JP6365880B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

この発明は、負荷と接続して双方向に電流を流す電力変換装置に関するものである。
双方向に電流を流すことができる電力変換装置は、二次電池などを負荷としたとき、印加する電圧極性等を切り替えて充電ならびに放電を行い、例えば充放電特性等の計測や電池性能の良否判定に用いられている（例えば、特許文献１参照）。
この装置は、被測定用二次電池の充電時、充電後開路時、規定時間放電後の開路時、エージング後の開路時等における各電圧、ならびに各電流を測定し、二次電池の充放電特性の計測、または計測データを基に予め用意された判定用テーブルの各値と比較することにより、被測定用二次電池の良否を判定している。このように被測定用二次電池を充電する際の電力供給や、放電時の電子負荷としての作用を電力変換装置（双方向電源）によって行っている。
図１０は、従来の電力変換装置の構成を示す説明図である。図示した電力変換装置１００は、双方向電源装置１０１の直流２次側端子にフルブリッジ回路１０２を接続し、また、当該フルブリッジ回路１０２を介して負荷１０３と接続している。
フルブリッジ回路１０２は、４個の例えばＩＧＢＴなどの半導体スイッチによって構成され、２つの入力点間に双方向電源装置１０１の出力電圧が印加されるように配線接続されている。
また、フルブリッジ回路１０２の２つの出力点には、それぞれインダクタ１０４，１０５が接続されており、これらインダクタ１０４，１０５を介して負荷１０３が接続されている。詳しくは、インダクタ１０４の一端に負荷１０３の高電位側電極が接続され、インダクタ１０５の一端に負荷１０３の低電位側電極が接続されている。
インダクタ１０４と負荷１０３の高電位側電極との間には、負荷１０３に流れる電流を検出する例えば電流センサ（または電流検出用シャント抵抗器）１０６が設けられており、検出した電流値を制御部１１３へ出力するように配線接続されている（ここでは配線接続の図示を省略する）。
電流センサ（電流検出用シャント抵抗器）１０６と負荷１０３との接続点と、インダクタ１０５と負荷１０３との接続点との間には出力コンデンサ１０７が接続されている。また、双方向電源装置１０１とフルブリッジ回路１０２の間において、フルブリッジ回路１０２の入力点間には入力コンデンサ１０８が接続され、さらに入力コンデンサ１０８に抵抗１０９が並列接続されている。
電力変換装置１００は、ＡＣ／ＤＣ変換電源部１１０を備え、ＡＣ／ＤＣ変換電源部１１０から出力する直流電力を制御電源部１１１およびＤＣファン１１２へ供給するように配線接続されている。
制御部１１３は、制御電源部１１１から出力される電力によって稼動し、フルブリッジ回路１０２を形成する各半導体スイッチのスイッチ動作を、例えば予め設定されている制御プロトコルに沿って、あるいは外部から入力されたコードやコマンドなどに応じて制御するプロセッサ等を有している。
次に動作について説明する。
双方向電源装置１０１およびＡＣ／ＤＣ変換電源部１１０は、それぞれ外部から交流電力が供給されている。
上記のように交流電力を入力したＡＣ／ＤＣ変換電源部１１０は、所定の直流電圧を生成して制御電源部１１１およびＤＣファン１１２へ供給する。
制御電源部１１１は、ＡＣ／ＤＣ変換電源部１１０から入力した直流電圧を用いて、制御部１１３へ供給する電源電圧を生成し、当該制御部１１３へ供給する。また、ＡＣ／ＤＣ変換電源部１１０から直流電圧を供給されたＤＣファン１１２が稼動し、電力変換装置１００内の冷却を行う。
電源電圧の供給によって起動した制御部１１３は、フルブリッジ回路１０２の各半導体スイッチのスイッチ接続を制御して、双方向電源装置１０１の出力電圧を負荷１０３へ印加する。また、負荷１０３から放電電流を電子負荷となって稼動する双方向電源装置１０１へ流す。
前述のようなスイッチ接続が行われ、負荷１０３に流れる充電電流または放電電流を電流センサ（電流検出用シャント抵抗器）１０６にて検出し、この検出電流値を例えば制御部１１３へ入力して負荷１０３の充電または放電特性の計測を行う。
特開２００４−３６１２５３号公報
従来の電力変換装置は、上記のように構成されているので、負荷の放電電流を全て双方向電源装置へ入力して電力を吸収させており、そのため、双方向電源装置が必要になり、他に当該電力変換装置の制御等に用いる電源装置を別途備える必要がある。また、電力変換回数が多くなると、装置の消費電力が大きくなるとともに発熱等も多くなり、電力・エネルギを効率良く用いていないという問題点があった。
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、一系統の電源を用いて、また、負荷から流れる放電電流等を有効に用いて動作する電力変換装置を提供することを目的とする。
この発明に係る電力変換装置は、直流電圧を出力する直流電源と、電流が順方向に流れるように前記直流電源の一の出力端子に接続された逆流防止ダイオードと、還流ダイオードを有する複数の半導体スイッチからなるフルブリッジ回路と、前記フルブリッジ回路に接続された充放電が可能な負荷の充放電電流を検出する電流センサまたは電流検出用シャント抵抗器と、前記逆流防止ダイオードを介して前記直流電源の出力電力を入力するように接続された稼動部と、前記半導体スイッチの動作制御を行う制御部とを備え、前記フルブリッジ回路は、第１および第３半導体スイッチの接続点を第１接続点とし、第２および第４半導体スイッチの接続点を第２接続点とし、直列接続された第１および第２半導体スイッチの接続点を第３接続点とし、直列接続された第３および第４半導体スイッチの接続点を第４接続点としたとき、前記第１接続点に前記逆流防止ダイオードを介して前記直流電源の一の出力端子が接続されるとともに前記稼動部が接続され、前記第２接続点に前記直流電源の他の出力端子が接続され、前記第３接続点と前記第