JP6672902B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。

空気調和装置等に用いられる圧縮機は、圧縮機を駆動するモータのロータの１回転中においてロータの負荷トルクが周期的に変動する。この負荷トルク変動は、吸入、圧縮、吐出の各行程間における冷媒ガス圧変化に起因する。このような圧縮機を駆動する場合、周期的な負荷トルク変動によって速度変動が生じ、振動や騒音を発生させる要因となる。一般的に、このようなロータの１回転中の負荷トルク変動を有する圧縮機を駆動する場合、制振を目的としたトルク制御が実施される。

例えば、周期的な負荷トルク変動を抑制する技術として、繰り返し制御系を用いて負荷トルク変動を学習し、トルク電流（ｑ軸電流）を制御する方法がある（例えば特許文献１参照）。

特開２０１５−１９２４９７号公報

ここで、上記の特許文献１は、最大トルク／電流制御等の通常の制御領域で用いる場合には、出力電圧振幅に脈動を生じさせて負荷トルク変動を抑制する。しかしながら、上記の特許文献１は、出力電圧が飽和していて出力電圧振幅に脈動を生じさせることができない弱め磁束領域等の電圧飽和領域では、負荷トルク変動を抑制することができない。

通常、トルク制御が実施される領域は振動が顕著となる低回転域であることから、最大トルク／電流制御等の通常領域がトルク制御の適用範囲となる。しかし、インバータやモータの仕様及び負荷条件によっては、高回転領域である弱め磁束領域等の電圧飽和領域でも振動が顕著に発生し、それに起因してモータのピーク電流振幅が増大するといった問題が発生する。そして、振動の増大は、空気調和装置等において配管へのダメージや騒音を生じさせる。また、モータのピーク電流増加は、効率低下を招くだけでなく、圧縮機のモータの減磁や、減磁を防止するための過電流保護停止等をもたらす。

本願の開示の技術の一例は、上記に鑑みてなされたものであり、例えば、弱め磁束制御領域等の出力電圧が飽和した電圧飽和領域であっても、モータを制振制御すると共に、モータのピーク電流振幅の増加を抑制できるモータ制御装置を提供することを目的とする。

本願の開示の技術の一例は、例えば、モータ制御装置において、周期的に変動する脈動電圧の電圧指令値を生成する第１の電圧生成部と、電圧ベクトル角指令値を生成する電流制御部と、モータの角速度変動に同期し、モータの負荷トルクに応じて振幅が変動する補正電圧ベクトル角を生成する補正電圧ベクトル角生成部と、モータの電流値が最大トルク／電流制御曲線上の値となるような出力電圧指令値を生成する出力電圧指令値生成部と、電圧ベクトル角指令値及び補正電圧ベクトル角を加算した補正後電圧ベクトル角指令値と、出力電圧指令値とから、電圧指令値を生成する第２の電圧生成部とからなり、切替部は、第１の電圧生成部より生成された電圧指令値を選択してモータを駆動するための電圧指令値を出力する第１の制御、又は、第２の電圧生成部により生成された電圧指令値を選択してモータを駆動するための電圧指令値を出力する第２の制御のいずれかの制御に切り替える。

本願の開示の技術の一例によれば、例えば、弱め磁束制御領域等の出力電圧が飽和した電圧飽和領域であっても、モータを制振制御すると共に、モータのピーク電流振幅の増加を抑制できる。

図１Ａは、モータに印加される電圧ベクトルの概略を示す図である。 図１Ｂは、機械角推定角速度変動及び補正電圧ベクトル角（トルク制御量）の時系列変化の概略を示す図である。 図２Ａは、従来技術に係る出力電圧制御の概略を示す図である。 図２Ｂは、実施形態に係る出力電圧制御の概略を示す図である。 図３Ａは、最大トルク／電流制御曲線の左側領域の概略を示す図である。 図３Ｂは、最大トルク／電流制御曲線の右側領域の概略を示す図である。 図４は、実施形態１（実施形態２〜３）に係るモータ制御装置を示すブロック図である。 図５は、実施形態１に係るモータ制御装置の切替部を示すブロック図である。 図６は、実施形態１に係る補正電圧ベクトル角生成部を示すブロック図である。 図７は、実施形態１に係る電圧制御方式切替処理を示すフローチャートである。 図８は、実施形態２に係る補正電圧ベクトル角生成部を示すブロック図である。 図９は、実施形態３に係る補正電圧ベクトル角生成部を示すブロック図である。

以下に添付図面を参照して開示の技術に係るモータ制御装置の実施形態の一例について説明する。以下の実施形態は、周期的な負荷トルク変動を有する圧縮機を駆動するモータのトルク制御を、位置センサレスベクトル制御により行う、例えば空気調和装置又は低温保存装置等のモータ制御装置に関する。しかし、開示の技術は、周期的な負荷トルク変動を有する負荷を駆動するモータのトルク制御を行うモータ制御装置に広く適用可能である。

なお、以下に示す実施形態は、開示の技術を限定するものではない。また、以下に示す実施形態及びその変形例は、矛盾しない範囲で適宜組み合わせることができる。また、以下に示す実施形態は、開示の技術に係る構成及び処理について主に示し、その他の構成及び処理の説明を簡略又は省略する。また、各実施形態において、同一の構成及び処理には同一の符号を付与し、既出の構成及び処理の説明は省略する。

なお、以下の実施形態で用いる記号の説明の一覧を、下記（表１）に示す。

実施形態の説明に先立ち、開示の技術の背景及び概略について説明する。ｄｑ回転座標系のｄ軸及びｑ軸で独立した出力電圧指令を生成するトルク制御では、負荷トルク変動を抑制するために出力電圧振幅に脈動を生じさせる脈動電圧を生成する。よって、脈動電圧を生成するトルク制御方式は、出力電圧を調整できる通常制御領域では適用できるが、出力電圧が飽和して電圧調整ができない電圧飽和領域では、脈動電圧が生成できない。

そこで、以下の実施形態では、電圧飽和領域のように出力電圧が飽和している領域であっても調整可能なパラメータである出力電圧の位相（電圧ベクトル角（δ角））を電圧飽和領域において調整する。以下の実施形態では、電圧飽和領域の場合は、電圧ベクトル角を調整することにより、モータの回転速度を制御する、電圧飽和領域のトルク制御を行い、電圧飽和領域以外の通常領域の場合は、通常領域のトルク制御を行う。

図１Ａは、モータに印加される電圧ベクトルの概略を示す図である。図４を参照して図１Ａを説明すると、平均電圧ベクトル角指令値（目標値）δ₀ ^*に補正電圧ベクトル角（トルク制御量）Δδを加算して電圧ベクトル角を調整してトルク制御を行う。補正電圧ベクトル角Δδは、周期的トルク変動による機械角推定角速度変動（略して、速度変動という）Δω_mと同期して変動する（図１Ｂ参照）。平均電圧ベクトル角指令値（目標値）δ₀ ^*は、補正電圧ベクトル角Δδで補正した補正後電圧ベクトル角指令値（目標値）δ^*からｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*を生成する。生成されたこれら指令値をもとにモータを制御することにより、機械角推定角速度変動Δω_mの振幅（速度変動振幅|Δω_m|）が抑制され、モータのピーク電流を低減する。

この実現のため、まず、機械角指令角速度（目標値）ω_m ^*と現在の角速度を推定した機械角推定角速度ω_mとの偏差から、ｄ軸電流指令値（目標値）Ｉ_d0 ^*を生成する。そして、ｄ軸電流指令値Ｉ_d0 ^*とｄ軸電流値Ｉ_dの偏差から、平均電圧ベクトル角指令値δ₀ ^*を生成する。平均電圧ベクトル角指令値δ₀ ^*に補正電圧ベクトル角（トルク制御量）Δδを加算し、補正後電圧ベクトル角指令値（目標値）δ^*を生成する。

