JPH06284011A - 電圧パルス幅変換回路 - Google Patents
電圧パルス幅変換回路Info
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- JPH06284011A JPH06284011A JP6568293A JP6568293A JPH06284011A JP H06284011 A JPH06284011 A JP H06284011A JP 6568293 A JP6568293 A JP 6568293A JP 6568293 A JP6568293 A JP 6568293A JP H06284011 A JPH06284011 A JP H06284011A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 別系伝送路および別電源が不必要で、かつ必
要条件に適合できる。 【構成】 電源回路は直流制御信号の電流通路に直列に
接続される。ＲＳ型のＦＦ回路１６と、ＦＦ回路１６の
反転出力と共通電位との間に接続された第一の時定数回
路（１３、１４）と、帰還電圧信号の電圧Ｖｉと第一の
時定数回路の充電電圧とを比較し出力がＦＦ回路１６の
セット入力接続された比較器１２と、ＦＦ回路１６の出
力と共通電位との間に接続された第二の時定数回路（１
７、２６）と、基準電圧ＶＺ１と第二の時定数回路の充
電電圧とを比較する比較器２０と、基準電圧ＶＺＩと比
較器２０の出力とを比較しＦＦ回路１６をリセットしパ
ルス幅信号を出力させるシュミット回路（１８、１９、
２３、２５）とからなる。
要条件に適合できる。 【構成】 電源回路は直流制御信号の電流通路に直列に
接続される。ＲＳ型のＦＦ回路１６と、ＦＦ回路１６の
反転出力と共通電位との間に接続された第一の時定数回
路（１３、１４）と、帰還電圧信号の電圧Ｖｉと第一の
時定数回路の充電電圧とを比較し出力がＦＦ回路１６の
セット入力接続された比較器１２と、ＦＦ回路１６の出
力と共通電位との間に接続された第二の時定数回路（１
７、２６）と、基準電圧ＶＺ１と第二の時定数回路の充
電電圧とを比較する比較器２０と、基準電圧ＶＺＩと比
較器２０の出力とを比較しＦＦ回路１６をリセットしパ
ルス幅信号を出力させるシュミット回路（１８、１９、
２３、２５）とからなる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、アナログ量をディジタ
ル量（パルス幅）に変換する回路として利用する。本発
明は、自動制御装置に利用するために発明されたもので
あるがその他のアナログディジタル変換回路の要素とし
て利用できる。本発明は、二線伝送路に伝送する直流制
御信号によりプロセス制御系の弁開度を調節制御する装
置に利用する。特に、二線伝送路に被制御弁の実際の開
度をパルス幅信号に変換し、このパルス信号を直流制御
信号に重畳して伝送する弁開度計の電圧パルス幅変換回
路に関するものである。
ル量（パルス幅）に変換する回路として利用する。本発
明は、自動制御装置に利用するために発明されたもので
あるがその他のアナログディジタル変換回路の要素とし
て利用できる。本発明は、二線伝送路に伝送する直流制
御信号によりプロセス制御系の弁開度を調節制御する装
置に利用する。特に、二線伝送路に被制御弁の実際の開
度をパルス幅信号に変換し、このパルス信号を直流制御
信号に重畳して伝送する弁開度計の電圧パルス幅変換回
路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図６は第一の従来例の遠隔制御測定装置
のブロック構成図である。図７は第二の従来例の遠隔制
御測定装置のブロック構成図である。図８は第三の従来
例の遠隔制御測定装置のブロック構成図である。
のブロック構成図である。図７は第二の従来例の遠隔制
御測定装置のブロック構成図である。図８は第三の従来
例の遠隔制御測定装置のブロック構成図である。
【０００３】従来、遠隔制御測定装置は、図６〜図８に
示すような構成であった。すなわち、図６は、制御装置
から操作部である自動調節弁に直流の制御信号を送って
