JP6276679B2 - 標準信号発生器 - Google Patents

Description

本発明は、電磁流量計の変換器を校正するための標準信号発生器に関するものである。

図１２（Ａ）は従来の電磁流量計の構成を示すブロック図である。電磁流量計は、検出器１と、変換器２とから構成される。検出器１は、磁界を発生する励磁コイル１０と、励磁コイル１０から発生する磁界中に配置され、測定対象の流体がこの磁界中を流れることにより発生する起電力を検出してその流速に比例した流量信号を出力する測定管１１とから構成される。変換器２は、検出器１の励磁コイル１０に図１２（Ｂ）に示すような励磁電流を供給し、検出器１から入力される図１２（Ｃ）のような流量信号を流体の流量や流速を示すアナログ信号またはデジタル信号に変換する。

検出器１から変換器２に入力される流量信号はμＶオーダーの微小信号のため、変換器２に使用している電気部品の経年変化により計測精度が悪化する恐れがある。このため、電磁流量計が設置されている現場にて標準信号発生器（以下、キャリブレータ）を使用して下記のように定期的に校正作業を行っている（特許文献１参照）。

校正作業では、まず検出器１の代わりに、図１３（Ａ）に示すような構成のキャリブレータ３を変換器２に接続する。キャリブレータ３は、変換器２から入力される図１３（Ｂ）のような励磁電流を受ける入力回路３０と、基準流量信号を発生するＣＰＵ（Central Processing Unit）３１と、ＣＰＵ３１で発生した基準流量信号を出力する出力回路３２と、キャリブレータ３の設定や校正作業者への情報表示のための設定・表示器３３と、電源回路３４と、電池３５とから構成される。校正作業者は、設定・表示器３３を用いてキャリブレータ３に、変換器２の機種情報および校正ポイントの流速値を設定する。

キャリブレータ３のＣＰＵ３１は、変換器２のＸＹ端子から入力回路３０を介して入力される励磁電流に同期して、設定された流速値に相当する基準流量信号を出力する。この基準流量信号は、出力回路３２を介して、図１３（Ｃ）に示すような信号として変換器２に入力される。校正作業者は、基準流量信号に応じて変換器２から出力されるデータを確認して、変換器２の計測精度が許容範囲内であるかどうかを確認する。この確認結果に応じて、必要であれば、変換器２の再調整を実施することになる。

キャリブレータ３は１台で複数機種の変換器２に対応する必要があるが、励磁電流は機種によりさまざまである。４線式電磁流量計の標準タイプでは、励磁電流が±１００〜２００ｍＡ程度であるが、紙パルプなどの固形物が混入した流体用である、流体ノイズ対応タイプの電磁流量計では、±３００ｍＡ以上の励磁電流を流してＳ／Ｎ比を向上させている。逆に使用できる電流に制限がある２線式電磁流量計では、励磁電流が±３．５〜１２ｍＡ程度となっている（特許文献２参照）。同じ流体流速であったとしても励磁電流が違えば流量信号レベルも異なるので、キャリブレータ３は、変換器２の機種および設定された流速値に応じた流量信号を出力する必要がある。

また、２線式電磁流量計や電池式電磁流量計では、消費電流の平均値低減のため、励磁電流の休止期間（＝０ｍＡ）を設けているタイプもある（特許文献３参照）。この休止期間中はキャリブレータ３が出力する流量信号もゼロにする必要がある。

キャリブレータ３は、設置現場で作業しやすいよう小形軽量である必要があるため、検出器１の励磁コイルのような大きな部品を内蔵することはできない。このため、キャリブレータ３の入力回路３０は、図１４に示すような非常に簡単な回路となっている。すなわち、検出器１の励磁コイルの代わりとなる部品は、逆方向で並列接続されたダイオードＤ１００，Ｄ１０１および並列抵抗Ｒ１００であり、これらの部品に励磁電流Ｉｅｘを流している。これらの部品の両端電圧（ＸＹ端子間電圧）Ｖｘｙに、抵抗Ｒ１０１，Ｒ１０２とコンデンサＣ１００とによってオフセット電圧を加算して単一極性化した電圧ＶＡＤを、ＣＰＵ３１に内蔵されたＡ／Ｄコンバータに入力し、励磁電流Ｉｅｘの極性変化および休止期間を検出するようにしている。

４線式標準タイプの電磁流量計の変換器２（励磁電流Ｉｅｘが±１５０ｍＡ）にキャリブレータ３を接続したときの動作波形の例を図１５（Ａ）〜図１５（Ｃ）に示す。図１５（Ａ）は励磁電流Ｉｅｘ、図１５（Ｂ）は変換器２のＸＹ端子間電圧Ｖｘｙ、図１５（Ｃ）は入力回路３０の出力電圧ＶＡＤを示している。

図１４に示した構成の入力回路３０のため、４線式標準タイプの電磁流量計の変換器２や流体ノイズ対応タイプの電磁流量計の変換器２をキャリブレータ３に接続した場合のように入力回路３０に大きな励磁電流Ｉｅｘが流れても、ＸＹ端子間電圧ＶｘｙはダイオードＤ１００，Ｄ１０１のＩＦ−ＶＦ（順電流−順電圧）特性により±１Ｖ未満に抑えられるので、ダイオードＤ１００，Ｄ１０１およびその他の内部部品が発熱することはない。

また、２線式電磁流量計の変換器２をキャリブレータ３に接続したときのように励磁電流Ｉｅｘが小さい場合は、ダイオードＤ１００，Ｄ１０１はハイインピーダンスに近い状態となるため、入力回路３０の出力電圧ＶＡＤは直線に近い特性となり極性変化および休止期間が検出できるようになっている。励磁電流Ｉｅｘを横軸として−３００ｍＡ〜＋３００ｍＡまで変化させたときのＸＹ端子間電圧Ｖｘｙおよび出力電圧ＶＡＤの特性を図１６（Ａ）、図１６（Ｂ）に示す。

以上のようなキャリブレータ３を使用する校正作業においては、電磁流量計の設置現場で商用電源が取れない場合があり、このような現場でも校正作業できるよう、キャリブレータ３の電源として電池３５を使用し、電源回路３４によってキャリブレータ３の各部に必要な電圧を生成するようにしていた。

特開平７−１４６１６５号公報 特開２００４−６１４５０号公報 特開平１１−１４２１９９号公報

従来のキャリブレータでは、電源として電池を使用しているため、現場で電池切れを起こすと、校正作業ができなくなってしまうという問題点があった。この問題を解決する方法として、変換器から供給される励磁電流を利用して電源電圧を生成する方法が考えられる。

しかしながら、変換器から供給される励磁電流を利用する場合、変換器が２線式電磁流量計の変換器であれば供給される励磁電流が小さいため、キャリブレータ内に設ける電源回路の発熱量は少ないが、キャリブレータとしての動作に必要な電圧（電力）が得られなくなってしまう可能性があった。また、変換器が４線式電磁流量計の変換器の場合、供給される励磁電流が大きいため、キャリブレータ内の電源回路の発熱が大きくなる可能性があった。

