JP6343247B2 - モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、電気機器の冷却に好適なモータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法に関する。

移動通信網の通信設備、あるいはデータセンタ用のサーバ機器等、可用性の高い電気機器（以下、本明細書では「本体機器」という）においては、筺体内の冷却のために「ファンユニット」と呼ばれるものが使用される。ファンユニットは、冷却用のファンおよび周辺回路を一つのユニットにまとめ、本体機器に対して活線挿抜できるようにしたものである。例えば、あるファンユニットが故障した場合、故障したファンユニットを本体機器から引き抜き、スペアのファンユニットを本体機器に挿入することにより、本体機器の稼働状態を維持したまま、短時間でファンユニットを交換することができる。

ファンユニットには、ファンを回転させる永久磁石型同期電動機であるモータと、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）等のスイッチング素子によって直流電圧をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調してモータに印加するインバータと、これらスイッチング素子をオン／オフ制御するためのＰＷＭ変調波を出力するプリドライバとが設けられている。ここで、インバータに供給される直流電圧が比較的低い場合には、プリドライバによってスイッチング素子を直接駆動することが可能である。

ファンユニットが本体機器から引き抜かれた際、ファンが惰性で回転し続けていると事故を引き起こす原因になり得るため、ファンを制動し速やかに停止させることが望ましい。ファンを制動する方法として、一般的には短絡制動（ショートブレーキ）が多用されている。これは、モータの各相のコイルを相互に短絡するようにインバータ内のスイッチング素子のオン／オフ状態を制御し、インバータが電磁ブレーキとして作用するようにしたものである。

ファンユニットが本体機器に接続されている状態では、本体機器からファンユニットに対して電源電圧が供給される。ここで、ファンユニットの電源入力端子には、電圧安定用のコンデンサが並列に接続されており、このコンデンサが充電された状態になる。ファンユニットが本体機器から引き抜かれると、本体機器からの電源供給は受けられなくなるが、コンデンサにはある程度の電荷が残存しているため、このコンデンサに残存した電荷によってプリドライバ等が駆動され、短絡制動が実行されることになる。

ところで、近年、高入力電圧仕様のファンユニットにも小型化、高効率、高速化が求められるようになり、直流電圧をスイッチングするＭＯＳＦＥＴを高効率に駆動する方法として、例えば、特許文献１には、プリドライバが出力するＰＷＭ信号を電圧増幅するゲートドライバを、プリドライバとインバータとの間に挿入する技術が開示されている。

特開２０１１−５５７０３号公報

しかし、モータの回転速度が高速化したため、ファンユニットが本体機器から引き抜かれた際に、制動をより長い時間かけ続ける必要が生じている。一方、電圧安定用のコンデンサの静電容量には限界があり、長時間の制動に対応することは困難になりつつある。
この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、長時間に亘ってモータを制動できるモータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため本発明のモータ駆動制御装置は、電源から供給された入力電圧をスイッチングする複数のスイッチング素子を有し、モータに駆動信号を出力するインバータ回路と、前記インバータ回路に接続され、供給されたＰＷＭ信号である第１の制御信号に基づいて、前記複数のスイッチング素子のオン／オフ制御を行うゲートドライバと、前記インバータ回路に接続され、供給されたＰＷＭ信号である第２の制御信号に基づいて、前記電源に対する回生電圧が生成されるように、前記複数のスイッチング素子のうち少なくとも一部のオン／オフ制御を行う回生電圧生成回路と、前記第１の制御信号または前記第２の制御信号のうち少なくとも一方を出力するプリドライバとを有し、前記プリドライバは、前記入力電圧の供給が停止したことを判定すると、前記入力電圧が所定の電圧閾値以上であるときは、現在の回転方向とは逆方向にトルクが印加されるように、前記モータに逆転ブレーキをかけるようにする前記第１の制御信号を前記ゲートドライバに対して出力し、前記入力電圧が前記電圧閾値未満であるときは、前記モータがＰＷＭ周期でショートブレーキ状態と回生状態とを交互に繰り返されるようにする前記第２の制御信号を、前記回生電圧生成回路に対して出力することを特徴とする。

本発明のモータ駆動制御装置によれば、長時間に亘ってモータを制動することができる。

本発明の一実施形態のファンユニットのブロック図である。 プリドライバにて実行される停止制御プログラムのフローチャートである。 一実施形態および比較例における各部の波形図である。 一実施形態および比較例における回転速度の変化を示す図である。 回生電圧生成回路の各種変形例の回路図である。 一実施形態の変形例における各部の波形図である。

