサ５４の第１端には、還流ダイオード５３ｂのカソードが接続され、コンデンサ５４の第２端には、スイッチング素子５３ａのソースが接続されている。スイッチング素子５３ａがオンされると、界磁巻線４３及びコンデンサ５４を含む閉回路が形成され、電源から界磁巻線４３に電力が供給される。一方、スイッチング素子５３ａがオフされると、上記閉回路が形成されず、界磁巻線４３に蓄積された磁気エネルギが還流ダイオード５３ｂを通じて電流として放出される。

整流器６０は、電機子巻線３２に電気的に接続されており、電機子巻線３２から出力された交流電流を直流電流に整流する装置である。本実施形態において、整流器６０は、整流素子である複数のダイオードにより構成されている。

回転電機１０は、界磁巻線４３に流れる界磁電流Ｉｆｒを検出する界磁電流検出部７０を備えている。本実施形態において、界磁電流検出部７０は、スイッチング素子５３ａのソース側に設けられている。界磁電流検出部７０の検出値は、界磁給電部５０が備える制御部５５に入力される。制御部５５は、スイッチング素子５３ａをオンオフする。制御部５５には、相電流検出部により検出された電機子巻線３２に流れる相電流と、角度検出部により検出された回転電機１０の電気角θｅとが入力される。なお、相電流検出部及び角度検出部は、回転電機１０に備えられていてもよいし、回転電機１０の外部のシステムに備えられていてもよい。

以上の構成を有する回転電機１０は、ベルト等を介してプーリ４５に回転力が伝えられると、ロータ４０が回転軸４１とともに所定方向に回転する。この状態で、スリップリング５１を介してブラシ５２から界磁巻線４３に励磁電圧が印加されることにより、第１，第２爪状磁極部４２３ａ，４２３ｂが励磁され、ロータ４０の周方向において交互にＮＳ磁極が形成される。これにより、電機子巻線３２に回転磁界が付与され、電機子巻線３２から整流器６０へと交流電流が流れる。交流電流は、整流器６０により直流電流に変換される。変換された直流電流は、発電電流Ｉｇとして、界磁巻線４３に供給されたり、回転電機１０の出力端子ＴＢを介して外部の給電対象８０に供給されたりする。給電対象８０には、バッテリが含まれる。

続いて、図４，図５及び図８を用いて、回転電機１０の磁気回路について説明する。

界磁巻線４３に界磁電流が流れることにより、第１，第２ボス部４２１ａ，４２１ｂと、一対の第１，第２爪状磁極部４２３ａ，４２３ｂとを通る界磁束が形成される。この界磁束により、ｄ軸磁気回路８１が形成される。ｄ軸磁気回路８１は、図４に破線の矢印にて示すように、ステータコア３１のｄ軸のティース３４から第１爪状磁極部４２３ａに入り、第１ディスク部４２２ａ、第１ボス部４２１ａ、第２ボス部４２１ｂ、第２ディスク部４２２ｂ及び第２爪状磁極部４２３ｂを経由して、ステータコア３１の１磁極分ずれた位置にあるｄ軸のティース３４に戻った後、ヨーク３３を通り１磁極分ずれた位置にあるｄ軸のティース３４に再度戻る磁気回路である。ｄ軸磁気回路８１は、ロータ４０の逆起電力を生む磁気回路である。

図６に示すように、ボス部４２１ａ，４２１ｂをその軸方向から見た場合のボス部４２１ａ，４２１ｂの断面積を回転電機１０の極対数Ｐｎ（Ｐｎ＝８）で除算した値をＡｂとし、ディスク部４２２ａ，４２２ｂの断面積をＡｄとする。また、図４に示すように、ヨーク３３の断面積をＡｃｂとし、１磁極あたりのティース３４の断面積をＡｔとする。１磁極あたりのティース３４は、１つの爪状磁極部に対向するティース３４であり、本実施形態では、１磁極あたりのティース３４は３つである。この場合において、図７に示すように、Ａｂ及びＡｄのうち小さい方をＡｒｔとし、Ａｃｂ及びＡｔのうち小さい方をＡｓｔとすると、Ａｒｔ＞Ａｓｔとされている。つまり、ｄ軸磁気回路８１のうち、ロータ４０側の磁気回路における磁路断面積が、ステータ３０側の磁気回路における磁路断面積よりも小さくされている。この構成によれば、ｄ軸から電気角で９０°ずれたｑ軸を通る磁気回路をｑ軸磁気回路８２（図４参照）とする場合において、ｑ軸磁気回路８２のパーミアンスＰｓｔをｄ軸磁気回路８１のパーミアンスＰｒｔよりも大きくすることができる。

周方向に隣り合う第１，第２爪状磁極部４２３ａ，４２３ｂの間に配置された永久磁石４４により、図８に示すように、第１磁石磁気回路８３及び第２磁石磁気回路８４が形成されている。第１磁石磁気回路８３は、磁石磁束のうちステータ３０に鎖交する磁束が流れる磁気回路である。第２磁石磁気回路８４は、磁石磁束のうちボス部４２１ａ，４２１ｂ及びディスク部４２２ａ，４２２ｂを通り、ロータ４０内で磁束の流れが完結する磁気回路である。

