JP6618714B2 - デジタルフィルタ、通信装置、電子機器、通信システム、車両 - Google Patents

Description

本発明は、デジタルフィルタ、並びに、これを用いた通信装置、電子機器、通信システム、及び、車両に関する。

近年、車載通信システムなどに用いられる通信装置においては、そのＥＭＳ［electro magnetic susceptibility］ノイズ対策が極めて重要となってきている。

なお、上記に関連する従来技術の一例としては、特許文献１を挙げることができる。

特開２００８−０７８９７１号公報

しかしながら、従来のＥＭＳノイズ対策では、所望の通信規格に準拠しつつノイズを適切に除去することが困難であった。

本明細書中に開示されている発明は、本願の発明者らにより見出された上記の問題点に鑑み、所望の通信規格に準拠しつつノイズを適切に除去することのできるデジタルフィルタ、並びに、これを用いた通信装置、電子機器、通信システム、及び、車両を提供することを目的とする。

本明細書中に開示されているデジタルフィルタは、入力パルス信号の入力を受け付けて内部パルス信号を出力する前段フィルタ部と、前記入力パルス信号と前記内部パルス信号の入力を受け付けて出力パルス信号を出力するウィンドウフィルタ部と、を有する構成（第１の構成）とされている。

なお、第１の構成から成るデジタルフィルタにおいて、前記ウィンドウフィルタ部は、前記内部パルス信号の論理切替タイミングに基づいて設定される入力パルス信号監視期間にのみ前記入力パルス信号の論理切替タイミングを監視する入力パルス信号監視部と、前記入力パルス信号と前記内部パルス信号それぞれの論理切替タイミングを参照して前記出力パルス信号の論理レベルを切り替える出力パルス信号生成部と、を含む構成（第２の構成）にするとよい。

また、第２の構成から成るデジタルフィルタにおいて、前記入力パルス信号監視部は、前周期における前記内部パルス信号の論理切替タイミングに基づいて現周期における前記入力パルス信号監視期間を設定する構成（第３の構成）にするとよい。

また、第２または第３の構成から成るデジタルフィルタにおいて、前記出力パルス信号生成部は、前記出力パルス信号を第１論理レベルから第２論理レベルに切り替えるときに前記入力パルス信号の論理切替タイミングを参照し、前記出力パルス信号を前記第２論理レベルから前記第１論理レベルに切り替えるときに前記内部パルス信号の論理切替タイミングを参照する構成（第４の構成）にするとよい。

また、第１〜第４いずれかの構成から成るデジタルフィルタにおいて、前記前段フィルタ部と前記ウィンドウフィルタ部は、共通の発振信号に同期して動作する構成（第５の構成）にするとよい。

また、第１〜第５いずれかの構成から成るデジタルフィルタにおいて、前記前段フィルタ部は、ＦＩＲ［finite impulse response］フィルタ部である構成（第６の構成）にするとよい。

また、本明細書中に開示されている通信装置は、バス信号の入力を受け付けてコンパレータ入力信号を出力するローパスフィルタと、前記コンパレータ入力信号を閾値と比較して受信信号を出力するコンパレータと、送信信号の入力を受け付けてゲート信号を出力するゲート信号生成部と、前記ゲート信号に応じて前記バス信号を駆動する出力トランジスタと、前記受信信号の復号化処理や前記送信信号の符号化処理を行うロジック部と、を有し、前記ロジック部は、前記受信信号を前記入力パルス信号として受け付ける第１〜第６いずれかの構成から成るデジタルフィルタを実装しており、前記デジタルフィルタから出力される前記出力パルス信号のパルスエッジを基準として前記受信信号の復号化処理や前記送信信号の符号化処理を行う構成（第７の構成）とされている。

また、本明細書中に開示されている電子機器は、第７の構成から成る通信装置を有する構成（第８の構成）とされている。

また、本明細書中に開示されている通信システムは、第８の構成から成る電子機器と、前記電子機器に接続されて前記バス信号の伝送経路となるバスと、を有する構成（第９の構成）とされている。

なお、第９の構成から成る通信システムにおいて、前記バス信号はそのデータ値に応じてパルス幅が可変制御されるパルス幅変調信号である構成（第１０の構成）にするとよい。

また、本明細書中に開示されている車両は、第９または第１０の構成から成る通信システムを有する構成（第１１の構成）とされている。

本明細書中に開示されている発明によれば、所望の通信規格に準拠しつつノイズを適切に除去することのできるデジタルフィルタ、並びに、これを用いた通信装置、電子機器、通信システム、及び、車両を提供することが可能となる。

車載通信システムの全体構成を示すブロック図 通信装置の一構成例を示すブロック図 復号化アルゴリズムの一例を示すタイミングチャート 符号化アルゴリズム（マスタ）の一例を示すタイミングチャート 符号化アルゴリズム（スレーブ）の一例を示すタイミングチャート 信号遅延の一例を示すタイミングチャート 受信波形の第１例を示すタイミングチャート 受信波形の第２例を示すタイミングチャート デジタルフィルタの一構成例を示すブロック図 ＦＩＲフィルタ部の一構成例を示すブロック図 ＦＩＲフィルタ部のノイズ除去効果を示すタイミングチャート ウィンドウフィルタ部の一動作例を示すタイミングチャート 復号化アルゴリズムの一変形例を示すタイミングチャート 車両Ｘの一構成例を示す外観図

＜車載通信システム＞
図１は、車載通信システムの全体構成を示すブロック図である。本構成例の車載通信システム１は、マスタ機器１０と、スレーブ機器２０と、バス３０と、を有する。本図で示すように、本構成例の車載システム１では、単一のマスタ機器１０と、１つないしは複数のスレーブ機器２０と、を含むマスタ／スレーブ方式が採用されている。

マスタ機器１０及びスレーブ機器２０は、それぞれ、車載通信システム１を構築する電子機器であり、バス３０を介して一線式の通信フォーマットに準拠したバス信号ＢＵＳの相互通信を行う。

バス３０は、マスタ機器１０やスレーブ機器２０に接続されてバス信号ＢＵＳの伝送経路となる。バス信号ＢＵＳは、そのデータ値に応じてパルス幅（例えばローレベル幅）が可変制御されるパルス幅変調信号である。