［実施形態の構成］
＜全体構成＞
まず、図１を参照し、本発明の一実施形態によるファンユニット１００の詳細を説明する。
図１においてコンデンサ２は、ファンユニット１００の電圧入力端子と接地電位との間に接続され、図示せぬ本体機器から供給される４８[Ｖ]の直流電圧によって充電される。コンデンサ２の端子電圧を入力電圧Ｖinと呼ぶ。レギュレータ回路部４は、入力電圧Ｖinから電源電圧ＶCC1を生成するレギュレータ４ａと、電源電圧ＶCC1から電源電圧ＶCC2を生成するレギュレータ４ｂとを有している。ここで、電源電圧ＶCC1は、入力電圧Ｖinが１４[Ｖ]以上である場合は１４[Ｖ]になり、入力電圧Ｖinが１４[Ｖ]未満である場合は入力電圧Ｖinに等しい値になる。また、電源電圧ＶCC2は、電源電圧ＶCC1が５[Ｖ]以上である場合は５[Ｖ]になり、電源電圧ＶCC1が５[Ｖ]未満である場合は電源電圧ＶCC1に等しい値になる。

モータ２０は永久磁石型同期電動機であり、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の入力端子を有している。これら入力端子と中性点（図示せず）との間には、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のモータコイル（図示せず）が各々接続されている。モータ２０の回転子（図示せず）は、永久磁石を埋設したものであり、モータコイルが発生する回転磁界によって回転駆動される。この回転子はファン２２に結合され、これによってファン２２が回転駆動される。

インバータ回路１６は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を有しており、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）と、各々のＭＯＳＦＥＴに並列に接続された還流用のダイオードとを有している。スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子には入力電圧Ｖinが印加され、スイッチング素子Ｑ１のソース端子とスイッチング素子Ｑ２のドレイン端子とは相互に接続されるとともに、モータ２０のＵ相入力端子に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ２のソース端子は接地電位に接続されている。

また、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と同様に直列接続され、その直列回路に入力電圧Ｖinが印加されるとともに、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点はモータ２０のＶ相入力端子に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６も、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と同様に直列接続され、その直列回路に入力電圧Ｖinが印加されるとともに、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の接続点はモータ２０のＷ相入力端子に接続されている。

プリドライバ１０は、電源電圧ＶCC1（最大５[Ｖ]）で駆動される回路であり、その電圧入力端子と接地電位との間には、コンデンサ６が接続されている。プリドライバ１０は、その内部にＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）等を有したマイクロコンピュータとして構成されており、上記ＲＯＭには各種の制御プログラムが記憶されている。

そして、プリドライバ１０は、この制御プログラムによって、上述したスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン／オフ状態を指定するＰＷＭ信号ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ（第１の制御信号）を出力する。これらＰＷＭ信号は、０[Ｖ]（オフ）または５[Ｖ]（オン）の何れかのレベルを有するが、オン状態の５[Ｖ]の電圧では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を完全にオン状態にできない。すなわち、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５のソース端子の電圧は５[Ｖ]よりも高くなるため、５[Ｖ]のゲート電圧では、これらスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５をオン状態にすることはできない。

一方、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６は、５[Ｖ]のゲート電圧によってもオン状態にすることは可能であるが、５[Ｖ]のゲート電圧ではオン抵抗値が高いため、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６における損失が大きくなる。損失を小さくするためには、さらにゲート電圧を高くすることが望ましい。そこで、プリドライバ１０の後段にはゲートドライバ１２が設けられている。

ゲートドライバ１２は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相に対応したハイサイド・ローサイド・ドライバ（以下、単にドライバという）１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗを有している。ドライバ１２Ｕは、ローサイドのＰＷＭ信号ＵＬの電圧レベルを、０[Ｖ]（オフ）〜１４[Ｖ]（オン）に電圧増幅し、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲート端子に印加する。また、ハイサイドのＰＷＭ信号ＵＨのレベルを、スイッチング素子Ｑ１のソース端子の電圧を基準レベルとして、基準レベル＋０[Ｖ]（オフ）〜基準レベル＋１４[Ｖ]（オン）にレベルシフトしつつ電圧増幅し、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子に印加する。

ドライバ１２Ｖ，１２Ｗもドライバ１２Ｕと同様に構成され、各々ローサイドのスイッチング素子Ｑ４，Ｑ６と、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ５とを駆動する。このように、ゲートドライバ１２によって、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ＰＷＭ信号ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬに従って、確実にオン／オフされる。