４接続点との間にインダクタを介して前記負荷が接続されており、前記稼動部とともに前記第１接続点に接続され、該接続のオン・オフを行うスイッチを備えた放電回路と、前記稼動部へ電力を供給する逆流防止ダイオードと稼動部との接続点の電圧を所定値と比較する電圧比較部とをさらに備え、前記制御部は、前記フルブリッジ回路の各半導体スイッチを制御して前記負荷へ充電電流を供給する充電動作と前記負荷から放電電流を出力させる放電動作とを行い、前記充電動作と前記放電動作とを切り替る間に前記フルブリッジ回路の全半導体スイッチをオフ状態に制御し、前記インダクタに蓄積したエネルギによって発生する慣性電流を、前記オフ状態となっている半導体スイッチの還流ダイオードから前記第１接続点へ流し、前記逆流防止ダイオードにより稼動部へ供給し、前記慣性電流が流れているときに、前記逆流防止ダイオードと稼動部との接続点の電圧が前記所定値を超えていると前記電圧比較部が判定した場合に前記放電回路のスイッチをオン状態に制御することを特徴とする。
また、直流電圧を出力する直流電源と、電流が順方向に流れるように前記直流電源の一の出力端子に接続された逆流防止ダイオードと、還流ダイオードを有する複数の半導体スイッチからなるフルブリッジ回路と、前記フルブリッジ回路に接続された充放電が可能な負荷の充放電電流を検出する電流センサまたは電流検出用シャント抵抗器と、前記逆流防止ダイオードを介して前記直流電源の出力電力を入力するように接続された稼動部と、前記半導体スイッチの動作制御を行う制御部と、を備え、前記フルブリッジ回路は、第１および第３半導体スイッチの接続点を第１接続点とし、第２および第４半導体スイッチの接続点を第２接続点とし、直列接続された第１および第２半導体スイッチの接続点を第３接続点とし、直列接続された第３および第４半導体スイッチの接続点を第４接続点としたとき、前記第１接続点に前記逆流防止ダイオードを介して前記直流電源の一の出力端子が接続されるとともに前記稼動部が接続され、前記第２接続点に前記直流電源の他の出力端子が接続され、前記第３接続点と前記第４接続点との間にインダクタを介して前記負荷が接続されており、前記稼動部とともに前記第１接続点に接続され、該接続のオン・オフを行うスイッチを備えた放電回路と、前記稼動部へ電力を供給する逆流防止ダイオードと稼動部との接続点の電圧を所定値と比較する電圧比較部とをさらに備え、前記制御部は、前記フルブリッジ回路の各半導体スイッチを制御して前記負荷へ充電電流を供給する充電動作と前記負荷から放電電流を出力させる放電動作とを行い、前記充電動作から前記放電動作へ遷移する間に、前記第２および第３半導体スイッチをオフ状態として、前記第１半導体スイッチを、該第１半導体スイッチの還流ダイオードの順電圧が小さくなる状態に制御するとともに、前記第４半導体スイッチを、該第４半導体スイッチの還流ダイオードの順電圧が小さくなる状態に制御し、前記インダクタに蓄積したエネルギによって発生する慣性電流を、前記第１および第４半導体スイッチの還流ダイオードから前記第１接続点へ流し、前記放電動作から前記充電動作へ遷移する間に、前記第１および第４半導体スイッチをオフ状態として、前記第２半導体スイッチを、該第２半導体スイッチの還流ダイオードの順電圧が小さくなる状態に制御するとともに、前記第３半導体スイッチを、該第３半導体スイッチの還流ダイオードの順電圧が小さくなる状態に制御し、前記インダクタに蓄積したエネルギによって発生する慣性電流を、前記第２および第３半導体スイッチの還流ダイオードから前記第１接続点へ流し、前記第１接続点に流れた慣性電流を前記逆流防止ダイオードにより稼動部へ供給し、前記慣性電流が流れているときに、前記逆流防止ダイオードと稼動部との接続点の電圧が前記所定値を超えていると前記電圧比較部が判定した場合に前記放電回路のスイッチをオン状態に制御することを特徴とする。
また、前記稼動部は、前記制御部へ電源電力を供給する制御電源部を含むことを特徴とする。
また、該装置内を冷却するＤＣファンを含むことを特徴とする。
また、前記負荷の放電動作時に前記放電電流および前記慣性電流を入力して充電し、前記負荷の充電動作時に該負荷へ放電電流を出力する蓄電部をさらに備えることを特徴とする。
この発明によれば、双方向電源装置を用いることなく負荷の充放電動作を行い、また、負荷の放電電流等を有効に用いることによって電力変換装置の消費電力を抑制することができる。
この発明の実施例１による電力変換装置の構成を示す説明図である。 図１の電力変換装置の動作を示す説明図である。 図１の電力変換装置の動作を示す説明図である。 図１の電力変換装置の動作を示す説明図である。 図１の電力変換装置の動作を示す説明図である。 図１の電力変換装置の動作を示す説明図である。 この発明の実施例２による電力変換装置の構成を示す説明図である。 この発明の実施例３による電力変換装置の動作を示す説明図である。 この発明の実施例３による電力変換装置の動作を示す説明図である。 従来の電力変換装置の構成を示す説明図である。
以下、この発明の実施の一形態を図面に基づいて説明する。
［実施例１］
図１は、この発明の実施例１による電力変換装置の構成を示す説明図である。図示した電力変換装置１は、ＡＣ／ＤＣ変換電源部１１およびフルブリッジ回路１２を有し、フルブリッジ回路１２の出力端に負荷１３を接続している。また、電力変換装置１は、制御電源部１４、制御部１５、ＤＣファン１６、および、放電回路１７を有している。
ＡＣ／ＤＣ変換電源部１１は、外部から交流電圧を入力して直流の所定電圧、例えば負荷１３の充電電圧を生成するように構成されている。
ＡＣ／ＤＣ変換電源部１１の高電位側出力端子には、逆流防止ダイオード１８が、当該ＡＣ／ＤＣ変換電源部１１の出力電流の純方向に極性をそろえて接続されている。