そして、補正後電圧ベクトル角指令値（目標値）δ^*と、出力電圧振幅限界値Ｖ_{dq_limit}から、ｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q0 ^*を生成する。出力電圧振幅限界値Ｖ_{dq_limit}は、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）３５に外部（例えば、図示しない電源コンバータ）から供給される直流電圧Ｖ_dcを制御系であるｄｑ回転座標軸系における電圧値に変換し、直流電圧Ｖ_dcに重畳しているリップルの影響のない最大値（リップル電圧のボトム値）に設定する。そして、２相（ｄｑ回転座標系）から３相（３相静止座標系）への変換及びＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調を経て交流電圧がモータに印加された際に、機械角推定角速度ω_mが一定に保たれるように平均電圧ベクトル角指令値δ₀ ^*が調整される。

次に、周期的なトルク変動によって生じる機械角推定角速度変動Δω_mを補正電圧ベクトル角Δδを重畳することにより抑制する手法について述べる。先ず、機械角推定角速度変動Δω_mの基本波成分の振幅及び位相をフーリエ変換等により抽出する。

図１Ｂは、機械角推定角速度変動Δω_m及び補正電圧ベクトル角（トルク制御量）Δδの時系列変化の概略を示す図である。図１Ｂに示す機械角推定角速度ω_mは、機械角指令角速度（目標値）ω_m ^*を中心に機械角推定角速度変動Δω_m分脈動していることを示している。速度変動修正位相φ_ωiは、機械角周期毎に取得される速度変動成分の位相を修正したものである。電圧ベクトル角（トルク制御量）δは、平均電圧ベクトル角指令値（目標値）δ₀ ^*を中心に補正電圧ベクトル角（トルク制御量）Δδ分脈動していることを示し、補正電圧ベクトル角（トルク制御量）Δδは機械角推定角速度変動Δω_mと同期し、機械角推定角速度変動Δω_mよりもシフト位相θ_shiftだけ進み又は遅れ位相で補正電圧ベクトル角Δδを周期的に変動させることで生成する。なお、シフト位相θ_shiftが０である場合、補正電圧ベクトル角Δδは、機械角推定角速度変動Δω_mと同位相である。補正電圧ベクトル角Δδは、機械角推定角速度変動Δω_mと同期して機械角周期毎に変動させるものであり、その際シフト位相θ_shiftを設けることで制振効果が向上する。

補正電圧ベクトル角Δδの変動振幅は、図１Ｂで示すと平均電圧ベクトル角指令値（目標値）δ₀ ^*を中心に補正電圧ベクトル角（トルク制御量）Δδの脈動する振幅であり、図１Ａでは、平均電圧ベクトル角指令値（目標値）δ₀ ^*を中心に補正電圧ベクトル角（トルク制御量）Δδの振れ角をいう。この補正電圧ベクトル角Δδの変動振幅は、フーリエ変換等により得られた機械角推定角速度変動Δω_mの基本波振幅（速度変動振幅|Δω_m|）と振動が許容される機械角推定角速度変動Δω_mの範囲を示す速度変動許容値|Δω_m|^*との偏差の積分制御により生成される。これにより、速度変動振幅|Δω_m|の帰還ループが形成されるため、補正電圧ベクトル角Δδの変動振幅を固定値として設定せずとも、機械角推定角速度変動Δω_mと同期して変動し、負荷の状態に応じた適切な値となる。

また、補正電圧ベクトル角Δδを調整する際に、速度変動振幅|Δω_m|をフィードバックする方法の他に、ｑ軸電流の変動位相をフィードバックすることで補正電圧ベクトル角Δδの変動振幅を生成する方法がある。ｑ軸電流の変動位相をフィードバックする方法でも、速度変動振幅|Δω_m|をフィードバックする方法と同様に、制振効果及びモータのピーク電流低減効果を得ることができる。

ここで、ｑ軸電流の変動位相をフィードバックする方法では、速度変動位相から負荷トルク変動位相を推定し、負荷トルク変動位相とｑ軸電流の変動位相が同位相となるように補正電圧ベクトル角Δδを調整する。ｑ軸電流の変動はマグネットトルクの変動と同位相であるため、負荷トルク変動位相とマグネットトルクの変動位相を一致させることでモータのピーク電流低減効果と制振効果を得ることができる。

さて、上記のように、通常領域のｄｑ回転座標系のｄ軸及びｑ軸の出力電圧指令を生成するトルク制御は、負荷トルク変動を抑制するための出力電圧振幅に脈動を生じさせる脈動電圧を生成する。よって、脈動電圧を生成するトルク制御方式は、出力電圧の調整が可能な通常領域では適用できるが、出力電圧が飽和して電圧調整ができない電圧飽和領域では、適用することができない。すなわち、通常領域で駆動できる回転数は、低回転域から脈動電圧のピーク値が出力限界値に到達する回転数までである。このときの出力電圧の波形の概略は、図２Ａの制御状態Ａに相当する部分である。図２Ａは、従来技術に係る出力電圧制御の概略を示す図である。

また、上記のように、図１Ａ及び図１Ｂに示すｄｑ回転座標系のｄ軸及びｑ軸の出力電圧指令を生成するトルク制御は、出力電圧を出力限界値に保持した状態としているため、回転数制御が安定して成立するのは、図３Ａで示すように、電流ベクトルが最大トルク／電流制御曲線よりも左側の領域に存在するいわゆる弱め磁束領域であり、高回転域から弱め磁束制御が解除される回転数までである。このときの出力電圧波形の概略は、図２Ａの制御状態Ｃに相当する部分である。最大トルク／電流制御は、同一トルクを発生させる電流ベクトルのうちで、電流振幅を最小にする制御で、電流ベクトル平面上で、定トルク曲線に対して原点からの距離が最短になる点に電流ベクトルを制御する。最大トルク／電流制御曲線とは、図３Ａ及び図３Ｂに示す曲線のことで、各電流において出力可能な最大トルクを示す定電流円と定トルク曲線の接点をつなげた曲線である。

ここで、最大トルク／電流制御時（図２Ａの制御状態Ａ）の脈動出力電圧のピーク値が出力電圧振幅限界値に達した時点で電圧飽和領域となり、補正電圧ベクトル角を用いる弱め磁束制御（図２Ａの制御状態Ｃ）へ移行すると、最大トルク／電流制御時の出力電圧平均値が急激に出力電圧振幅限界値へと変化するため、制御的に不連続となってしまい、脱調や過電流保護停止等に陥る。

そこで、これら制御状態Ａと制御状態Ｃをスムーズにつなぐには、脈動出力電圧のピーク値が出力電圧振幅限界値を超えたところからの飽和電圧領域のうち弱め磁束制御領域（図２Ａの制御状態Ｃ）に到達するまでは電流ベクトルが最大トルク／電流制御曲線をトレースするように、負荷トルク変動に対する出力電圧を脈動させないで、電圧ベクトル角と出力電圧振幅を調整することが望ましい。このときの出力電圧波形の概略は、図２Ｂの制御状態Ｂに相当する部分である。図２Ｂは、実施形態に係る出力電圧制御の概略を示す図である。

すなわち、図２Ｂに示すように、制御状態を制御状態Ａから制御状態Ｂ、制御状態Ｂから制御状態Ｃへと移行する制御を補正電圧ベクトル角Δδを用いる弱め磁束制御アルゴリズムで実現するためには、図３Ａ及び図３Ｂで示すように電流ベクトルが最大トルク／電流制御曲線の左側領域に存在するときは出力電圧振幅を増加させ、電流ベクトルが最大トルク／電流制御曲線の右側領域に存在するときは出力電圧振幅を減少させれば、モータの電流ベクトルが最大トルク／電流制御曲線上の値に近付くようになる。