抵抗器８ａ，８ｂは入力電圧Ｖinを分圧し、分圧された電圧ＣＶはプリドライバ１０に供給される。これにより、プリドライバ１０によって入力電圧Ｖinが監視される。そして、入力電圧Ｖinが所定の電圧閾値Ｖt未満になると、ゲートドライバ１２に対するＰＷＭ信号の供給が停止されるとともに、プリドライバ１０からＰＷＭ信号である制御信号ＢＲ（第２の制御信号）が回生電圧生成回路１４に出力される。

＜回生電圧生成回路１４＞
回生電圧生成回路１４は、ダイオードＤ１，Ｄ２を介して、制御信号ＢＲを制御信号Ｓ2a，Ｓ2bとして、Ｕ相，Ｖ相のローサイドのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のゲート端子に供給する。ここで、回生電圧生成回路１４の機能を説明する。まず、制御信号ＢＲがハイレベル（５[Ｖ]）であったとすると、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオン状態になり、Ｕ相，Ｖ相のモータコイルからスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を介して接地電位に電流が流れる。この状態は、Ｕ相，Ｖ相のモータコイルを用いてモータ２０に対してショートブレーキをかけている状態でもある。

この状態で制御信号ＢＲをローレベル（０[Ｖ]）にすると、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４はオフ状態になる。しかし、Ｕ相，Ｖ相のモータコイルには、電流が流れ続けるため、その電流は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３に含まれる還流用のダイオードを介して、コンデンサ２に戻り、コンデンサ２を充電させる。このように、ショートブレーキ状態と回生状態とを交互に繰り返すことにより、プリドライバ１０を動作させるための電圧を確保しつつ、モータ２０を制動し続けることができる。

［実施形態の動作］
次に、本実施形態の動作を説明する。
本体機器からファンユニット１００が引き抜かれた場合、または本体機器そのものがターンオフされた場合には、本体機器からファンユニット１００に対する電源供給が停止する。プリドライバ１０において、本体機器からの電源供給が停止された旨が判定されると、図２に示す停止制御プログラムが起動される。なお、本実施形態では、ゲートドライバ１２の駆動が停止する電圧を１４[Ｖ]とし、この値を電圧閾値Ｖtとして説明する。

図２において処理がステップＳ２に進むと、抵抗器８ａ，８ｂを介して入力電圧Ｖinのレベルが監視される。次に、処理がステップＳ６（判定過程）に進むと、入力電圧Ｖinが電圧閾値Ｖt未満であるか否かが判定される。なお、本実施形態において電圧閾値Ｖtは電源電圧ＶCC1（＝１４[Ｖ]）に等しい値である。本体機器からの電源供給が停止された直後においては、入力電圧Ｖinは、通常は４８[Ｖ]付近の値であるから、ここで「Ｎｏ」と判定され処理はステップＳ４（第１の制御過程）に進む。

ステップＳ４においては、モータ２０に対して逆転ブレーキがかけられる。すなわち、モータ２０に対して、現在の回転方向とは逆方向にトルクが印加されるように、プリドライバ１０からＰＷＭ信号ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ（第１の制御信号）が出力され、ゲートドライバ１２を介して、インバータ回路１６内のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン／オフ状態が切り替えられるようになる。

その後、処理はステップＳ２に戻り、入力電圧Ｖinが電圧閾値Ｖt未満になるまでステップＳ２，Ｓ４，Ｓ６のループが繰り返される。その期間中は、モータ２０に対して逆転ブレーキがかけ続けられ、モータ２０の回転速度は急速に減少していく。そして、入力電圧Ｖinが電圧閾値Ｖt未満になると、ステップＳ６において「Ｙｅｓ」と判定され、処理はステップＳ８（第２の制御過程）に進む。

ステップＳ８では、プリドライバ１０からゲートドライバ１２へのＰＷＭ信号の出力が停止される。次に、処理がステップＳ１０に進むと、プリドライバ１０から回生電圧生成回路１４内のダイオードＤ１，Ｄ２を介して、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４に対して、制御信号ＢＲ（第２の制御信号）が出力される。以後、制御信号ＢＲは継続的に出力され続けるが、やがてモータ２０の回転数が低下してくると、プリドライバ１０が動作可能な程度の電源電圧ＶCC1が確保できなくなる。この時点でプリドライバ１０の動作が停止するため、本プログラムの処理も終了することになる。その後、モータ２０は若干の期間、惰性で回転するが、やがて完全に停止する。