第１磁石磁気回路８３とｄ軸磁気回路８１とは、第２爪状磁極部４２３ｂからステータ３０を経由して第１爪状磁極部４２３ａに戻るまでの磁気回路を共有している。また、第２磁石磁気回路８４とｄ軸磁気回路８１とは、ボス部４２１ａ，４２１ｂ及びディスク部４２２ａ，４２２ｂにおける磁気回路を共有している。第２磁石磁気回路８４を流れる磁石磁束は、ｄ軸磁気回路８１を流れる磁束と逆方向に流れているため、磁気抵抗が大きく磁束が流れにくい状態とされている。これにより、第１，第２磁石磁気回路８３，８４のうち、ステータ３０に鎖交する磁束が流れる磁石磁気回路の磁石磁束が増大する。その結果、磁石磁束を有効利用でき、回転電機１０の発電電力を大幅に向上させることができる。

本実施形態では、ロータ４０においてステータ３０との対向面の表面積Ａｓが、ボス部４２１ａ，４２１ｂをその軸方向から見た場合のボス部４２１ａ，４２１ｂの断面積を極対数で除算した値Ａｂよりも大きくされている。これにより、ロータ４０側の磁極からステータ３０側のパーミアンスを増加させることができ、永久磁石４４に作用する反磁界を低下させることができる。このため、永久磁石４４による磁束の増大効果をいっそう効果的に引き起こすことができ、回転電機１０の発電電力の向上に寄与する。

なお、本実施形態では、上記表面積Ａｓを、爪状磁極部４２３ａ，４２３ｂの外周面の表面積とする。図７に示すように、ロータ４０の周方向における爪状磁極部４２３ａ，４２３ｂの根元部又はディスク部４２２ａ，４２２ｂの幅寸法をＷｒｒとし、ロータ４０の周方向における爪状磁極部４２３ａ，４２３ｂの先端部の幅寸法をＷｔｅとする。また、爪状磁極部４２３ａ，４２３ｂの軸方向における高さ寸法をＨｔとする。また、図６に示すように、ディスク部４２２ａ，４２２ｂのうち径方向においてステータ３０と対向する面をディスクガイドと称することとする。そして、ロータ４０の軸方向におけるディスクガイドの長さ寸法をＨｄｇとする。この場合、表面積Ａｓは「Ａｓ＝（Ｗｔｅ＋Ｗｒｒ）×Ｈｔ／２＋Ｈｄｇ×Ｗｒｒ」で算出される。なお、周方向における幅寸法Ｗｒｒ，Ｗｔｅは、本実施形態では曲率を考慮せず、直線距離で測定されるものとする。なお、ディスク部４２２ａ，４２２ｂ、爪状磁極部４２３ａ，４２３ｂ及びステータコア３１に設けられた磁石挿入用又は補強用等を目的とした切り欠き部、Ｒ部及び面取り部では、表面積Ａｓの算出に大きな影響を及ぼさない。

本実施形態では、界磁コア４２の磁気飽和が発生する界磁巻線４３のアンペアターンＩｒが、ステータコア３１の磁気飽和が発生する電機子巻線３２のアンペアターンＩｓよりも低くされている。これにより、永久磁石４４による磁束の増大効果をより適正に引き起こすことができる。また、界磁コア４２の飽和磁束量Φｒが、ステータコア３１の飽和磁束量Φｓよりも小さくされている。これにより、永久磁石４４による磁束の増大効果をよりいっそう引き起こすことができる。

ところで、ｑ軸磁気回路８２のパーミアンスＰｓｔがｄ軸磁気回路８１のパーミアンスＰｒｔよりも大きくされている回転電機１０では、図１０に示すように、界磁電流が大きくなると、回転電機１０のトルクがその最大値に到達する前に、界磁巻線４３のインダクタンスが急激に低下する。具体的には、インダクタンスが１桁変わるレベルで低下する。一般的に、磁気回路の材料の透磁率をμ、磁路断面積をＡ、磁路長さをｓＬとする場合、磁気回路のパーミアンスＰは「Ｐ＝μ×Ａ／ｓＬ」で表される。また、界磁巻線４３の巻数をＮｆとする場合、界磁巻線４３のインダクタンスＬｒｔは「Ｌｒｔ＝Ｐｒｔ×Ｎｆ＾２」で表される。透磁率μは、磁気回路の磁気飽和度合いに応じて変化し、飽和する前の状態であれば空気の透磁率に対し数千〜１万倍程度の大きさであるが、飽和がさらに進行した過飽和の状態では空気の透磁率の数倍程度に低下してしまう。界磁巻線４３のインダクタンスをＬｒｔとし、界磁巻線４３の抵抗をＲｒｔとする場合、界磁巻線４３を備える一般的な電気回路の時定数τはＬｒｔ／Ｒｒｔで表される。本実施形態では、界磁巻線４３の抵抗Ｒｒｔは、回転電機１０の負荷状態に応じて大きく変化しないものの、インダクタンスＬｒｔが１桁変わるレベルで変化すると、時定数τが急激に変化する。その結果、界磁電流のリプルが大きくなり、界磁電流の制御が不安定になる。これにより、回転電機１０の出力端子ＴＢから出力される発電電圧が大きく変動するおそれがある。

