JP6386265B2

JP6386265B2 - 電源回生装置

Info

Publication number: JP6386265B2
Application number: JP2014132637A
Authority: JP
Inventors: 成一白井
Original assignee: 東芝シュネデール・インバータ株式会社
Priority date: 2014-06-27
Filing date: 2014-06-27
Publication date: 2018-09-05
Anticipated expiration: 2034-06-27
Also published as: JP2016012961A

Description

本発明の実施形態は、直流電力を３相交流電力に変換して交流電源に回生させる電源回生装置に関する。

図１５は、例えばインバータ装置の直流側に接続される電源回生装置の一般的な構成である。３相交流電源１の各相巻線（Ｒ，Ｓ，Ｔ）は、それぞれ電源内部インダクタンス２Ｒ，２Ｓ，２Ｔを有する。インバータ装置３が備える整流回路４の交流入力端子は３相交流電源１の各相端子（Ｒ，Ｓ，Ｔ）に接続されている。整流回路４は、６個のダイオードを３相ブリッジ接続して構成されており、直流出力端子は、直流電源線５Ａ，５Ｂを介してインバータ回路６に接続されている。直流電源線５Ａ，５Ｂ間には、平滑コンデンサ７が接続されている。

インバータ回路６は、６個のＩＧＢＴ８（Ｕ，Ｖ，Ｗ／Ｘ，Ｙ，Ｚ）を３相ブリッジ接続して構成されており、各ＩＧＢＴ８のコレクタ，エミッタ間には還流ダイオード９（Ｕ，Ｖ，Ｗ／Ｘ，Ｙ，Ｚ）が接続されている。そして、インバータ回路６の各相出力端子は、モータ１０の各相巻線（図示せず）にそれぞれ接続されている。

電源回生装置１１は、直流電源線５Ａ，５Ｂと、３相交流電源１の各相端子（Ｒ，Ｓ，Ｔ）との間に接続されている。インバータ回路１２は、インバータ回路６と同様に、６個のＩＧＢＴ１３（Ｕ，Ｖ，Ｗ／Ｘ，Ｙ，Ｚ）を３相ブリッジ接続して構成されており、各ＩＧＢＴ１３のコレクタ，エミッタ間には還流ダイオード１４（Ｕ，Ｖ，Ｗ／Ｘ，Ｙ，Ｚ）が接続されている。インバータ回路１２の各相出力端子は、それぞれ出力リアクトル１５Ｕ，１５Ｖ，１５Ｗを介して整流回路４の交流入力端子に接続されている。

電源回生制御ブロック１６が備える電源位相検出回路１７の各相入力端子は、それぞれ整流回路４の交流入力端子に接続されており、電源位相検出回路１７は、３相交流電圧の位相関係に基づいて１２０度位相信号を生成し、ゲート信号生成回路１８に出力する。ゲート信号生成回路１８は、１２０度位相信号に基づいて必要な信号処理を行うことで１２０度通電信号を生成すると、ゲートドライブ回路１９を介してインバータ回路１２を構成する各ＩＧＢＴ１３のゲートに出力する。

電源回生制御ブロック１６は、直流電源線５Ａ，５Ｂ間の電圧を監視しており、モータ１０が回生動作したことで直流電源線間電圧が上昇し、閾値を超えると３相交流電源１への電力回生動作を開始する。この時、インバータ回路１２を構成する各ＩＧＢＴ１３のゲートにゲート信号を出力して、直流側で発生した電力を３相交流電源１側に回生させる。

図１６に示すように、例えばＵ相ゲート信号は、Ｕ相電源電圧が他の相の電源電圧よりも高い期間にＩＧＢＴ１３Ｕがオンするように出力され、Ｘ相ゲート信号は、Ｕ相電源電圧が他の相の電源電圧よりも低い期間にＩＧＢＴ１３Ｘがオンするように出力される。この時、ＵＶ間の出力電圧波形には、スイッチングする相が切り替わるタイミングで歪が発生している（図１７参照）。