フルブリッジ回路１２は、４個の例えばＩＧＢＴ等の半導体スイッチによって構成され、スイッチ（Ｑ１）２１とスイッチ（Ｑ２）２２とを直列接続させた第１レグと、スイッチ（Ｑ３）２３とスイッチ（Ｑ４）２４とを直列接続させた第２レグとを有し、第１レグと第２レグの各端部が接続されている。
スイッチ（Ｑ１）２１〜（Ｑ４）２４は、スイッチ接点間に、ターンオン時の破損を防ぐ還流ダイオード（フリーホイーリングダイオード）を有している。この還流ダイオードは、半導体スイッチとしてＩＧＢＴを用いた場合には、コレクタにカソードを接続し、エミッタにアノードを接続している。図１に例示したフルブリッジ回路１２において、スイッチ（Ｑ１）２１は還流ダイオードとしてダイオードＤ１を有し、スイッチ（Ｑ２）２２はダイオードＤ２、スイッチ（Ｑ３）２３はダイオードＤ３、スイッチ（Ｑ４）２４はダイオードＤ４を有している。
なお、半導体スイッチとしてＭＯＳＦＥＴを用いたとき、耐圧などの定格が十分な値を有している場合にはＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを還流ダイオードとして使用してもよい。
ここで、スイッチ（Ｑ１）２１とスイッチ（Ｑ３）２３との接続点をフルブリッジ回路１２の第１接続点、スイッチ（Ｑ２）２２とスイッチ（Ｑ４）２４との接続点を第２接続点、スイッチ（Ｑ３）２３とスイッチ（Ｑ４）２４との接続点を第３接続点、スイッチ（Ｑ１）２１とスイッチ（Ｑ２）２２との接続点を第４接続点とする。
第１接続点には、逆流防止ダイオード１８のカソードが接続され、また入力コンデンサ２５の一端が接続されている。
第２接続点には、入力コンデンサ２５の他端、およびＡＣ／ＤＣ変換電源部１１の低電位側出力端子が接続されている。
上記の入力コンデンサ２５には、バイパス抵抗２６が並列接続されている。
第３接続点にはインダクタ２７の一端が接続され、第４接続点にはインダクタ２８の一端が接続されている。
インダクタ２７の他端には電流センサまたは電流検出用シャント抵抗器２９の第１検出端子が接続されている。電流センサ（電流検出用シャント抵抗器）２９の第２検出端子には出力コンデンサ３０の一端が接続され、この接続点に負荷１３の高電位側電極が接続されている。
インダクタ２８の他端には出力コンデンサ３０の他端が接続され、この接続点に負荷１３の低電位側電極が接続されている。
負荷１３は、例えばリチウムイオンバッテリなどの二次電池であり、複数のバッテリから成るバッテリモジュール、あるいはバッテリパック等である。また、負荷１３は、定格電圧が例えば数［Ｖ］から数百［Ｖ］であり、自動車の動力用として使用可能な容量を有するものでもよい。
なお、負荷１３は、自身の両電極間電圧値を外部出力することができるように、例えば電圧センサを含む制御ユニットを備え、制御部１５へ現在の電圧値（計測電圧値）を表す信号を出力するように構成されている。負荷１３が上記の電圧センサ等を備えていない場合には、例えば出力コンデンサ３０の両端電圧を計測する電圧センサを電力変換装置１に備えるようにしてもよい。
制御電源部１４は、ＡＣ／ＤＣ変換電源部１１の出力電圧を入力するように接続されており、詳しくは、逆流防止ダイオード１８のカソードに高電位側入力端子を接続している。
また、上記の逆流防止ダイオード１８のカソードには、ＤＣファン１６が電源接続されており、さらに放電回路１７が接続されている。ＤＣファン１６は、電力変換装置１の内部温度等が所定範囲内となるように、当該装置の適当な箇所に設置された冷却ファンである。
制御部１５は、プロセッサ等の制御デバイスやメモリなどによって構成され、各演算や制御信号の生成などを行う演算・制御信号出力部３１、予め設定された各閾値と外部から入力した値とを比較するコンパレータからなる電圧比較部３２および電流比較部３３を含むものである。この制御部１５は、制御電源部１４が生成した電源電圧を入力して動作するように回路構成されている。
電圧比較部３２は、予め設定されている電圧指示値Ｖｄと負荷１３に備えられた制御ユニットから出力される計測電圧値とを入力するように接続構成されている。
電流比較部３３は、予め設定されている電流指示値Ｉｄと電流センサ（電流検出用シャント抵抗器）２９から出力される計測電流値とを入力するように接続構成されている。なお、電流検出用シャント抵抗器２９を用いる場合には、当該電流検出用シャント抵抗器２９の両端電圧（上記の計測電流値に相当する電圧）等が電流比較部３３へ入力されるように回路構成されている。
放電回路１７は、放電スイッチ３４と放電抵抗３５によって構成されている。放電スイッチ３４は、例えばＦＥＴ等の半導体スイッチからなるもので、逆流防止ダイオード１８のカソードにスイッチ接点の一端を接続し、スイッチ接点の他端を放電抵抗３５の一端に接続している。放電スイッチ３４の制御端子は放電回路制御信号出力部３６に接続されている。また、逆流防止用ダイオード１８のカソード（後述する点ｂ）の電圧Ｖｂと、予め設定されている放電開始電圧値Ｖｂ１とを比較し、その比較結果を示す信号を放電回路制御信号出力部３６へ出力する放電開始電圧比較部３７を備えている。
次に動作について説明する。
図１の電力変換装置１は、後述するフルブリッジ回路１２のスイッチ制御により、負荷１３への充電動作と負荷１３からの放電動作とを切り替えている。
フルブリッジ回路１２は、スイッチ（Ｑ２）２２とスイッチ（Ｑ３）２３がオン状態になり、また、スイッチ（Ｑ１）２１とスイッチ（Ｑ４）２４がオフ状態になっているとき、ＡＣ／ＤＣ変換電源部１１の出力電圧を用いて負荷１３へ充電電流を供給する。
また、スイッチ（Ｑ１）２１とスイッチ（Ｑ４）２４が同時にオン状態になり、さらにスイッチ（Ｑ２）２２とスイッチ（Ｑ３）２３がオフ状態になっているとき、負荷１３から放電電流が流れ出る。
制御部１５の演算・制御信号出力部３１は、各スイッチのｏｎ ｄｕｔｙ比を変化させることによって負荷１３の充電動作と放電動作とを切り替える。