そこで、本実施形態では、制御部５５により図１１に示す処理が行われる。図１１は、界磁電流の制御処理のブロック図を示す。

速度算出部５５ａは、検出された電気角θｅに基づいて、ロータ４０の電気角速度ωｅを算出する。

リミッタ５５ｂは、外部から入力された界磁指令電流Ｉｆｔｇｔを界磁閾値Ｉｆｔｈで制限する。詳しくは、リミッタ５５ｂは、入力された界磁指令電流Ｉｆｔｇｔが界磁閾値Ｉｆｔｈ以下の場合、入力された界磁指令電流Ｉｆｔｇｔをそのまま出力する。一方、リミッタ５５ｂは、入力された界磁指令電流Ｉｆｔｇｔが界磁閾値Ｉｆｔｈを超えている場合、界磁閾値Ｉｆｔｈと同じ値の界磁指令電流Ｉｆｔｇｔを出力する。なお、界磁指令電流Ｉｆｔｇｔは、例えば、給電対象８０に含まれるバッテリの充電電流を増加させたい場合に大きく設定される。

偏差算出部５５ｃは、リミッタ５５ｂから出力された界磁指令電流Ｉｆｔｇｔから、界磁電流検出部７０により検出された界磁電流Ｉｆｒを減算することにより、電流偏差ΔＩｆを算出する。

デューティ算出部５５ｄは、電流偏差ΔＩｆに基づいて、界磁電流Ｉｆｒを界磁指令電流Ｉｆｔｇｔにフィードバック制御するための操作量であるデューティ比Ｄｕｔｙを算出する。デューティ比Ｄｕｔｙは、スイッチング素子５３ａの１スイッチング周期Ｔｓｗに対するオン時間Ｔｏｎの比率である。デューティ算出部５５ｄにより算出されたデューティ比Ｄｕｔｙに基づいて、スイッチング素子５３ａが操作される。

リミッタ５５ｂにおける界磁閾値Ｉｆｔｈは、図１０に示すように、回転電機１０の駆動時に界磁電流の取り得る範囲において、界磁電流の増加量に対する界磁巻線４３のインダクタンスの低下量が最大となる界磁電流Ｉｆａよりも大きい値である。界磁閾値Ｉｆｔｈは、界磁巻線４３のインダクタンスが飽和する直前の界磁電流である。本実施形態において、インダクタンスの飽和とは、界磁電流が増加してもインダクタンスが略変化しない状態のことをいう。リミッタ５５ｂにおいて界磁指令電流Ｉｆｔｇｔが界磁閾値Ｉｆｔｈで制限されることにより、デューティ算出部５５ｄで算出されるデューティ比Ｄｕｔｙは、上記最大となる界磁電流Ｉｆａに対応するデューティ比Ｄｕｔｙよりも大きくて、かつ、１００％未満の値に設定される。なお、界磁閾値Ｉｆｔｈに対応するデューティ比Ｄｕｔｙが所定値に相当する。

リミッタ５５ｂは、速度算出部５５ａにより算出された電気角速度ωｅが高いほど、界磁閾値Ｉｆｔｈを大きく設定する。以下、このように設定する理由について説明する。

電機子巻線３２のインピーダンスをＺ、電機子巻線３２に発生する逆起電圧をＶｅ、電機子巻線３２の印加電圧をＶｂとする場合、回転電機１０の電機子巻線３２に流れる電流（回生電流Ｉ）は、おおよそ下式（ｅｑ１）で表すことができる。なお、本実施形態において、電機子巻線３２の印加電圧Ｖｂは、給電対象８０に含まれるバッテリからの印加電圧である。

Ｉ＝（Ｖｅ−Ｖｂ）／Ｚ…（ｅｑ１）
上式（ｅｑ１）によれば、回生電流Ｉを大きくするために、インピーダンスＺを下げることが考えられる。抵抗をＲ、周波数をｆ、インダクタンスをＬとする場合、「Ｚ＝√Ｒ＾２＋２πｆ×Ｌ」の関係があることから、インダクタンスが小さい回転電機１０はインピーダンスが小さい。このため、界磁巻線４３のインダクタンスを小さくすることが回生電流Ｉを大きくする方法の１つであることがわかる。しかしながら、インダクタンスの低下に伴って界磁電流の制御性が悪化してしまう。

ここで、界磁電流は、ロータ４０の磁気飽和を促進させる方向に作用するのに対して、回生電流Ｉは、電機子反作用を生じさせ、ロータ４０の磁気飽和を緩和させる方向に作用する。本実施形態では、図１２に示すように、原点をＯとするｄｑ座標系のｑ軸上に、電圧ベクトルＶｔｒと、下式（ｅｑ２）で表される電機子反作用に対応する電圧ベクトルＺ×Ｉと、電機子巻線３２の印加電圧Ｖｂに対応する電圧ベクトルとが出現する。図１２には、便宜上、電機子反作用に対応する電圧ベクトルＺ×Ｉと、電機子巻線３２の印加電圧Ｖｂに対応する電圧ベクトルとをｑ軸からずれた位置に示す。本実施形態の電圧ベクトルＶｔｒは、下式（ｅｑ３）に示すように、逆起電圧Ｖｅに対応するものである。なお、下式（ｅｑ２）において、Ｌｄはｄ軸インダクタンスを示す。