本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、変換器から供給される励磁電流を利用して電源電圧を生成する場合に、安定した動作と発熱の抑制とを実現することができる標準信号発生器を提供することを目的とする。

本発明は、電磁流量計の校正のための基準流量信号を発生する標準信号発生器において、前記電磁流量計の変換器からの励磁電流を受ける入力回路と、前記励磁電流に同期した基準流量信号を発生する制御手段と、電源電圧切替手段とを備え、前記入力回路は、前記励磁電流を整流する第１の整流回路と、標準信号発生器で使用する電源電圧を供給するための電源電圧出力端子と前記第１の整流回路の出力端子との間に設けられた第１の抵抗と、この第１の抵抗の両端電圧を増幅した第１の出力電圧を出力する増幅回路と、前記電源電圧出力端子から出力される電源電圧が一定となるように制御する定電圧回路とを備え、前記電源電圧切替手段は、前記第１の出力電圧と所定の第１の閾値との比較結果に応じて前記定電圧回路を制御して、前記電源電圧を切り替えることを特徴とするものである。
また、本発明の標準信号発生器の１構成例において、前記電源電圧切替手段は、前記第１の出力電圧が前記第１の閾値以上のときに、前記電源電圧を所定の第１のレベルとし、前記第１の出力電圧が前記第１の閾値未満のときに、前記電源電圧を前記第１のレベルよりも高い所定の第２のレベルとすることを特徴とするものである。

また、本発明の標準信号発生器の１構成例において、前記定電圧回路は、前記電源電圧出力端子と接地との間に設けられたトランジスタと、前記電源電圧出力端子から出力される電源電圧を抵抗分圧した電圧を基準入力として、前記トランジスタのゲート電圧を制御するシャント・レギュレータとを備え、前記電源電圧切替手段は、前記第１の出力電圧と前記第１の閾値との比較結果に応じて前記シャント・レギュレータの基準入力を変更することにより、前記電源電圧を切り替えることを特徴とするものである。
また、本発明の標準信号発生器の１構成例は、さらに、電力供給のための電池と、前記第１の出力電圧を所定の第２の閾値と比較して前記励磁電流が供給電流不足と判定したときに、前記電源電圧の供給元を前記入力回路の定電圧回路から前記電池に切り替える電源電圧供給元切替手段とを備えることを特徴とするものである。

また、本発明の標準信号発生器の１構成例において、前記制御手段は、標準信号発生器に接続されている前記変換器の機種を、前記入力回路から出力された第１の出力電圧に応じて判定し、判定した機種に応じた基準流量信号を発生して前記変換器に出力することを特徴とするものである。
また、本発明の標準信号発生器の１構成例において、前記制御手段は、標準信号発生器に接続されている電磁流量計の変換器を、２線式電磁流量計の変換器と判定したときに、前記第１の出力電圧が示す励磁電流の値に応じた基準流量信号を発生して前記変換器に出力することを特徴とするものである。
また、本発明の標準信号発生器の１構成例において、前記入力回路は、さらに、前記励磁電流の正極性側のみを整流する第２の整流回路と、この第２の整流回路の出力端子と接地間に設けられた第２の抵抗と、前記励磁電流の負極性側のみを整流する第３の整流回路と、この第３の整流回路の出力端子と接地間に設けられた第３の抵抗とを備え、前記制御手段は、前記第２の抵抗の両端電圧である第２の出力電圧と前記第３の抵抗の両端電圧である第３の出力電圧とに応じて前記励磁電流の極性を判定し、前記励磁電流が正極性と判定したときには正極性の基準流量信号を発生して前記変換器に出力し、前記励磁電流が負極性と判定したときには負極性の基準流量信号を発生して前記変換器に出力することを特徴とするものである。

本発明によれば、変換器から供給される励磁電流を利用して電源電圧を生成することにより、電池無しでの標準信号発生器の駆動が可能となる。したがって、電池切れのために校正作業ができないということがなくなる。また、本発明では、第１の出力電圧と所定の第１の閾値との比較結果に応じて定電圧回路を制御して、電源電圧を切り替えることができる。したがって、本発明では、標準信号発生器に接続される変換器が２線式電磁流量計の変換器のときは電源電圧を高くすることができるので、標準信号発生器の動作に必要な電力が問題なく供給可能となり、供給電力不足による標準信号発生器の動作停止等のトラブル発生はなくなる。また、本発明では、標準信号発生器に接続される変換器が４線式電磁流量計の変換器のときは電源電圧を低くすることができるので、標準信号発生器の発熱を抑えることができ、内部発熱による電気回路の温度ドリフトを抑えることができるので、温度ドリフトによる標準信号発生器の性能への影響を低減することができる。

また、本発明では、第１の出力電圧を所定の第２の閾値と比較して励磁電流が供給電流不足と判定したときに、電源電圧の供給元を入力回路の定電圧回路から電池に切り替えることにより、標準信号発生器の動作に必要な電力が不足してしまうことを防止できる。本発明では、励磁電流が２線式電磁流量計の変換器から供給される電流の低域の範囲であっても、供給電力不足による標準信号発生器の動作停止等のトラブル発生をなくすことができる。また、励磁電流の休止期間では、電池から電源電圧を供給することになるので、休止期間が長い場合でも、標準信号発生器の動作停止等のトラブル発生をなくすことができる。また、本発明では、励磁電流が４線式電磁流量計の変換器から供給される電流の範囲、あるいは２線式電磁流量計の変換器から供給される電流の低域以上の範囲にあるときには、電池から電力を供給しないので、従来の標準信号発生器のように電源として電池のみを使用する場合と比較して、電池の消耗を大幅に少なくすることができる。

また、本発明では、標準信号発生器の入力回路に第１の整流回路と第１の抵抗と増幅回路とを設けることにより、制御手段側で励磁電流を正確に計測できるので、変換器の機種設定の自動化が可能となる。

また、本発明では、励磁電流の大きさに比例した高精度な第１の出力電圧を出力することができ、励磁電流の値に応じた基準流量信号を発生して変換器に出力することができ、２線式電磁流量計の校正を全流量計測範囲で実現することができる。

また、本発明では、標準信号発生器の入力回路に第２の整流回路と第２の抵抗と第３の整流回路と第３の抵抗とを設けることにより、励磁電流の極性を正確に検出することができる。

本発明の第１の実施の形態に係るキャリブレータの構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態に係るキャリブレータの入力回路の構成を示す回路図である。 本発明の第１の実施の形態に係るキャリブレータの電源回路の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態に係るキャリブレータの入力回路の動作波形の例を示す図である。 本発明の実施の形態に係るキャリブレータの入力回路の動作波形の他の例を示す図である。 本発明の実施の形態に係るキャリブレータの入力回路の励磁電流−出力電圧特性を示す図である。 本発明の実施の形態に係るキャリブレータの入力回路の励磁電流−出力電圧特性を示す図である。 本発明の実施の形態に係るキャリブレータの機種設定処理を説明するフローチャートである。 本発明の実施の形態に係るキャリブレータの流量信号出力処理を説明するフローチャートである。 本発明の第２の実施の形態に係るキャリブレータの構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施の形態に係るキャリブレータの入力回路の構成を示す回路図である。 従来の電磁流量計の構成を示すブロック図および電磁流量計の各部の信号波形を示す図である。 従来のキャリブレータの構成を示すブロック図およびキャリブレータの各部の信号波形を示す図である。 従来のキャリブレータの入力回路の構成を示す回路図である。 ４線式標準タイプの電磁流量計の変換器にキャリブレータを接続したときの動作波形の例を示す図である。 従来のキャリブレータの入力回路の励磁電流−出力電圧特性を示す図である。