ここで、上述した停止制御プログラム（図２）の実行中における各部の波形図を図３（ａ）〜（ｃ）に示す。本実施形態では、図２の説明と同様に、ゲートドライバ１２の駆動が停止する電圧を１４[Ｖ]とし、この値を電圧閾値Ｖtとして説明する。
図３（ａ）に示す入力電圧Ｖinは、本体機器からの電源供給が停止するとともに減少し続け、時刻ｔ10において電源電圧ＶCC1（＝電圧閾値Ｖt）に達している。本実施形態では、時刻ｔ10以前には、図２のステップＳ４の処理によって、モータ２０には逆転ブレーキがかけ続けられる。従って、この期間は、図３（ｂ）に示すように、プリドライバ１０からはＰＷＭ信号ＵＨ（第１の制御信号）が出力され続ける。なお、図３（ｂ）にはＰＷＭ信号ＵＨのみを示すが、他のＰＷＭ信号ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬも、同期間内に出力され続ける。

そして、時刻ｔ10において入力電圧Ｖinが電源電圧ＶCC1（＝電圧閾値Ｖt）に達すると、プリドライバ１０からゲートドライバ１２に対するＰＷＭ信号の出力が停止される（ステップＳ８）とともに、図３（ｃ）に示すように、プリドライバ１０からスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４に対して、ＰＷＭ信号である制御信号ＢＲが直接供給されるようになる。

制御信号ＢＲがスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４に供給されることにより、モータ２０のＵ相，Ｖ相については、ショートブレーキ状態と回生状態とが交互に繰り返えされるが、入力電圧Ｖinは、時刻ｔ10以降も低下し続ける。そして、時刻ｔ14には、入力電圧Ｖinはプリドライバ１０の電源電圧ＶCC2（＝５[Ｖ]）に達している。しかし、プリドライバ１０は、電源電圧ＶCC2が５[Ｖ]を多少下回ったとしても動作を継続することが可能であるため、時刻ｔ14以降も制御信号ＢＲを出力し続ける。しかし、時刻ｔ15には、入力電圧Ｖinが低くなりすぎ、プリドライバ１０が動作不可能になったため、制御信号ＢＲの出力も停止している。

［比較例］
次に、本実施形態の効果を明らかにするため、比較例について説明する。
比較例の構成および動作は上述した実施形態のものと同様であるが、制御信号ＢＲはＰＷＭ信号ではなく、図３（ｅ）に示すようにハイレベル（５[Ｖ]）に保たれる点が異なっている。制御信号ＢＲがハイレベルに保たれると、Ｕ相，Ｖ相を介して電力の回生ができなくなるため、図３（ｄ）に示すように、時刻ｔ10以降の入力電圧Ｖinの傾きは、上記実施形態（図３（ａ））と比較して大きくなっている。

従って、入力電圧Ｖinが電源電圧ＶCC2（＝５[Ｖ]）に達する時刻ｔ12は、上記実施形態における時刻ｔ14よりも早くなっており、制御信号ＢＲの出力が停止される時刻ｔ13も、上記実施形態における時刻ｔ15よりも早くなっている。これにより、本比較例では、長時間に亘ってモータ２０を制動し続けることができないことが解る。

また、上記実施形態および比較例におけるモータ２０の回転速度を図４に示す。図４において特性Ａは上記実施形態であり、特性Ｂは比較例のものである。図４において時刻ｔ0〜ｔ2までは、モータ２０が通常動作しており、時刻ｔ2において本体機器からファンユニット１００に対する電源供給が停止したものとする。そして、時刻ｔ2〜ｔ10の期間は、逆転ブレーキにより回転速度が低下し、時刻ｔ10以降は、制御信号ＢＲによりモータ２０が制動される。上記実施形態の特性Ａによれば、モータ２０が完全停止する時刻ｔ20は、比較例の特性Ｂによって完全停止する時刻ｔ21よりも早くなっている。

［変形例］
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について削除し、若しくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。

（１）回生電圧生成回路１４が接続される２相の組み合わせは実施形態のもの（Ｕ相，Ｖ相）に限定されず、任意の２相でよい。すなわち、制御信号ＢＲを供給するスイッチング素子は、Ｕ相，Ｖ相のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４に限られず、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６のうち任意の２個のスイッチング素子であってもよい。

（２）また、図１に示した回生電圧生成回路１４に代えて、図５（ａ）〜（ｆ）に示す回生電圧生成回路１４ａ〜１４ｆを適用してもよい。
図５（ａ）に示す回生電圧生成回路１４ａでは、ダイオードＤ１，Ｄ２に対して、異なる制御信号ＢＲ１，ＢＲ２（第２の制御信号）が供給される。ここで、制御信号ＢＲ１，ＢＲ２は、例えば、共にデューティ比が５０％の方形波であり、オン／オフ状態が反転した信号にするとよい。これにより、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のショートブレーキ状態と回生状態とを相補的に切り替えることができる。