Ｚ×Ｉ≒ωｅ×Ｌｄ×Ｉｄ…（ｅｑ２）
Ｖｅ＝ωｅ×Φｋ…（ｅｑ３）
上式（ｅｑ３）のΦｋは、電機子巻線３２に電流が流れることにより発生する磁束と、界磁電流が流れることにより発生する界磁束との合成磁束の磁束量を示す。合成磁束の磁束量Φｋは、下式（ｅｑ４）により表される。下式（ｅｑ４）において、Φｍは界磁電流が流れることによる界磁束の磁束量を示す。

Φｋ＝Φｍ−Ｌｄ×Ｉｄ…（ｅｑ４）
上式（ｅｑ４）から、合成磁束の磁束量Φｋは、ｄ軸電流Ｉｄが大きくなるほど小さくなる。この場合、ｄ軸電流Ｉｄが大きくなるほど、回転電機１０の発電電流が小さくなるといった問題が生じてしまう。そこで、この問題に対処すべく、ｄ軸電流Ｉｄが大きくなるほど界磁電流を大きくすることにより、合成磁束の磁束量Φｋを増加させ、ひいては発電電流を増加させる。

界磁閾値Ｉｆｔｈは、下式（ｅｑ５）で表される。下式（ｅｑ５）において、Ｎｓは電機子巻線３２の巻数を示し、Ｒｄはｄ軸磁気回路８１のうちロータ４０の磁気抵抗を示し、Φはｄ軸磁気回路８１のうちロータ４０の飽和磁束量を示す。なお、ｄ軸磁気回路８１のうちロータ４０の磁路断面積をＡｄとし、ロータ４０の鉄心材料の飽和磁束密度をＢｓとする場合、飽和磁束量Φは「Φ＝Ｂｓ×Ａｄ」で算出できる。

Ｉｆｔｈ＝（Ｎｓ×Ｉｄ＋Ｒｄ×Φ）／Ｎｆ…（ｅｑ５）
電機子反作用を発生させるｄ軸電流Ｉｄは、ロータ４０の回転速度（電気角速度ωｅ）に比例して大きくなる。このため、電気角速度ωｅが高くなるほど界磁電流を大きくすることにより、発電電流を増加させることができる。この場合、界磁閾値Ｉｆｔｈと電気角速度ωｅの関係を示す式は、上式（ｅｑ５）に基づいて導かれる。例えば、界磁閾値Ｉｆｔｈと電気角速度ωｅの関係を示す式は、正の実数をａとする場合、上式（ｅｑ５）に「Ｉｄ＝ａ×ωｅ」を代入して得られる式とすればよい。

リミッタ５５ｂを備える図１１の処理によれば、図１３に示すように、界磁電流のリプルを抑制することができ、界磁電流の制御性の低下を抑制できる。その結果、回転電機１０の発電電圧を安定させることができる。これに対し、界磁電流が界磁閾値Ｉｆｔｈよりも大きくなる比較例では、図１４に示すように、界磁電流のリプルが増加してしまい、界磁電流の制御性が大きく低下してしまう。なお、図１３及び図１４は、界磁巻線４３のインダクタンスの変化が大きく、界磁電流の制御性が低下しやすい回転電機１０の起動時における界磁電流の推移を示す。

以上説明した本実施形態によれば、界磁電流の制御性の低下を好適に抑制することができ、回転電機１０の発電電圧を安定させることができる。

従来、ロータ４０の回転速度が低いエンジンのアイドリング状態において回転電機１０の発電電流が要求されるため、ロータ４０の回転速度が低いほど、界磁電流が大きく設定されていた。一方、本実施形態では、ｑ軸磁気回路８２のパーミアンスＰｓｔがｄ軸磁気回路８１のパーミアンスＰｒｔよりも大きくされており、また、永久磁石４４を備える構成を採用した。この構成によれば、ロータ４０の低速回転時においても、大きな発電電流を得ることができる。その上で、ロータ４０の高速回転時においてさらに大きな発電電流を得られるように、電気角速度ωｅが高いほど、界磁閾値Ｉｆｔｈが大きく設定される。界磁電流はロータ４０の磁気飽和を促進させる方向に作用するのに対して、ｄ軸電流は、電機子反作用を生じさせ、ロータ４０の磁気飽和を緩和させる方向に作用する。このため、ｄ軸電流が大きいほど界磁閾値Ｉｆｔｈが大きく設定されることにより、界磁電流の制御性の低下を抑制しつつ、回転電機１０の発電電流を増加させることができる。また、界磁電流のリプルを抑制できるため、スイッチング素子５３ａのスイッチング周波数を高くする必要がなくなる。これにより、スイッチング損失の増加を抑制したり、エミッションノイズを抑制したりすることができる。