図１７は、図１６に示す区間Ａを拡大して示しているが、上アームのＵ相がオンしている期間に下アームのＹ相がオンしていると（状態１，図１８（ａ））、回生電流はＩＧＢＴ１３Ｕ、出力リアクトル１５Ｕ、電源インダクタンス２Ｔ、３相交流電源１のＴ−Ｓ相、出力リアクトル１５Ｖ、ＩＧＢＴ１３Ｙを経由して流れる。

その状態１から、Ｙ相がオンからオフに切り替わると（状態２，図１８（ｂ））、回生電流は還流ダイオード１４Ｖに転流して、Ｕ−Ｖ相が短絡状態となる。これにより、交流電圧波形の歪；電圧振幅の落ち込みが発生する。同時にＺ相がオフからオンに切り替わり、図１８（ｂ）に示す破線ルートの電流が流れる。その後、還流電流の通電期間が終了する。（状態３，図１８（ｃ））。

このように、電源回生装置１１が回生動作を行ったことに起因して３相交流電源１の電圧波形に歪が生じると、同じ３相交流電源１の電源系統に接続されている他の機器が誤動作するなど、影響を及ぼす。電圧振幅の落ち込み（電圧落ち込み）は、おおよそ出力リアクトル１５と電源インダクタンス２との比率で決まるので、出力リアクトル１５のリアクトル値（インダクタンス）を大きくすれば電圧落ち込みを軽減できる。しかし、リアクトル値を大きくすると、電源回生装置１１の回生能力に影響が及ぶと共に、リアクトルの外形サイズが大きくなり、消費電力が増加するなどの問題がある。

例えば、出力リアクトル１５の後段にフィルタを接続して電圧落ち込みを改善することも考えられるが、電圧落ち込みの時間幅が長いと電圧波形が振動するためフィルタが有効に機能しなくなるおそれがある。例えば特許文献１，２では、上記の問題を解決するために、例えば図１７に示す期間で言えば、Ｙ相のオン期間を延長してＺ相のオン期間冒頭にオーバーラップさせるように通電信号を形成している。

ここで、図１９に示すように、１２０度通電信号を、他相のスイッチングのタイミングで一旦オフさせることで分割し、６０度通電信号を２連続で出力させる構成とする場合もある（ゲート信号生成回路１８がこのような加工処理を行う）。この場合も上記と同様な問題がある。

特開平６−１１３５５２号公報特開平６−３２７２９１号公報

特許文献１，２のような対策では、２相のオン期間のオーバーラップタイミングが正確である必要があり、場合によってはスイッチング素子にダメージを与えてしまう。
そこで、より簡単な構成で交流電源波形の電圧落ち込みを軽減できる電源回生装置を提供する。

実施形態の電源回生装置によれば、通電信号加工手段は、通電信号生成手段が３相交流電源の電圧位相に基づいて生成した３相の通電信号について、オンレベルからオフレベルに移行する直前の一定期間のみにチョッピング加工を施す。そして、信号変換手段は、チョッピング加工された信号を、インバータ回路を構成する各スイッチング素子をオンオフさせる信号に変換する。尚、ここで言う「通電信号」とは、１２０度位相信号に基づいて生成された信号で、１２０度通電制御又はそれと類似の制御を行うための信号である。