例えば、図３Ａ及び図３Ｂに示すように、現在のｑ軸電流Ｉ_qから最大トルク／電流制御曲線上のｄ軸電流Ｉ_d’を算出し、現在のｄ軸電流Ｉ_dとの偏差がなくなるようにＰＩ（Portion Integral）制御等により出力電圧振幅を調整することで実現することができる。図３Ａは、最大トルク／電流制御曲線の左側領域の概略を示す図である。図３Ｂは、最大トルク／電流制御曲線の右側領域の概略を示す図である。図３Ａでは、現在の電流ベクトルＰが最大トルク／電流制御曲線の左側領域にあり、出力電圧振幅を増大させると電流ベクトルは大きくなってＰ１に移動する。この時のｄ軸電流と最大トルク／電流制御曲線上のＩ_d”と偏差が小さくなることが分かる。ここでは、ｄ軸電流Ｉ_dを固定した状態で説明が分かりやすいようにしている。また、図３Ｂでは、現在の電流ベクトルＰが最大トルク／電流制御曲線の右側領域にあり、出力電圧振幅を減少させると電流ベクトルは小さくなってＰ１に移動する。この時のｄ軸電流と最大トルク／電流制御曲線上のＩ_d”と偏差が小さくなることが分かる。

ここで、図２Ｂの制御領域Ａにおいて出力電圧振幅が増加し、脈動電圧のピーク値が出力電圧振幅限界値を超えると見込まれる場合に、通常領域でトルク変動を補正するための脈動電圧が出力電圧振幅限界値を超えてしまうために生成できない電圧飽和領域（図２Ｂの制御状態Ｂ、Ｃ）では、補正電圧ベクトル角Δδを用いてトルク補正を行う。また、制御状態Ｂにおいて、負荷トルク変動に対する出力電圧を脈動させないで最大トルク／電流制御を実現させ、効率の向上やモータの安定駆動が可能となる。

なお、制御状態を制御状態Ａから制御状態Ｂへ移行させる際、脈動する出力電圧のピーク値が出力電圧振幅限界値を超えると見込まれる場合に、出力電圧を平均出力電圧（すなわち脈動の振幅中心）にして、出力電圧を脈動させないかわりに補正電圧ベクトル角Δδを用いてトルク補正を行うことで、スムーズな制御状態の遷移を行うことができる。また、制御状態を制御状態Ｂから制御状態Ａへ移行させる際、制御状態Ａの推定される出力電圧のピーク値が出力電圧振幅限界値を下回ると見込まれる場合に、出力電圧振幅を、脈動する出力電圧の平均出力電圧になるところで制御状態Ａに移行させることで、スムーズな状態遷移を行うことができる。

［実施形態１］
実施形態１では、通常領域の制御状態Ａを後述の通常領域制御部ｂ１の制御によってなされ、脈動電圧に基づくｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*により負荷トルク変動を抑制する。また、電圧飽和領域の制御状態Ｂ、Ｃを後述の電圧飽和領域制御部ｂ２の制御によってなされ、平均電圧ベクトル角指令値（目標値）δ₀ ^*を中心に補正電圧ベクトル角Δδを脈動させて負荷トルク変動を抑制する。なお、電圧飽和領域の制御状態Ｂにおいて、出力電圧を脈動させないで最大トルク／電流制御を行い、制御状態Ｃは、制御状態Ｂにおいて出力電圧が出力電圧振幅限界値Ｖ_{dq_limit}に達すると、出力電圧は出力電圧振幅限界値Ｖ_{dq_limit}として制御状態Ｃの弱め磁束領域の制御に移行する。

（実施形態１に係るモータ制御装置）
図４は、実施形態１に係るモータ制御装置１００を示すブロック図である。実施形態１は、弱め磁束制御領域等の出力電圧が制限される電圧飽和領域において、速度変動振幅|Δω_m|をフィードバックして、振動が実用上問題とならない速度変動許容値|Δω_m|^*となるように補正電圧ベクトル角Δδを機械角周期毎に調整する。

実施形態１に係るモータ制御装置１００は、例えば永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ：Permanent Magnet Synchronous Motor）であるモータ１０を制御する。モータ制御装置１００は、減算器１１を有する。また、モータ制御装置１００は、速度制御部１２、励磁電流制御部１３、補正ｑ軸電流生成部１４、補正ｄ軸電流生成部１５、加算器１６，１７、減算器１８，１９、ｄ軸電流制御部２０、ｑ軸電流制御部２１、非干渉化制御部２２、減算器２３、加算器２４を含む通常領域制御部ｂ１を有する。なお、通常領域制御部ｂ１は、周期的に変動する脈動電圧の電圧指令値を生成する第１の電圧生成部の一例である。

また、モータ制御装置１００は、補正電圧ベクトル角生成部２５、速度制御部２６、減算器２７、電流制御部２８、加算器２９、ｄ軸ｑ軸電圧生成部３０、出力電圧調整部３１を含む電圧飽和領域制御部ｂ２を有する。なお、電圧飽和領域制御部ｂ２は、電圧ベクトル角指令値及び補正電圧ベクトル角を加算した補正後電圧ベクトル角指令値と、出力電圧指令値とから、電圧指令値を生成する第２の電圧生成部の一例である。また、モータ制御装置１００は、切替部３２、ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部３３、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調部３４、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）３５を有する。また、モータ制御装置１００は、電流センサ３６，３７、３φ電流算出部３８、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９、軸誤差演算処理部４０、ＰＬＬ（Phase Lock Loop）制御部４１、位置推定部４２、１／Ｐ_ｎ処理部４３を有する。

減算器１１は、モータ制御装置１００へ入力された機械角指令角速度ω_m ^*から、１／Ｐ_ｎ処理部４１により出力された推定された現在の角速度である機械角推定角速度ω_mを減算した角速度偏差Δωを、速度制御部１２，２６へ出力する。

速度制御部１２は、減算器１１からの角速度偏差Δωを小さくするようなｑ軸電流指令値（目標値）Ｉ_q0 ^*を生成し、励磁電流制御部１３、加算器１６へ出力する。励磁電流制御部１３は、速度制御部１２からのｑ軸電流指令値（目標値）Ｉ_q0 ^*から最大トルク／電流制御曲線よりｄ軸電流指令値Ｉ_d0 ^*を生成し、加算器１７に出力する。

補正ｑ軸電流生成部１４は、１／Ｐ_ｎ処理部４３により出力された機械角推定角速度ω_m、位置推定部４２により出力された機械角位相θ_mから補正ｑ軸電流ΔＩ_qを生成し、加算器１６に出力する。補正ｄ軸電流生成部１５は、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９により出力されたｄ軸電流値Ｉ_d、位置推定部４２により出力された機械角位相θ_mから補正ｄ軸電流ΔＩ_dを生成し、加算器１７に出力する。

加算器１６は、速度制御部１２により出力されたｑ軸電流指令値Ｉ_q0 ^*と、補正ｑ軸電流生成部１４から出力された補正ｑ軸電流ΔＩ_qとを加算し、補正後ｑ軸電流指令値（目標値）Ｉ_q ^*を生成する。加算器１７は、励磁電流制御部１３により出力されたｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ0 ^*と、補正ｄ軸電流生成部１５により出力された補正ｄ軸電流ΔＩ_dと加算し、補正後ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を生成する。

減算器１８は、加算器１７により出力されたｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*から、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９により出力されたｄ軸電流値Ｉ_dを減算した偏差を出力する。減算器１９は、加算器１６により出力された補正ｑ軸電流指令値Ｉ_d ^*から、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９により出力されたｑ軸電流値Ｉ_qを減算した偏差を出力する。