＜第２実施形態＞
以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１５に示すように、制御部５５の構成が変更されている。なお、図１５において、先の図１１に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

ｄ軸電流算出部５５ｅは、検出された相電流及び電気角θｅに基づいて、電機子巻線３２に流れるｄ軸電流Ｉｄを算出する。

リミッタ５５ｂは、ｄ軸電流算出部５５ｅにより算出されたｄ軸電流Ｉｄ及び上式（ｅｑ５）に基づいて、界磁閾値Ｉｆｔｈを算出する。界磁閾値Ｉｆｔｈは、図１６に示すように、ｄ軸電流Ｉｄが大きくなるほど大きくなる。

以上説明した本実施形態によれば、上記第１実施形態の効果と同様の効果を得ることができる。

＜第３実施形態＞
以下、第３実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１７に示すように、界磁給電部５０の構成が変更されている。なお、図１７において、先の図９に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

整流器６１は、３相分の上，下アームスイッチング素子ＳＷＨ，ＳＷＬを備えるインバータとして構成されており、同期整流を行う。同期整流により、熱損失を低減できる。本実施形態において、各スイッチング素子ＳＷＨ，ＳＷＬは、ＭＯＳＦＥＴである。

界磁給電部５０は、第１，第２スイッチング素子５６ａ，５６ｂを備えている。本実施形態において、第１，第２スイッチング素子５６ａ，５６ｂは、ＭＯＳＦＥＴである。整流器６１の上アームスイッチング素子ＳＷＨのドレインには、第１スイッチング素子５６ａのドレインが接続され、第１スイッチング素子５６ａのソースには、第２スイッチング素子５６ｂのドレインが接続されている。第２スイッチング素子５６ｂのソースには、下アームスイッチング素子ＳＷＬのソースが接続されている。第１，第２スイッチング素子５６ａ，５６ｂの直列接続体には、コンデンサ５４が並列接続されている。なお、第１スイッチング素子５６ａとしては、第２スイッチング素子５６ｂのドレインにソースが接続された第１のＭＯＳＦＥＴと、第１のＭＯＳＦＥＴのドレインにソースが接続された第２のＭＯＳＦＥＴとで構成されているものであってもよい。

第１スイッチング素子５６ａのドレインには、ブラシ５２及びスリップリング５１を介して界磁巻線４３の第１端が接続されている。界磁巻線４３の第２端には、スリップリング５１及びブラシ５２を介して第１，第２スイッチング素子５６ａ，５６ｂの接続点が接続されている。

制御部５５は、同期整流を行ってかつ後述する電流位相βの制御を行うために上，下アームスイッチング素子ＳＷＨ，ＳＷＬをオンオフする。また、制御部５５は、第１，第２スイッチング素子５６ａ，５６ｂをオンオフする。第１スイッチング素子５６ａがオフされてかつ第２スイッチング素子５６ｂがオンされると、コンデンサ５４、界磁巻線４３及び第２スイッチング素子５６ｂを含む閉回路が形成され、コンデンサ５４から界磁巻線４３に電力が供給される。一方、第１スイッチング素子５６ａがオンされてかつ第２スイッチング素子５６ｂがオフされると、コンデンサ５４、界磁巻線４３及び第２スイッチング素子５６ｂを含む閉回路が形成されず、コンデンサ５４から界磁巻線４３に電力が供給されない。なお、本実施形態において、デューティ比Ｄｕｔｙは、第２スイッチング素子５６ｂの１スイッチング周期Ｔｓｗに対するオン時間Ｔｏｎの比率である。

なお、第１，第２スイッチング素子５６ａ，５６ｂのスイッチング周波数が整流器６１を構成するスイッチング素子ＳＷＨ，ＳＷＬのスイッチング周波数よりも小さくされている。これにより、第１，第２スイッチング素子５６ａ，５６ｂのスイッチング操作に起因した整流器６１への電磁干渉を抑制できるとともに、第１，第２スイッチング素子５６ａ，５６ｂのスイッチング損失を減らすことができる。スイッチング損失を減らすことにより、第１，第２スイッチング素子５６ａ，５６ｂから整流器６１への熱的な負担を減らすことができる。

制御部５５は、さらに、界磁電流がｄ軸電流よりも大きくなるように、インバータとしての整流器６１の各スイッチング素子ＳＷＨ，ＳＷＬを制御する。以下、これについて説明する。

図１８に、本実施形態のｄｑ座標系における電圧ベクトルＶｔｒ及び電流ベクトルＩｔｒを示す。界磁電流Ｉｆが流れることにより発生する界磁束の磁束量Φｍは、下式（ｅｑ６）で表される。また、電圧ベクトルＶｔｒのｑ軸成分であるｑ軸電圧Ｖｑは、下式（ｅｑ７）で表される。

Φｍ≒Ｌｒｔ×Ｉｆ…（ｅｑ６）
Ｖｑ＝ωｅ×Φｍ−ωｅ×Ｌｄ×Ｉｄ…（ｅｑ７）
本実施形態では、「Ｌｄ≒Ｌｒｔ」が成立することから、上式（ｅｑ６），（ｅｑ７）から下式（ｅｑ８）が導かれる。