＜通信装置＞
図２は、マスタ機器１０とスレーブ機器２０にそれぞれ搭載される通信装置の一構成例を示すブロック図である。本構成例の通信装置１００は、マスタ機器１０やスレーブ機器２０に内蔵されたＥＣＵ［electronic control unit］とバス３０との双方向通信を仲介するインタフェイス装置であり、ロジック部１１０と、コンパレータ１２０と、ローパスフィルタ１３０と、ゲート信号生成部１４０と、出力トランジスタ１５０と、を含む。

ロジック部１１０は、バス信号ＢＵＳの送受信に際して受信信号ＲＸの復号化処理や送信信号ＴＸの符号化処理を行う。

コンパレータ１２０は、コンパレータ入力信号ＣＭＰＩと所定の閾値電圧ＶＴＨとを比較して受信信号ＲＸを生成し、これをロジック部１１０に出力する。なお、コンパレータ１２０には、ヒステリシス特性を持たせておくとよい。

ローパスフィルタ１３０は、バス信号ＢＵＳの入力を受け付けて、これに重畳するノイズ成分（高周波成分）を除去することにより、コンパレータ入力信号ＣＭＰＩを生成し、これをコンパレータ１２０に出力する。

ゲート信号生成部１４０は、ロジック部１１０から送信信号ＴＸの入力を受け付けてゲート信号ＳＧを生成し、これを出力トランジスタ１５０のゲートに出力する。なお、ゲート信号生成部１４０は、ゲート信号ＳＧの立上りスロープ／立下りスロープを調整する機能を備えている。すなわち、ゲート信号ＳＧは、送信信号ＴＸの立上りスロープ／立下りスロープを鈍らせた電圧信号となる。このようなスロープ調整機能を備えることにより、バス信号ＢＵＳの送信時におけるノイズ発生を抑えることが可能となる。

出力トランジスタ１５０は、オープンドレイン形式の出力段を形成するＮチャネル型ＭＯＳ［metal oxide semiconductor］電界効果トランジスタである。出力トランジスタ１５０のドレインは、バス信号ＢＵＳの印加端に接続されている。出力トランジスタ１５０のソースは、接地端に接続されている。出力トランジスタ１５０のゲートは、ゲート信号生成部１４０の出力端（＝ゲート信号ＳＧの印加端）に接続されている。また、本図では明示されていないが、バス信号ＢＵＳの印加端には、プルアップ抵抗が接続されている。このようにして接続された出力トランジスタ１５０は、ゲート信号ＳＧがハイレベルであるときにオンし、ゲート信号ＳＧがローレベルであるときにオフする。

なお、バス３０に共通接続されている複数の通信装置１００のうち、その全てが出力トランジスタ１５０をオフしているときにはバス信号ＢＵＳがハイレベルとなり、少なくとも一つが出力トランジスタ１５０をオンしているときにはバス信号ＢＵＳがローレベルとなる。すなわち、複数の通信装置１００において、ハイレベル出力とローレベル出力が同時に行われた場合には、バス信号ＢＵＳの論理レベルとしてローレベルが優先される。

＜復号化／符号化アルゴリズム＞
図３は、ロジック部１１０における復号化アルゴリズム（マスタ／スレーブ共通）の一例を示すタイミングチャートであり、上から順に、受信信号ＲＸ、バスエッジ検出信号ＥＤＧＥ＿ＲＸ、バス周期カウント値ＴＣＮＴ＿ＲＸ、判定タイミング信号ＴＭＧ、ロー期間カウント値ＬＣＮＴ、及び、内部受信信号ＲＸＤが描写されている。

受信信号ＲＸは、バス信号ＢＵＳ（本図では不図示）と同じく、そのデータ値に応じてパルス幅（例えばロー期間）が可変制御されるパルス幅変調信号である。本図の例に即して述べると、受信信号ＲＸのデータ値が「１」であるときには、受信信号ＲＸのロー期間が「Ｔ１」に設定されている。一方、受信信号ＲＸのデータ値が「０」であるときには、受信信号ＲＸのロー期間が「Ｔ０」に設定されている（ただしＴ１＜Ｔ０）。

バスエッジ検出信号ＥＤＧＥ＿ＲＸは、ロジック部１１０における内部信号の一つである。受信信号ＲＸの立下りエッジが検出されると、バスエッジ検出信号ＥＤＧＥ＿ＲＸにワンショットパルスが生成される。ただし、受信信号ＲＸの立下りエッジが一度検出されると、以後、受信信号ＲＸの論理判定タイミング（＝判定タイミング信号ＴＭＧのワンショットパルス生成タイミング）が到来するまで、立下りエッジの再検出は行われない。

バス周期カウント値ＴＣＮＴ＿ＲＸは、ロジック部１１０における内部パラメータの一つである。バス周期カウント値ＴＣＮＴ＿ＲＸは、受信信号ＲＸの立下りエッジが検出された時点で０にリセットされ、次周期における受信信号ＲＸの立下りエッジが検出されるまで１つずつインクリメントされていく。従って、ロジック部１１０は、リセット直前のバス周期カウント値ＴＣＮＴ＿ＲＸから受信信号ＲＸの周期Ｔ（延いてはバス信号ＢＵＳの周期Ｔ）を認識することができる。

判定タイミング信号ＴＭＧは、ロジック部１１０における内部信号の一つである。受信信号ＲＸの立下りエッジが検出されてから所定の待機期間が経過した時点で、判定タイミング信号ＴＭＧにワンショットパルスが生成される。なお、上記の待機期間については、データ値「１」に相当する直近のロー期間「Ｔ１」を記憶しておき、その記憶値に所定のオフセット期間を足し合わせた長さに設定するとよい。

ロー期間カウント値ＬＣＮＴは、ロジック部１１０における内部パラメータの一つである。ロー期間カウント値ＬＣＮＴは、受信信号ＲＸの立下りエッジが検出された時点で０にリセットされ、以後、受信信号ＲＸのロー期間に亘って１つずつインクリメントされていく。従って、ロジック部１１０は、リセット直前のロー期間カウント値ＬＣＮＴから受信信号ＲＸのロー期間（Ｔ１またはＴ０）を認識することができる。