ｄ軸電流制御部２０は、減算器１８により出力された偏差からｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^**を生成する。ｑ軸電流制御部２１は、減算器１９により出力された偏差からｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^**を生成する。

非干渉化制御部２２は、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９により出力されたｑ軸電流値Ｉ_q、ＰＬＬ制御部４１により出力された電気角推定角速度ω_eから、ｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^**を非干渉化するためのｄ軸非干渉化補正値Ｖ_daを生成し、出力する。また、非干渉化制御部２２は、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９により出力されたｄ軸電流値Ｉ_d、ＰＬＬ制御部４１により出力された電気角推定角速度ω_eから、ｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^**を非干渉化するためのｑ軸非干渉化補正値Ｖ_qaを生成し、出力する。

減算器２３は、ｄ軸電流制御部２０により出力されたｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^**から、非干渉化制御部２２により出力されたｄ軸非干渉化補正値Ｖ_daを減算し、ｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^**を非干渉化したｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*を生成し、出力する。加算器２４は、ｑ軸電流制御部２１により出力されたｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^**と、非干渉化制御部２２により出力されたｑ軸非干渉化補正値Ｖ_qaとを加算し、ｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^**を非干渉化したｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*を生成し、出力する。

補正電圧ベクトル角生成部２５は、１／Ｐ_n処理部４３により出力された機械角推定角速度ω_m、位置推定部４２により出力された機械角位相θ_m、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９により出力されたｑ軸電流値Ｉ_q等から、補正電圧ベクトル角Δδを生成する。補正電圧ベクトル角生成部２５の処理の詳細は、後述する。

速度制御部２６は、減算器１１からの入力を目標角速度へ制御するｄ軸電流指令値（目標値）Ｉ_d0 ^*を出力する。減算器２７は、速度制御部２６により出力されたｄ軸電流指令値Ｉ_d0 ^*から、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９により出力されたｄ軸電流値Ｉ_dを減算したｄ軸電流偏差を、電流制御部２８へ出力する。電流制御部２８は、減算器２７からの入力をもとに、ｄ軸電流が目標値となるように制御する平均電圧ベクトル角指令値δ₀ ^*を出力する。

加算器２９は、電流制御部２８により出力された平均電圧ベクトル角指令値δ₀ ^*と、補正電圧ベクトル角生成部２５により出力された補正電圧ベクトル角Δδとを加算した補正後電圧ベクトル角指令値δ^*を、ｄ軸ｑ軸電圧生成部３０へ出力する。ｄ軸ｑ軸電圧生成部３０は、補正後電圧ベクトル角指令値δ^*と、出力電圧調整部３１により出力された出力電圧指令値（目標値）Ｖ_{dq_out}からｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*を生成し、切替部３２へ出力する。

出力電圧調整部３１は、インバータが出力可能な最大出力電圧である出力電圧振幅限界値Ｖ_{dq_limit}、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９により出力されたｄ軸電流値Ｉ_d及びｑ軸電流値Ｉ_qから、下記（１−１）式及び下記（１−２）式により出力電圧指令値Ｖ_{dq_out}を生成し、脈動を含まない直流電圧である出力電圧指令値を出力する。なお、出力電圧調整部３１は、出力電圧指令値Ｖ_{dq_out}を出力する際に、下記（２）式による出力電圧指令値Ｖ_{dq_out}のリミット処理を行う。なお、下記（１−１）式におけるＬ_dはｄ軸インダクタンス、Ｌ_qはｑ軸インダクタンス、ψ_aは電機子鎖交磁束、Ｋ_pは比例ゲイン定数、Ｋ_iは積分ゲイン定数である。

出力電圧調整部３１は、上記（１−１）式及び（１−２）式により、ｄ軸電流値Ｉ_d及びｑ軸電流値Ｉ_qが最大トルク／電流曲線上をトレースするよう出力電圧指令値Ｖ_{dq_out}を制御することにより、最大トルク／電流制御を実現する。また、出力電圧調整部３１の出力が出力電圧振幅限界値Ｖ_{dq_limit}に到達した際に出力電圧指令値Ｖ_{dq_out}を出力電圧振幅限界値Ｖ_{dq_limit}で押さえ込むことにより、平均電圧ベクトル角指令値δ₀ ^*の調整のみによる弱め磁束制御へスムーズに遷移させることができる。なお、出力電圧調整部３１は、モータ１０の電流ベクトルが最大トルク／電流制御曲線上の値となるような出力電圧指令値を生成する出力電圧指令値生成部の一例である。

切替部３２は、通常領域制御部ｂ１から出力されたｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*、又は、電圧飽和領域制御部ｂ２から出力されたｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*のいずれかのｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*の組に切り替え、ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部３３及び軸誤差演算処理部４０へ出力する。切替部３２の処理の詳細は、後述する。

ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部３３は、位置推定部２７により出力された現在のロータの位置である電気角位相（ｄｑ軸位相）θ_eから、切替部３２により出力された２相のｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*を３相のＵ相出力電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ相出力電圧指令値Ｖ_V ^*，Ｗ相出力電圧指令値Ｖ_W ^*へ変換する。そして、ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部３３は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ相出力電圧指令値Ｖ_V ^*，Ｗ相出力電圧指令値Ｖ_W ^*をＰＷＭ変調部３４へ出力する。ＰＷＭ変調部３４は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ相出力電圧指令値Ｖ_V ^*，Ｗ相出力電圧指令値Ｖ_W ^*と、ＰＷＭキャリア信号から、６相のＰＷＭ信号を生成し、ＩＰＭ３５へ出力する。

ＩＰＭ３５は、ＰＷＭ変調部３４により出力された６相のＰＷＭ信号をもとに、モータ１０のＵ相，Ｖ相，Ｗ相それぞれへ印可する交流電圧を外部から供給される直流電圧Ｖ_dcから変換して生成し、それぞれの交流電圧をモータ１０のＵ相，Ｖ相，Ｗ相へ印加する。

電流を計測する方式は、母線電流を計測する１シャント（shunt）方式に限らず、２つのＣＴ（Current Transformer）で、例えば、電流センサ３６でモータ１０のＵ相の電流を、電流センサ３７でモータ１０のＶ相の電流を計測してもよい。３φ電流算出部３８は、１シャント方式で母線電流を計測した場合、ＰＷＭ変調部３４から出力された６相ＰＷＭスイッチング情報と、計測された母線電流から、モータ１０のＵ相電流値Ｉ_u，Ｖ相電流値Ｉ_v，Ｗ相電流値Ｉ_wを算出する。または、２つのＣＴで相電流を計測した場合、残りのＷ相電流値Ｉ_wは、Ｉ_u＋Ｉ_v＋Ｉ_w＝０の関係より算出する。算出した各相の相電流値Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_wをｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９へ出力する。

ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９は、位置推定部４２により出力された電気角位相θ_eをもとに、３φ電流算出部３８により出力された３相のＵ相電流値Ｉ_u，Ｖ相電流値Ｉ_v，Ｗ相電流値Ｉ_wを、２相のｄ軸電流値Ｉ_d及びｑ軸電流値Ｉ_qへ変換する。そして、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９は、ｄ軸電流値Ｉ_dを補正ｄ軸電流生成部１５、減算器１８，２７へ、ｑ軸電流値Ｉ_qを減算器１９、補正電圧ベクトル角生成部２５へ、ｄ軸電流値Ｉ_d及びｑ軸電流値Ｉ_qを非干渉化制御部２２、出力電圧調整部３１、切替部３２、軸誤差演算処理部４０へそれぞれ出力する。

軸誤差演算処理部４０は、切替部３２により出力されたｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９により出力されたｄ軸電流値Ｉ_d及びｑ軸電流値Ｉ_qから、軸誤差Δθを算出し、ＰＬＬ制御部４１へ出力する。