［第１の実施の形態］
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係るキャリブレータの構成を示すブロック図であり、図１３（Ａ）と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態のキャリブレータ３ａは、変換器２から入力される励磁電流を受ける入力回路３０ａと、励磁電流に同期した基準流量信号を発生する制御手段となるＣＰＵ３１ａと、ＣＰＵ３１ａから出力された基準流量信号を差動信号に変換して変換器２に出力する出力回路３２と、キャリブレータ３ａの設定や校正作業者への情報表示のための設定・表示器３３と、電源回路３４ａとから構成される。

図２は本実施の形態の入力回路３０ａの構成を示す回路図である。入力回路３０ａは、アノードが入力回路３０ａの入力端子Ｘに接続されたダイオードＤ１と、アノードが入力回路３０ａの入力端子Ｙに接続され、カソードがダイオードＤ１のカソードに接続されたダイオードＤ２と、カソードが入力端子Ｘに接続され、アノードが接地されたダイオードＤ３と、カソードが入力端子Ｙに接続され、アノードが接地されたダイオードＤ４と、アノードが入力端子Ｘに接続されたダイオードＤ５と、アノードが入力端子Ｙに接続されたダイオードＤ６と、一端がダイオードＤ１，Ｄ２のカソードに接続され、他端が入力回路３０ａの電源電圧出力端子に接続された抵抗Ｒ１と、一端が電源電圧出力端子に接続された抵抗Ｒ２，Ｒ３と、一端が抵抗Ｒ３の他端に接続され、他端が接地された抵抗Ｒ４と、基準入力端子が抵抗Ｒ３とＲ４の接続点に接続され、アノードが接地され、カソードが抵抗Ｒ２の他端に接続されたシャント・レギュレータＵ１と、ゲートが抵抗Ｒ２の他端およびシャント・レギュレータＵ１のカソードに接続され、ソースが電源電圧出力端子に接続され、ドレインが接地されたＰチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ１と、一端がダイオードＤ１，Ｄ２のカソードに接続された抵抗Ｒ５と、一端が抵抗Ｒ５の他端に接続され、他端が接地された抵抗Ｒ６と、一端が電源電圧出力端子に接続された抵抗Ｒ７と、電源入力端子に電源電圧（＋ＶＡ）が供給され、非反転入力端子が抵抗Ｒ５とＲ６の接続点に接続され、反転入力端子が抵抗Ｒ７の他端に接続されたオペアンプＵ２と、一端がオペアンプＵ２の反転入力端子に接続され、他端がオペアンプＵ２の出力端子に接続された抵抗Ｒ８と、一端がオペアンプＵ２の出力端子に接続され、他端が入力回路３０ａの第１の信号出力端子に接続された抵抗Ｒ９と、一端がダイオードＤ５のカソードに接続され、他端が接地された抵抗Ｒ１０と、一端がダイオードＤ５のカソードに接続された抵抗Ｒ１１と、ゲートが抵抗Ｒ１１の他端に接続され、ドレインが入力回路３０ａの第２の信号出力端子に接続され、ソースが接地されたＮチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ２と、一端が電源電圧（＋ＶＤ）に接続され、他端がＮチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ２のドレインに接続された抵抗Ｒ１２と、一端がダイオードＤ６のカソードに接続され、他端が接地された抵抗Ｒ１３と、一端がダイオードＤ６のカソードに接続された抵抗Ｒ１４と、ゲートが抵抗Ｒ１４の他端に接続され、ドレインが入力回路３０ａの第３の信号出力端子に接続され、ソースが接地されたＮチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ３と、一端が電源電圧（＋ＶＤ）に接続され、他端がＮチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ３のドレインに接続された抵抗Ｒ１５と、一端が電源電圧出力端子に接続され、他端が接地されたコンデンサＣ１と、一端が抵抗Ｒ９の他端に接続され、他端が接地されたコンデンサＣ２と、一端が抵抗Ｒ１１の他端に接続され、他端が接地されたコンデンサＣ３と、一端が抵抗Ｒ１４の他端に接続され、他端が接地されたコンデンサＣ４と、電源入力端子に電源電圧（＋ＶＡ）が供給され、反転入力端子が入力回路３０ａの第１の信号出力端子に接続されたコンパレータＵ３と、ゲートがコンパレータＵ３の出力端子に接続され、ソースが接地されたＮチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ４と、一端が抵抗Ｒ３とＲ４の接続点に接続され、他端がＮチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ４のドレインに接続された抵抗Ｒ１６と、一端がコンパレータＵ３の非反転入力端子に接続され、他端がコンパレータＵ３の出力端子に接続された抵抗Ｒ１７と、一端が電源電圧（＋Ｖｒｅｆ）に接続され、他端がコンパレータＵ３の非反転入力端子に接続された抵抗Ｒ１８とから構成される。

図３は本実施の形態の電源回路３４ａの構成を示すブロック図である。電源回路３４ａは、入力回路３０ａの電源電圧出力端子から出力される直流電源電圧ＶＣＣを入力とし、直流電源電圧（＋ＶＡ）を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ３４０と、直流電源電圧ＶＣＣを入力とし、直流電源電圧（−ＶＡ）を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ３４１と、直流電源電圧ＶＣＣを入力とし、直流電源電圧（＋ＶＤ）を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ３４２と、直流電源電圧（＋ＶＡ）を入力とし、直流電源電圧（＋Ｖｒｅｆ）を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ３４３とから構成される。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３４０，３４２は昇圧タイプ、ＤＣ−ＤＣコンバータ３４１は極性反転タイプ、ＤＣ−ＤＣコンバータ３４３は降圧タイプのコンバータである。電源電圧の大小関係は｜ＶＡ｜＞ＶＤ＞ＶＣＣの関係にある。電源電圧（＋Ｖｒｅｆ）は後述する閾値設定のための電圧なので、適宜設定すればよい。

従来のキャリブレータ３では、入力回路３０の１出力のみをＣＰＵ３１のＡ／Ｄコンバータに入力して励磁電流Ｉｅｘの極性とおよその電流値を計測していたが、本実施の形態では、入力回路３０ａの出力を３つに分けてＣＰＵ３１ａのＡ／Ｄコンバータと入力ポートに入力している。また、本実施の形態では、変換器２からの励磁電流を利用してキャリブレータ３ａで使用する電源電圧を生成している。