図２〜６は、図１の電力変換装置の動作を示す説明図である。これらの図は、フルブリッジ回路１２の各スイッチのオン・オフ動作を表しており、また、図中下段には、図１に示した点ａの電圧Ｖａ、および点ｂの電圧Ｖｂの、各スイッチ状態における大きさを示している。
図２は、ｄｕｔｙ比が１：１、即ちｄｕｔｙ＝０．５となるように演算・制御信号出力部３１が制御した各スイッチのオン・オフ動作を示している。なお、上記のｄｕｔｙ比は‘充電電流が流れる時間長さ：放電電流が流れる時間長さ’となる。
フルブリッジ回路１２の動作周期をＴとしたとき、ｄｕｔｙ＝０．５のスイッチ動作では、例えば電流センサ（電流検出用シャント抵抗器）２９に充電電流が流れる時間長さは１／２Ｔとなる。また、この電流センサ（電流検出用シャント抵抗器）２９に放電電流が流れる時間長さも１／２Ｔとなる。
このようにスイッチ（Ｑ１）２１〜スイッチ（Ｑ４）２４のオン期間とオフ期間を同じ時間長さとしてスイッチ動作を行うと、スイッチ動作の１周期内で充電電流と放電電流が打ち消し合うことになり、負荷１３に蓄積されている電荷量は変化せず、当該負荷１３には直流電流が流れなかったことになる。
このとき、図１に示した点ａの電圧Ｖａは、ＡＣ／ＤＣ変換電源部１１の出力電圧であり、点ｂの電圧Ｖｂは、逆流防止ダイオード１８の順方向降下電圧をＶｆとしたとき、Ｖｂ＝Ｖａ−Ｖｆとなっている。
図３は、負荷１３への充電動作を示したもので、周期Ｔにおいて充電電流を流す期間が、放電電流を流す期間よりも長くなる、ｄｕｔｙ＞０．５のスイッチ動作を表している。
電力変換装置１が充電動作を行うとき、演算・制御信号出力部３１は、スイッチ（Ｑ２）２２とスイッチ（Ｑ３）２３のオンデューティが、ｄｕｔｙ＞０．５となるようにフルブリッジ回路１２の各スイッチ動作を制御する。
このスイッチ動作では、負荷１３へ充電電流が流れ込んでいる期間が、負荷１３から放電電流が流れ出る期間よりも長いことから、負荷１３に蓄積されている電荷が増大する。
図４は、負荷１３の放電動作を示したもので、周期Ｔにおいて放電電流を流す期間が、充電電流を流す期間よりも長くなる、ｄｕｔｙ＜０．５のスイッチ動作を表している。
電力変換装置１が放電動作を行うとき、演算・制御信号出力部３１は、スイッチ（Ｑ２）２２とスイッチ（Ｑ３）２３のオンデューティが、ｄｕｔｙ＜０．５となるようにフルブリッジ回路１２の各スイッチ動作を制御する。
このスイッチ動作では、負荷１３からの放電電流出力期間が、負荷１３へ充電電流が供給されている期間よりも長いことから、負荷１３に蓄積されている電荷が減少する。
放電動作時には、フルブリッジ回路１２の第１接続点と第２接続点の間に、負荷１３から出力された電力が供給されることから、点ｂにおける電圧Ｖｂは、図４の最下段に示したようにＶａ＋αになり、逆流防止ダイオード１８のカソード電圧が高くなってＡＣ／ＤＣ変換電源部１１からの電力供給が抑止される。
電力変換装置１のフルブリッジ回路１２は、所定の周期内で逐次充電期間と放電期間を切り替えているが、フルブリッジ回路１２等を構成する半導体スイッチは、半導体素子の特性としてオン・オフ動作に遅延が生じる。
そのため、上記の充電期間と放電期間の切り替え（スイッチステータスの切り替え）を行うときに、スイッチ（Ｑ１）２１とスイッチ（Ｑ２）２２、またスイッチ（Ｑ３）２３とスイッチ（Ｑ４）２４が同時にオン状態になり、ＡＣ／ＤＣ変換電源部１１の出力点間を短絡する可能性がある。
制御部１５は、このようなスイッチ状態になることを防ぐため、スイッチ（Ｑ１）２１〜（Ｑ４）２４を全てオフ状態としてから次のスイッチステータスへ遷移するように、各スイッチを制御している。
次に、前述の充電動作の最中、ならびに放電動作の最中に各々行われる、“充電”期間の動作および“放電”期間の動作を説明する。
なお、充電動作における“充電”期間と、放電動作における“充電”期間は、それぞれの動作におけるｄｕｔｙ比が異なり、即ち時間長さが異なっており、フルブリッジ回路１２のスイッチステータスや各回路に流れる電流方向等は同じものとなる。
また、充電動作における“放電”期間と、放電動作における“放電”期間についても時間長さが異なるのみで、スイッチステータスや電流方向等は同様なものになる。
図５は、図３および図４に示した“充電”期間等において、電力変換装置１の各回路に流れる充電電流の経路を示している。
また、図６は、図３および図４に示した“放電”期間等において、各回路に流れる放電電流の経路を示している。
ＡＣ／ＤＣ変換電源部１１から出力された直流電圧は、逆流防止ダイオード１８を介してフルブリッジ回路１２に印加され、詳しくはフルブリッジ回路１２の第１接続点に高電位側の直流電圧が印加され、第２接続点に低電位側の直流電圧が印加されている。
上記のようにＡＣ／ＤＣ変換電源部１１の出力電圧が印加されているとき、図５（ａ）に示したように、スイッチ（Ｑ２）２２とスイッチ（Ｑ３）２３がオン、スイッチ（Ｑ１）２１とスイッチ（Ｑ４）２４がオフになると、第１接続点からスイッチ（Ｑ３）２３、インダクタ２７、電流センサ（電流検出用シャント抵抗器）２９を介して負荷１３の高電位側電極へ充電電流が流れ、負荷１３の低電位側電極からインダクタ２８、スイッチ（Ｑ２）２２を介して第２接続点へ帰還する。図５（ａ）に示した一点破線の矢印は、図３および図４に示した“充電”期間に流れる充電電流Ｉｃである。
制御部１５は、電流センサ（電流検出用シャント抵抗器）２９が検出した充電電流Ｉｃの電流計測値を入力し、予め設定されている電流指示値Ｉｄと上記の電流計測値とを電流比較部３３によって比較する。なお、このとき比較に用いる電流指示値Ｉｄは、充電時の電流値として設定されたものである。
また、制御部１５は、負荷１３の制御回路等から当該負荷１３の両端電圧を表す電圧計測値を入力し、予め設定されている例えば充電時の電圧指示値Ｖｄと上記の電圧計測値とを電圧比較部３２によって比較する。
演算・制御信号出力部３１は、上記の比較結果に応じてフルブリッジ回路１２のスイッチ制御（ｄｕｔｙ比）の変更・修正等を行い、負荷１３へ出力している充電電流Ｉｃが所定値となるように調整する。