Ｖｑ≒ωｅ×Ｌｒｔ（Ｉｆ−Ｉｄ）…（ｅｑ８）
上式（ｅｑ８）の右辺に着目すると、「Ｉｆ−Ｉｄ＞０」でないと回転電機１０に発電させることができないことがわかる。このため、本実施形態では、制御部５５は、算出したｄ軸電流Ｉｄよりも、界磁指令電流Ｉｆｔｇｔを大きく設定する。したがって、制御部５５は、算出したｄ軸電流Ｉｄが大きくなるほど、界磁指令電流Ｉｆｔｇｔを大きく設定する。

インバータとしての整流器６１によれば、電機子巻線３２に流れる電流ベクトルＩｔｒの位相である電流位相βを制御できる。電流位相βを制御できることは、ｄ軸電流Ｉｄを制御できることを意味する。電流位相βの制御によってｄ軸電流Ｉｄを調節する構成によれば、電機子反作用を発生させる電圧「ωｅ×Ｌｄ×Ｉｄ」をより高精度に調節することができる。これにより、界磁電流の制御性の低下をより好適に抑制でき、回転電機１０の発電電圧をより好適に安定させることができる。なお、本実施形態の構成は、回転電機１０が発電機として用いられる場合のみならず、回転電機１０が電動機として用いられる場合にも適用できる。

＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・界磁コア４２のうち一部分の磁路断面積が他の部分の磁路断面積よりも小さくされていることにより、ｑ軸磁気回路８２のパーミアンスＰｓｔがｄ軸磁気回路８１のパーミアンスＰｒｔよりも大きくされていてもよい。この場合、パーミアンスの設計を界磁コア４２の形状で実現できるため、界磁コア４２の設計及び加工を容易に実現することができる。以下、界磁コア４２のうち一部分の磁路断面積が他の部分の磁路断面積よりも小さくされている構成について、第１ポールコア４２ａを例にして説明する。

図１９に示すように、第１ディスク部４２２ａにロータ４０の周方向に延びる円環状の溝部４２２ｃが形成されていてもよい。この場合、第１ディスク部４２２ａにおいて、溝部４２２ｃが形成されていない部分の断面積Ａｄは、溝部４２２ｃが形成されている部分の断面積Ａ０よりも大きくなる。

図２０に示すように、第１ディスク部４２２ａにロータ４０の径方向に延びる中央凹部４２２ｄが形成されるとともに、ロータ４０の周方向において隣り合う第１ディスク部４２２ａの間に周方向に延びる凹部４２２ｅが形成されていてもよい。

図２１に示すように、第１ボス部４２１ａにその周方向に沿って溝部４２１ｃが形成されていてもよい。

図２２に示すように、第１ボス部４２１ａの先端側の外径を根元側の外径よりも小さくした部分４２１ｄが形成されていてもよい。

図２３に示すように、回転軸４１が挿入される孔部４２１ｆに連通するテーパ部４２１ｅが、第１ボス部４２１ａのうち第１ディスク部４２２ａ側に形成されていてもよい。この場合、第１ポールコア４２ａが２つの部材で構成されていてもよい。図２３には、２つの部材が当接する境界をＭで示す。

図２４に示すように、回転軸４１が挿入される孔部４２１ｆに連通するテーパ部４２１ｇが、第１ボス部４２１ａのうち第１ディスク部４２２ａとは反対側に形成されていてもよい。

図２５に示すように、第１ボス部４２１ａのうち第１ディスク部４２２ａとは反対側の端部に、周方向に延びる円環状の溝部４２１ｈが形成されていてもよい。なお、溝部は、図２６に示すように複数形成されていてもよい。図２６には、２つの円環状の溝部４２１ｊ、４２１ｋを示す。

例えば図１９〜図２６に示す構成とすることにより、界磁コアのうち、パーミアンスを高く維持したい爪状磁極部は高い飽和磁束密度、すなわち高い透磁率を維持したままで、それ以外の部分において局所的にパーミアンスを変更できる。このため、回転電機１０の性能への影響を小さくできる。

・デューティ算出部５５ｄにおいて設定したデューティ比Ｄｕｔｙが、界磁閾値Ｉｆｔｈに対応するデューティ比Ｄｕｔｙに到達した場合、デューティ比Ｄｕｔｙを１００％まで上昇させる処理が行われてもよい。図２７に、この処理の手順を示す。図２７に示す処理は、制御部５５により例えば所定の処理周期毎に実行される。

ステップＳ１０では、界磁指令電流Ｉｆｔｇｔを取得する。続くステップＳ１１では、取得した界磁指令電流Ｉｆｔｇｔが界磁閾値Ｉｆｔｈに到達したか否かを判定する。ステップＳ１１で否定判定した場合には、ステップＳ１２に進み、図１１に示した方法でデューティ比Ｄｕｔｙを算出する。一方、ステップＳ１１で肯定判定した場合には、ステップＳ１３に進み、デューティ比Ｄｕｔｙを１００％まで例えばステップ状に上昇させる。