ダイオードＤ１〜Ｄ４とオペアンプＵ２と抵抗Ｒ１，Ｒ５〜Ｒ９とコンデンサＣ２とは、電流値計測用入力回路を構成している。電流値計測用入力回路では、ダイオードＤ１〜Ｄ４からなる単相全波整流回路によって交流の励磁電流Ｉｅｘを整流し、単相全波整流回路の出力端子（ダイオードＤ１，Ｄ２のカソード）と電源電圧出力端子間に設けた抵抗Ｒ１によって整流後の電流を電圧に変換する。この抵抗Ｒ１は低抵抗（例えば１Ω）にしておく。これにより、４線式流体ノイズ対応タイプの電磁流量計の変換器２をキャリブレータ３ａに接続したときのように大きな励磁電流Ｉｅｘが流れる場合でも、抵抗Ｒ１の発熱を抑えることができる。

抵抗Ｒ１を小さくした分、電圧レベルも小さくなるので、抵抗Ｒ１の両端電圧をオペアンプＵ２と抵抗Ｒ５〜Ｒ８とからなる差動増幅回路によって後段のＡ／Ｄコンバータで必要な分解能が得られるレベルまで増幅する。オペアンプＵ２と抵抗Ｒ１，Ｒ５〜Ｒ８には、高精度で温度特性の小さいタイプを使用することで、流量計測精度を向上させることができる。

抵抗Ｒ９とコンデンサＣ２とからなるローパスフィルタ回路は、オペアンプＵ２の出力電圧を低域濾波して出力電圧ＶＡＤを出力する。抵抗Ｒ９とコンデンサＣ２とは、外部からのノイズにより後段のＡ／Ｄコンバータが誤った計測をしないよう適当な時定数とする。

こうして、電流値計測用入力回路は、変換器２から入力される励磁電流Ｉｅｘを電圧に変換して、変換後の出力電圧ＶＡＤをＣＰＵ３１ａのＡ／Ｄコンバータに入力する。この出力電圧ＶＡＤで励磁電流Ｉｅｘの極性を検出することはできないが、励磁電流Ｉｅｘの大きさに比例した高精度な出力電圧ＶＡＤが出力されるので、ＣＰＵ３１ａ側で励磁電流値の高精度な計測が可能となる。なお、電流値計測用入力回路では、抵抗Ｒ１の両端電圧を増幅して出力電圧ＶＡＤとして出力するので、ダイオードＤ１〜Ｄ４のＶＦ（順電圧）特性は計測値の精度に影響しない。また、抵抗Ｒ９とコンデンサＣ２とからなるローパスフィルタ回路は必須の構成ではなく、オペアンプＵ２の出力電圧を出力電圧ＶＡＤ１としてもよい。

ダイオードＤ５とＮチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ２と抵抗Ｒ１０〜Ｒ１２とコンデンサＣ３とは、正極性検出用入力回路を構成している。正極性検出用入力回路では、ダイオードＤ５からなる単相半波整流回路によって交流の励磁電流Ｉｅｘの正極性側のみを整流し、整流後の電流を抵抗Ｒ１０によって電圧に変換する。

抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ３とからなるローパスフィルタ回路は、抵抗Ｒ１０の両端電圧を低域濾波する。このローパスフィルタ回路を通過した電圧は、ＮチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ２によってＨｉｇｈレベル（＋ＶＤ）またはＬｏｗレベル（０Ｖ）の出力電圧ＶＯ１に変換される。すなわち、励磁電流Ｉｅｘが正極性の場合は出力電圧ＶＯ１がＬｏｗレベルとなり、励磁電流Ｉｅｘが負極性の場合は出力電圧ＶＯ１がＨｉｇｈレベルとなる。

こうして、正極性検出用入力回路は、励磁電流Ｉｅｘを電圧に変換して、変換後の出力電圧ＶＯ１をＣＰＵ３１ａの入力ポートＤＩ１に入力する。ＣＰＵ３１ａ側では、出力電圧ＶＯ１を励磁電流Ｉｅｘの正極性の判定のみに使用する。抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ３とは、外部からのノイズにより後段の入力ポートＤＩ１が誤った計測をしないよう適当な時定数とする。なお、抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ３とからなるローパスフィルタ回路は必須の構成ではない。

ダイオードＤ６とＮチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ３と抵抗Ｒ１３〜Ｒ１５とコンデンサＣ４とは、負極性検出用入力回路を構成している。負極性検出用入力回路では、ダイオードＤ６からなる単相半波整流回路によって交流の励磁電流Ｉｅｘの負極性側のみを整流し、整流後の電流を抵抗Ｒ１３によって電圧に変換する。

抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ４とからなるローパスフィルタ回路は、抵抗Ｒ１３の両端電圧を低域濾波する。このローパスフィルタ回路を通過した電圧は、ＮチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ３によってＨｉｇｈレベル（＋ＶＤ）またはＬｏｗレベル（０Ｖ）の出力電圧ＶＯ２に変換される。すなわち、励磁電流Ｉｅｘが負極性の場合は出力電圧ＶＯ２がＬｏｗレベルとなり、励磁電流Ｉｅｘが正極性の場合は出力電圧ＶＯ２がＨｉｇｈレベルとなる。

こうして、負極性検出用入力回路は、励磁電流Ｉｅｘを電圧に変換して、変換後の出力電圧ＶＯ２をＣＰＵ３１ａの入力ポートＤＩ２に入力する。ＣＰＵ３１ａ側では、出力電圧ＶＯ２を励磁電流Ｉｅｘの負極性の判定のみに使用する。抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ４とは、外部からのノイズにより後段の入力ポートＤＩ２が誤った計測をしないよう適当な時定数とする。なお、抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ４とからなるローパスフィルタ回路は必須の構成ではない。

プルダウン抵抗Ｒ１０，Ｒ１３は高抵抗（例えば１００ｋΩ）とする。これにより、抵抗Ｒ１を通らず抵抗Ｒ１０，Ｒ１３を通して流れる励磁電流Ｉｅｘを無視できる。出力電圧ＶＯ１，ＶＯ２の立下がり速度（トランジスタＱ２，Ｑ３がＯＦＦからＯＮに切り換わる速度）が遅れると、励磁電流Ｉｅｘの極性切換えの検出が遅れてしまうが、出力電圧ＶＯ１，ＶＯ２の立上がり速度は遅れても良いため、抵抗Ｒ１０，Ｒ１３は大きな抵抗値でも問題にならない。

次に、シャント・レギュレータＵ１とＰチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ１と抵抗Ｒ２〜Ｒ４，Ｒ１６とコンデンサＣ１とは、励磁電流Ｉｅｘから直流電源電圧ＶＣＣを生成する定電圧回路を構成している。定電圧回路では、励磁電流検出用の抵抗Ｒ１を通過した後の電圧（電源電圧ＶＣＣ）を分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４およびＲ１６で分圧して、この分圧した電圧をシャント・レギュレータＵ１の基準入力端子に入力する。

シャント・レギュレータＵ１は、基準入力端子に入力される電圧と内部基準電圧とが同一になるようにＰチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ１のゲート電圧を制御する。その結果として、抵抗Ｒ１の他端（電源電圧出力端子）の電圧ＶＣＣが設定電圧となるように制御される。こうして、変換器２から入力される励磁電流Ｉｅｘの値が変化しても、電源電圧ＶＣＣは一定値となる。また、電源電圧出力端子と接地との間には、平滑用のコンデンサＣ１が設けられている。定電圧回路で生成された電源電圧ＶＣＣは、電源回路３４ａに供給される。