例えば、負荷１３がリチウムイオンバッテリ等である場合には、充電開始時には充電電流Ｉｃを所定の一定値に維持するように各スイッチのｄｕｔｙ制御を行い、充電が進行することによって負荷１３の両端電圧上昇が緩やかになり、所定電圧になったときには当該負荷１３へ印加する電圧、もしくは負荷１３の両端電圧を一定に維持しながら充電電流を流す制御を行う。
制御部１５は、図５（ａ）のスイッチステータスから図６（ａ）のスイッチステータスへ遷移させるとき、その途中で前述の動作遅延に対処するため図５（ｂ）に示したスイッチステータスとなるように各スイッチを制御する。
図５（ｂ）は、スイッチ（Ｑ１）２１〜スイッチ（Ｑ４）２４全てがオフ状態となっており、インダクタ２７，２８に蓄積されているエネルギが開放されて慣性電流Ｉｃａが流れる状態を示している。図中、一点破線の矢印で示した慣性電流Ｉｃａは、このスイッチステータスになる直前までインダクタ２７，２８に流れていた充電電流Ｉｃと同方向に発生する。即ち、負荷１３には、充電電流Ｉｃの慣性電流Ｉｃａが流れる。
慣性電流Ｉｃａは、オフ状態のスイッチ（Ｑ４）２４のダイオードＤ４を順方向に流れ、インダクタ２７、および図１の電流センサ（電流検出用シャント抵抗器）２９を介して負荷１３の高電位側電極へ流れる。また、負荷１３の低電位側電極からインダクタ２８を介して、オフ状態のスイッチ（Ｑ１）２１のダイオードＤ１を順方向に流れてフルブリッジ回路１２の第１接続点、即ち逆流防止ダイオード１８のカソードへ向かって流れる。ここで、慣性電流Ｉｃａは、逆流防止ダイオード１８によってＡＣ／ＤＣ変換電源部１１へ流れることなく、後述するように入力コンデンサ２５等へ向かって流れる。
第１接続点へ流れた慣性電流Ｉｃａの一部分は、入力コンデンサ２５およびバイパス抵抗２６へ分流し、入力コンデンサ２５へ吸収され、またバイパス抵抗２６を介して第２接続点へ流れる。
また、逆流防止ダイオード１８のカソード、即ち第１接続点には、図１に示したように制御電源１４およびＤＣファン１６の電源入力端子が接続されており、上記の入力コンデンサ２５へ吸収されなかった概ねの慣性電流Ｉｃａは、ＡＣ／ＤＣ変換電源部１１から出力される電源電流とともに上記の各電源入力端子へ入力され、各部の動作に用いられる。
また、放電回路制御信号出力部３６は、放電開始電圧比較部３７の出力信号から、点ｂにおける電圧Ｖｂが予め設定されている電圧値（放電開始電圧値Ｖｂ１）よりも大きいと判断した場合には、放電回路１７に有意の制御信号を出力し、放電スイッチ３４を適当な期間オン状態として放電抵抗３５へ余剰分の慣性電流Ｉｃａを流し、図１に示した点ｂの電圧Ｖｂが慣性電流Ｉｃａによって上昇することを防ぐ。
図５（ａ）の“充電”期間から、図５（ｂ）の慣性電流Ｉｃａを流す期間を経て“放電”期間に遷移し、図６（ａ）に示したように、スイッチ（Ｑ１）２１とスイッチ（Ｑ４）２４がオン、スイッチ（Ｑ２）２２とスイッチ（Ｑ３）２３がオフになると、負荷１３の高電位側電極から図１の電流センサ（電流検出用シャント抵抗器）２９、スイッチ（Ｑ４）２４を介して、入力コンデンサ２５の他端を含む当該電力変換装置１の第２接続点へ流れる。
また、放電電流Ｉｓは、逆流防止ダイオード１８のカソード、即ち、入力コンデンサ２５の一端が接続されている第１接続点からスイッチ（Ｑ１）２１、インダクタ２８を介して負荷１３の低電位側電極へ帰還する。
図６（ａ）に示したように、スイッチ（Ｑ１）２１とスイッチ（Ｑ４）２４がオン、スイッチ（Ｑ２）２２とスイッチ（Ｑ３）２３がオフになると、負荷１３の高電位側電極がフルブリッジ回路１２の第２接続点を介してＡＣ／ＤＣ変換電源部１１の低電位側出力端子に接続される。
また、負荷１３の低電位側電極が第１接続点を介して逆流防止ダイオード１８のカソードに接続される。このスイッチステータスにおいてＡＣ／ＤＣ変換電源部１１からフルブリッジ回路１２へ印加された電圧により、負荷１３の高電位側電極から、図中、一点破線の矢印で示した放電電流Ｉｓが流れる。図示した放電電流Ｉｓは、図３、図４の“放電”期間に負荷１３から出力される電流である。
負荷１３の高電位側電極から出力された放電電流Ｉｓは、電流センサ（電流検出用シャント抵抗器）２９、インダクタ２７、スイッチ（Ｑ４）２４を介して当該電力変換装置１の第２接続点へ流れる。逆流防止ダイオード１８のカソード側、即ち入力コンデンサ２５の一端側からスイッチ（Ｑ１）２１、インダクタ２８を介して負荷１３の低電位側電極へ帰還する。
制御部１５は、電流センサ（電流検出用シャント抵抗器）２９が検出した放電電流Ｉｓの電流計測値を入力し、予め設定されている電流指示値Ｉｄと上記の電流計測値とを電流比較部３３によって比較する。なお、このとき比較に用いる電流指示値Ｉｄは、放電時の電流値として設定されたものである。
また、制御部１５は、負荷１３の制御回路等から当該負荷１３の両端電圧を表す電圧計測値を入力し、予め設定されている例えば放電時の電圧指示値Ｖｄと上記の電圧計測値とを電圧比較部３２によって比較する。
演算・制御信号出力部３１は、上記の比較結果に応じてフルブリッジ回路１２のスイッチ制御（ｄｕｔｙ比）の変更・修正等を行い、負荷１３から出力される放電電流Ｉｓが所定値となるように調整する。
制御部１５は、図６（ａ）のスイッチステータスから図５（ａ）のスイッチステータスへ遷移させるとき、即ち“放電”期間から“充電”期間へ遷移するとき、その途中で前述の動作遅延に対処するため、図６（ｂ）に示したスイッチステータスとなるように各スイッチを制御する。
図６（ｂ）は、図５（ｂ）と同様に、スイッチ（Ｑ１）２１〜スイッチ（Ｑ４）２４全てがオフ状態となっており、インダクタ２７，２８に蓄積されているエネルギが開放されて慣性電流Ｉｓａが流れる状態を示している。図中、一点破線の矢印で示した慣性電流Ｉｓａは、このスイッチステータスになる直前までインダクタ２７，２８に流れていた放電電流Ｉｓと同方向に発生する。即ち、負荷１３から放電電流Ｉｓの慣性電流Ｉｓａが流れる。