内部受信信号ＲＸＤは、ロジック部１１０における内部信号の一つである。内部受信信号ＲＸＤは、判定タイミング信号ＴＭＧのワンショットパルスをトリガとして受信信号ＲＸをラッチすることにより生成される。従って、内部受信信号ＲＸＤの論理レベルは、受信信号ＲＸのロー期間が「Ｔ１」であるときにハイレベルとなり、受信信号ＲＸのロー期間が「Ｔ０」であるときにローレベルとなる。すなわち、内部受信信号ＲＸＤは、受信信号ＲＸをそのロー期間（Ｔ１またはＴ０）に応じて復号化した２値の論理信号となる。

上記したように、ロジック部１１０における復号化アルゴリズムは、受信信号ＲＸの立下りエッジを基準として動作している。そのため、受信信号ＲＸにノイズ（破線を参照）が重畳して立下りエッジが誤検出されると、ロー期間カウント値ＬＣＮＴが本来の値からずれてしまう。こうなると、次周期以降における受信信号ＲＸの論理判定タイミングも全てずれてしまうので、復号化アルゴリズムが破綻してしまう。

図４は、ロジック部１１０における符号化アルゴリズム（マスタ）の一例を示すタイミングチャートであり、上から順に、外部クロック信号ＣＬＫ、受信信号ＲＸ、クロックエッジ検出信号ＥＤＧＥ＿ＣＬＫ、バスエッジ検出信号ＥＤＧＥ＿ＲＸ、クロック周期カウント値ＴＣＮＴ＿ＣＬＫ、バス周期カウント値ＴＣＮＴ＿ＲＸ、第１内部送信信号ＴＸＤ１、第２内部送信信号ＴＸＤ０、及び、送信信号ＴＸが描写されている。

外部クロック信号ＣＬＫは、周期Ｔを任意に設定するためのクロック信号であり、ＵＡＲＴ［universal asynchronous receiver transmitter］機能を用いてマスタ機器１０に外部入力されている。ただし、外部クロック信号ＣＬＫの入力インタフェイスは、必ずしもＵＡＲＴに限定されるものではない。外部クロック信号ＣＬＫの周波数ｆ（＝１／Ｔ）は、例えば、５〜２０ｋＨｚの範囲で任意に設定することが可能である。一方、外部クロック信号ＣＬＫのデューティは、例えば５０％に固定しておけばよい。

受信信号ＲＸは、先にも述べたように、そのデータ値に応じてパルス幅（例えばロー期間）が可変制御されるパルス幅変調信号である。

クロックエッジ検出信号ＥＤＧＥ＿ＣＬＫは、ロジック部１１０における内部信号の一つである。外部クロック信号ＣＬＫの立下りエッジが検出されると、クロックエッジ検出信号ＥＤＧＥ＿ＣＬＫにワンショットパルスが生成される。ただし、外部クロック信号ＣＬＫの立下りエッジが一度検出されると、以後、外部クロック信号ＣＬＫの論理判定タイミングが到来するまで、立下りエッジの再検出は行われない。

バスエッジ検出信号ＥＤＧＥ＿ＲＸは、ロジック部１１０における内部信号の一つである。受信信号ＲＸの立下りエッジが検出されると、バスエッジ検出信号ＥＤＧＥ＿ＲＸにワンショットパルスが生成される。ただし、受信信号ＲＸの立下りエッジが一度検出されると、以後、受信信号ＲＸの論理判定タイミングが到来するまで、立下りエッジの再検出は行われない。

クロック周期カウント値ＴＣＮＴ＿ＣＬＫは、ロジック部１１０における内部パラメータの一つである。クロック周期カウント値ＴＣＮＴ＿ＣＬＫは、外部クロック信号ＣＬＫの立下りエッジが検出された時点で０にリセットされ、次周期における外部クロック信号ＣＬＫの立下りエッジが検出されるまで１つずつインクリメントされていく。従って、ロジック部１１０は、リセット直前のクロック周期カウント値ＴＣＮＴ＿ＣＬＫから外部クロック信号ＣＬＫの周期を認識することができる。

バス周期カウント値ＴＣＮＴ＿ＲＸは、ロジック部１１０における内部パラメータの一つである。バス周期カウント値ＴＣＮＴ＿ＲＸは、受信信号ＲＸの立下りエッジが検出された時点で０にリセットされ、次周期における受信信号ＲＸの立下りエッジが検出されるまで１つずつインクリメントされていく。従って、ロジック部１１０は、リセット直前のバス周期カウント値ＴＣＮＴ＿ＲＸから受信信号ＲＸの周期（延いてはバス信号ＢＵＳの周期）を認識することができる。

第１内部送信信号ＴＸＤ１は、ロジック部１１０における内部信号の一つである。第１内部送信信号ＴＸＤ１は、クロックエッジ検出信号ＥＤＧＥ＿ＣＬＫのワンショットパルスをトリガとして、データ値「１」に相当するロー期間Ｔ１だけハイレベルに立ち上げられるパルス信号である。

第２内部送信信号ＴＸＤ０は、ロジック部１１０における内部信号の一つである。第２内部送信信号ＴＸＤ０は、バスエッジ検出信号ＥＤＧＥ＿ＲＸのワンショットパルスをトリガとして、データ値「０」に相当するロー期間Ｔ０だけローレベルに立ち下げられるパルス信号である。

送信信号ＴＸは、第１内部送信信号ＴＸＤ１と第２内部送信信号ＴＸＤ０を用いて生成されるパルス信号である。より具体的に述べると、送信信号ＴＸのデータ値が「１」であるときには、第１内部送信信号ＴＸＤ１のハイ期間に合わせて、送信信号ＴＸのロー期間が「Ｔ１」に設定される。一方、送信信号ＴＸのデータ値が「０」であるときには、第２内部送信信号ＴＸＤ０のロー期間に合わせて、送信信号ＴＸのロー期間が「Ｔ０」に設定される。すなわち、送信信号ＴＸは、そのデータ値に応じてパルス幅（例えばロー期間）が可変制御されたパルス幅変調信号となる。