励磁電流Ｉｅｘの休止期間では電流供給がなくなってしまうが（＝０ｍＡ）、休止期間は通常数百ｍｓ以下なので、この間の電源はコンデンサＣ１に蓄積した電荷で保持させれば問題ない。

電源回路３４ａのＤＣ−ＤＣコンバータ３４０は、入力回路３０ａの電源電圧出力端子から出力される電源電圧ＶＣＣを入力とし、電源電圧（＋ＶＡ）を生成する。この電源電圧（＋ＶＡ）は、入力回路３０ａとＣＰＵ３１ａと出力回路３２とに供給される。電源回路３４ａのＤＣ−ＤＣコンバータ３４１は、電源電圧ＶＣＣを入力とし、電源電圧（−ＶＡ）を生成する。この電源電圧（−ＶＡ）は、出力回路３２に供給される。電源回路３４ａのＤＣ−ＤＣコンバータ３４２は、電源電圧ＶＣＣを入力とし、電源電圧（＋ＶＤ）を生成する。この電源電圧（＋ＶＤ）は、入力回路３０ａとＣＰＵ３１ａと設定・表示器３３とに供給される。電源回路３４ａのＤＣ−ＤＣコンバータ３４３は、電源電圧（＋ＶＡ）を入力とし、電源電圧（＋Ｖｒｅｆ）を生成する。この電源電圧（＋Ｖｒｅｆ）は、入力回路３０ａに供給される。このようにＤＣ−ＤＣコンバータ３４０〜３４３を用いることで、電源電圧ＶＣＣに多少のリップルがあったとしても、ＤＣ−ＤＣコンバータ３４０〜３４３で安定化させることができる。

ここで、本実施の形態では、変換器２からの励磁電流Ｉｅｘに応じて電源電圧ＶＣＣを切り替えるようになっている。プッシュプル出力タイプのコンパレータＵ３とＮチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ４と抵抗Ｒ１７，Ｒ１８とは、電源電圧切替手段を構成している。

コンパレータＵ３は、入力回路３０ａの出力電圧ＶＡＤが所定の電圧閾値ＴＨ１以上のとき、Ｌｏｗレベルを出力してＮチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ４をオフにする。電圧閾値ＴＨ１は、電源電圧（＋Ｖｒｅｆ）と抵抗Ｒ１７，Ｒ１８とによって設定される。出力電圧ＶＡＤが電圧閾値ＴＨ１以上であることは、励磁電流Ｉｅｘが所定の電流閾値以上（４線式電磁流量計の変換器２から出力される励磁電流Ｉｅｘに相当する電流レベルであり、例えば２７ｍＡ以上）であることを示している。

ＮチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ４がオフになると、トランジスタＱ４がオンの場合と比較して、シャント・レギュレータＵ１の基準入力端子に入力される電圧が高くなるので、シャント・レギュレータＵ１が電源電圧ＶＣＣを低くする方向にＰチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ１のゲート電圧を制御する。したがって、電源電圧ＶＣＣが低くなる。

また、コンパレータＵ３は、入力回路３０ａの出力電圧ＶＡＤが電圧閾値ＴＨ１未満のとき、Ｈｉｇｈレベルを出力してＮチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ４をオンにする。出力電圧ＶＡＤが電圧閾値ＴＨ１未満であることは、励磁電流Ｉｅｘが所定の電流閾値未満（２線式電磁流量計の変換器２から出力される励磁電流Ｉｅｘに相当する電流レベル）であることを表している。

ＮチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ４がオンになると、トランジスタＱ４がオフの場合と比較して、シャント・レギュレータＵ１の基準入力端子に入力される電圧が低くなるので、シャント・レギュレータＵ１が電源電圧ＶＣＣを高くする方向にＰチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ１のゲート電圧を制御する。したがって、電源電圧ＶＣＣが高くなる。

本実施の形態の入力回路３０ａの動作波形の例を図４（Ａ）〜図４（Ｇ）、図５（Ａ）〜図５（Ｇ）に示す。図４（Ａ）〜図４（Ｇ）は励磁電流Ｉｅｘ＝±１５０ｍＡの場合を示し、図５（Ａ）〜図５（Ｇ）は励磁電流Ｉｅｘ＝±１５ｍＡの場合を示している。図４（Ａ）、図５（Ａ）は励磁電流Ｉｅｘ、図４（Ｂ）、図５（Ｂ）はＸＹ端子間電圧Ｖｘｙ、図４（Ｃ）、図５（Ｃ）は電源電圧ＶＣＣ、図４（Ｄ）、図５（Ｄ）は出力電圧ＶＡＤ、図４（Ｅ）、図５（Ｅ）はコンパレータＵ３の出力電圧Ｖｕ３、図４（Ｆ）、図５（Ｆ）は出力電圧ＶＯ１、図４（Ｇ）、図５（Ｇ）は出力電圧ＶＯ２を示している。

また、励磁電流Ｉｅｘを横軸として−３００ｍＡ〜＋３００ｍＡまで変化させたときのＸＹ端子間電圧Ｖｘｙ、電源電圧ＶＣＣ、出力電圧ＶＡＤ，Ｖｕ３、ＶＯ１，ＶＯ２の特性を図６（Ａ）〜図６（Ｆ）に示す。また、図６（Ａ）〜図６（Ｆ）において励磁電流Ｉｅｘが−３０ｍＡ〜＋３０ｍＡまでの領域を拡大した図を図７（Ａ）〜図７（Ｆ）に示す。

上記のとおり、変換器２から出力される励磁電流Ｉｅｘが４線式電磁流量計の変換器２から出力される励磁電流Ｉｅｘの範囲にある場合には、電源電圧ＶＣＣが低くなる。図４（Ａ）〜図４（Ｇ）の例および図６（Ａ）〜図６（Ｆ）、図７（Ａ）〜図７（Ｆ）におけるＩｅｘ＝＋２７ｍＡ以上、Ｉｅｘ＝−２７ｍＡ以下の例では電源電圧ＶＣＣ＝１．５Ｖとなっている。

一方、励磁電流Ｉｅｘが２線式電磁流量計の変換器２から出力される励磁電流Ｉｅｘの範囲にある場合には、電源電圧ＶＣＣが高くなる。図５（Ａ）〜図５（Ｇ）の例および図６（Ａ）〜図６（Ｆ）、図７（Ａ）〜図７（Ｆ）におけるＩｅｘ＝±２５ｍＡ以内の例では電源電圧ＶＣＣ＝３Ｖとなっている。