ＰＬＬ制御部４１は、軸誤差演算処理部４０により出力された軸誤差Δθから、推定された現在の角速度である電気角推定角速度ω_eを算出し、非干渉化制御部２２、切替部３２、位置推定部４２、１／Ｐ_n処理部４３それぞれへ出力する。位置推定部４２は、ＰＬＬ制御部４１により出力された電気角推定角速度ω_eから、電気角位相（ｄｑ軸位相）θ_e及び機械角位相θ_mを算出する。そして、位置推定部４２は、機械角位相θ_mを補正ｑ軸電流生成部１４、補正ｄ軸電流生成部１５、補正電圧ベクトル角生成部２５へ、電気角位相θ_eをｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部３３及びｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９へそれぞれ出力する。

１／Ｐ_n処理部４３は、ＰＬＬ制御部４１により出力された電気角推定角速度ω_eをモータ１０の極対数Ｐ_nで除算して機械角推定角速度ω_mを算出した機械角推定角速度ω_mを、減算器１１、補正ｑ軸電流生成部１４、補正電圧ベクトル角生成部２５それぞれへ出力する。

（実施形態１に係る切替部）
図５は、実施形態１に係るモータ制御装置１００の切替部３２を示すブロック図である。なお、図５では、通常領域制御部ｂ１から切替部３２へ入力されるｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*を、ｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*１及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*１と表記する。また、図５では、電圧飽和領域制御部ｂ２から切替部３２へ入力されるｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*を、ｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*２及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*２と表記する。

切替部３２は、電圧振幅算出部３２ａ、想定電圧算出部３２ｂ、制御状態切替判定部３２ｃ、電圧指令値入力切替部３２ｄを有する。電圧振幅算出部３２ａは、下記（３）式に基づき、ｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*１及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*１から出力電圧振幅Ｖ_outを算出する。

想定電圧算出部３２ｂは、ＰＬＬ制御部４１により出力された電気角推定角速度ω_e、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９により出力されたｄ軸電流値Ｉ_d及びｑ軸電流値Ｉ_q、モータ１０のモータパラメータ（抵抗値Ｒ、ｄ軸インダクタンスＬ_d、ｑ軸インダクタンスＬ_q、電機子鎖交磁束ψ_a）を用いた電圧方程式により求めたｄ軸電圧Ｖ_d、ｑ軸電圧Ｖ_qから、通常領域のトルク制御方式（以下、通常制御方式と呼ぶ）を行った場合の出力電圧振幅推定値Ｖ_out’を推定する。

制御状態切替判定部３２ｃは、現在の制御方式が通常制御方式である場合に、電圧振幅算出部３２ａで算出された出力電圧振幅Ｖ_outのピーク値と、出力電圧振幅限界値Ｖ_{dq_limit}との比較を行い、Ｖ_out（ピーク値）＞出力電圧振幅限界値Ｖ_{dq_limit}である場合には、制御方式を電圧飽和領域のトルク制御方式（以下、電圧飽和領域制御方式と呼ぶ）へ切り替える。制御状態切替判定部３２ｃは、現在の制御方式が通常制御方式であるが、Ｖ_out（ピーク値）≦出力電圧振幅限界値Ｖ_{dq_limit}の場合には、制御方式を現在の制御方式である通常制御方式に維持する。そして、制御状態切替判定部３２ｃは、判定の結果、決定した制御方式をSELECT信号のHigh／Low信号にて電圧指令値入力切替部３２ｄへ通知する。

また、制御状態切替判定部３２ｃは、現在の制御方式が電圧飽和領域制御方式である場合に、想定電圧算出部３２ｂで算出された出力電圧振幅推定値Ｖ_out’のピーク値と、出力電圧振幅限界値Ｖ_{dq_limit}との比較を行い、出力電圧振幅限界値Ｖ_{dq_limit}＞Ｖ_out’（ピーク値）である場合には、制御方式を通常制御方式へ切り替える。制御状態切替判定部３２ｃは、現在の制御方式が電圧飽和領域制御方式であるが、出力電圧振幅限界値Ｖ_{dq_limit}≦Ｖ_out’（ピーク値）の場合には、制御方式を現在の制御方式である電圧飽和領域制御方式に維持する。そして、制御状態切替判定部３２ｃは、判定の結果、決定した制御方式をSELECT信号にて電圧指令値入力切替部３２ｄへ通知する。

電圧指令値入力切替部３２ｄは、制御状態切替判定部３２ｃから受信したSELECT信号が通常制御方式を示す場合（例えばLow信号）は、通常領域制御部ｂ１から切替部３２へ入力されるｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*１及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*１を選択してｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*として出力する。また、電圧指令値入力切替部３２ｄは、制御状態切替判定部３２ｃから受信したSELECT信号が電圧飽和領域制御方式を示す場合（例えばHigh信号）は、電圧飽和領域制御部ｂ２から切替部３２へ入力されるｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*２及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*２を選択してｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*として出力する。

（実施形態１に係る補正電圧ベクトル角生成部）
図６は、実施形態１に係る補正電圧ベクトル角生成部２５を示すブロック図である。実施形態１に係る補正電圧ベクトル角生成部２５は、速度変動成分分離部２５ａ、速度変動振幅算出部２５ｂ、減算器２５ｃ、補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｄ、速度変動位相修正部２５ｅ、補正電圧ベクトル角算出部２５ｆを有する。

速度変動成分分離部２５ａは、下記（４−１）式及び（４−２）式により、機械角周期毎に、機械角推定角速度変動Δω_mの基本波成分を、直交成分である２つのフーリエ係数ω_sin（速度変動のsin成分）及びω_cos（速度変動のcos成分）に分離する。基本波成分のフーリエ係数を機械角周期毎に算出することで、速度変動の高調波成分を排除した速度変動基本波成分を、精度よく抽出することができる。

速度変動振幅算出部２５ｂは、下記（５）式により、速度変動成分分離部２５ａにより算出されたフーリエ係数ω_sin（速度変動のsin成分）及びω_cos（速度変動のcos成分）から、機械角推定角速度変動Δω_mの基本波成分の振幅（速度変動振幅|Δω_m|）を算出する。なお、フーリエ係数ω_sin（速度変動のsin成分）及びω_cos（速度変動のcos成分）は機械角周期毎に更新される値であるため、速度変動振幅|Δω_m|も機械角周期毎に更新される。

減算器２５ｃは、速度変動振幅算出部２５ｂにより算出された速度変動振幅|Δω_m|から速度変動許容値|Δω_m|^*を減算した偏差を、補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｄへ出力する。補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｄは、例えば下記（６）式を用いて補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|を累積する積分制御により、速度変動振幅|Δω_m|と速度変動許容値|Δω_m|^*の偏差に応じて、補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|を機械角周期毎に算出する。なお、速度変動許容値|Δω_m|^*は、振動が許容できる範囲での速度変動振幅を規定する。

なお、上記（６）式における“ｋ”は、補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|の変化量を決める補正ゲインである。この値“ｋ”を適切に設定することで、速度変動が速度変動許容値境界でハンチングする問題や、急激な負荷トルク変化によって速度変動が速度変動許容値よりも大きくなり振動や騒音が発生するという問題を抑制することができる。

速度変動位相修正部２５ｅは、機械角周期毎に取得される速度変動成分の位相を修正する。修正方法は、例えば、速度変動のsin成分（ω_sin）及びcos成分（ω_cos）をそれぞれ補正ゲイン“ｋ”を適用した下記（７−１）式〜（７−２）式を用いて速度変動成分のsin成分（ω_sin）及びcos成分（ω_cos）をそれぞれ累積する積分制御する。そして、速度変動位相修正部２５ｅは、下記（７−３）式により、下記（７−１）式〜（７−２）式により算出した速度変動のsin成分（ω_sin）及びcos成分（ω_cos）の積分結果であるω_{sin_i}及びω_{cos_i}からω_{cos_i}／ω_{sin_i}の逆正接を演算する。速度変動位相修正部７５ｅは、ω_{cos_i}／ω_{sin_i}の逆正接から、速度変動修正位相φ_ωiを得る。