制御する例を示す。この場合には、制御装置側で操作部
の制御結果、または故障を検知できない。図７は、制御
装置側で操作部の制御結果、または故障を検知できるよ
うにしたもので、制御装置から操作部まで制御信号とは
別の配線を設けた例である。図８は、制御信号とは別の
配線を設けずに制御装置側で操作部の制御結果、または
故障を検知できるようにしたもので、制御装置から４〜
２０ｍＡの制御信号を送って操作部を制御し、操作部の
操作量を検知しこの操作量を帰還信号電圧に変換しこの
帰還信電圧に対応するパルス信号を制御信号に重畳して
操作量を帰還する例である（特開平４−７６９３０）。
示すような構成であった。すなわち、図６は、制御装置
から操作部である自動調節弁に直流の制御信号を送って
制御する例を示す。この場合には、制御装置側で操作部
の制御結果、または故障を検知できない。図７は、制御
装置側で操作部の制御結果、または故障を検知できるよ
うにしたもので、制御装置から操作部まで制御信号とは
別の配線を設けた例である。図８は、制御信号とは別の
配線を設けずに制御装置側で操作部の制御結果、または
故障を検知できるようにしたもので、制御装置から４〜
２０ｍＡの制御信号を送って操作部を制御し、操作部の
操作量を検知しこの操作量を帰還信号電圧に変換しこの
帰還信電圧に対応するパルス信号を制御信号に重畳して
操作量を帰還する例である（特開平４−７６９３０）。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このような従
来例の遠隔制御装置に使用する電圧パルス幅変換回路で
は、以下に述べるような改良すべき点があった。すなわ
ち、帰還信号電圧とパルス信号幅が線形な比例関係に
あり、制御装置で機械的変位を帰還信号により検出が容
易である。また、操作部はフィールドに設置されるので
広範囲の環境条件に耐える必要がある、操作部および
帰還回路側には別電源は持たず、パルス幅変換部の電源
は制御信号の直流電流４〜２０ｍＡを使用し、最小電流
４ｍＡ以下で帰還回路を駆動できることが必要である、
制御装置の調節系からの４〜２０ｍＡの制御信号の許
容抵抗値は通常６００Ω前後であり、したがって操作部
および伝送線の線路抵抗を極力大きくとる必要があるこ
とから、帰還回路内で許容できる電源電圧は４Ｖ以下で
ありこの電圧で駆動できる必要がある、一般に、セン
サの出力インピーダンスは高いために、受信側の帰還回
路中の受信側のアナログディジタル変換部のインピーダ
ンスは高インピーダンスである必要がある、帰還回路
の動作によって、操作部の制御出力に影響を与えないな
どである。
来例の遠隔制御装置に使用する電圧パルス幅変換回路で
は、以下に述べるような改良すべき点があった。すなわ
ち、帰還信号電圧とパルス信号幅が線形な比例関係に
あり、制御装置で機械的変位を帰還信号により検出が容
易である。また、操作部はフィールドに設置されるので
広範囲の環境条件に耐える必要がある、操作部および
帰還回路側には別電源は持たず、パルス幅変換部の電源
は制御信号の直流電流４〜２０ｍＡを使用し、最小電流
４ｍＡ以下で帰還回路を駆動できることが必要である、
制御装置の調節系からの４〜２０ｍＡの制御信号の許
容抵抗値は通常６００Ω前後であり、したがって操作部
および伝送線の線路抵抗を極力大きくとる必要があるこ
とから、帰還回路内で許容できる電源電圧は４Ｖ以下で
ありこの電圧で駆動できる必要がある、一般に、セン
サの出力インピーダンスは高いために、受信側の帰還回
路中の受信側のアナログディジタル変換部のインピーダ
ンスは高インピーダンスである必要がある、帰還回路
の動作によって、操作部の制御出力に影響を与えないな
どである。
【０００５】本発明はこのような背景に行われたもので
あって、別系の伝送路および別電源を必要とすることな
く制御装置側で検出し易い帰還信号を帰還することがで
き、かつ４Ｖ以下で駆動でき高インピーダンスであり被
制御装置に影響を与えない遠隔制御測定装置用の電圧パ
ルス幅変換回路を提供することを目的とする。
あって、別系の伝送路および別電源を必要とすることな
く制御装置側で検出し易い帰還信号を帰還することがで