第１実施形態であり、電源回生装置の電気的構成を示す図ゲート信号加工部の詳細構成を示す図（ａ）ゲート信号加工部によりチョッピング加工されたゲート信号波形を示す図、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大して示す図１２０度通電信号でＹ相がターンオフすると共にＺ相がターンオンするタイミングのＺ，Ｙ，Ｕ相の各ゲート電圧波形と、ＵＶ相間電圧波形とを示す図従来技術に対応する図４相当図第２実施形態であり、（ａ）ゲート信号加工部によりチョッピング加工されたゲート信号波形を示す図、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大して示す図ゲート信号加工部の詳細構成を示す図１２０度通電信号でＹ相がターンオフすると共にＺ相がターンオンするタイミングのＺ，Ｙ，Ｕ相の各ゲート電圧波形と、ＵＶ相間電圧波形とを示す図第３実施形態であり、（ａ）ゲート信号加工部によりチョッピング加工されたゲート信号波形を示す図、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大して示す図ゲート信号加工部の詳細構成を示す図１２０度通電信号でＹ相がターンオフすると共にＺ相がターンオンするタイミングのＺ，Ｙ，Ｕ相の各ゲート電圧波形と、ＵＶ相間電圧波形とを示す図第４実施形態であり、（ａ）ゲート信号加工部によりチョッピング加工されたゲート信号波形を示す図、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大して示す図ゲート信号加工部の詳細構成を示す図１２０度通電信号でＹ相がターンオフすると共にＺ相がターンオンするタイミングのＺ，Ｙ，Ｕ相の各ゲート電圧波形と、ＵＶ相間電圧波形とを示す図従来技術であり、電源回生装置の電気的構成を示す図Ｕ，Ｖ，Ｗ及びＸ，Ｙ，Ｚ各相のゲート信号波形と、ＵＶ相間電圧波形とを示す図図１６におけるＵＶ相間電圧波形の区間Ａを拡大して示す図図１７に示す状態１〜３に対応するインバータ回路と３相交流電源との間の電流経路を示す図６０度通電信号を２連続で出力させる構成を採用した場合のＺ，Ｙ，Ｕ相ゲート信号波形を示す図

（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１から図５を参照して説明するが、図１５と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図１に示す電源回生装置２１は、電源回生制御ブロック２２において、ゲート信号生成回路１８（通電信号生成手段）とゲートドライブ回路１９（信号変換手段）との間に、ゲート信号加工部２３（通電信号加工手段）を備えている。ゲート信号加工部２３は、ゲート信号生成回路１８が出力する１２０度通電信号（通電信号）を一部の期間についてチョッピングするように加工してゲートドライブ回路１９に出力する。また、出力リアクトル１５の電源側には、コンデンサ２４（Ｕ，Ｖ，Ｗ）と抵抗素子２５（Ｕ，Ｖ，Ｗ）とを直列に接続してスター結線してなるＲＣフィルタ２６が接続されている。

図２は、ゲート信号加工部２３の詳細構成を示すものである。ゲート信号生成回路１８より１２０度位相のゲート信号（ａ）が入力されると、そのゲート信号を積分器３１により積分する。積分信号（ｂ）は、比較器３２により基準信号（ｃ）と比較されて、ゲート信号がオンレベル（ハイ）からオフレベル（ロー）に移行する直前の一定期間αに対応するパルス幅を有するパルス信号（ｅ）が生成される。そして、パルス信号（ｅ）と、矩形波信号発生部３３より与えられる矩形波信号（ｄ）とのＡＮＤ信号（ｇ）がＡＮＤゲート３４より出力される。矩形波信号（ｄ）の周波数は、ゲート信号（ａ）の周波数よりも高く設定されており、例えば数ｋＨｚ〜十数ｋＨｚ程度である。

また、パルス信号（ｅ）をＮＯＴゲート３５により反転させた信号（ｆ）が、もう１つのＡＮＤゲート３６に入力される。ＡＮＤゲート３６は、反転信号（ｆ）とゲート信号（ａ）とのＡＮＤ信号（ｈ）を出力する。ＡＮＤ信号（ｇ）及び（ｈ）はＯＲゲート３７に入力されて、それらのＯＲ信号（ｉ）が出力される。

これにより、図３に示すように信号（ｉ）は、ゲート信号がオンレベルからオフレベルに移行する直前の一定期間αが矩形波信号（ｄ）の周波数で、一定のデューティ比でオンオフを繰り返すような波形となる。つまり、ゲート信号の一定期間αが矩形波信号（ｄ）によりチョッピング加工された波形となる。このチョッピング加工を、Ｕ，Ｖ，Ｗ及びＸ，Ｙ，Ｚの各相全てのゲート信号について行う。