なお、速度変動位相修正部２５ｅは、速度変動位相算出後において積分演算後の直交成分ω_{sin_i}及びω_{cos_i}により形成されるベクトルの位相が変化しないように、下記（８−１）式及び（８−２）式により、振幅を丸めこむ（以下、位相フィルタ処理とする）。この処理によって、それぞれの直交成分ω_{sin_i}及びω_{cos_i}の積分値が発散しないようにする。ここで、下記（８−１）式及び（８−２）式における“Ａ”は、位相の修正速度や安定性を決定するためのベクトルの振幅であり、いわば位相フィルタである。

補正電圧ベクトル角算出部２５ｆは、下記（９）式により、補正電圧ベクトル角Δδを算出する。補正電圧ベクトル角Δδは、機械角位相θ_mにおける補正電圧ベクトル角Δδを、速度変動修正位相φ_ωiと、速度変動修正位相φ_ωiに対して補正電圧ベクトル角Δδの変動位相差を設定するシフト位相θ_shiftだけ進ませた又は遅れさせた位相における瞬時値となる。なお、ここで、下記（９）式におけるシフト位相θ_shiftは、制振効果やモータ１０の電流ピーク値の低減度合いから調整されるものであり、０として機械角推定角速度変動Δω_mと同位相で補正電圧ベクトル角Δδを生成しても効果を得ることができる。また、シフト位相θ_shiftが、補正電圧ベクトル角Δδの位相を進ませるものである場合は、平均電圧ベクトル角指令値δ₀ ^*に対して先行して電圧ベクトル角の補正を行うことができ、補正の応答性能が向上する場合がある。

（実施形態１に係る電圧制御方式切替処理）
図７は、実施形態１に係る電圧制御方式切替処理を示すフローチャートである。先ず、切替部３２（図４、図５参照）は、現在の制御方式が通常制御方式であるか否かを判定する（ステップＳ１１）。切替部３２は、現在の制御方式が通常制御方式である場合（ステップＳ１１：Ｙｅｓ）、ステップＳ１２へ処理を移す。一方、切替部３２は、現在の制御方式が電圧飽和領域制御方式である場合（ステップＳ１１：Ｎｏ）、ステップＳ１５へ処理を移す。

ステップＳ１２では、切替部３２は、上記（３）式に基づき、ｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*１及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*１から出力電圧振幅Ｖ_outを算出する。次に、ステップＳ１３では、切替部３２は、出力電圧振幅Ｖ_outのピーク値Ｖ_out（ピーク値）＞出力電圧振幅限界値Ｖ_{dq_limit}であるか否かを判定する。切替部３２は、Ｖ_out（ピーク値）＞出力電圧振幅限界値Ｖ_{dq_limit}である場合（ステップＳ１３：Ｙｅｓ）、ステップＳ１４へ処理を移す。一方、切替部３２は、Ｖ_out（ピーク値）≦出力電圧振幅限界値Ｖ_{dq_limit}である場合（ステップＳ１３：Ｎｏ）、電圧制御方式切替処理を終了する。ステップＳ１４では、切替部３２は、制御方式を電圧飽和領域制御方式に切り替える。ステップＳ１４が終了すると、切替部３２は、電圧制御方式切替処理を終了する。

ステップＳ１５では、切替部３２は、電気角推定角速度ω_e、ｄ軸電流値Ｉ_ｄ、ｑ軸電流値Ｉ_q及び、モータ１０のモータパラメータ（抵抗値Ｒ、ｄ軸インダクタンスＬ_d、ｑ軸インダクタンスＬ_q、電機子鎖交磁束ψ_a）を用いた電圧方程式により求めたｄ軸電圧Ｖ_d、ｑ軸電圧Ｖ_qから通常制御方式を行った場合の出力電圧振幅推定値Ｖ_out’を推定する。次に、切替部３２は、出力電圧振幅推定値Ｖ_out’のピーク値と、出力電圧振幅限界値Ｖ_{dq_limit}との比較を行う（ステップＳ１６）。切替部３２は、出力電圧振幅限界値Ｖ_{dq_limit}＞Ｖ_out’（ピーク値）である場合（ステップＳ１６：Ｙｅｓ）、ステップＳ１７へ処理を移す。一方、切替部３２は、出力電圧振幅限界値Ｖ_{dq_limit}≦Ｖ_out’（ピーク値）である場合（ステップＳ１６：Ｎｏ）、電圧制御方式切替処理を終了する。ステップＳ１７では、切替部３２は、制御方式を通常制御方式に切り替える。ステップＳ１７が終了すると、切替部３２は、電圧制御方式切替処理を終了する。

実施形態１は、電圧飽和領域における出力電圧指令値Ｖ_{dq_out}が出力電圧振幅限界値Ｖ_{dq_limit}に達して弱め磁束領域へ至るまでの制御領域と、通常領域との間の制御領域において、出力電圧を概ね直流化した状態で変化させることで最大トルク／電流制御を実施する。よって、実施形態１は、補正電圧ベクトル角Δδを用いる負荷トルク制御を実施した状態を最大トルク／電流制御領域まで拡張することが可能となり、制振を行うと共に、モータ効率を向上させ、脱調等に至ることなく安定してモータを駆動することができる。

［実施形態２］
実施形態２では、弱め磁束制御領域等の出力電圧が飽和した電圧飽和領域における補正電圧ベクトル角の生成を、実施形態１の速度変動と速度変動許容値との速度変動偏差に代えて、ｑ軸電流の変動位相偏差で生成する。そして、実施形態２では、マグネットトルク（ｑ軸電流によるトルク）の位相が負荷トルク変動位相と同位相となるように補正電圧ベクトル角の振幅及び位相を機械角周期毎に調整する。

（実施形態２に係る補正電圧ベクトル角生成部）
図８は、実施形態２に係る補正電圧ベクトル角生成部２５−２を示すブロック図である。実施形態２に係るモータ制御装置１００−２は、補正電圧ベクトル角生成部２５−２を有する（図４参照）。実施形態２に係る補正電圧ベクトル角生成部２５−２は、速度変動成分分離部２５ａ−２、速度変動位相修正部２５ｂ−２、ｑ軸電流目標変動位相算出部２５ｃ−２、ｑ軸電流成分分離部２５ｄ−２、ｑ軸電流変動位相算出部２５ｅ−２、減算器２５ｆ−２を有する。また、補正電圧ベクトル角生成部２５−２は、位相偏差正規化処理部２５ｇ−２、補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｈ−２、補正電圧ベクトル角算出部２５ｉ−２を有する。

速度変動成分分離部２５ａ−２は、実施形態１の速度変動成分分離部２５ａと同様に、上記（４−１）式及び（４−２）式により、機械角周期毎に、機械角推定角速度変動Δω_mの基本波成分を直交成分である２つのフーリエ係数ω_sin（速度変動のsin成分）及びω_cos（速度変動のcos成分）に分離する。

速度変動位相修正部２５ｂ−２は、実施形態１に係る速度変動位相修正部２５ｅと同様に、上記（７−１）式〜（７−３）式により、速度変動修正位相φ_ωiを算出する。また、速度変動位相修正部２５ｂ−２は、実施形態１に係る速度変動位相修正部２５ｅと同様に、上記（８−１）式〜（８−２）式により、位相フィルタ処理を行う。

ｑ軸電流目標変動位相算出部２５ｃ−２は、下記（１０）式により、ｑ軸電流の目標変動位相θ_Iq ^*を算出する。ここで、速度変動を抑制するためのｑ軸電流の変動位相（マグネットトルクの変動位相）は、速度変動位相に対してπ／２だけ遅れた位相となる。