慣性電流Ｉｓａは、入力コンデンサ２５の他端を含む当該電力変換装置１の第２接続点から、オフ状態のスイッチ（Ｑ２）２２のダイオードＤ２を順方向に流れて、フルブリッジ回路１２の第４接続点を介してインダクタ２８へ流れ込む。また、このインダクタ２８から負荷１３の低電位側電極へ流れる。
また、慣性電流Ｉｓａは、インダクタ２７からフルブリッジ回路１２の第３接続点を介してオフ状態のスイッチ（Ｑ３）２３のダイオードＤ３を順方向に流れ、第１接続点へ向かって流れる。上記のインダクタ２７には、負荷１３の高電位側電極から電流センサ（電流検出用シャント抵抗器）２９を介して慣性電流Ｉｓａが流れ込む。
第１接続点へ流れた慣性電流Ｉｓａは、前述の慣性電流Ｉｃａと同様に、当該第１接続点において分流され、一部分の慣性電流Ｉｓａは入力コンデンサ２５およびバイパス抵抗２６へ流れて、入力コンデンサ２５へ吸収され、またバイパス抵抗２６を介して第２接続点へ流れる。
上記の入力コンデンサ２５へ吸収されなかった概ねの慣性電流Ｉｓａは、ＡＣ／ＤＣ変換電源部１１から出力される電源電流とともに、制御電源部１４、ＤＣファン１６の各電源入力端子へ入力され、各部の動作に用いられる。
また、放電回路制御信号出力部３６は、放電開始電圧比較部３７の出力信号から、点ｂにおける電圧Ｖｂが予め設定されている電圧値（放電開始電圧値Ｖｂ１）よりも大きいと判断した場合には、放電回路１７に有意の制御信号を出力し、放電スイッチ３４を適当な期間オン状態として放電抵抗３５へ余剰分の慣性電流Ｉｓａを流す。
以上のように実施例１によれば、双方向電源装置を用いることなく負荷１３の充放電を行うことができる。
また、充電動作と放電動作とを切り替える間にフルブリッジ回路１２の全半導体スイッチをオフ状態としたとき、インダクタ２７，２８に蓄積したエネルギによって発生する慣性電流を制御電源部１４、ＤＣファン１６等へ供給するようにしたので、入力コンデンサ２５の容量を小さく抑えることができ、また、電力変換装置１の消費電力を抑えることができる。
また、点ｂにおける電圧Ｖｂに応じて放電回路１７をオン状態に制御するようにしたので、制御電源部１４、ＤＣファン１６等へ印加される電圧を安定させ、過剰な電流供給を防ぐことができる。
［実施例２］
図７は、この発明の実施例２による電力変換装置の構成を示す説明図である。
図７に示した実施例２による電力変換装置２は、図１の電力変換装置１に蓄電部４０を加えて構成したもので、他の部分は電力変換装置１と概ね同様に構成されている。ここでは、電力変換装置１と同一あるいは相当する部分に同じ符号を使用し、構成の重複説明を省略する。
蓄電部４０は、例えば補助電池４１、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２、制御部４３などによって構成されており、電流の入出力端を逆流防止ダイオード１８のカソード、また、点ｂに接続して制御電源部１４、ＤＣファン１６等に対して並列に接続されている。
補助電池４１は、例えばリチウムイオン電池等の二次電池であり、充放電を繰り返し行うことができるものである。
ＤＣ／ＤＣコンバータ４２は、補助電池４１の両極と接続しており、当該補助電池４１を充電状態または放電状態にすることが可能な双方向出力型の、例えばフルブリッジ回路あるいはハーフブリッジ回路等によって構成されている。
制御部４３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２の動作を制御するもので、適宜、出力方向を切替えて補助電池４１の充電動作と放電動作とを制御するように、プロセッサ等のデバイスによって構成されている。
なお、蓄電部４０は、補助電池４１に流れる電流を検知する、図示を省略した電流センサ、また、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２と点ｂ等との接続点の電圧を検知する、図示を省略した電圧センサ等を備え、これらセンサの出力信号を制御部４３において用いるように構成されている。
次に動作について説明する。
実施例１の電力変換装置１と同様な動作について、ここでは重複説明を省略する。電力変換装置２のフルブリッジ回路１２、制御部１５、放電回路・制御信号出力部３６などは、電力変換装置１のものと同様に動作し、実施例１で説明したように負荷１３の充電または放電を行う。
蓄電部４０は、制御部１５が負荷１３を放電状態となるように各部を制御し、放電電流Ｉｓが流れているとき、また、慣性電流Ｉｓａが流れているときには、制御部４３がこれらの電流に対応してＤＣ／ＤＣコンバータ４２の動作を制御し、当該電流を補助電池４１へ供給する。即ち、放電電流Ｉｓ、また、慣性電流Ｉｓａを補助電池４１の充電電流として用いる。
上記の充電電流を供給しているとき、補助電池４１が満充電等の状態になった場合には、制御部４３は例えばＤＣ／ＤＣコンバータ４２等を介して放電抵抗３５に、放電電流Ｉｓまたは慣性電流Ｉｓａを流すように各部を制御する。なお、蓄電部４０に放電抵抗を備えて当該電流を流すようにしてもよい。
制御部１５が負荷１３を充電状態となるように各部を制御し、充電電流Ｉｃが流れるとき、また、慣性電流Ｉｃａが流れるときには、補助電池４１から放電電流が点ｂへ向かって流れるようにＤＣ／ＤＣコンバータ４２等を制御し、補助電池４１に蓄積しているエネルギ（電力）を負荷１３へ供給する。
以上のように実施例２によれば、負荷１３を放電状態としたとき、放電電流Ｉｓならびに慣性電流Ｉｓａを蓄電部４０へ入力して補助電池４１を充電し、負荷１３を充電状態としたとき、補助電池４１の放電電流を負荷１３へ向けて流すようにしたので、電力効率を向上させることができる。
［実施例３］
実施例３による電力変換装置は、図１の電力変換装置１、または、図７の電力変換装置２の何れかのように構成されている。