次に、本実施形態の作用について図４及び図５を参照して説明する。これらはシミュレーション結果を示す。図４に示すように、（ｃ）Ｕ相（のＩＧＢＴ１３Ｕ）がオンしている期間内に、（ａ）Ｚ相がオフからオンに移行するタイミングに合わせて、（ｂ）Ｙ相（のＩＧＢＴ１３Ｙ）がオンからオフに移行する直前の期間αに、Ｙ相のゲート信号がゲート信号加工部２３によりチョッピング加工される。この時のＵＶ相間電圧は、（ｄ）に示すようになる。尚、図４（ｄ）には、電源回生装置２１がＲＣフィルタ２６を備えている場合と備えていない場合との双方の波形を示している。

ＲＣフィルタ２６が無い場合のＵＶ相間電圧は、Ｙ相ゲート信号のチョッピング期間に応じてハイ，ローの二値レベル的な変化を繰り返す（尚、ＵＶ相間電圧振幅は随時変化しており、ローレベルも中間的なレベルとなるから、一般的な意味の二値レベル変化とは異なる）。これにより、図５（ｄ）に示す従来の電圧波形に比較して、電圧波形がロー側に落ち込む期間が細かく刻まれるようになり電圧波形の歪が抑制され、３相交流電源１の同じ系統に接続されている他の機器への影響が軽減される。

また、ＲＣフィルタ２６が有る場合のＵＶ相間電圧波形では、二値レベル的な変化が緩和されたより滑らかな波形になる。従来の電源回生装置１１にＲＣフィルタ２６を接続しただけでは、図５（ｄ）に示すように、矩形波的な波形の落ち込みはなくなるものの、波形が振動的に大きく変化する。これに対して本実施形態では、図４（ｄ）に示すように波形が示す振動的な変化がより小さくなり、振幅の変動が良好に抑制されている。

以上のように本実施形態によれば、電源回生装置２１にゲート信号加工部２３を備え、
ゲート信号生成回路１８が３相交流電源１の電圧位相に基づいて生成した３相のゲート信号について、オンレベルからオフレベルに移行する直前の一定期間に固定デューティでチョッピングする加工を施し、ゲートドライブ回路１９を介してインバータ回路１２を構成する各ＩＧＢＴ１３（スイッチング素子）に出力する。

これにより、電源回生装置２１が回生動作を行う際に、インバータ回路１２の上下アーム間でターンオンとターンオフとが切り替わるタイミングで、ＩＧＢＴ１３に接続されている還流ダイオード１４を介して流れる電流を細切れに流し、電圧波形がロー側に落ち込む期間を細かく刻んで波形の変動を緩和する。したがって、３相交流電源１の同じ系統に接続されている他の機器への影響を軽減できる。
そして、電源回生装置２１にＲＣフィルタ２６を備えることで、ゲート信号がチョッピング加工されている期間の電圧波形の二値レベル的な変化を緩和し、電圧波形の変動を更に抑制して他の機器への影響をより軽減できる。

（第２実施形態）
図６から図８は第２実施形態であり、第１実施形態と異なる部分について説明する。図６に示すように、第２実施形態では、ゲート信号がオンレベルからオフレベルに移行するタイミング直前の一定期間に、ゲート信号に対して可変デューティでチョッピングする加工を施す。すなわち、時間の経過に伴いハイレベル（オン）デューティが順次減少する波形となるようにチョッピングする。