き、かつ４Ｖ以下で駆動でき高インピーダンスであり被
制御装置に影響を与えない遠隔制御測定装置用の電圧パ
ルス幅変換回路を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】第一の発明は、ＲＳフリ
ップフロップ回路（１６）と、このＲＳフリップフロッ
プ回路の反転出力と共通電位との間に直列接続された抵
抗（１４）およびコンデンサ（１３）からなる第一の時
定数回路と、入力信号の電圧（Ｖｉ）とこの第一時定数
回路の充電電圧とを比較しその比較結果出力が前記ＲＳ
フリップフロップ回路のセット入力に接続された第一の
比較器（１２）と、前記ＲＳフリップフロップ回路の出
力と共通電位との間に直列接続された抵抗（１７）およ
びコンデンサ（２６）からなる第二の時定数回路と、第
一の基準電圧（Ｖ５）とこの第二の時定数回路の充電電
圧とを比較する第二の比較器（２０）と、この第二の比
較器の比較結果出力と前記第一の基準電圧とを比較しそ
の出力で前記第一の基準電圧を変化させて第二の基準電
圧にするとともに前記ＲＳフリップフロップ回路をリセ
ットし前記ＲＳフリップフロップ回路の反転出力をパル
ス幅パルス信号として出力させるシュミット回路（１
８、１９、２３、２５）とを備えたことを特徴とする。
ップフロップ回路（１６）と、このＲＳフリップフロッ
プ回路の反転出力と共通電位との間に直列接続された抵
抗（１４）およびコンデンサ（１３）からなる第一の時
定数回路と、入力信号の電圧（Ｖｉ）とこの第一時定数
回路の充電電圧とを比較しその比較結果出力が前記ＲＳ
フリップフロップ回路のセット入力に接続された第一の
比較器（１２）と、前記ＲＳフリップフロップ回路の出
力と共通電位との間に直列接続された抵抗（１７）およ
びコンデンサ（２６）からなる第二の時定数回路と、第
一の基準電圧（Ｖ５）とこの第二の時定数回路の充電電
圧とを比較する第二の比較器（２０）と、この第二の比
較器の比較結果出力と前記第一の基準電圧とを比較しそ
の出力で前記第一の基準電圧を変化させて第二の基準電
圧にするとともに前記ＲＳフリップフロップ回路をリセ
ットし前記ＲＳフリップフロップ回路の反転出力をパル
ス幅パルス信号として出力させるシュミット回路（１
８、１９、２３、２５）とを備えたことを特徴とする。
【０００７】第二の発明は、ＲＳフリップフロップ回路
（１６）と、このＲＳフリップフロップ回路の出力と共
通電位との間に直列接続された抵抗（１４）およびコン
デンサ（１３）からなる第一の時定数回路と、入力信号
の電圧（Ｖｉ）とこの第一時定数回路の充電電圧とを比
較しその比較結果出力が前記ＲＳフリップフロップ回路
のリセット入力に接続された第一の比較器と（１２）、
前記ＲＳフリップフロップ回路の反転出力と共通電位と
の間に直列接続された抵抗（１７）およびコンデンサ
（２６）からなる第二の時定数回路と、第一の基準電圧
（Ｖ５）とこの第二の時定数回路の充電電圧とを比較す
る第二の比較器（２０）と、この第二の比較器の比較結
果出力と前記第一の基準電圧とを比較しその出力で前記
第一の基準電圧を変化させて第二の基準電圧にするとと
もに前記ＲＳフリップフロップ回路をセットし前記ＲＳ
フリップフロップ回路の出力をパルス幅パルス信号とし
て出力させるシュミット回路（１８、１９、２３、２
５）とを備えたことを特徴とする。
（１６）と、このＲＳフリップフロップ回路の出力と共
通電位との間に直列接続された抵抗（１４）およびコン
デンサ（１３）からなる第一の時定数回路と、入力信号
の電圧（Ｖｉ）とこの第一時定数回路の充電電圧とを比
較しその比較結果出力が前記ＲＳフリップフロップ回路
のリセット入力に接続された第一の比較器と（１２）、
前記ＲＳフリップフロップ回路の反転出力と共通電位と
の間に直列接続された抵抗（１７）およびコンデンサ
（２６）からなる第二の時定数回路と、第一の基準電圧
（Ｖ５）とこの第二の時定数回路の充電電圧とを比較す
る第二の比較器（２０）と、この第二の比較器の比較結
果出力と前記第一の基準電圧とを比較しその出力で前記
第一の基準電圧を変化させて第二の基準電圧にするとと
もに前記ＲＳフリップフロップ回路をセットし前記ＲＳ