界磁電流Ｉｆｒが界磁閾値Ｉｆｔｈに到達した後、界磁電流Ｉｆｒをそれ以上増加させたとしても、図１０に示したように界磁巻線４３のインダクタンスはあまり変化しない。このため、回転電機１０の発電電力の立ち上げを優先させたい場合、界磁電流Ｉｆｒが界磁閾値Ｉｆｔｈに到達したとき、スイッチング素子５３ａの過熱に対する耐力が大きければ、デューティ比Ｄｕｔｙを１００％まで一気に上昇させることが望ましい。そこで、図２７に示す処理を行う。デューティ比Ｄｕｔｙが１００％に設定されるため、スイッチング素子５３ａがオンオフされず、スイッチング素子５３ａのオンオフに伴う界磁電流のリプルは発生しない。したがって、界磁電流のリプルを抑制しつつ、回転電機１０の発電電力の立ち上げを優先させることができる。

・ロータ４０に永久磁石４４が備えなれなくてもよい。この場合、界磁電流の増加に対する界磁巻線４３のインダクタンスの低下がより顕著となり得る。

なお、永久磁石４４が備えられない場合、界磁コア４２の磁気飽和が発生する界磁巻線４３のアンペアターンＩｒが、ステータコア３１の磁気飽和が発生する電機子巻線３２のアンペアターンＩｓよりも低くされることにより、界磁巻線４３を備えるロータ４０側の時定数の低下が顕著となる。また、永久磁石４４が備えられない場合、界磁コア４２の飽和磁束量Φｒが、ステータコア３１の飽和磁束量Φｓよりも小さくされることにより、上記時定数の低下が顕著となる。この場合、図１１に示すリミッタ５５ｂを備えるメリットが大きい。

・回転電機としては、発電機のみとして用いられるものに限らず、例えばＩＳＧ（Integrated Starter Generator）のように発電機及び電動機として用いられたり、電動機のみとして用いられたりするものであってもよい。また、回転電機としては、車両に搭載されるものに限らない。

１０…回転電機、３０…ステータ、３１…ステータコア、３２…電機子巻線、４０…ロータ、４２…界磁コア、４２１ａ，４２１ｂ…ボス部、４２３ａ，４２３ｂ…爪状磁極部、４３…界磁巻線、５３ａ…スイッチ、５５…制御部、８１…ｄ軸磁気回路、８２…ｑ軸磁気回路。

Claims (12)