図７に示すゲート信号加工部４１（通電信号加工手段）は、比較器３２以降の構成がゲート信号加工部２３と相違している。比較器３２の出力信号（ｄ）は、ＮＯＴゲート３５で反転されて（ｅ）積分器４２に入力される。積分器４２は、一定期間αのローレベルパルス幅を有する信号（ｅ）を積分した信号（ｆ）を比較器４３に入力する。比較器４３は、積分信号（ｆ）を、三角波信号発生部４４より入力される三角波（ｇ）と比較し、後者のレベルが前者レベルを下回る期間にハイレベルとなる信号（ｈ）をＡＮＤゲート３４に出力する。ＡＮＤゲート３４は、ゲート信号（ａ）と信号（ｈ）とのＡＮＤ信号（ｉ）を出力する。

次に、第２実施形態の作用について図８を参照して説明する。上述したように、ゲート信号加工部４１がゲート信号を可変デューティでチョッピング加工することで（図８（ｂ）参照）、図８（ｄ）に示すように、ＲＣフィルタ２６が無い場合のＵＶ相間電圧は、Ｙ相ゲート信号のチョッピング期間に応じた二値レベル的な変化の度合いが、第１実施形態の図４（ｄ）に示す波形よりも小さくなっている。また、ＲＣフィルタ２６が有る場合のＵＶ相間電圧波形についても、二値レベル的な変化の度合いがより小さくなったことに対応して、振幅の変動が抑制されている。
以上のように第２実施形態によれば、ゲート信号加工部４１は、ゲート信号がオンレベルからオフレベルに移行する直前の一定期間に、可変デューティによりチョッピング加工を施すので、電圧波形振幅の変動を更に抑制できる。

（第３実施形態）
図９から図１１は第３実施形態である。図９に示すように、第３実施形態では、ゲート信号がオフレベルからオンレベルに移行した直後の一定期間にも、ゲート信号に対し固定デューティでチョッピングする加工を施す。図１０に示すように、ゲート信号加工部５１（通電信号加工手段）は、位相信号作成部５２において、ゲート信号（ａ）から（１２０度−２α）位相信号（ｂ）を生成して、ＸＯＲゲート５３に入力する。信号（ｂ）は、位相幅１２０度のゲート信号（ａ）より立上りが一定期間α遅れると共に、立下りが一定期間α速くなる信号である。

ＸＯＲゲート５３は、ゲート信号（ａ）と（１２０度−２α）位相信号（ｂ）とのＸＯＲ信号（ｃ）をＡＮＤゲート３４に入力し、ＡＮＤゲート３４は、ＸＯＲ信号（ｃ）と矩形波信号（ｄ）とのＡＮＤ信号（ｅ）をＯＲゲート３７に入力する。ＯＲゲート３７は、信号（ｅ）と信号（ｂ）とのＯＲ信号（ｅ）を出力する。これにより、信号（ｅ）は、図９及び図１１（ａ）（ｂ）に示すように、ゲート信号がオフからオンに変化した直後の一定期間αと、オンからオフに変化する直前の一定期間αとの双方について、固定デューティでチョッピングされた波形となる。

次に、第３実施形態の作用について図１１を参照して説明する。上述のように、ターンオフ側のゲート信号（Ｙ相）と、ターンオン側のゲート信号（Ｚ相）とが双方ともにチョッピングされることで、ＵＶ相間電圧は図１１（ｄ）に示すようになる。以上のように第３実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果が得られる。

（第４実施形態）
図１２から図１４は第３実施形態である。図１２に示すように、第４実施形態では、第３実施形態と同様に、ゲート信号がオフレベルからオンレベルに移行した直後の一定期間にもゲート信号にチョッピング加工を施すが、そのチョッピングを可変デューティで行う。ターンオン後に行うチョッピングのハイレベルデューティは、最初は小さく次第に大きくなるように変化させる。