フリップフロップ回路の出力をパルス幅パルス信号とし
て出力させるシュミット回路（１８、１９、２３、２
５）とを備えたことを特徴とする。
【０００８】また、第一の発明または第二の発明は、前
記ＲＳフリップフロップ回路がコンプリメンタリモスで
あることが望ましい。すなわち、コンプリメンタリモス
を利用することにより、大きい負荷抵抗でＲＳフリップ
フロップの出力電圧を一定にすることができるから、消
費電力を小さくできる。
記ＲＳフリップフロップ回路がコンプリメンタリモスで
あることが望ましい。すなわち、コンプリメンタリモス
を利用することにより、大きい負荷抵抗でＲＳフリップ
フロップの出力電圧を一定にすることができるから、消
費電力を小さくできる。
【０００９】さらに、第一の発明または第二の発明は、
前記電圧パルス幅変換回路は、前記第一の基準電圧と前
記第二の時定数回路の充電電圧とを比較し前記第二の比
較器の動作とともにこの第二の時定数回路の充電電圧を
放電する第三の比較器（２１）を含むことができる。
前記電圧パルス幅変換回路は、前記第一の基準電圧と前
記第二の時定数回路の充電電圧とを比較し前記第二の比
較器の動作とともにこの第二の時定数回路の充電電圧を
放電する第三の比較器（２１）を含むことができる。
【００１０】
【作用】遠隔制御測定装置は、制御装置と、この制御装
置からの直流制御信号の値に応じて制御される被制御装
置に連結されその被制御装置（操作部）の変位に応じた
測定値を電気信号として発生する位置検出回路（セン
サ）と、この電気信号に比例したパルス幅信号を発生す
る電圧パルス幅変換回路と、この電圧パルス幅変換回路
からのパルス幅信号を直流制御信号に重畳して帰還する
帰還回路とを備える。
置からの直流制御信号の値に応じて制御される被制御装
置に連結されその被制御装置（操作部）の変位に応じた
測定値を電気信号として発生する位置検出回路（セン
サ）と、この電気信号に比例したパルス幅信号を発生す
る電圧パルス幅変換回路と、この電圧パルス幅変換回路
からのパルス幅信号を直流制御信号に重畳して帰還する
帰還回路とを備える。
【００１１】ここで、電圧パルス幅変換回路は、電源回
路が直流制御電流の電流通路に直列に接続され、４個の
比較器および１個のフリップフロップ回路で構成された
１ビット追従型のアナログディジタル変換器からなり、
被制御装置の機械的変位に応じたパルス幅信号を生成す
るので、別系の伝送路および別電源を必要とすることな
く精度が高く制御装置側で検出し易い帰還信号を帰還す
ることができる。また、電圧パルス幅変換回路の駆動電
圧は比較器およびフリップフロップ回路の駆動電圧で決
まり２Ｖで動作することから４Ｖ以下にすることができ
る。また、入力インピーダンスは比較器の入力のインピ
ーダンスで決まり１０ＭΩ以上とることができる。さら
に使用する電流は２ｍＡ程度で充分であるので直流制御
信号の４〜２０ｍＡで充分である。
路が直流制御電流の電流通路に直列に接続され、４個の
比較器および１個のフリップフロップ回路で構成された
１ビット追従型のアナログディジタル変換器からなり、
被制御装置の機械的変位に応じたパルス幅信号を生成す
るので、別系の伝送路および別電源を必要とすることな
く精度が高く制御装置側で検出し易い帰還信号を帰還す
ることができる。また、電圧パルス幅変換回路の駆動電
圧は比較器およびフリップフロップ回路の駆動電圧で決
まり２Ｖで動作することから４Ｖ以下にすることができ
る。また、入力インピーダンスは比較器の入力のインピ
ーダンスで決まり１０ＭΩ以上とることができる。さら
に使用する電流は２ｍＡ程度で充分であるので直流制御
信号の４〜２０ｍＡで充分である。
【００１２】
【実施例】本発明の実施例について図面を参照して説明
する。
する。
【００１３】図１は本発明一実施例電圧パルス幅変換回
路のブロック構成図である。図５は本発明の電圧パルス
幅変換回路が適用される遠隔制御測定装置のブロック構
成図である。図５において、遠隔制御測定装置は、制御
装置３０と、制御装置３０からの直流制御信号（４〜２
０ｍＡ）の値に応じて制御される被制御装置（操作部）
４１に連結されこの被制御装置４１の変位に応じた測定