また、図５（ｂ）に示す回生電圧生成回路１４ｂでは、図１に示す回生電圧生成回路１４と比較すると、ダイオードＤ１，Ｄ２の前段にスイッチング素子Ｑ１１および抵抗器Ｒ１が挿入されている。すると、制御信号ＢＲの電流がスイッチング素子Ｑ１１によって増幅され、電流増幅された制御信号ＢＲが抵抗器Ｒ１に出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のスイッチング速度を速くすることができ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４における損失を低減することができる。

また、図５（ｃ）に示す回生電圧生成回路１４ｃは、図５（ａ）に示した回生電圧生成回路１４ａに対して、ダイオードＤ１，Ｄ２の前段にスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２および抵抗器Ｒ１，Ｒ２を挿入したものであり、これらによって制御信号ＢＲ１，ＢＲ２が電流増幅される。従って、図５（ｂ）の回路と同様に、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４における損失を低減することができる。

また、図５（ｄ）に示す回生電圧生成回路１４ｄでは、制御信号ＢＲはダイオードＤ１〜Ｄ３を介して、制御信号Ｓ2a，Ｓ2b，Ｓ2cとして出力される。これら制御信号Ｓ2a，Ｓ2b，Ｓ2cは、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のローサイドのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６のゲート端子に供給される。これにより、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の全ての相に対してショートブレーキ状態と回生状態とを交互に繰り返すことができる。

なお、かかる制御をＵ相，Ｖ相，Ｗ相のうち２相のみに施す場合（図１および図５（ａ）〜（ｃ））と、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の全相に施す場合（本変形例）のうち何れが有利であるかは、ファンユニット１００の各部の内部抵抗等の条件によって異なる。

また、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の全相に対してショートブレーキ状態と回生状態とを交互に繰り返す場合、図５（ｅ）に示すように、二種類の制御信号ＢＲ１，ＢＲ２を用いることができる。図５（ａ）について説明したように、制御信号ＢＲ１，ＢＲ２は、例えば、共にデューティ比が５０％の方形波であり、オン／オフ状態が反転した信号にするとよい。図５（ｅ）の例において、制御信号ＢＲ１は、ダイオードＤ１，Ｄ２を介して、Ｕ相，Ｖ相の制御信号Ｓ2a，Ｓ2bとしてスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４に供給され、制御信号ＢＲ２は、ダイオードＤ３を介して、Ｗ相の制御信号Ｓ2cとしてスイッチング素子Ｑ６に供給される。

また、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の全相に対してショートブレーキ状態と回生状態とを交互に繰り返す場合、図５（ｆ）に示すように、三種類の制御信号ＢＲ１〜ＢＲ３（第２の制御信号）を用いることができる。制御信号ＢＲ１〜ＢＲ３は、例えば、共にデューティ比が５０％の方形波であり、相互に位相が１２０°異なる信号にするとよい。図５（ｆ）の例において、制御信号ＢＲ１〜ＢＲ３は、ダイオードＤ１〜Ｄ３を介して、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の制御信号Ｓ2a，Ｓ2b，Ｓ2cとして、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６に供給される。

また、図５（ｄ）〜（ｆ）の構成に対して、各制御信号ＢＲ，ＢＲ１〜ＢＲ３毎に、図５（ｂ）に示したスイッチング素子Ｑ１１および抵抗器Ｒ１と同様のスイッチング素子および抵抗器を挿入し、これら制御信号ＢＲ，ＢＲ１〜ＢＲ３を電流増幅してもよい。また、上記実施形態、図５（ａ）〜（ｆ）の変形例の何れにおいても、第２の制御信号である制御信号ＢＲ，ＢＲ１〜ＢＲ３のデューティ比は５０％に限定されず、周波数も限定されない。また、デューティ比および周波数は、時間とともに変化するようにしてもよい。

（３）上記実施形態において、図２のステップＳ６（判定過程）で用いられる電圧閾値Ｖtは、電源電圧ＶCC1の（＝１４[Ｖ]）であった。しかし、電圧閾値Ｖtは、判定に用いて適切な任意の値であればよい。例えば、電圧閾値Ｖtは、１４[Ｖ]よりも低い値にしてもよい。これは、電源電圧ＶCC1が１４[Ｖ]よりも多少下がったとしても、ゲートドライバ１２が動作可能であるためである。電圧閾値Ｖtを１４[Ｖ]よりも低くした場合の入力電圧Ｖin、電源電圧ＶCC1、ＰＷＭ信号ＵＨおよび制御信号ＢＲの波形の例を図６（ａ）〜（ｄ）に示す。図６（ａ）〜（ｄ）において、時刻ｔ2にて本体機器からファンユニット１００に対する電源供給が停止したものとする。