1. ステータコア（３１）に電機子巻線（３２）が巻装された環状のステータ（３０）と、前記ステータの内周側に配置されたロータ（４０）と、を有する回転電機（１０）において、
   前記ロータは、
   筒状のボス部（４２１ａ，４２１ｂ）、及び前記ボス部の外周側に配置されてかつ前記ロータの周方向において交互に異なる極性の磁極が形成される複数の爪状磁極部（４２３ａ，４２３ｂ）を含む界磁コア（４２）と、
   前記ボス部の外周側に巻装され、界磁電流が流れることにより起磁力を発生する界磁巻線（４３）と、を有し、
   前記界磁巻線の起磁力により形成される磁束が流れる磁気回路であって、前記ボス部、一対の前記爪状磁極部及び前記ステータコアを経由し、ｄ軸を通る磁気回路をｄ軸磁気回路（８１）とし、前記電機子巻線に流れる電流により形成される磁気回路であって、ｄ軸から電気角で９０°ずれたｑ軸を通る磁気回路をｑ軸磁気回路（８２）とする場合において、前記ｑ軸磁気回路のパーミアンス（Ｐｓｔ）が前記ｄ軸磁気回路のパーミアンス（Ｐｒｔ）よりも大きくされており、
   オンされることにより電源から前記界磁巻線に給電され、オフされることにより前記電源から前記界磁巻線への給電が停止されるように設けられたスイッチ（５３ａ，５６ｂ）と、
   前記スイッチの１スイッチング周期に対するオン時間の比率をデューティ比とし、前記界磁電流の取り得る範囲において前記界磁電流の増加量に対する前記界磁巻線のインダクタンスの低下量が最大となる前記界磁電流（Ｉｆａ）に対応する前記デューティ比よりも大きくて、かつ、１００％未満の値を所定値とする場合において、前記デューティ比の上限を前記所定値とすることを条件として前記デューティ比を算出し、算出した前記デューティ比に基づいて前記スイッチをオンオフする制御部（５５）と、を備え、
   前記制御部は、前記ロータの回転速度が高いほど又は前記電機子巻線に流れるｄ軸電流が大きいほど、前記所定値を大きく設定する回転電機。
2. 前記ロータは、磁化容易軸が前記ロータの周方向に向けられた状態で周方向に隣り合う前記爪状磁極部の間に配置されて、かつ、前記界磁巻線の起磁力によって前記爪状磁極部に交互に現れる極性と一致するように磁極が形成された永久磁石（４４）を有する請求項１に記載の回転電機。
3. ステータコア（３１）に電機子巻線（３２）が巻装された環状のステータ（３０）と、前記ステータの内周側に配置されたロータ（４０）と、を有する回転電機（１０）において、
   前記ロータは、界磁コア（４２）及び界磁電流が流れることにより起磁力を発生する界磁巻線（４３）を有し、
   前記界磁コアは、
   前記界磁巻線よりも前記ロータの内周側に設けられた筒状のボス部（４２１ａ，４２１ｂ）と、
   前記ボス部の軸方向の一端から前記ボス部の径方向外側へ延びて、かつ、前記ボス部の周方向において所定角度間隔で設けられた複数のディスク部（４２２ａ，４２２ｂ）と、
   前記ディスク部の先端から前記界磁巻線を囲むように前記ボス部の軸方向に延びて、かつ、前記ロータの周方向において交互に異なる極性の磁極が形成される複数の爪状磁極部（４２３ａ，４２３ｂ）と、を含み、
   前記ボス部をその軸方向から見た場合の前記ボス部の断面積を前記回転電機の極対数で除算した値をＡｂ、前記ディスク部の断面積をＡｄ、前記ステータコアを構成する円環状のヨーク（３３）の断面積をＡｃｂ、前記ステータコアを構成する複数のティース（３４）のうち１磁極あたりの前記ティースの断面積をＡｔとするときにおいて、Ａｂ及びＡｄのうち小さい方（Ａｒｔ）が、Ａｃｂ及びＡｔのうち小さい方（Ａｓｔ）よりも大きくされており、
   オンされることにより電源から前記界磁巻線に給電され、オフされることにより前記電源から前記界磁巻線への給電が停止されるように設けられたスイッチ（５３ａ，５６ｂ）と、
   前記スイッチの１スイッチング周期に対するオン時間の比率をデューティ比とし、前記界磁電流の取り得る範囲において前記界磁電流の増加量に対する前記界磁巻線のインダクタンスの低下量が最大となる前記界磁電流（Ｉｆａ）に対応する前記デューティ比よりも大きくて、かつ、１００％未満の値を所定値とする場合において、前記デューティ比の上限を前記所定値とすることを条件として前記デューティ比を算出し、算出した前記デューティ比に基づいて前記スイッチをオンオフする制御部（５５）と、を備え、
   前記制御部は、前記ロータの回転速度が高いほど又は前記電機子巻線に流れるｄ軸電流が大きいほど、前記所定値を大きく設定する回転電機。
4. 前記ロータは、磁化容易軸が前記ロータの周方向に向けられた状態で周方向に隣り合う前記爪状磁極部の間に配置されて、かつ、前記界磁巻線の起磁力によって前記爪状磁極部に交互に現れる極性と一致するように磁極が形成された永久磁石（４４）を有する請求項３に記載の回転電機。
5. 前記界磁コアの磁気飽和が発生する前記界磁巻線のアンペアターン（Ｉｒ）が、前記ステータコアの磁気飽和が発生する前記電機子巻線のアンペアターン（Ｉｓ）よりも低くされている請求項１又は３に記載の回転電機。
6. 前記界磁コアの飽和磁束量（Φｒ）が、前記ステータコアの飽和磁束量（Φｓ）よりも小さくされている請求項１，３又は５に記載の回転電機。
7. 前記界磁コアの磁気飽和が発生する前記界磁巻線のアンペアターン（Ｉｒ）が、前記ステータコアの磁気飽和が発生する前記電機子巻線のアンペアターン（Ｉｓ）よりも低くされている請求項２又は４に記載の回転電機。
8. 前記界磁コアの飽和磁束量（Φｒ）が、前記ステータコアの飽和磁束量（Φｓ）よりも小さくされている請求項２，４又は７に記載の回転電機。
9. 前記ロータにおいて前記ステータとの対向面の表面積（Ａｓ）が、前記ボス部をその軸方向から見た場合の前記ボス部の断面積を前記回転電機の極対数で除算した値（Ａｂ）よりも大きくされている請求項２、４，７又は８に記載の回転電機。
10. 前記界磁巻線の起磁力により形成される磁束が流れる磁気回路であって、前記ボス部、一対の前記爪状磁極部及び前記ステータコアを経由し、ｄ軸を通る磁気回路をｄ軸磁気回路（８１）とし、前記電機子巻線に流れる電流により形成される磁気回路であって、ｄ軸から電気角で９０°ずれたｑ軸を通る磁気回路をｑ軸磁気回路（８２）とする場合において、前記界磁コアのうち一部分の磁路断面積が他の部分の磁路断面積よりも小さくされていることにより、前記ｑ軸磁気回路のパーミアンスが前記ｄ軸磁気回路のパーミアンスよりも大きくされている請求項１〜９のいずれか１項に記載の回転電機。
11. 前記電機子巻線に電気的に接続されたインバータ（６１）を備え、
    前記制御部は、前記界磁電流が前記ｄ軸電流よりも大きくなるように前記インバータを制御する請求項１〜１０のいずれか１項に記載の回転電機。
12. 前記制御部は、前記ｄ軸電流が大きくなるほど前記界磁電流が大きくなるように前記インバータを制御する請求項１１に記載の回転電機。

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