このとき、図３に示した電源回路３４ａで、キャリブレータ３ａの動作に必要なトータル電力Ｐ（＋ＶＡ，−ＶＡ，−Ｖｒｅｆ，＋ＶＤの各出力電圧×各電流の総和）が８ｍＷで、トータル効率ηが８０％とした場合、必要な入力電力は８÷０．８＝１０ｍＷとなり、ＶＣＣ＝１．５Ｖの場合は励磁電流Ｉｅｘとして６．７ｍＡ以上の供給がないと入力電力不足となってしまう。しかし、ＶＣＣ＝３Ｖであれば励磁電流Ｉｅｘとして３．３ｍＡ以上の供給があれば良く、２線式電磁流量計の変換器２（励磁電流Ｉｅｘ＝３．５〜１２ｍＡ程度（特許文献２参照））でも電源供給が可能となる。

次に、本実施の形態のキャリブレータ３ａのＣＰＵ３１ａの動作について説明する。ＣＰＵ３１ａは、ＣＰＵ３１ａの内部または外部に配置されるメモリ（不図示）に格納されたプログラムに従って以下の処理を実行する。

まず、機種設定処理を図８のフローチャートを用いて説明する。ＣＰＵ３１ａは、変換器２の機種を自動的に判別して設定する自動設定モードである場合（図８ステップＳ１００においてＹ）、入力回路３０ａからの出力電圧ＶＡＤをＡ／Ｄコンバータを介して取り込む（図８ステップＳ１０１）。自動設定モードとするか否かは、校正作業者が予め設定・表示器３３を用いて決定しておくことができる。自動設定モードとしない場合は、校正作業者が設定・表示器３３を用いて変換器２の機種情報を入力することになる（図８ステップＳ１０２）。

自動設定モードの場合、ＣＰＵ３１ａは、Ａ／Ｄコンバータを介して取り込んだ出力電圧ＶＡＤのレベルを判定する（図８ステップＳ１０３）。ＣＰＵ３１ａは、出力電圧ＶＡＤが４線式電磁流量計の変換器２に対応する最低レベル以上で、かつ４線式標準タイプの電磁流量計の変換器２に対応する範囲の場合（図８ステップＳ１０４においてＹ）、キャリブレータ３ａに接続されている変換器２を、４線式標準タイプの電磁流量計の変換器２と判定する（図８ステップＳ１０５）。ステップＳ１０４において判定Ｙとなることは、出力電圧ＶＡＤが示す励磁電流の値が４線式標準タイプの電磁流量計の変換器２から出力される励磁電流Ｉｅｘの範囲にあることを表している。

また、ＣＰＵ３１ａは、出力電圧ＶＡＤが４線式電磁流量計の変換器２に対応する最低レベル以上で、かつ４線式流体ノイズ対応タイプの電磁流量計の変換器２に対応する範囲の場合（図８ステップＳ１０４においてＮ）、キャリブレータ３ａに接続されている変換器２を、４線式流体ノイズ対応タイプの電磁流量計の変換器２と判定する（図８ステップＳ１０６）。ステップＳ１０４において判定Ｎとなることは、出力電圧ＶＡＤが示す励磁電流の値が４線式流体ノイズ対応タイプの電磁流量計の変換器２から出力される励磁電流Ｉｅｘの範囲にあることを表している。

また、ＣＰＵ３１ａは、出力電圧ＶＡＤが４線式電磁流量計の変換器２に対応する最低レベル未満で、かつ２線式電磁流量計の変換器２に対応する範囲の場合（図８ステップＳ１０７においてＹ）、キャリブレータ３ａに接続されている変換器２を、２線式電磁流量計の変換器２と判定する（図８ステップＳ１０８）。ステップＳ１０７において判定Ｙとなることは、出力電圧ＶＡＤが示す励磁電流の値が２線式電磁流量計の変換器２から出力される励磁電流Ｉｅｘの範囲にあることを表している。

ＣＰＵ３１ａは、出力電圧ＶＡＤが４線式電磁流量計の変換器２に対応する最低レベル未満で、かつ２線式電磁流量計の変換器２に対応する最低レベル未満の場合（図８ステップＳ１０７においてＮ）、異常処理を実施する（図８ステップＳ１０９）。この異常処理では、設定・表示器３３を通じて校正作業者に設定不可であることを通知する。以上で、機種設定処理が終了する。

次に、流量信号出力処理を図９のフローチャートを用いて説明する。まず、ＣＰＵ３１ａは、入力回路３０ａからの出力電圧ＶＡＤをＡ／Ｄコンバータを介して取り込む（図９ステップＳ２００）。そして、ＣＰＵ３１ａは、Ａ／Ｄコンバータを介して取り込んだ出力電圧ＶＡＤのレベルを判定する（図９ステップＳ２０１）。ＣＰＵ３１ａは、出力電圧ＶＡＤが所定の休止レベルより高い場合、入力ポートＤＩ１を介して取り込んだ出力電圧ＶＯ１のレベルを判定する（図９ステップＳ２０２）。

ＣＰＵ３１ａは、出力電圧ＶＯ１がＬｏｗレベルの場合（変換器２から出力される励磁電流Ｉｅｘが正極性である場合）、図８の機種設定処理で決定した変換器２の機種と予め設定された流速値とに対応する正極性の基準流量信号を出力する（図９ステップＳ２０３）。この基準流量信号は、ＣＰＵ３１ａのＤ／Ａコンバータおよび出力回路３２を介して変換器２に入力される。

ＣＰＵ３１ａは、出力電圧ＶＯ１がＬｏｗレベルでなく、Ｈｉｇｈレベルの場合、入力ポートＤＩ２を介して取り込んだ出力電圧ＶＯ２のレベルを判定する（図９ステップＳ２０４）。ＣＰＵ３１ａは、出力電圧ＶＯ２がＬｏｗレベルの場合（変換器２から出力される励磁電流Ｉｅｘが負極性である場合）、図８の機種設定処理で決定した変換器２の機種と予め設定された流速値とに対応する負極性の基準流量信号を出力する（図９ステップＳ２０５）。

なお、キャリブレータ３ａに接続されている変換器２が２線式電磁流量計の変換器２の場合、同じ流速設定値であっても、励磁電流Ｉｅｘの値に応じて基準流量信号を変える必要がある（特許文献２参照）。したがって、ＣＰＵ３１ａは、キャリブレータ３ａに接続されている変換器２が２線式電磁流量計の変換器２で、変換器２から出力される励磁電流Ｉｅｘが正極性の場合、図８の機種設定処理で決定した変換器２の機種と出力電圧ＶＡＤ１が示す励磁電流Ｉｅｘの値と予め設定された流速値とに対応する正極性の基準流量信号を出力し（ステップＳ２０３）、変換器２から出力される励磁電流Ｉｅｘが負極性の場合、図８の機種設定処理で決定した変換器２の機種と出力電圧ＶＡＤ１が示す励磁電流Ｉｅｘの値と予め設定された流速値とに対応する負極性の基準流量信号を出力することになる（ステップＳ２０５）。

ＣＰＵ３１ａは、出力電圧ＶＯ２がＬｏｗレベルでなく、Ｈｉｇｈレベルの場合、基準流量信号を０Ｖとする（図９ステップＳ２０６）。また、ＣＰＵ３１ａは、出力電圧ＶＡＤが休止レベル以下の場合も、基準流量信号を０Ｖとする（ステップＳ２０６）。ＣＰＵ３１ａは、以上のような流量信号出力処理を変換器２からの励磁電流Ｉｅｘ（入力回路３０ａから入力される出力電圧ＶＡＤ，ＶＯ１，ＶＯ２）と同期して行う。