なお、マスタ機器１０は、データ非送信時でもデータ値「１」（ロー期間「Ｔ１」）の送信信号ＴＸを周期的に出力し続け、データ値「０」の送信信号ＴＸを出力するときにのみ、送信信号ＴＸのロー期間を「Ｔ０」に延長するように動作する。このような構成とすることにより、スレーブ機器２０では、周期的にパルス駆動されるバス信号ＢＵＳに同期して、復号化処理や符号化処理を行うことが可能となる。

上記したように、マスタ機器１０のロジック部１１０における符号化アルゴリズムは、先の復号化アルゴリズムと同じく、受信信号ＲＸの立下りエッジを基準として動作している。そのため、受信信号ＲＸにノイズ（破線を参照）が重畳して立下りエッジが誤検出されると、全てのタイミングがずれるので、符号化アルゴリズムが破綻してしまう。

図５は、ロジック部１１０における符号化アルゴリズム（スレーブ）の一例を示すタイミングチャートであり、上から順番に、受信信号ＲＸ、バスエッジ検出信号ＥＤＧＥ＿ＲＸ、バス周期カウント値ＴＣＮＴ＿ＲＸ、第２内部送信信号ＴＸＤ０、及び、送信信号ＴＸが描写されている。

受信信号ＲＸは、先にも述べたように、そのデータ値に応じてパルス幅（例えばロー期間）が可変制御されるパルス幅変調信号である。

バスエッジ検出信号ＥＤＧＥ＿ＲＸは、ロジック部１１０における内部信号の一つである。受信信号ＲＸの立下りエッジが検出されると、バスエッジ検出信号ＥＤＧＥ＿ＲＸにワンショットパルスが生成される。ただし、受信信号ＲＸの立下りエッジが一度検出されると、以後、受信信号ＲＸの論理判定タイミングが到来するまで、立下りエッジの再検出は行われない。

バス周期カウント値ＴＣＮＴ＿ＲＸは、ロジック部１１０における内部パラメータの一つである。バス周期カウント値ＴＣＮＴ＿ＲＸは、受信信号ＲＸの立下りエッジが検出された時点で０にリセットされ、次周期における受信信号ＲＸの立下りエッジが検出されるまで１つずつインクリメントされていく。従って、ロジック部１１０は、リセット直前のバス周期カウント値ＴＣＮＴ＿ＲＸから受信信号ＲＸの周期（延いてはバス信号ＢＵＳの周期）を認識することができる。

第２内部送信信号ＴＸＤ０は、ロジック部１１０における内部信号の一つである。第２内部送信信号ＴＸＤ０は、バスエッジ検出信号ＥＤＧＥ＿ＲＸのワンショットパルスをトリガとして、データ値「０」に相当するロー期間Ｔ０だけローレベルに立ち下げられるパルス信号である。

送信信号ＴＸは、第２内部送信信号ＴＸＤ０を用いて生成されるパルス信号である。より具体的に述べると、送信信号ＴＸのデータ値が「１」であるときには、一周期に亘って送信信号ＴＸがハイレベルに固定される。一方、送信信号ＴＸのデータ値が「０」であるときには、第２内部送信信号ＴＸＤ０のロー期間に合わせて、送信信号ＴＸのロー期間が「Ｔ０」に設定される。

このように、スレーブ機器２０は、データ値「０」の送信信号ＴＸを出力するときにのみ、送信信号ＴＸをロー期間「Ｔ０」に亘ってローレベルに立ち下げるように動作する。先にも述べた通り、バス信号ＢＵＳの論理レベルとしてはローレベルが優先される。従って、マスタ機器１０は、自身がデータ「０」を送信していないにも関わらず、バス信号ＢＵＳのロー期間が「Ｔ０」となっていることを受けて、スレーブ機器２０がデータ「０」を送出していると認識することができる。

上記した通り、スレーブ機器２０のロジック部１１０における符号化アルゴリズムは、先の復号化アルゴリズムと同じく、受信信号ＲＸの立下りエッジを基準として動作している。そのため、受信信号ＲＸにノイズ（破線を参照）が重畳して立下りエッジが誤検出されると、全てのタイミングがずれるので、符号化アルゴリズムが破綻してしまう。

＜信号遅延＞
図６は、通信装置１００で生じる信号遅延の一例を示すタイミングチャートであり、上から順番に、バス信号ＢＵＳ、受信信号ＲＸ、送信信号ＴＸ、及び、ゲート信号ＳＧが描写されている。

本図で示すように、通信装置１００で生じる信号遅延としては、コンパレータ１２０やローパスフィルタ１３０で生じる受信遅延ｄ１、ロジック部１１０で生じるロジック遅延ｄ２、及び、ゲート信号生成部１４０で生じる送信遅延ｄ３を挙げることができる。通信装置１００を所定の通信規格に準拠させるためには、これらの総遅延ｄｔｏｔａｌ（＝ｄ１＋ｄ２＋ｄ３）を規格値範囲内に収める必要がある。

受信遅延ｄ１を削減するためには、コンパレータ１２０の駆動電流を大きくしたり、ローパスフィルタ１３０のカットオフ周波数を高めたりすることが考えられる。また、送信遅延ｄ３を削減するためには、ゲート信号生成部１４０のスルーレートを上げることが考えられる。

上記対策のうち、コンパレータ１２０の駆動電流増大やゲート信号生成部１４０のスルーレート上昇については、さほどノイズ耐性に影響を及ぼさない。しかしながら、ローパスフィルタ１３０のカットオフ周波数を高めると、ノイズ耐性が低下してしまう。

＜ＥＭＳノイズ＞
図７及び図８は、それぞれ、受信波形の一例を示すタイミングチャートであり、上から順に、バス信号ＢＵＳと受信信号ＲＸが描写されている。なお、図７には、ノイズ振幅が比較的小さい場合（＝バス信号ＢＵＳのハイレベルが１２Ｖであるのに対して、ノイズ振幅が±８Ｖである場合）のシミュレーション結果を示している。一方、図８には、ノイズ振幅が比較的大きい場合（＝バス信号ＢＵＳのハイレベルが１２Ｖであるのに対して、ノイズ振幅が±３０Ｖである場合）のシミュレーション結果を示している。