値を電気信号として発生する位置検出回路（センサ）４
２と、この電気信号に比例したパルス幅信号を発生する
電圧パルス幅変換回路４３と、電圧パルス幅変換回路４
３からのパルス幅信号を直流制御信号に重畳して帰還す
る帰還回路４４とを備える。
路のブロック構成図である。図５は本発明の電圧パルス
幅変換回路が適用される遠隔制御測定装置のブロック構
成図である。図５において、遠隔制御測定装置は、制御
装置３０と、制御装置３０からの直流制御信号（４〜２
０ｍＡ）の値に応じて制御される被制御装置（操作部）
４１に連結されこの被制御装置４１の変位に応じた測定
値を電気信号として発生する位置検出回路（センサ）４
２と、この電気信号に比例したパルス幅信号を発生する
電圧パルス幅変換回路４３と、電圧パルス幅変換回路４
３からのパルス幅信号を直流制御信号に重畳して帰還す
る帰還回路４４とを備える。
【００１４】図１において、電圧パルス幅変換回路の特
徴とするところは、ＲＳフリップフロップ回路１６と、
ＲＳフリップフロップ回路１６の反転出力Ｑ- と共通電
位との間に直列接続された抵抗１４およびコンデンサ１
３からなる第一の時定数回路と、入力信号の電圧として
帰還信号電圧Ｖｉとこの第一時定数回路の充電電圧とを
比較しその比較結果出力がＲＳフリップフロップ回路１
６のセット入力Ｓに接続された第一の比較器として比較
器１２と、ＲＳフリップフロップ回路１６の出力と共通
電位との間に直列接続された抵抗１７およびコンデンサ
２６からなる第二の時定数回路と、第一の基準電圧（Ｖ
５＝ＶＺ１）とこの第二の時定数回路の充電電圧とを比
較する第二の比較器として比較器２０と、この第二の比
較器の比較結果出力と前記第一の基準電圧（Ｖ５＝ＶＺ
１）とを比較しその出力で前記第一の基準電圧を変化さ
せて第二の基準電圧（Ｖ５＝ＶＺ２）にするとともにＲ
Ｓフリップフロップ回路１６をリセットしＲＳフリップ
フロップ回路１６の反転出力Ｑ- をパルス幅パルス信号
として出力させるシュミット回路として抵抗１８、１
９、２３および比較器２５とを備えたことにある。
徴とするところは、ＲＳフリップフロップ回路１６と、
ＲＳフリップフロップ回路１６の反転出力Ｑ- と共通電
位との間に直列接続された抵抗１４およびコンデンサ１
３からなる第一の時定数回路と、入力信号の電圧として
帰還信号電圧Ｖｉとこの第一時定数回路の充電電圧とを
比較しその比較結果出力がＲＳフリップフロップ回路１
６のセット入力Ｓに接続された第一の比較器として比較
器１２と、ＲＳフリップフロップ回路１６の出力と共通
電位との間に直列接続された抵抗１７およびコンデンサ
２６からなる第二の時定数回路と、第一の基準電圧（Ｖ
５＝ＶＺ１）とこの第二の時定数回路の充電電圧とを比
較する第二の比較器として比較器２０と、この第二の比
較器の比較結果出力と前記第一の基準電圧（Ｖ５＝ＶＺ
１）とを比較しその出力で前記第一の基準電圧を変化さ
せて第二の基準電圧（Ｖ５＝ＶＺ２）にするとともにＲ
Ｓフリップフロップ回路１６をリセットしＲＳフリップ
フロップ回路１６の反転出力Ｑ- をパルス幅パルス信号
として出力させるシュミット回路として抵抗１８、１
９、２３および比較器２５とを備えたことにある。
【００１５】また、前記第一の基準電圧と前記第二の時
定数回路の充電電圧とを比較し比較器２０の動作ととも
にこの第二の時定数回路の充電電圧を放電する第三の比
較器として比較器２１を含む。
定数回路の充電電圧とを比較し比較器２０の動作ととも
にこの第二の時定数回路の充電電圧を放電する第三の比
較器として比較器２１を含む。
【００１６】このような構成の遠隔制御装置の動作につ
いて説明する。図２は本発明の電圧パルス幅変換回路の
各部分の信号波形を示す図である。図１および図２にお
いて、電源電圧Ｖｐは２．５〜５Ｖで本回路を駆動する
ことができる。被制御装置４１からの帰還信号電圧Ｖｉ
は比較器１２の反転入力に接続される。オープンコレク
タ出力である比較器１２のバイアス用の抵抗１５が比較
器１２との接続点でＲＳフリップフロップ回路１６のセ
ッ入力に接続されており、比較器１２の出力がハイレベ
ルになると（図２の電圧Ｖ２）のようにＲＳフリップフ