ｑ軸電流成分分離部２５ｄ−２は、下記（１１−１）式及び（１１−２）式により、機械角周期毎に、ｑ軸電流値Ｉ_qの基本波成分を直交成分である２つのフーリエ係数Ｉ_{q_sin}（ｑ軸電流のsin成分）及びＩ_{q_cos}（ｑ軸電流のcos成分）に分離する。基本波成分のフーリエ係数を機械角周期毎に算出することで、ｑ軸電流変動の高調波成分を排除したq軸電流基本波成分を、精度よく抽出することができる。

ｑ軸電流変動位相算出部２５ｅ−２は、下記（１２）式により、機械角周期毎に取得されるｑ軸電流変動成分の位相θ_Iqを算出する。

減算器２５ｆ−２は、下記（１３）式により、ｑ軸電流の目標変動位相θ_Iq ^*からｑ軸電流変動成分の位相θ_Iqを減算した位相偏差θ_{Iq_err’}を算出する。

位相偏差正規化処理部２５ｇ−２は、例えば、下記（１４）式により、位相偏差θ_{Iq_err’}を所定の位相範囲に正規化処理した位相偏差θ_{Iq_err}を算出する。正規化処理は、位相に対して積分制御を適用する際に発生する次の不都合を回避するためのものである。例えば、位相偏差が＋π／２［rad］と−３π／２［rad］では、ベクトルとしては同位相であるが、積分制御を実施する場合、増加方向への変化と減少方向への変化といった具合に、調整対象の変化方向と大きさが異なる。この不都合を回避するために、下記（１４）式のように、例えば、−３π／２［rad］を＋π／２［rad］とするように、位相を−π［rad］〜＋π［rad］の範囲に正規化する。

補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｈ−２は、例えば、下記（１５）式により、位相偏差θ_{Iq_err}に応じて補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|を機械角周期毎に調整する。補正電圧ベクトル角振幅算出部１５ｈ−２は、例えば、下記（１５）式による積分制御を行う。なお、下記（１５）式における“ｋ”は、上記（６）式における“ｋ”と同様である。

補正電圧ベクトル角算出部２５ｉ−２は、実施形態１に係る補正電圧ベクトル角算出部２５ｆと同様に、上記（９）式により、補正電圧ベクトル角Δδを算出する。

実施形態２は、ｑ軸電流の変動位相をフィードバックして、マグネットトルク（ｑ軸電流によるトルク）の位相が負荷トルク変動位相と同位相となるように補正電圧ベクトル角の振幅及び位相を機械角周期毎に調整する。よって、実施形態２によれば、マグネットトルクの位相が最適化されるため、速度変動振幅及びモータのピーク電流が抑制される。

［実施形態３］
実施形態２では、ピーク電流の低減効果が得られるように、ｑ軸電流変動位相が速度変動に対してπ／２だけ遅れた位相となるように補正電圧ベクトル角を制御している。

そこで、実施形態３では、弱め磁束制御領域等の出力電圧が飽和した電圧飽和領域において、速度変動振幅|Δω_m|をフィードバックする実施形態１と、ｑ軸電流変動位相をフィードバックする実施形態２を切り替えて用いる。そして、実施形態３では、実施形態２の制御方式を実行中に速度変動振幅|Δω_m|が速度変動許容値|Δω_m|^*を上回るときに、実施形態１の制御方式に切り替えて動作させることで、制振効果を優先させることができる。

また、実施形態３では、実施形態１の制御方式を実行中にｑ軸電流変動位相θ_Iqがｑ軸電流目標変動位相θ_Iq ^*より遅れた場合に、実施形態２の制御方式に切り替えて動作する。

（実施形態３に係る補正電圧ベクトル角生成部）
図９は、実施形態３に係る補正電圧ベクトル角生成部２５−３を示すブロック図である。実施形態３に係るモータ制御装置１００−３は、補正電圧ベクトル角生成部２５−３を有する（図４参照）。補正電圧ベクトル角生成部２５−３は、速度変動成分分離部２５ａ−３、速度変動振幅算出部２５ｂ−３、減算器２５ｃ−３、速度変動位相修正部２５ｄ−３、ｑ軸電流目標変動位相算出部２５ｅ−３、ｑ軸電流成分分離部２５ｆ−３を有する。また、補正電圧ベクトル角生成部２５−３は、ｑ軸電流変動位相算出部２５ｇ−３、減算器２５ｈ−３、位相偏差正規化処理部２５ｉ−３を有する。また、補正電圧ベクトル角生成部２５−３は、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部２５ｊ−３、補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｋ−３、補正電圧ベクトル角算出部２５ｌ−３を有する。

速度変動成分分離部２５ａ−３、速度変動振幅算出部２５ｂ−３、減算器２５ｃ−３、補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｋ−３、補正電圧ベクトル角算出部２５ｌ−３を含む構成は、実施形態１に係る補正電圧ベクトル角生成部２５（図６参照）と同様の機能を有する。速度変動成分分離部２５ａ−３、速度変動位相修正部２５ｄ−３、ｑ軸電流目標変動位相算出部２５ｅ−３、ｑ軸電流成分分離部２５ｆ−３、ｑ軸電流変動位相算出部２５ｇ−３、減算器２５ｈ−３、位相偏差正規化処理部２５ｉ−３、補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｋ−３、補正電圧ベクトル角算出部２５ｌ−３を含む構成は、実施形態２に係る補正電圧ベクトル角生成部２５−２（図８参照）と同様の機能を有する。

補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部２５ｊ−３は、機械角周期毎に、下記（１６）式により、減算器２５ｃ−３が算出した、速度変動振幅|Δω_m|から速度変動許容値|Δω_m|^*を減算した偏差|Δω_m|_{_err}が入力される。

また、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部２５ｊ−３は、機械角周期毎に、上記（１３）式及び（１４）式により算出された位相偏差θ_{Iq_err}が入力される。

そして、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部２５ｊ−３は、現在の補正電圧ベクトル角制御方式がｑ軸電流変動位相フィードバック方式の時、下記（１７−１）式が成立する、つまり速度変動振幅|Δω_m|が速度変動許容値|Δω_m|^*よりも大きい場合に、補正電圧ベクトル角制御方式を速度変動振幅フィードバック方式へ切り換える。なお、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部２５ｊ−３は、現在の補正電圧ベクトル角制御方式がｑ軸電流変動位相フィードバック方式の時、下記（１７−１）式が成立しない場合には、現在の補正電圧ベクトル角制御方式であるｑ軸電流変動位相フィードバック方式を継続する。

また、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部２５ｊ−３は、現在の補正電圧ベクトル角制御方式が速度変動振幅フィードバック方式の時、下記（１７−２）式が成立する、つまりｑ軸電流変動成分の位相θ_Iqがｑ軸電流の目標変動位相θ_Iq ^*よりも遅れている場合に、補正電圧ベクトル角制御方式をｑ軸電流変動位相フィードバック方式へ切り換える。なお、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部２５ｊ−３は、現在の補正電圧ベクトル角制御方式が速度変動振幅フィードバック方式の時、下記（１７−２）式が成立しない場合には、現在の補正電圧ベクトル角制御方式である速度変動振幅フィードバック方式を継続する。

そして、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部２５ｊ−３は、決定したフィードバック方式をCONTROL_TYPE信号で補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｋ−３へ通知する。補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｋ−３は、通知されたCONTROL_TYPE信号がｑ軸電流変動位相フィードバック方式を示す場合には、下記（１８−１）式により、位相偏差θ_{Iq_err}の比例積分制御を行って、補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|を機械角周期毎に調整する。