図７で示したように、ノイズ振幅が比較的小さい場合には、ローパスフィルタ１３０とコンパレータ１２０を用いることにより、バス信号ＢＵＳに重畳するノイズをほぼ除去することができる。

一方、図８で示したように、ノイズ振幅が比較的大きい場合には、ローパスフィルタ１３０とコンパレータ１２０を用いても、バス信号ＢＵＳに重畳するノイズを十分に除去することができない。ただし、バス信号ＢＵＳのローレベル期間に注目すると、ノイズ振幅が比較的大きい場合であっても、受信信号ＲＸにノイズが重畳しにくいことが分かる。

先にも説明した通り、受信信号ＲＸにノイズが重畳すると、ロジック部１１０における復号化処理や符号化処理に支障を生じる。そのため、ロジック部１１０には、受信信号ＲＸに重畳するノイズを除去するための手段として、デジタルフィルタが実装されている。

＜デジタルフィルタ＞
図９は、ロジック部１１０に実装されるデジタルフィルタの一構成例を示すブロック図である。本構成例のデジタルフィルタ２００は、ＦＩＲフィルタ部２１０と、ウィンドウフィルタ部２２０と、を含む。

ＦＩＲフィルタ部２１０は、所定の発振周波数ｆｏｓｃ（例えば１０ＭＨｚ）を持つ発振信号ＯＳＣに同期して動作し、入力パルス信号ＩＮの入力を受け付けて内部パルス信号ＦＩＲＯを出力する前段フィルタ部として機能する。入力パルス信号ＩＮとしては、先述の受信信号ＲＸが入力される。なお、ＦＩＲフィルタ部２１０は、リセット信号ＲＳＴに応じて内部パルス信号ＦＩＲＯの論理レベルを初期化する機能も備えている。

ウィンドウフィルタ部２２０は、ＦＩＲフィルタ部２１０と共通の発振信号ＯＳＣに同期して動作し、入力パルス信号ＩＮと内部パルス信号ＦＩＲＯ双方の入力を受け付けて出力パルス信号ＯＵＴを出力する。ウィンドウフィルタ部２２０は、入力パルス信号監視部２２１と、出力パルス信号生成部２２２と、を含む。なお、ウィンドウフィルタ部２２０は、ＦＩＲフィルタ部２１０と共通のリセット信号ＲＳＣに応じて出力パルス信号ＯＵＴの論理レベルを初期化する機能も備えている。

入力パルス信号監視部２２１は、内部パルス信号ＦＩＲＯの論理切替タイミングに基づいて設定される入力パルス信号監視期間にのみ入力パルス信号ＩＮの論理切替タイミングを監視し、その監視結果を出力パルス信号生成部２２２に送出する。

出力パルス信号生成部２２２は、入力パルス信号ＩＮと内部パルス信号ＦＩＲＯそれぞれの論理切替タイミングを参照して出力パルス信号ＯＵＴの論理レベルを切り替える。具体的に述べると、出力パルス信号生成部２２２は、出力パルス信号ＯＵＴをハイレベルからローレベルに立ち下げるときに入力パルス信号ＩＮの論理切替タイミング（＝入力パルス信号監視部２２１の監視結果）を参照し、出力パルス信号ＯＵＴをローレベルからハイレベルに立ち上げるときに内部パルス信号ＦＩＲＯの論理切替タイミングを参照する。

なお、本図においては、説明の便宜上、ＦＩＲフィルタ部２１０とウィンドウフィルタ部２２０が各々独立の回路ブロックとしてハードウェア的に実装されているかのように描写されているが、ＦＩＲフィルタ部２１０とウィンドウフィルタ部２２０は、ロジック部１１０でのデジタル処理によってソフトウェア的に実装してもよい。

上記したように、ロジック部１１０は、受信信号ＲＸを入力パルス信号ＩＮとして受け付けるデジタルフィルタ２００を実装しており、デジタルフィルタ２００から出力される出力パルス信号ＯＵＴのパルスエッジを基準として、受信信号ＲＸの復号化処理や送信信号ＴＸの符号化処理を行う構成とされている。

このような構成を採用することにより、所望の通信規格に準拠しつつ、受信信号ＲＸに重畳するノイズを適切に除去することができる。従って、ロジック部１１０における受信信号ＲＸの復号化処理や送信信号ＴＸの符号化処理に支障を生じにくくなり、延いては、通信装置１００のノイズ耐性を向上することが可能となる。

以下では、ＦＩＲフィルタ部２１０とウィンドウフィルタ部２２０をそれぞれ単独で用いるのではなく、両者を併用していることの技術的意義について詳細に説明する。

＜ＦＩＲフィルタ部＞
図１０は、ＦＩＲフィルタ部２１０の一構成例を示すブロック図である。本構成例のＦＩＲフィルタ部２１０は、ｍ段（例えば１６段）のシフトレジスタを形成するＤフリップフロップ２１１（１）〜２１１（ｍ）と、平均値算出部２１２と、閾値演算部２１３と、Ｄフリップフロップ２１４と、を含む。

Ｄフリップフロップ２１１（１）は、発振信号ＯＳＣに同期して、データ端（Ｄ）に入力される入力パルス信号ＩＮを取り込み、出力端（Ｑ）からラッチ出力を行う。Ｄフリップフロップ２１１（ｋ）（ただし、ｋ＝２、３、…、ｍ−１、ｍ）は、発振信号ＯＳＣに同期して、データ端（Ｄ）に入力されるＤフリップフロップ２１１（ｋ−１）の出力を取り込み、出力端（Ｑ）からラッチ出力を行う。なお、Ｄフリップフロップ２１１（１）〜２１１（ｍ）は、いずれも、リセット信号ＲＳＴに応じてラッチ出力を初期化する機能を備えている。

平均値算出部２１２は、発振信号ＯＳＣに同期して、Ｄフリップフロップ２１１（１）〜２１１（ｍ）の各ラッチ出力を取り込み、それらの平均値Ｓ１を算出する。例えば、単純平均値を算出する場合、合計ｍ段のラッチ出力のうち、ｎ段のラッチ出力がハイレベルであれば、平均値Ｓ１の算出結果は「ｎ／ｍ」となる。なお、平均値算出部２１２は、リセット信号ＲＳＴに応じて平均値Ｓ１の算出結果を初期化する機能を備えている。