ロップ回路１６の出力を反転させる（図２の電圧Ｖ３、
Ｖ４）。
いて説明する。図２は本発明の電圧パルス幅変換回路の
各部分の信号波形を示す図である。図１および図２にお
いて、電源電圧Ｖｐは２．５〜５Ｖで本回路を駆動する
ことができる。被制御装置４１からの帰還信号電圧Ｖｉ
は比較器１２の反転入力に接続される。オープンコレク
タ出力である比較器１２のバイアス用の抵抗１５が比較
器１２との接続点でＲＳフリップフロップ回路１６のセ
ッ入力に接続されており、比較器１２の出力がハイレベ
ルになると（図２の電圧Ｖ２）のようにＲＳフリップフ
ロップ回路１６の出力を反転させる（図２の電圧Ｖ３、
Ｖ４）。
【００１７】抵抗１４およびコンデンサ１３で構成され
る時定数回路はＲＳフリップフロップ回路１６の反転出
力Ｑ- に接続され、セット入力Ｓがハイレベルになると
その時定数で放電される（図２の電圧Ｖ１）。一方、Ｒ
Ｓフリップフロップ回路１６の出力Ｑは、抵抗１７およ
びコンデンサ２６で構成される時定数回路に接続され、
この電圧（充電電圧）Ｖ６は比較器２０に接続され基準
電圧Ｖ５（ＶＺ１）と比較され、基準パルス幅時間ｔ２
を作成する。
る時定数回路はＲＳフリップフロップ回路１６の反転出
力Ｑ- に接続され、セット入力Ｓがハイレベルになると
その時定数で放電される（図２の電圧Ｖ１）。一方、Ｒ
Ｓフリップフロップ回路１６の出力Ｑは、抵抗１７およ
びコンデンサ２６で構成される時定数回路に接続され、
この電圧（充電電圧）Ｖ６は比較器２０に接続され基準
電圧Ｖ５（ＶＺ１）と比較され、基準パルス幅時間ｔ２
を作成する。
【００１８】また、比較器２０の出力は比較器２５を介
してＲＳフリップフロップ回路１６のリセット入力Ｒに
接続されＲＳフリップフロップ回路１６の出力を反転さ
せる。抵抗１８、２２、１９、２３は比較器２５とでシ
ュミット回路を構成し、比較器２５の「オン」「オフ」
により、基準電圧Ｖ５の二つの位置の電圧を定めてい
る。比較器２１は、基準電圧（Ｖ５）と電圧Ｖ６とを常
に比較しており、シュミット回路が動作することによ
り、基準電圧が下がると動作しコンデンサ２６に充電さ
れた電荷を急速に放電する働きをする。
してＲＳフリップフロップ回路１６のリセット入力Ｒに
接続されＲＳフリップフロップ回路１６の出力を反転さ
せる。抵抗１８、２２、１９、２３は比較器２５とでシ
ュミット回路を構成し、比較器２５の「オン」「オフ」
により、基準電圧Ｖ５の二つの位置の電圧を定めてい
る。比較器２１は、基準電圧（Ｖ５）と電圧Ｖ６とを常
に比較しており、シュミット回路が動作することによ
り、基準電圧が下がると動作しコンデンサ２６に充電さ
れた電荷を急速に放電する働きをする。
【００１９】図３は本発明の電圧パルス幅変換回路の第
一の時定数回路の充電電圧の拡大図である。図３に従っ
て入力電圧Ｖｉをそれに比例したパルス幅に変換する原
理を説明する。Ｅは充電電圧の最大値（電源電圧）、Ｖ
ｉは入力電圧、Ｖｆは入力電圧値より基準時間ｔ２後の
放電電圧値、ｔ１は放電電圧値Ｖｆより入力電圧Ｖｉま
で充電されるまでの時間、ｔ２は抵抗１７およびコンデ
ンサ２６で決まる基準時間である。Ｔは抵抗１４および
コンデンサ１３で決まるタイムコンスタントとすると、 Ｖｉ＝Ｅ（１−ｅ-(t1/T) ）＋Ｖｆ （１） Ｖｆ＝Ｖｉ・ｅ-(t2/T) ） （２） で表され、式（１）および式（２）から Ｖｉ＝Ｅ（１−ｅ-(t1/T) ）＋Ｖｉ・ｅ-(t2/T) （３） 式（３）を成立する。ここで、 ｔ１＜＜Ｔ ｔ２＜＜Ｔ である抵抗１４およびコンデンサ１３を選ぶことによ
り、式（３）を整理すると、 Ｖｉ＝Ｅ（１−ｅ-(t1/T) ）／（１−ｅ-(t2/T) ） ≒Ｅ｛１−（１−ｔ１／Ｔ＋０．５（ｔ１／Ｔ）2 ｝／｛１−（１−ｔ２ ／Ｔ＋０．５（ｔ２／Ｔ）2 ｝ ≒Ｅ（ｔ１／Ｔ）／（ｔ２／Ｔ） ＝Ｅ・ｔ１／ｔ２ （４） すなわち、 ｔ１＝ｔ２・Ｖｉ／Ｅ （ｔ２＝一定） となり、入力電圧に比例することになる。
一の時定数回路の充電電圧の拡大図である。図３に従っ
て入力電圧Ｖｉをそれに比例したパルス幅に変換する原
理を説明する。Ｅは充電電圧の最大値（電源電圧）、Ｖ