図１３に示すように、ゲート信号加工部６１（通電信号加工手段）は、第３実施形態のゲート信号加工部５１を変形したもので、ゲート信号（ａ）を積分器３１により積分した信号（ｄ）を、極性信号生成部６２に入力する。極性信号生成部６２には、積分信号（ｄ）の最大振幅の１／２に相当する基準信号（ｅ）も入力されており、極性信号生成部６２は、積分信号（ｄ）が基準信号（ｅ）を下回るとハイレベル（＋）、積分信号（ｄ）が基準信号（ｅ）を上回るとローレベルとなる（−）となる極性信号（ｆ）を乗算器６３に入力する。乗算器６３は、極性信号（ｆ）とＸＯＲ信号（ｃ）とを乗算した信号（ｇ）を積分器４２に入力する。以降の構成は、第２実施形態のゲート信号加工部２１と同様である。

乗算器６３が出力する乗算信号（ｇ）は、ゲート信号（ａ）の立上りから一定期間αはハイレベル（＋）となり、その後中間レベルになると、ゲート信号（ａ）の立下り手前の一定期間αはローレベル（−）となる信号である。したがって、乗算信号（ｇ）を積分した信号（ｈ）は台形波となる。そして、比較器４３が台形波信号（ｈ）と三角波信号（ｉ）とを比較して出力する信号（ｊ）は、ターンオン後はハイレベルデューティが小から大に変化し、ターンオフ前はハイレベルデューティが大から小に変化するようにチョッピングされた波形となる。

次に、第４実施形態の作用について図１４を参照して説明する。図１４（ａ）、（ｂ）に示すように、第４実施形態では、第３実施形態と同様にゲート信号のターンオン側とターンオフ側との双方について行うチョピングを、それぞれ可変デューティで行う。これにより、第３実施形態と比較して波形の変動をより抑制することができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
通電信号加工手段は、例えばマイクロコンピュータのソフトウェア処理によって実現しても良い。
ＲＣフィルタは、Δ結線されているものでも良い。
第３及び第４実施形態において、ゲート信号がターンオン変化した直後にチョッピング加工する一定期間と、ターンオフ変化する直前にチョッピング加工する一定期間とを、異なる期間に設定しても良い。
通電信号は１２０度通電信号に限ることなく、１２０度位相信号に基づいて生成された信号で、１２０度通電制御又はそれと類似の制御を行うための信号であれば良い。
スイッチング素子は、ＩＧＢＴに限ることなく、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタでも良い。

図面中、１は３相交流電源、１２はインバータ回路、１３はＩＧＢＴ（スイッチング素子）、１４は還流ダイオード、１５は出力リアクトル、１８はゲート信号生成回路（通電信号生成手段）、１９はゲートドライブ回路（信号変換手段）、２１は電源回生装置、２３はゲート信号加工部（通電信号加工手段）、２６はＲＣフィルタ、４１，５１，６１はゲート信号加工部（通電信号加工手段）を示す。

Claims

それぞれに還流ダイオードが並列接続されている６個のスイッチング素子を３相ブリッジ接続して構成され、一対の直流電源線に接続されるインバータ回路と、
一端が前記インバータ回路の各相出力端子に接続され、他端が３相交流電源に接続可能に設けられた出力リアクトルと、
前記３相交流電源の電圧位相に基づいて、３相の通電信号を生成する通電信号生成手段と、
前記通電信号がオンレベルからオフレベルに移行する直前のみに、前記通電信号を一定期間チョッピングする通電信号加工手段と、
この通電信号加工手段によりチョッピングされた信号を、前記各スイッチング素子をオンオフさせる信号に変換する信号変換手段とを備えることを特徴とする電源回生装置。
前記通電信号加工手段は、固定のデューティ比で前記通電信号を一定期間チョッピングすることを特徴とする請求項１記載の電源回生装置。
前記通電信号加工手段は、デューティ比を順次変化させながら前記通電信号を一定期間チョッピングすることを特徴とする請求項１記載の電源回生装置。
前記出力リアクトルと前記３相交流電源との間に、コンデンサ及び抵抗素子の直列回路をΔ又はＹ結線してなるフィルタを備えることを特徴とする請求項１から３の何れか一項に記載の電源回生装置。