時刻ｔ10において入力電圧Ｖinは電源電圧ＶCC1（１４[Ｖ]）に達しているが、ＰＷＭ信号ＵＨはさらに出力され続ける。なお、図示しないＰＷＭ信号ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ（第１の制御信号）についても同様である。そして、入力電圧Ｖinが電圧閾値Ｖtに達した時刻ｔ31においてＰＷＭ信号ＵＨ等の出力は停止され、制御信号ＢＲ（第２の制御信号）の出力が開始される。本変形例によれば、ＰＷＭ信号ＵＨ等によって逆転ブレーキをかける時間を上記実施形態よりも長く確保することができ、制御信号ＢＲが出力される直前のタイミングにおけるモータ２０の回転速度を一層低下させることができる。

（４）上記実施形態において、図２のステップＳ６（判定過程）では、入力電圧Ｖinを監視したが、ステップＳ６では、入力電圧Ｖinの監視に代えて、ゲートドライバ１２への供給電圧（電源電圧ＶCC1）を監視してもよい。

（５）また、図２のステップＳ６における監視対象は電圧に限定されず、入力電圧Ｖinまたは電源電圧ＶCC1等の電圧が所定値以下になってからの経過時間であってもよい。これは、経過時間によって、入力電圧Ｖin等が電圧閾値Ｖtとなるタイミングを類推できるためである。また、ステップＳ６における監視対象は、モータ２０の回転速度であってもよい。これは、回転速度から、入力電圧Ｖin等が電圧閾値Ｖtとなるタイミングを類推できるためである。また、入力電圧Ｖin等を類推できるパラメータであれば、経過時間、回転速度以外の他のパラメータを監視対象にしてもよい。

（６）また、図２に示したフローチャートは具体例であって、処理内容はこのフローチャートに限定されるものではない。例えば、図２の各ステップ間に別の処理を挿入してもよい。

（７）上記実施形態において、モータ２０は３相の永久磁石型同期電動機であったが、モータ２０の種類や相数は、用途に応じて適切なものを使用すればよいため、上記実施形態のものには限定されない。

（８）上記実施形態においては、プリドライバ１０は、第１の制御信号の出力を停止後、第２の制御信号を出力するようにしている。しかし、プリドライバ１０は、電源電圧ＶCC1がゲートドライバ１２を駆動できる電圧値未満に達している（いいかえれば、ゲートドライバ１２からスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６へ信号が出力されていない）という条件のもと、第２の制御信号の出力を開始するようにすれば、第１の制御信号を停止することなく、出力し続けることもできる。

（９）上記実施形態においては、図２のステップＳ６にて出力される第１の制御信号として、モータ２０に逆転ブレーキをかけるＰＷＭ信号ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬを適用した例を説明した。しかし、第１の制御信号は、逆転ブレーキをかけるものに限られるものではなく、ショートブレーキをかけるＰＷＭ信号ＵＬ，ＶＬ，ＷＬ（またはこれらのうち２相の信号）であってもよい。

［構成・効果の総括］
以上のように、上記実施形態のファンユニット１００においては、電源（２）から供給された入力電圧（Ｖin）をスイッチングする複数のスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を有し、モータ（２０）に駆動信号を出力するインバータ回路（１６）と、インバータ回路（１６）に接続され、供給された第１の制御信号（ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ）に基づいて、複数のスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）のオン／オフ制御を行うゲートドライバ（１２）と、インバータ回路（１６）に接続され、供給された第２の制御信号（ＢＲ）に基づいて、電源（２）に対する回生電圧が生成されるように、複数のスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）のうち少なくとも一部のオン／オフ制御を行う回生電圧生成回路（１４）と、第１の制御信号（ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ）または第２の制御信号（ＢＲ）のうち少なくとも一方を出力するプリドライバ（１０）とを有することを特徴とする。

これにより、プリドライバ（１０）は、第１の制御信号（ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ）を出力することによってモータ（２０）に対して強い制動をかけることができ、第２の制御信号（ＢＲ）を出力することにより、電源（２）に対する回生電圧を生成しつつモータ（２０）を制動するので、長時間に亘ってモータ（２０）を制動し続けることができる。