実施例３の電力変換装置は、フルブリッジ回路１２のスイッチ（Ｑ１）２１〜スイッチ（Ｑ４）２４として例えばパワーＭＯＳＦＥＴを用いて構成されており、他の部分は図１または図２に示したように構成されている。
次に動作について説明する。
図８および図９は、この発明の実施例３による電力変換装置の動作を示す説明図である。図１ならびに図２に示したものと同一あるいは相当する部分に同じ符号を使用して説明する。
実施例３の電力変換装置は、負荷１３を充電状態（負荷１３の充電期間）とするときには、図８（ａ）に示したように充電電流Ｉｃが流れる。
詳しくは、実施例３の制御部１５が、スイッチ（Ｑ２）２２およびスイッチ（Ｑ３）２３がオン状態、スイッチ（Ｑ１）２１およびスイッチ（Ｑ４）２４がオフ状態となるように制御し、充電電流Ｉｃは実施例１で図５（ａ）を用いて説明したように流れる。
実施例３の制御部１５は、図８（ａ）のスイッチステータスから図９（ａ）のスイッチステータスへ遷移させるとき、その途中で図８（ｂ）に示したスイッチステータスとなるように各スイッチを制御する。
図８（ｂ）は、スイッチ（Ｑ２）２２およびスイッチ（Ｑ３）２３がオフ状態、スイッチ（Ｑ１）２１がダイオードＤ１の両端電圧を小さくする状態に制御されており、スイッチ（Ｑ４）２４がダイオードＤ４の両端電圧を小さくする状態に制御されている状態を示している。
詳しくは、スイッチ（Ｑ１）２１のゲート電圧を適当な値に調整することにより、第１接続点と第３接続点との間の電圧を低下させ、即ち当該スイッチ（Ｑ１）２１のスイッチ接点間電圧を小さくしてダイオードＤ１の順電圧が小さくなる状態としている。
また、スイッチ（Ｑ４）２４のゲート電圧を適当な値に調整することにより、第２接続点と第４接続点の間の電圧を低下させ、即ち当該スイッチ（Ｑ４）２４のスイッチ接点間電圧を小さくしてダイオードＤ４の順電圧が小さくなる状態としている。
実施例３の電力変換装置は、ダイオードＤ１およびダイオードＤ４の順電圧を小さくするように、スイッチ（Ｑ１）２１およびスイッチ（Ｑ４）２４を制御し、この状態で慣性電流Ｉｃａが流れるようにしたものである。なお、ここで流れる慣性電流Ｉｃａは、実施例１で説明した慣性電流Ｉｃａと同様な経路を流れる。
図８（ａ）の充電期間から、図８（ｂ）の慣性電流Ｉｃａを流す期間を経て、図９（ａ）に示した各スイッチステータスに遷移すると、放電期間となって放電電流Ｉｓが流れる。なお、この放電電流Ｉｓは、図６（ａ）を用いて説明した放電電流Ｉｓと同様な経路を流れる。
実施例３の制御部１５は、放電期間から充電期間へ遷移するとき、即ち、図９（ａ）のスイッチステータスから図８（ａ）のスイッチステータスへ遷移させるとき、その途中で図９（ｂ）の状態となるように各スイッチを制御する。
図９（ｂ）は、スイッチ（Ｑ１）２１およびスイッチ（Ｑ４）２４がオフ状態、スイッチ（Ｑ２）２２がダイオードＤ２の両端電圧を小さくする状態に制御されており、スイッチ（Ｑ３）２３がダイオードＤ３の両端電圧を小さくする状態に制御されている状態を示している。
詳しくは、スイッチ（Ｑ２）２２のゲート電圧を適当な値に調整することにより、第２接続点と第３接続点との間の電圧を低下させ、即ち当該スイッチ（Ｑ２）２２のスイッチ接点間電圧を小さくしてダイオードＤ２の順電圧が小さくなる状態としている。
また、スイッチ（Ｑ３）２３のゲート電圧を適当な値に調整することにより、第１接続点と第４接続点との間の電圧を低下させ、即ち当該スイッチ（Ｑ３）２３のスイッチ接点間電圧を小さくしてダイオードＤ３の順電圧が小さくなる状態としている。
実施例３の電力変換装置は、ダイオードＤ２およびダイオードＤ３の順電圧を小さくするように、スイッチ（Ｑ２）２２およびスイッチ（Ｑ３）２３を制御し、この状態で慣性電流Ｉｓａが流れるようにしたものである。なお、ここで流れる慣性電流Ｉｓａは、実施例１で説明した慣性電流Ｉｓａと同様な経路を流れる。
以上のように実施例３によれば、慣性電流が流れる還流ダイオードの順電圧が小さくなるように、当該還流ダイオードを有する半導体スイッチを制御するようにしたので、慣性電流を適当な大きさに制御することができ、大きな慣性電流が流れることによって還流ダイオード等が損傷することを防ぐことができる。また、制御電源部１４、ＤＣファン１６、放電回路１７（ならびに蓄電部４０）等へ供給する慣性電流の大きさを制御することが可能になる。
１，２電力変換装置
１１ＡＣ／ＤＣ変換電源部
１２フルブリッジ回路
１３負荷
１４制御電源部
１５制御部
１６ＤＣファン
１７放電回路
１８逆流防止ダイオード
２１〜２４スイッチ
２５入力コンデンサ
２６バイパス抵抗
２７，２８インダクタ
２９電流センサ（電流検出用シャント抵抗器）
３０出力コンデンサ
３１演算・制御信号出力部
３２電圧比較部
３３電流比較部
３４放電スイッチ
３５放電抵抗
３６放電回路制御信号出力部
３７放電開始電圧比較部
４０蓄電部
４１補助電池
４２ＤＣ／ＤＣコンバータ
４３制御部
１００電力変換装置
１０１双方向電源装置
１０２フルブリッジ回路
１０３負荷
１０４，１０５インダクタ
１０６電流センサ（電流検出用シャント抵抗器）
１０７出力コンデンサ
１０８入力コンデンサ
１０９抵抗
１１０ＡＣ／ＤＣ変換電源部
１１１制御電源部
１１２ＤＣファン
１１３制御部

Claims (5)

  1. 直流電圧を出力する直流電源と、
    電流が順方向に流れるように前記直流電源の一の出力端子に接続された逆流防止ダイオードと、
    還流ダイオードを有する複数の半導体スイッチからなるフルブリッジ回路と、
    前記フルブリッジ回路に接続された充放電が可能な負荷の充放電電流を検出する電流センサまたは電流検出用シャント抵抗器と、
    前記逆流防止ダイオードを介して前記直流電源の出力電力を入力するように接続された稼動部と、
    前記半導体スイッチの動作制御を行う制御部と、