また、補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｋ−３は、通知されたCONTROL_TYPE信号が速度変動振幅フィードバック方式を示す場合には、下記（１８−２）式により、偏差|Δω_m|_{_err}の比例積分制御を行って、補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|を機械角周期毎に調整する。

そして、補正電圧ベクトル角算出部２５ｌ−３は、機械角位相θ_m、シフト位相θ_shift、、補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｋ−３により算出された補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|、速度変動位相修正部２５ｄ−３により算出された速度変動修正位相φ_ωiから、上記（９）式により、補正電圧ベクトル角Δδを算出する。なお、シフト位相θ_shiftは、速度変動修正位相φ_ωiに対する補正電圧ベクトル角Δδの位相である。

実施形態３は、補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|を、ｑ軸電流変動位相フィードバック方式で生成しているとき速度変動振幅|Δω_m|に応じて速度変動振幅フィードバック方式に切り替え、速度変動振幅フィードバック方式で生成しているときｑ軸電流変動位相θ_Iqに応じてｑ軸電流変動位相フィードバック方式に切り替えて選択することで、速度変動振幅及びモータのピーク電流をより適切に抑制することができる。

上記の実施形態では、シングルロータリーコンプレッサやツインロータリーコンプレッサ等の圧縮機に用いるＩＰＭモータを制御対象とし、モータに流れる電流から角速度及び回転角度をセンサレス方式で推定する構成とする。しかし、開示の技術は、ロータの回転位置をセンサ（エンコーダ）で直接検出する構成において、実施形態において説明した制振制御を行うことにより、周期的な回転速度変動を抑制することができる。

上記の実施形態における各処理の一部を公知の方法で行うことができる場合がある。また、上記の実施形態における各処理を示すフローチャートにおいて、最終結果へ影響を与えない（つまり最終結果が同一である）限りにおいて処理途中のステップの実行順序を入れ替える、もしくは、ステップを並行して実行することができる。この他、上記及び図示の具体的名称、処理手順、制御手順、各種のデータやパラメータを含む情報については、一例を示すに過ぎず、特記する場合を除いて適宜変更することができる。

開示の技術のより広範な態様は、上記のように表しかつ記述した特定の詳細及び代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲及びその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

１００，１００−２，１００−３ モータ制御装置
ｂ１ 通常領域制御部
ｂ２ 電圧飽和領域制御部
１１，１８，１９，２３，２７ 減算器
１２，２６ 速度制御部
１３ 励磁電流制御部
１４ 補正ｑ軸電流生成部
１５ 補正ｄ軸電流生成部
１６，１７，２４，２９ 加算器
２０ ｄ軸電流制御部
２１ ｑ軸電流制御部
２２ 非干渉化制御部
２５，２５−２，２５−３ 補正電圧ベクトル角生成部
２５ａ 速度変動成分分離部
２５ｂ 速度変動振幅算出部
２５ｃ 減算器
２５ｄ 補正電圧ベクトル角振幅算出部
２５ｅ 速度変動位相修正部
２５ｆ 補正電圧ベクトル角算出部
２５ａ−２ 速度変動成分分離部
２５ｂ−２ 速度変動位相修正部
２５ｃ−２ ｑ軸電流目標変動位相算出部
２５ｄ−２ ｑ軸電流成分分離部
２５ｅ−２ ｑ軸電流変動位相算出部
２５ｆ−２ 減算器
２５ｇ−２ 位相偏差正規化処理部
２５ｈ−２ 補正電圧ベクトル角振幅算出部
２５ｉ−２ 補正電圧ベクトル角算出部
２５ａ−３ 速度変動成分分離部
２５ｂ−３ 速度変動振幅算出部
２５ｃ−３ 減算器
２５ｄ−３ 速度変動位相修正部
２５ｅ−３ ｑ軸電流目標変動位相算出部
２５ｆ−３ ｑ軸電流成分分離部
２５ｇ−３ ｑ軸電流変動位相算出部
２５ｈ−３ 減算器
２５ｉ−３ 位相偏差正規化処理部
２５ｊ−３ 補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部
２５ｋ−３ 補正電圧ベクトル角振幅算出部
２５ｌ−３ 補正電圧ベクトル角算出部
２８ 電流制御部
３０ ｄ軸ｑ軸電圧生成部
３１ 出力電圧調整部
３２ 切替部
３２ａ 電圧振幅算出部
３２ｂ 想定電圧算出部
３２ｃ 制御状態切替判定部
３２ｄ 電圧指令値入力切替部
３３ ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部
３４ ＰＷＭ変調部
３５ ＩＰＭ
３６，３７ 電流センサ
３８ ３φ電流算出部
３９ ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部
４０ 軸誤差演算処理部
４１ ＰＬＬ制御部
４２ 位置推定部
４３ １／Ｐ_n処理部

Claims (6)

1. 周期的に変動する脈動電圧の電圧指令値を生成する第１の電圧生成部と、
   電圧ベクトル角指令値を生成する電流制御部と、
   モータの角速度変動に同期し、前記モータの負荷トルクに応じて振幅が変動する補正電圧ベクトル角を生成する補正電圧ベクトル角生成部と、
   前記モータの電流値が前記モータの最大トルク／電流制御曲線上の値となるような出力電圧指令値を生成する出力電圧指令値生成部と、
   前記電圧ベクトル角指令値及び前記補正電圧ベクトル角を加算した補正後電圧ベクトル角指令値と、前記出力電圧指令値とから、電圧指令値を生成する第２の電圧生成部と、
   前記第１の電圧生成部より生成された電圧指令値を選択して前記モータを駆動するための電圧指令値を出力する第１の制御、又は、前記第２の電圧生成部により生成された電圧指令値を選択して前記モータを駆動するための電圧指令値を出力する第２の制御のいずれかの制御に切り替える切替部と
   を備え、
   前記切替部は、
   前記第１の制御の際、前記脈動電圧のピーク電圧値が出力電圧限界値を超えると予測された場合に、前記第２の制御に切り替え、
   前記第２の制御の際、前記第１の制御へ移行した場合に推定される前記脈動電圧のピーク電圧値が前記出力電圧限界値未満のとき、前記第１の制御に切り替える
   ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記第２の電圧生成部は、前記電圧指令値を生成する際、該電圧指令値を出力電圧限界値でリミット処理する
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記切替部は、
   前記第１の制御と前記第２の制御との間で制御を切り替える際、前記第１の制御における前記脈動電圧の平均出力電圧と、前記第２の制御における前記モータの電流値が前記モータの最大トルク／電流制御曲線上の値となる出力電圧振幅の出力電圧との間で出力電圧を移行させて、前記第２の制御で用いる電圧指令値は、前記出力電圧値が前記出力電圧限界値に達するまでは前記出力電圧指令値を用いる
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
4. 前記補正電圧ベクトル角生成部は、前記角速度変動と該角速度変動の許容値との速度変動偏差から前記補正電圧ベクトル角を生成する
   ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載のモータ制御装置。
5. 前記補正電圧ベクトル角生成部は、前記モータのｑ軸電流変動位相と前記速度変動の位相から求まる該ｑ軸電流目標変動位相との偏差であるｑ軸電流変動位相偏差から前記補正電圧ベクトル角を生成する
   ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載のモータ制御装置。
6. 前記補正電圧ベクトル角生成部は、前記速度変動と該速度変動許容値との偏差である速度変動偏差、並びに、前記モータのｑ軸電流変動位相と前記速度変動の位相から求まる該ｑ軸電流目標変動位相との偏差であるｑ軸電流変動位相偏差に基づいて、前記速度変動が該速度変動許容値より大きい場合、前記速度変動偏差を用い、前記ｑ軸電流変動位相が該ｑ軸電流目標変動位相より大きい場合、前記ｑ軸電流変動位相偏差を用いて前記補正電圧ベクトル角を生成する
   ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載のモータ制御装置。

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