さらに、プリドライバ（１０）は、入力電圧（Ｖin）が所定の電圧閾値（Ｖt）以上であるときは、回生電圧生成回路（１４）に対して第２の制御信号（ＢＲ）を出力することなくゲートドライバ（１２）に対して第１の制御信号（ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ）を出力する一方、入力電圧（Ｖin）が電圧閾値（Ｖt）未満であるときは、ゲートドライバ（１２）に対して第１の制御信号（ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ）を出力することなく回生電圧生成回路（１４）に対して第２の制御信号（ＢＲ）を出力するものであることを特徴とする。

これにより、プリドライバ（１０）は、入力電圧（Ｖin）が所定の電圧閾値（Ｖt）以上であるときは、回生電圧生成回路（１４）に対して第２の制御信号（ＢＲ）を出力することなくゲートドライバ（１２）に対して第１の制御信号（ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ）を出力するので、モータ（２０）に対して強い制動をかけることができる。さらに、プリドライバ（１０）は、入力電圧（Ｖin）が電圧閾値（Ｖt）未満であるときは、ゲートドライバ（１２）に対して第１の制御信号（ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ）を出力することなく回生電圧生成回路（１４）に対して第２の制御信号（ＢＲ）を出力することにより、電源（２）に対する回生電圧を生成しつつモータ（２０）を制動するので、長時間に亘ってモータ（２０）を制動し続けることができる。

さらに、インバータ回路（１６）は、モータ（２０）に三相の駆動信号を出力するものであり、複数のスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）は、三相の各相におけるハイサイドおよびローサイドのスイッチング素子を有するものであり、第２の制御信号（ＢＲ）は、三相のうち少なくとも二相のローサイドのスイッチング素子（Ｑ２，Ｑ４）のオン／オフ状態を指定するものであることを特徴とする。これにより、電圧レベルの低いプリドライバ（１０）によっても、インバータ回路（１６）を直接制御することができる。

さらに、上記実施形態および図５（ｂ），（ｄ），（ｅ）に示す変形例では、回生電圧生成回路（１４，１４ｂ，１４ｄ，１４ｅ）は、少なくとも二相のローサイドのスイッチング素子（Ｑ２，Ｑ４）のそれぞれに接続された少なくとも一個のダイオード（Ｄ１，Ｄ２）を有するものであり、プリドライバ（１０）は、各相に接続された少なくとも一個のダイオード（Ｄ１，Ｄ２）に対して、共通の第２の制御信号（ＢＲ）を出力することを特徴とする。これにより、二相のローサイドのスイッチング素子（Ｑ２，Ｑ４）のオン／オフ状態を同時に制御することができる。

また、図５（ａ），（ｃ），（ｆ）に示す変形例では、回生電圧生成回路（１４，１４ｂ，１４ｄ，１４ｅ）は、少なくとも二相のローサイドのスイッチング素子（Ｑ２，Ｑ４）のそれぞれに接続された少なくとも一個のダイオード（Ｄ１，Ｄ２）を有するものであり、プリドライバ（１０）は、各相に接続された少なくとも一個のダイオード（Ｄ１，Ｄ２）に対して、異なる第２の制御信号（ＢＲ１，ＢＲ２）を出力することを特徴とする。これにより、二相のローサイドのスイッチング素子（Ｑ２，Ｑ４）のオン／オフ状態を独立して制御することができる。

また、図５（ｂ），（ｃ）に示す変形例では、回生電圧生成回路（１４ｂ，１４ｃ）は、少なくとも一個のダイオード（Ｄ１，Ｄ２）の前段に、第２の制御信号（ＢＲ，ＢＲ１，ＢＲ２）の電流を増幅するスイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１２）をさらに有することを特徴とする。これにより、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のスイッチング速度を速くすることができ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４における損失を低減することができる。

２ コンデンサ（電源）
４ レギュレータ回路部
４ａ，４ｂ レギュレータ
６ コンデンサ
８ａ，８ｂ 抵抗器
１０ プリドライバ
１２ ゲートドライバ
１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ ハイサイド・ローサイド・ドライバ
１４，１４ａ〜１４ｆ 回生電圧生成回路
１６ インバータ回路
２０ モータ
２２ ファン
１００ ファンユニット
ＢＲ，ＢＲ１〜ＢＲ３ 制御信号（第２の制御信号）
Ｄ１〜Ｄ３ ダイオード
Ｓ2a，Ｓ2b，Ｓ2c 制御信号
Ｑ１〜Ｑ６，Ｑ１１，Ｑ１２ スイッチング素子
Ｖin 入力電圧
Ｖt 電圧閾値
ＶCC1，ＶCC2 電源電圧
ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ ＰＷＭ信号（第１の制御信号）