閾値演算部２１３は、平均値Ｓ１と閾値ＴＨとを比較して比較信号Ｓ２を生成する。例えば、Ｓ１≧ＴＨであればＳ２＝Ｈとなり、Ｓ１＜ＴＨであればＳ２＝Ｌとなる。

Ｄフリップフロップ２１４は、発振信号ＯＳＣに同期して、データ端（Ｄ）に入力される比較信号Ｓ２を取り込み、出力端（Ｑ）から内部パルス信号ＦＩＲＯとしてラッチ出力する。なお、Ｄフリップフロップ２１４は、リセット信号ＲＳＴに応じて内部パルス信号ＦＩＲＯを初期化する機能を備えている。

Ｄフリップフロップ２１１（１）〜２１１（ｍ）から成るシフトレジスタの段数ｍや、閾値演算部２１３における閾値ＴＨについては、先出のコンパレータ１２０やローパスフィルタ１３０（いずれも図２を参照）の特性に基づいて適宜設定すればよい。ただし、閾値ＴＨを中心値（＝１／２）からずらして設定した場合には、入力パルス信号ＩＮのデューティと内部パルス信号ＦＩＲＯのデューティとの間に差が生じるので、その点には留意が必要である。また、段数ｍや閾値ＴＨの調整を行っても十分なフィルタ特性が得られない場合、平均値算出部２１２では、重み付け平均値を算出するようにしてもよい。

図１１は、ＦＩＲフィルタ部２１０でのノイズ除去効果を示すタイミングチャートであり、上から順に、バス信号ＢＵＳ、ノイズ信号ＮＯＩＳＥ（＝ノイズが重畳したバス信号ＢＵＳに相当）、入力パルス信号ＩＮ（＝受信信号ＲＸ）、及び、内部パルス信号ＦＩＲＯが描写されている。なお、ここでは、シフトレジスタ段数ｍを１６とし、ノイズ周波数を１ＭＨｚとし、発振信号ＯＳＣの周波数ｆｏｓｃを２０ＭＨｚとした場合のシミュレーション結果を示している。

本図で示したように、シフトレジスタ段数ｍを１６とした場合には、発振信号ＯＳＣの周波数ｆｏｓｃを２０ＭＨｚまで高めても、ノイズをほぼ除去することができている。ただし、肝心のパルスエッジ近傍ではノイズを除去し切れていない。この事実を鑑みると、ロジック部１１０に実装するデジタルフィルタ２００として、ＦＩＲフィルタ部２１０を単独で用いることについては、少し心許ないシミュレーション結果であると言える。

また、ＦＩＲフィルタ部２１０では、その回路構成上、少なからずフィルタ遅延が生じることから、内部パルス信号ＦＩＲＯのパルスエッジがバス信号ＢＵＳのパルスエッジに対して遅れてしまう。そのため、デジタルフィルタ２００として、ＦＩＲフィルタ部２１０を単独で用いた場合には、通信装置１００を所定の通信規格に準拠させることができなくなるおそれがある。

＜ウィンドウフィルタ部＞
図１２は、ウィンドウフィルタ部２２０の一動作例を示すタイミングチャートであり、上から順番に、バス信号ＢＵＳ（ノイズの重畳は省略）、入力パルス信号ＩＮ（＝受信信号ＲＸ）、内部パルス信号ＦＩＲＯ、及び、出力パルス信号ＯＵＴが描写されている。

一般的なウィンドウフィルタでは、所定のタイミングで検出窓を開き、その検出窓が開いている間に検出対象信号のパルスエッジを検出する。しかしながら、検出窓を開くタイミングが固定されていた場合には、発振信号ＯＳＣの周波数ばらつきや外部クロック信号ＣＬＫの周波数設定に依存してノイズ耐性に変動を生じるおそれがある。そのため、検出窓を開くタイミングは、適宜可変制御してやることが望ましい。

また、先にも述べたように、ロジック部１１０における復号化アルゴリズムや符号化アルゴリズムは、受信信号ＲＸの立下りエッジを基準として動作している。そのため、ウィンドウフィルタ部２２０には、受信信号ＲＸの立下りエッジをできるだけ正確かつ迅速に検出することが求められている。

そこで、本構成例のウィンドウフィルタ部２２０には、検出窓を開くべきタイミングを事前に予測しておき、常に適切なタイミングで入力パルス信号ＩＮのパルスエッジを検出する機能を備えた入力パルス信号監視部２２１が設けられている。

入力パルス信号監視部２２１は、前周期における内部パルス信号ＦＩＲＯの論理切替タイミングに基づいて現周期における入力パルス信号監視期間（先述の検出窓に相当、図中のハッチング領域を参照）を設定する。

本図に即して具体的に述べると、まず、入力パルス信号監視部２２１は、内部パルス信号ＦＩＲＯのパルスエッジに基づいて、ｉ番目の周期の長さ（以下では、説明の便宜上、周期Ｔ（ｉ）と呼ぶ）を算出する。

次に、入力パルス信号監視部２２１は、先に算出しておいた周期Ｔ（ｉ）に基づいて、（ｉ＋１）番目の周期における入力パルス信号監視期間の開始タイミング（＝Ｔ（ｉ）−α×Ｔｏｓｃ、ただし、Ｔｏｓｃ＝１／ｆｏｓｃ）を決定する。

例えば、上記のパラメータαとして、ＦＩＲフィルタ部２１０のシフトレジスタ段数ｍを設定することにより、（ｉ＋１）番目の周期では、内部パルス信号ＦＩＲＯがローレベルに立ち下がった後、周期Ｔ（ｉ）からＦＩＲフィルタ部２１０の最大遅延時間（＝ｍ×Ｔｏｓｃ）を差し引いた時間（＝Ｔ（ｉ）−ｍ×Ｔｏｓｃ）が経過したタイミングで、入力パルス信号ＩＮのパルスエッジ監視が開始されることになる。