ｉは入力電圧、Ｖｆは入力電圧値より基準時間ｔ２後の
放電電圧値、ｔ１は放電電圧値Ｖｆより入力電圧Ｖｉま
で充電されるまでの時間、ｔ２は抵抗１７およびコンデ
ンサ２６で決まる基準時間である。Ｔは抵抗１４および
コンデンサ１３で決まるタイムコンスタントとすると、 Ｖｉ＝Ｅ（１−ｅ-(t1/T) ）＋Ｖｆ （１） Ｖｆ＝Ｖｉ・ｅ-(t2/T) ） （２） で表され、式（１）および式（２）から Ｖｉ＝Ｅ（１−ｅ-(t1/T) ）＋Ｖｉ・ｅ-(t2/T) （３） 式（３）を成立する。ここで、 ｔ１＜＜Ｔ ｔ２＜＜Ｔ である抵抗１４およびコンデンサ１３を選ぶことによ
り、式（３）を整理すると、 Ｖｉ＝Ｅ（１−ｅ-(t1/T) ）／（１−ｅ-(t2/T) ） ≒Ｅ｛１−（１−ｔ１／Ｔ＋０．５（ｔ１／Ｔ）2 ｝／｛１−（１−ｔ２ ／Ｔ＋０．５（ｔ２／Ｔ）2 ｝ ≒Ｅ（ｔ１／Ｔ）／（ｔ２／Ｔ） ＝Ｅ・ｔ１／ｔ２ （４） すなわち、 ｔ１＝ｔ２・Ｖｉ／Ｅ （ｔ２＝一定） となり、入力電圧に比例することになる。
【００２０】図４は他の実施例電圧パルス幅変換回路の
ブロック構成図である。図４は第一の時定数回路がＲＳ
フリップフロップ回路１６の出力に比較器１２の出力が
ＲＳフリップフロップ回路１６のリセット入力Ｒに接続
され第二の時定数回路がＲＳフリップフロップ回路１６
の反転出力Ｑ- に接続され、またシュミット回路の出力
がＲＳフリップフロップ回路１６のセット入力Ｓに接続
されている点が図１に示す回路と異なり、原理は同じで
ある。
ブロック構成図である。図４は第一の時定数回路がＲＳ
フリップフロップ回路１６の出力に比較器１２の出力が
ＲＳフリップフロップ回路１６のリセット入力Ｒに接続
され第二の時定数回路がＲＳフリップフロップ回路１６
の反転出力Ｑ- に接続され、またシュミット回路の出力
がＲＳフリップフロップ回路１６のセット入力Ｓに接続
されている点が図１に示す回路と異なり、原理は同じで
ある。
【００２１】以上のように本発明は次のように前記の課
題を満足する。 Ａ．本発明での実測値は、電源電圧３．７Ｖで入力電圧
０．３Ｖから１．５Ｖに対して出力の非線形誤差は±
０．１％以下である。また、使用環境（温度変化）は
０．０５％／１０°Ｃ以下であり、充分実用に耐える値
であり、本発明が解決しようとする課題項を満足す
る。 Ｂ．許容できる電源電圧の最小電圧は、本回路に使用さ
れる比較器およびＲＳフリップフロップ回路の駆動電圧
できまる。近年の半導体技術の進歩により同上の回路素
子の駆動電圧は２Ｖから動作することから、本発明が解
決しようとする課題を満足する。 Ｃ．入力信号を受信する部分は、非反転方式であること
から、比較器１２の入力のインピーダンスにより定ま
る。通常、比較器の入力インピーダンスは１０ＭΩ以上
とることは容易であり、なんら問題ない。さらに、入力
電圧は回路コモン側より作動させる方式が便利である
が、この場合には、比較器をＮＰＮ型にすると動作しな
い場合が生じる。したがって、比較器の入力段として、
ＰＮＰ型またはＦＥＴ型の比較器を用いることによっ
て、回路コモンの電位から駆動することも、可能であ
る。 Ｄ．電源電圧は伝送路中の４ｍＡ〜２０ｍＡの制御電流
を使用している。本回路で使用する電流は２ｍＡ程度で
充分動作可能である。したがって、余った電流はバイパ
ス回路、たとえば定電圧ダイオードなどを使用すること
により容易に解決できる。 Ｅ．本発明による回路の他の特徴は、回路素子としてＲ
Ｓフリップフロップ回路、比較器が複数個入りのものが
使用できる。また、式（４）に示すように、第一の時定
数回路の時定数が削除されることから、コンデンサ１３
および抵抗１４は廉価なものが使用される。
題を満足する。 Ａ．本発明での実測値は、電源電圧３．７Ｖで入力電圧
０．３Ｖから１．５Ｖに対して出力の非線形誤差は±
０．１％以下である。また、使用環境（温度変化）は
０．０５％／１０°Ｃ以下であり、充分実用に耐える値
であり、本発明が解決しようとする課題項を満足す
る。 Ｂ．許容できる電源電圧の最小電圧は、本回路に使用さ
れる比較器およびＲＳフリップフロップ回路の駆動電圧
できまる。近年の半導体技術の進歩により同上の回路素