Claims (7)

1. 電源から供給された入力電圧をスイッチングする複数のスイッチング素子を有し、モータに駆動信号を出力するインバータ回路と、
   前記インバータ回路に接続され、供給されたＰＷＭ信号である第１の制御信号に基づいて、前記複数のスイッチング素子のオン／オフ制御を行うゲートドライバと、
   前記インバータ回路に接続され、供給されたＰＷＭ信号である第２の制御信号に基づいて、前記電源に対する回生電圧が生成されるように、前記複数のスイッチング素子のうち少なくとも一部のオン／オフ制御を行う回生電圧生成回路と、
   前記第１の制御信号または前記第２の制御信号のうち少なくとも一方を出力するプリドライバと
   を有し、前記プリドライバは、
   前記入力電圧の供給が停止したことを判定すると、前記入力電圧が所定の電圧閾値以上であるときは、現在の回転方向とは逆方向にトルクが印加されるように、前記モータに逆転ブレーキをかけるようにする前記第１の制御信号を前記ゲートドライバに対して出力し、
   前記入力電圧が前記電圧閾値未満であるときは、前記モータがＰＷＭ周期でショートブレーキ状態と回生状態とを交互に繰り返されるようにする前記第２の制御信号を、前記回生電圧生成回路に対して出力する
   ことを特徴とするモータ駆動制御装置。
2. 前記インバータ回路は、前記モータに三相の駆動信号を出力するものであり、前記複数のスイッチング素子は、前記三相の各相におけるハイサイドおよびローサイドのスイッチング素子を有するものであり、前記第２の制御信号は、前記三相のうち少なくとも二相のローサイドのスイッチング素子のオン／オフ状態を指定するものである
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
3. 前記回生電圧生成回路は、少なくとも二相のローサイドの前記スイッチング素子のそれぞれに接続された少なくとも一個のダイオードを有するものであり、
   前記プリドライバは、各相に接続された前記少なくとも一個のダイオードに対して、共通の前記第２の制御信号を出力する
   ことを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動制御装置。
4. 前記回生電圧生成回路は、少なくとも二相のローサイドの前記スイッチング素子のそれぞれに接続された少なくとも一個のダイオードを有するものであり、
   前記プリドライバは、各相に接続された前記少なくとも一個のダイオードに対して、異なる前記第２の制御信号を出力する
   ことを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動制御装置。
5. 前記回生電圧生成回路は、前記少なくとも一個のダイオードの前段に、前記第２の制御信号の電流を増幅するスイッチング素子をさらに有する
   ことを特徴とする請求項３または４に記載のモータ駆動制御装置。
6. 前記第２の制御信号は、前記三相のうちの二相のローサイドのスイッチング素子のオン／オフ状態を指定するものである
   ことを特徴とする請求項２ないし５のうち何れか一項に記載のモータ駆動制御装置。
7. 電源から供給された入力電圧をスイッチングする複数のスイッチング素子を有し、モータに駆動信号を出力するインバータ回路と、
   前記インバータ回路に接続され、供給されたＰＷＭ信号である第１の制御信号に基づいて、前記複数のスイッチング素子のオン／オフ制御を行うゲートドライバと、
   前記インバータ回路に接続され、供給されたＰＷＭ信号である第２の制御信号に基づいて、前記電源に対する回生電圧が生成されるように、前記複数のスイッチング素子のうち一部のオン／オフ制御を行う回生電圧生成回路と、
   プリドライバと
   を有するモータ駆動制御装置を用いて前記モータを制御するモータ駆動制御方法であって、前記プリドライバに対して、
   前記入力電圧の供給が停止したことを判定すると、前記入力電圧が所定の電圧閾値以上であるか否かを判定する判定過程と、
   前記判定過程における判定結果が肯定であった場合に、前記回生電圧生成回路に対して前記第２の制御信号を出力することなく、前記ゲートドライバに対して前記モータに逆転ブレーキをかける前記第１の制御信号を出力する第１の制御過程と、
   前記判定過程における判定結果が否定であった場合に、前記ゲートドライバに対して前記第１の制御信号を出力することなく前記回生電圧生成回路に対して前記モータがＰＷＭ周期でショートブレーキ状態と回生状態とを交互に繰り返されるようにする前記第２の制御信号を出力する第２の制御過程と、
   を実行させることを特徴とするモータ駆動制御方法。

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