なお、上記のパラメータαを設定する際には、ＦＩＲフィルタ部２１０で生じるフィルタ遅延時間だけでなく、周期Ｔ（ｉ）の検出ばらつき（±１％程度）を考慮してもよい。

また、入力パルス信号監視期間の幅Ｗ（ｉ＋１）についても、周期Ｔ（ｉ）に基づいて適宜設定すればよい（例えば、Ｗ（ｉ＋１）＝β×Ｔ（ｉ））。

その後、入力パルス信号監視部２２１は、入力パルス信号監視期間が開始されてから、入力パルス信号ＩＮに現れる最先の立下りエッジを真とし、その検出結果を出力パルス信号生成部２２２に送出する。

出力パルス信号生成部２２２は、入力パルス信号ＩＮと内部パルス信号ＦＩＲＯそれぞれの論理切替タイミングを参照して出力パルス信号ＯＵＴの論理レベルを切り替える。

具体的に述べると、出力パルス信号生成部２２２は、出力パルス信号ＯＵＴをハイレベルからローレベルに立ち下げるときには、入力パルス信号監視部２２１の監視結果（＝入力パルス信号ＩＮの立下りエッジ）を参照し、出力パルス信号ＯＵＴをローレベルからハイレベルに立ち上げるときには、内部パルス信号ＦＩＲＯの立上りエッジを参照する。

すなわち、入力パルス信号ＩＮ（＝受信信号ＲＸ）の立下りエッジについては、通信規格の要求に応えるべく、できるだけ迅速かつ正確に検出しなければならない。そこで、ウィンドウフィルタ部２２０では、ノイズは多いが遅延の小さい入力パルス信号ＩＮを監視対象とし、遅延は大きいがノイズの少ない内部パルス信号ＦＩＲＯに基づいて設定された入力パルス信号監視期間内に存在する立下りエッジを取り込む構成が採用されている。

一方、入力パルス信号ＩＮ（＝受信信号ＲＸ）の立上りエッジについては、立下りエッジほどシビアな制約が課されていない。そこで、ウィンドウフィルタ部２２０では、ノイズがほぼ除去されている内部パルス信号ＦＩＲＯの立上りエッジを直接的に取り込む構成が採用されている。

ただし、立下りエッジと立上りエッジの検出手法が異なることに起因して、入力パルス信号ＩＮのデューティと出力パルス信号ＯＵＴのデューティとの間に差が生じるので、その点には留意が必要である。

なお、出力パルス信号生成部２２２では、出力パルス信号ＯＵＴの立下りエッジ及び立上りエッジの確定後、仕様を満たさない逆エッジがいずれも無効とされる。

＜復号化アルゴリズム（一変形例）＞
図１３は、ロジック部１１０における復号化アルゴリズムの一変形例を示すタイミングチャートであり、上から順に、受信信号ＲＸ、ロー期間カウント値ＬＣＮＴ、及び、内部受信信号ＲＸＤが描写されている。

受信信号ＲＸは、先にも述べたように、そのデータ値に応じてパルス幅（例えばロー期間）が可変制御されるパルス幅変調信号である。本図の例に即して述べると、受信信号ＲＸのデータ値が「１」であるときには、受信信号ＲＸのロー期間が「Ｔ１」に設定されている。一方、受信信号ＲＸのデータ値が「０」であるときには、受信信号ＲＸのロー期間が「Ｔ０」に設定されている（ただしＴ１＜Ｔ０）。

ロー期間カウント値ＬＣＮＴは、ロジック部１１０における内部パラメータの一つであり、受信信号ＲＸの立下りエッジが検出された時点で０にリセットされ、以後、受信信号ＲＸのロー期間に亘って１つずつインクリメントされていく。

内部受信信号ＲＸＤは、ロジック部１１０における内部信号の一つであり、受信信号ＲＸのロー期間が「Ｔ１」であるときにハイレベルとなり、受信信号ＲＸのロー期間が「Ｔ０」であるときにローレベルとなる。

なお、先出の図３では、受信信号ＲＸの立下りエッジが検出された後、所定の論理判定タイミングで受信信号ＲＸをラッチすることにより、内部受信信号ＲＸＤの論理レベルが確定されていた。ただし、上記の論理判定タイミングが設定される受信信号ＲＸのハイレベル期間には、ノイズが重畳しやすいとの知見がある（先出の図８を参照）。そのため、内部受信信号ＲＸＤの論理レベルを誤判定してしまう懸念が大きい。

そこで、本変形例の復号化アルゴリズムでは、図中の破線で示した論理判定タイミング（例えば（１５／１６）×Ｔ）で、ロー期間カウント値ＬＮＣＴ（＝ロー期間の長さ）と所定の閾値ＬＣＮＴｔｈとの比較判定を行う構成が採用されている。なお、閾値ＬＣＮＴｔｈとしては、データ値「１」に相当する直近のロー期間「Ｔ１」を記憶しておき、その記憶値に所定のオフセット値を足し合わせて算出すればよい。

本図の例に即して述べると、上記の論理判定タイミングにおいて、ＬＣＮＴ≦ＬＣＮＴｔｈであれば内部受信信号ＲＸＤがハイレベルとされ、ＬＣＮＴ＞ＬＣＮＴｔｈであれば内部受信信号ＲＸＤがローレベルとされる。

先にも述べたように、受信信号ＲＸのローレベル期間には、ノイズが重畳しにくいとの知見がある（先出の図７や図８を参照）。従って、ロー期間カウント値ＬＣＮＴと閾値ＬＣＮＴｔｈとの比較結果に基づいて内部受信信号ＲＸＤの論理レベルを確定する構成であれば、受信信号ＲＸの復号精度を高めることができると考えられる。

＜車両への適用＞
図１４は、車両Ｘの一構成例を示す外観図である。本構成例の車両Ｘは、バッテリから電力供給を受けて動作する種々の電子機器Ｘ１１〜Ｘ１８を搭載している。なお、電子機器Ｘ１１〜Ｘ１８の搭載位置については、図示の便宜上、実際とは異なる場合がある。

電子機器Ｘ１１は、エンジンに関連する制御（インジェクション制御、電子スロットル制御、アイドリング制御、酸素センサヒータ制御、及び、オートクルーズ制御など）を行うエンジンコントロールユニットである。