    を備え、
    前記フルブリッジ回路は、
    第１および第３半導体スイッチの接続点を第１接続点とし、
    第２および第４半導体スイッチの接続点を第２接続点とし、
    直列接続された第１および第２半導体スイッチの接続点を第３接続点とし、
    直列接続された第３および第４半導体スイッチの接続点を第４接続点としたとき、
    前記第１接続点に前記逆流防止ダイオードを介して前記直流電源の一の出力端子が接続されるとともに前記稼動部が接続され、
    前記第２接続点に前記直流電源の他の出力端子が接続され、
    前記第３接続点と前記第４接続点との間にインダクタを介して前記負荷が接続されており、
    前記稼動部とともに前記第１接続点に接続され、該接続のオン・オフを行うスイッチを備えた放電回路と、
    前記稼動部へ電力を供給する逆流防止ダイオードと稼動部との接続点の電圧を所定値と比較する電圧比較部と、
    をさらに備え、
    前記制御部は、
    前記フルブリッジ回路の各半導体スイッチを制御して前記負荷へ充電電流を供給する充電動作と前記負荷から放電電流を出力させる放電動作とを行い、
    前記充電動作と前記放電動作とを切り替る間に前記フルブリッジ回路の全半導体スイッチをオフ状態に制御し、前記インダクタに蓄積したエネルギによって発生する慣性電流を、前記オフ状態となっている半導体スイッチの還流ダイオードから前記第１接続点へ流し、前記逆流防止ダイオードにより稼動部へ供給し、
    前記慣性電流が流れているときに、前記逆流防止ダイオードと稼動部との接続点の電圧が前記所定値を超えていると前記電圧比較部が判定した場合に前記放電回路のスイッチをオン状態に制御する、
    ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 直流電圧を出力する直流電源と、
    電流が順方向に流れるように前記直流電源の一の出力端子に接続された逆流防止ダイオードと、
    還流ダイオードを有する複数の半導体スイッチからなるフルブリッジ回路と、
    前記フルブリッジ回路に接続された充放電が可能な負荷の充放電電流を検出する電流センサまたは電流検出用シャント抵抗器と、
    前記逆流防止ダイオードを介して前記直流電源の出力電力を入力するように接続された稼動部と、
    前記半導体スイッチの動作制御を行う制御部と、
    を備え、
    前記フルブリッジ回路は、
    第１および第３半導体スイッチの接続点を第１接続点とし、
    第２および第４半導体スイッチの接続点を第２接続点とし、
    直列接続された第１および第２半導体スイッチの接続点を第３接続点とし、
    直列接続された第３および第４半導体スイッチの接続点を第４接続点としたとき、
    前記第１接続点に前記逆流防止ダイオードを介して前記直流電源の一の出力端子が接続されるとともに前記稼動部が接続され、
    前記第２接続点に前記直流電源の他の出力端子が接続され、
    前記第３接続点と前記第４接続点との間にインダクタを介して前記負荷が接続されており、
    前記稼動部とともに前記第１接続点に接続され、該接続のオン・オフを行うスイッチを備えた放電回路と、
    前記稼動部へ電力を供給する逆流防止ダイオードと稼動部との接続点の電圧を所定値と比較する電圧比較部と、
    をさらに備え、
    前記制御部は、
    前記フルブリッジ回路の各半導体スイッチを制御して前記負荷へ充電電流を供給する充電動作と前記負荷から放電電流を出力させる放電動作とを行い、
    前記充電動作から前記放電動作へ遷移する間に、前記第２および第３半導体スイッチをオフ状態として、
    前記第１半導体スイッチを、該第１半導体スイッチの還流ダイオードの順電圧が小さくなる状態に制御するとともに、
    前記第４半導体スイッチを、該第４半導体スイッチの還流ダイオードの順電圧が小さくなる状態に制御し、
    前記インダクタに蓄積したエネルギによって発生する慣性電流を、前記第１および第４半導体スイッチの還流ダイオードから前記第１接続点へ流し、
    前記放電動作から前記充電動作へ遷移する間に、前記第１および第４半導体スイッチをオフ状態として、
    前記第２半導体スイッチを、該第２半導体スイッチの還流ダイオードの順電圧が小さくなる状態に制御するとともに、
    前記第３半導体スイッチを、該第３半導体スイッチの還流ダイオードの順電圧が小さくなる状態に制御し、
    前記インダクタに蓄積したエネルギによって発生する慣性電流を、前記第２および第３半導体スイッチの還流ダイオードから前記第１接続点へ流し、
    前記第１接続点に流れた慣性電流を前記逆流防止ダイオードにより稼動部へ供給し、
    前記慣性電流が流れているときに、前記逆流防止ダイオードと稼動部との接続点の電圧が前記所定値を超えていると前記電圧比較部が判定した場合に前記放電回路のスイッチをオン状態に制御する、
    ことを特徴とする電力変換装置。
  3. 前記稼動部は、前記制御部へ電源電力を供給する制御電源部を含む、
    ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 前記稼動部は、該装置内を冷却するＤＣファンを含む、
    ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 前記負荷の放電動作時に前記放電電流および前記慣性電流を入力して充電し、前記負荷の充電動作時に該負荷へ放電電流を出力する、
    蓄電部をさらに備える、
    ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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