以上のように、本実施の形態では、変換器２から供給される励磁電流Ｉｅｘを利用して電源電圧ＶＣＣを生成することにより、電池無しでのキャリブレータ３ａの駆動が可能となる。したがって、電池切れのために校正作業ができないということがなくなる。また、本実施の形態では、キャリブレータ３ａに接続される変換器２が２線式電磁流量計の変換器２のときは電源電圧ＶＣＣが高くなるため、キャリブレータ３ａの動作に必要な電力が問題なく供給可能となり、供給電力不足によるキャリブレータ３ａの動作停止等のトラブル発生はなくなる。また、本実施の形態では、キャリブレータ３ａに接続される変換器２が４線式電磁流量計の変換器２のときは電源電圧ＶＣＣが低くなるため、キャリブレータ３ａの発熱を抑えることができ、内部発熱による電気回路の温度ドリフトを抑えることができるので、温度ドリフトによるキャリブレータ３ａの性能への影響を低減することができる。

また、本実施の形態では、入力回路３０ａに電流値計測用入力回路を設けることにより、ＣＰＵ３１ａ側で励磁電流Ｉｅｘを正確に計測できるので、変換器２の機種設定の自動化が可能となる。また、本実施の形態では、励磁電流Ｉｅｘの大きさに比例した高精度な出力電圧ＶＡＤ１を出力することができ、上記のとおり励磁電流Ｉｅｘを正確に計測できるので、励磁電流Ｉｅｘの値に応じた基準流量信号を発生して変換器２に出力することができ、２線式電磁流量計の変換器２の校正を全流量計測範囲で実現することができる。

また、本実施の形態では、入力回路３０ａに正極性検出用入力回路と負極性検出用入力回路を設けることにより、励磁電流の極性を正確に検出することができる。本実施の形態では、正極性検出用入力回路および負極性検出用入力回路の出力にローパスフィルタ回路を設けた場合でも、励磁電流Ｉｅｘの極性検出に最適化したローパスフィルタ回路の時定数設定が可能となるので、出力電圧ＶＯ１，ＶＯ２の立上がり、立ち下がりの遅れを小さくすることができ、従来よりも励磁電流Ｉｅｘの極性変化の検出速度を向上させることができる。

なお、オペアンプＵ２の電源は電源電圧ＶＣＣをＤＣ−ＤＣコンバータ３４０によって電圧（＋ＶＡ）に昇圧した電源電圧から供給しているため、電源電圧ＶＣＣの変動によりオペアンプＵ２が入力オフセット電圧ドリフト（電流計測値のドリフト）を起こすことはなく、電流計測精度に影響が及ぶことはない、

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。図１０は本発明の第２の実施の形態に係るキャリブレータの構成を示すブロック図であり、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態のキャリブレータ３ｂは、入力回路３０ｂと、ＣＰＵ３１ａと、出力回路３２と、設定・表示器３３と、電源回路３４ａと、電池３５と、スイッチＳＷ１とから構成される。ＣＰＵ３１ａと出力回路３２と設定・表示器３３と電源回路３４ａの動作は第１の実施の形態で説明したとおりである。

図１１は本実施の形態の入力回路３０ｂの構成を示す回路図であり、図２と同一の構成には同一の符号を付してある。入力回路３０ｂは、ダイオードＤ１〜Ｄ６と、シャント・レギュレータＵ１と、オペアンプＵ２と、コンパレータＵ３と、ＰチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ１と、ＮチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ２〜Ｑ４と、抵抗Ｒ１〜Ｒ１８と、コンデンサＣ１〜Ｃ４と、電源入力端子に電源電圧（＋ＶＡ）が供給され、反転入力端子が入力回路３０ｂの第１の信号出力端子に接続され、出力端子が入力回路３０ｂの第４の信号出力端子に接続されたコンパレータＵ４と、一端が電源電圧（＋Ｖｒｅｆ）に接続された抵抗Ｒ１９と、一端が抵抗Ｒ１９の他端に接続され、他端が接地された抵抗Ｒ２０と、一端が抵抗Ｒ１９とＲ２０の接続点に接続され、他端がコンパレータＵ４の非反転入力端子に接続された抵抗Ｒ２１と、一端がコンパレータＵ４の非反転入力端子に接続され、他端がコンパレータＵ４の出力端子に接続された抵抗Ｒ２２とから構成される。

キャリブレータの動作に必要なトータル電力Ｐを、２線式電磁流量計の変換器２から供給される励磁電流Ｉｅｘの全域（±３．５〜１２ｍＡ程度）で供給できれば第１の実施の形態の入力回路３０ａの構成で問題ない。しかし、必要なトータル電力Ｐが大きく、励磁電流Ｉｅｘが２線式電磁流量計の変換器２から供給される電流の低域の範囲（例えば５ｍＡ未満）にあって、電源電圧ＶＣＣを高く設定しても供給電流不足となってしまうような場合には本実施の形態が有効である。

コンパレータＵ４と抵抗Ｒ１９〜Ｒ２２とスイッチＳＷ１とは、電源電圧供給元切替手段を構成している。コンパレータＵ４は、入力回路３０ｂの第１の信号出力端子に出力される出力電圧ＶＡＤが所定の電圧閾値ＴＨ２（ＴＨ１＞ＴＨ２）以上のときは、出力電圧Ｖｕ４をＬｏｗレベルとする。この場合、スイッチＳＷ１は、入力回路３０ｂから出力される電源電圧ＶＣＣを電源回路３４ａに供給するので、キャリブレータ３ａの動作は第１の実施の形態で説明したとおりとなる。

また、コンパレータＵ４は、出力電圧ＶＡＤが電圧閾値ＴＨ２未満のときは、Ｈｉｇｈレベルの出力電圧Ｖｕ４を出力する。この場合、スイッチＳＷ１は、電源回路３４ａへの電源電圧の供給元を入力回路３０ｂから電池３５に切り替える。

電圧閾値ＴＨ２は、電源電圧（＋Ｖｒｅｆ）と抵抗Ｒ１９〜Ｒ２２の値とによって設定される。この電圧閾値ＴＨ２は、キャリブレータ３ｂの動作に必要なトータル電力Ｐを励磁電流Ｉｅｘから得ることができない状態、すなわち励磁電流Ｉｅｘが供給電流不足の状態となる値よりも若干大きい電流値（例えば５ｍＡ）に対応する電圧値に設定しておけばよい。したがって、励磁電流Ｉｅｘが供給電流不足となる前にコンパレータＵ４の出力電圧Ｖｕ４がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変わり、電源回路３４ａへの電源電圧の供給元が入力回路３０ｂから電池３５に切り替わることになる。