電子機器Ｘ１２は、ＨＩＤ［high intensity discharged lamp］やＤＲＬ［daytime running lamp］などの点消灯制御を行うランプコントロールユニットである。

電子機器Ｘ１３は、トランスミッションに関連する制御を行うトランスミッションコントロールユニットである。

電子機器Ｘ１４は、車両Ｘの運動に関連する制御（ＡＢＳ［anti-lock brake system］制御、ＥＰＳ［electric power steering］制御、電子サスペンション制御など）を行うボディコントロールユニットである。

電子機器Ｘ１５は、ドアロックや防犯アラームなどの駆動制御を行うセキュリティコントロールユニットである。

電子機器Ｘ１６は、ワイパー、電動ドアミラー、パワーウィンドウ、ダンパー（ショックアブソーバー）、電動サンルーフ、及び、電動シートなど、標準装備品やメーカーオプション品として、工場出荷段階で車両Ｘに組み込まれている電子機器である。

電子機器Ｘ１７は、車載Ａ／Ｖ［audio/visual］機器、カーナビゲーションシステム、及び、ＥＴＣ［electronic toll collection system］など、ユーザオプション品として任意で車両Ｘに装着される電子機器である。

電子機器Ｘ１８は、車載ブロア、オイルポンプ、ウォーターポンプ、バッテリ冷却ファンなど、高耐圧系モータを備えた電子機器である。

なお、先述の車載通信システム１は、電子機器Ｘ１１〜Ｘ１８相互間の通信手段として車両Ｘに組み込むことが可能である。

＜その他の変形例＞
なお、上記の実施形態では、車載通信システムのＥＭＳノイズ対策を例に挙げて詳細な説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、その他の用途に供される通信システム全般の耐ノイズ性能（延いては通信精度）を向上させるために広く適用することが可能である。

また、上記の実施形態では、バス信号ＢＵＳのローレベル期間中にノイズが重畳しにくい受信信号ＲＸ（図７及び図８を参照）を取り扱う構成を挙げて説明を行ったが、フィルタの乗数などを適宜調整することにより、ローレベル期間中のノイズ耐性がさほど高くない入力信号についても対応することが可能である。

また、上記の実施形態では、入力パルス信号ＩＮに重畳するノイズを大まかに除去する前段フィルタ部として、ＦＩＲフィルタ部２１０を用いる構成を例示したが、これに代えて、他方式の前段フィルタ部（ＩＩＲ［infinite impulse response］フィルタ部など）を適用しても構わない。

このように、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

本発明は、例えば、車両に搭載される車載通信システムに適用することが可能である。

１ 車載通信システム
１０ マスタ機器（電子機器）
２０ スレーブ機器（電子機器）
３０ バス
１００ 通信装置
１１０ ロジック部
１２０ コンパレータ
１３０ ローパスフィルタ
１４０ ゲート信号生成部
１５０ 出力トランジスタ
２００ デジタルフィルタ
２１０ ＦＩＲフィルタ部（前段フィルタ部）
２１１（１）〜２１１（ｍ） Ｄフリップフロップ
２１２ 平均値算出部
２１３ 閾値演算部
２１４ Ｄフリップフロップ
２２０ ウィンドウフィルタ部
２２１ 入力パルス信号監視部
２２２ 出力パルス信号生成部
Ｘ 車両
Ｘ１１〜Ｘ１８ 電子機器

Claims (10)

1. 入力パルス信号の入力を受け付けて内部パルス信号を出力する前段フィルタ部と、
   前記入力パルス信号と前記内部パルス信号の入力を受け付けて出力パルス信号を出力するウィンドウフィルタ部と、
   を有し、
   前記ウィンドウフィルタ部は、
   前記内部パルス信号の論理切替タイミングに基づいて設定される入力パルス信号監視期間にのみ前記入力パルス信号の論理切替タイミングを監視する入力パルス信号監視部と、
   前記入力パルス信号と前記内部パルス信号それぞれの論理切替タイミングを参照して前記出力パルス信号の論理レベルを切り替える出力パルス信号生成部と、
   を含むことを特徴とするデジタルフィルタ。
2. 前記入力パルス信号監視部は、前周期における前記内部パルス信号の論理切替タイミングに基づいて現周期における前記入力パルス信号監視期間を設定することを特徴とする請求項１に記載のデジタルフィルタ。
3. 前記出力パルス信号生成部は、前記出力パルス信号を第１論理レベルから第２論理レベルに切り替えるときに前記入力パルス信号の論理切替タイミングを参照し、前記出力パルス信号を前記第２論理レベルから前記第１論理レベルに切り替えるときに前記内部パルス信号の論理切替タイミングを参照することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のデジタルフィルタ。
4. 前記前段フィルタ部と前記ウィンドウフィルタ部は、共通の発振信号に同期して動作することを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載のデジタルフィルタ。
5. 前記前段フィルタ部は、ＦＩＲ［finite impulse response］フィルタ部であることを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれか一項に記載のデジタルフィルタ。
6. バス信号の入力を受け付けてコンパレータ入力信号を出力するローパスフィルタと、
   前記コンパレータ入力信号を閾値と比較して受信信号を出力するコンパレータと、
   送信信号の入力を受け付けてゲート信号を出力するゲート信号生成部と、
   前記ゲート信号に応じて前記バス信号を駆動する出力トランジスタと、
   前記受信信号の復号化処理や前記送信信号の符号化処理を行うロジック部と、
   を有し、
   前記ロジック部は、前記受信信号を前記入力パルス信号として受け付ける請求項１〜請求項５のいずれか一項に記載のデジタルフィルタを実装しており、前記デジタルフィルタから出力される前記出力パルス信号のパルスエッジを基準として前記受信信号の復号化処理や前記送信信号の符号化処理を行うことを特徴とする通信装置。
7. 請求項６に記載の通信装置を有することを特徴とする電子機器。
8. 請求項７に記載の電子機器と、
   前記電子機器に接続されて前記バス信号の伝送経路となるバスと、
   を有することを特徴とする通信システム。
9. 前記バス信号は、そのデータ値に応じてパルス幅が可変制御されるパルス幅変調信号であることを特徴とする請求項８に記載の通信システム。
10. 請求項８または請求項９に記載の通信システムを有することを特徴とする車両。

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