以上のように、本実施の形態では、励磁電流Ｉｅｘが供給電流不足となるときに、電源電圧の供給元を入力回路３０ｂから電池３５に切り替えることにより、キャリブレータ３ｂの動作に必要な電力Ｐが不足してしまうことを防止できる。本実施の形態では、励磁電流Ｉｅｘが２線式電磁流量計の変換器２から供給される電流の低域の範囲（例えば５ｍＡ未満）であっても、供給電力不足によるキャリブレータ３ｂの動作停止等のトラブル発生をなくすことができる。また、励磁電流Ｉｅｘの休止期間では、同様に電池３５から電源回路３４ａへ電源電圧を供給することになるので、休止期間が長い場合でも、キャリブレータ３ｂの動作停止等のトラブル発生をなくすことができる。

また、本実施の形態では、励磁電流Ｉｅｘが４線式電磁流量計の変換器２から供給される電流の範囲、あるいは２線式電磁流量計の変換器２から供給される電流の低域以上の範囲（例えば５ｍＡ以上）にあるときには、電池３５から電力を供給しないので、従来のキャリブレータ３のように電池３５のみを使用する場合と比較して、電池３５の消耗を大幅に少なくすることができる。

なお、第１、第２の実施の形態において、コンパレータＵ３とＮチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ４と抵抗Ｒ１７，Ｒ１８とからなる電源電圧切替手段のうち、コンパレータＵ３と抵抗Ｒ１７，Ｒ１８とからなる判定手段の部分をＣＰＵ３１ａで実現するようにしてもよい。この場合、ＣＰＵ３１ａは、出力電圧ＶＡＤが電圧閾値ＴＨ１以上のときにＮチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ４をオフにし、出力電圧ＶＡＤが電圧閾値ＴＨ１未満のときにＮチャネルパワーＭＯＳトランジスタＱ４をオンにすればよい。

また、第２の実施の形態において、コンパレータＵ４と抵抗Ｒ１９〜Ｒ２２とスイッチＳＷ１とからなる電源電圧供給元切替手段のうち、コンパレータＵ４と抵抗Ｒ１９〜Ｒ２２とからなる判定手段の部分をＣＰＵ３１ａで実現するようにしてもよい。この場合、ＣＰＵ３１ａは、出力電圧ＶＡＤが電圧閾値ＴＨ２以上のときに、電源回路３４ａへの電源電圧の供給元が入力回路３０ｂとなるようにスイッチＳＷ１を制御し、出力電圧ＶＡＤが電圧閾値ＴＨ２未満のときに、電源回路３４ａへの電源電圧の供給元が電池３５となるようにスイッチＳＷ１を制御すればよい。

本発明は、電磁流量計の変換器を校正する技術に適用することができる。

２…変換器、３ａ…キャリブレータ、３０ａ，３０ｂ…入力回路、３１ａ…ＣＰＵ３１ａ、３２…出力回路、３３…設定・表示器、３４ａ…電源回路、３５…電池、３４０〜３４３…ＤＣ−ＤＣコンバータ、Ｄ１〜Ｄ６…ダイオード、Ｕ１…シャント・レギュレータ、Ｕ２…オペアンプ、Ｕ３，Ｕ４…コンパレータ、Ｑ１…ＰチャネルパワーＭＯＳトランジスタ、Ｑ２〜Ｑ４…ＮチャネルパワーＭＯＳトランジスタ、Ｒ１〜Ｒ２２…抵抗、Ｃ１〜Ｃ４…コンデンサ、ＳＷ１…スイッチ。

Claims (7)

1. 電磁流量計の校正のための基準流量信号を発生する標準信号発生器において、
   前記電磁流量計の変換器からの励磁電流を受ける入力回路と、
   前記励磁電流に同期した基準流量信号を発生する制御手段と、
   電源電圧切替手段とを備え、
   前記入力回路は、
   前記励磁電流を整流する第１の整流回路と、
   標準信号発生器で使用する電源電圧を供給するための電源電圧出力端子と前記第１の整流回路の出力端子との間に設けられた第１の抵抗と、
   この第１の抵抗の両端電圧を増幅した第１の出力電圧を出力する増幅回路と、
   前記電源電圧出力端子から出力される電源電圧が一定となるように制御する定電圧回路とを備え、
   前記電源電圧切替手段は、前記第１の出力電圧と所定の第１の閾値との比較結果に応じて前記定電圧回路を制御して、前記電源電圧を切り替えることを特徴とする標準信号発生器。
2. 請求項１記載の標準信号発生器において、
   前記電源電圧切替手段は、前記第１の出力電圧が前記第１の閾値以上のときに、前記電源電圧を所定の第１のレベルとし、前記第１の出力電圧が前記第１の閾値未満のときに、前記電源電圧を前記第１のレベルよりも高い所定の第２のレベルとすることを特徴とする標準信号発生器。
3. 請求項１または２記載の標準信号発生器において、
   前記定電圧回路は、
   前記電源電圧出力端子と接地との間に設けられたトランジスタと、
   前記電源電圧出力端子から出力される電源電圧を抵抗分圧した電圧を基準入力として、前記トランジスタのゲート電圧を制御するシャント・レギュレータとを備え、
   前記電源電圧切替手段は、前記第１の出力電圧と前記第１の閾値との比較結果に応じて前記シャント・レギュレータの基準入力を変更することにより、前記電源電圧を切り替えることを特徴とする標準信号発生器。
4. 請求項１乃至３のいずれか１項に記載の標準信号発生器において、
   さらに、電力供給のための電池と、
   前記第１の出力電圧を所定の第２の閾値と比較して前記励磁電流が供給電流不足と判定したときに、前記電源電圧の供給元を前記入力回路の定電圧回路から前記電池に切り替える電源電圧供給元切替手段とを備えることを特徴とする標準信号発生器。
5. 請求項１乃至４のいずれか１項に記載の標準信号発生器において、
   前記制御手段は、標準信号発生器に接続されている前記変換器の機種を、前記入力回路から出力された第１の出力電圧に応じて判定し、判定した機種に応じた基準流量信号を発生して前記変換器に出力することを特徴とする標準信号発生器。
6. 請求項５記載の標準信号発生器において、
   前記制御手段は、標準信号発生器に接続されている電磁流量計の変換器を、２線式電磁流量計の変換器と判定したときに、前記第１の出力電圧が示す励磁電流の値に応じた基準流量信号を発生して前記変換器に出力することを特徴とする標準信号発生器。
7. 請求項１乃至６のいずれか１項に記載の標準信号発生器において、
   前記入力回路は、
   さらに、前記励磁電流の正極性側のみを整流する第２の整流回路と、
   この第２の整流回路の出力端子と接地間に設けられた第２の抵抗と、
   前記励磁電流の負極性側のみを整流する第３の整流回路と、
   この第３の整流回路の出力端子と接地間に設けられた第３の抵抗とを備え、
   前記制御手段は、前記第２の抵抗の両端電圧である第２の出力電圧と前記第３の抵抗の両端電圧である第３の出力電圧とに応じて前記励磁電流の極性を判定し、前記励磁電流が正極性と判定したときには正極性の基準流量信号を発生して前記変換器に出力し、前記励磁電流が負極性と判定したときには負極性の基準流量信号を発生して前記変換器に出力することを特徴とする標準信号発生器。

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