子の駆動電圧は２Ｖから動作することから、本発明が解
決しようとする課題を満足する。 Ｃ．入力信号を受信する部分は、非反転方式であること
から、比較器１２の入力のインピーダンスにより定ま
る。通常、比較器の入力インピーダンスは１０ＭΩ以上
とることは容易であり、なんら問題ない。さらに、入力
電圧は回路コモン側より作動させる方式が便利である
が、この場合には、比較器をＮＰＮ型にすると動作しな
い場合が生じる。したがって、比較器の入力段として、
ＰＮＰ型またはＦＥＴ型の比較器を用いることによっ
て、回路コモンの電位から駆動することも、可能であ
る。 Ｄ．電源電圧は伝送路中の４ｍＡ〜２０ｍＡの制御電流
を使用している。本回路で使用する電流は２ｍＡ程度で
充分動作可能である。したがって、余った電流はバイパ
ス回路、たとえば定電圧ダイオードなどを使用すること
により容易に解決できる。 Ｅ．本発明による回路の他の特徴は、回路素子としてＲ
Ｓフリップフロップ回路、比較器が複数個入りのものが
使用できる。また、式（４）に示すように、第一の時定
数回路の時定数が削除されることから、コンデンサ１３
および抵抗１４は廉価なものが使用される。
【００２２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、帰還
信号電圧とパルス信号幅が線形な比例関係にあり、正確
に被制御装置の機械的変位に対応する信号を帰還する、
また、操作部はフィールドに設置されるので広範囲の環
境条件に耐えることができる、操作部および帰還回路
側には別電源は持たず、パルス幅変換部の電源は制御信
号の直流電流４〜２０ｍＡを使用し、最小電流４ｍＡ以
下で帰還回路を駆動できる、制御装置の調節系からの
４〜２０ｍＡの制御信号の許容抵抗値は通常６００Ω前
後であり、したがって操作部および伝送線の線路抵抗を
極力大きくとる必要があることから、帰還回路内で許容
できる電源電圧は４Ｖ以下でありこの電圧で駆動でき
る、一般に、センサの出力インピーダンスは高いため
に、受信側の帰還回路中の受信側のアナログディジタル
変換部のインピーダンスは高インピーダンスである、
帰還回路の動作によって、操作部の制御出力に影響を与
えない、などの優れた効果がある。
信号電圧とパルス信号幅が線形な比例関係にあり、正確
に被制御装置の機械的変位に対応する信号を帰還する、
また、操作部はフィールドに設置されるので広範囲の環
境条件に耐えることができる、操作部および帰還回路
側には別電源は持たず、パルス幅変換部の電源は制御信
号の直流電流４〜２０ｍＡを使用し、最小電流４ｍＡ以
下で帰還回路を駆動できる、制御装置の調節系からの
４〜２０ｍＡの制御信号の許容抵抗値は通常６００Ω前
後であり、したがって操作部および伝送線の線路抵抗を
極力大きくとる必要があることから、帰還回路内で許容
できる電源電圧は４Ｖ以下でありこの電圧で駆動でき
る、一般に、センサの出力インピーダンスは高いため
に、受信側の帰還回路中の受信側のアナログディジタル
変換部のインピーダンスは高インピーダンスである、
帰還回路の動作によって、操作部の制御出力に影響を与
えない、などの優れた効果がある。
【図１】本発明一実施例電圧パルス幅変換回路のブロッ
ク構成図。
ク構成図。
【図２】本発明の電圧パルス幅変換回路の各部分の信号
波形を示す図。
波形を示す図。
【図３】本発明の電圧パルス幅変換回路の第一の時定数
回路の充電電圧の拡大図。
回路の充電電圧の拡大図。
【図４】本発明他の実施例電圧パルス幅変換回路ブロッ
ク構成図。
ク構成図。
【図５】本発明の電圧パルス幅変換回路が適用される遠
隔制御測定装置のブロック構成図。
隔制御測定装置のブロック構成図。
【図６】第一の従来例の遠隔制御装置のブロック構成
図。
図。
【図７】第二の従来例の遠隔制御装置のブロック構成
図。
図。
【図８】第三の従来例の遠隔制御装置のブロック構成
図。
図。
２、１４、１５、１７、１８、１９、２２、２３、２４
抵抗 １２、２０、２１、２５ 比較器 １３、２６ コンデンサ １６ ＲＳフリップフロップ回路 ３０ 制御装置 ４１ 被制御装置（操作部） ４２ 位置検出回路（センサ） ４３ 電圧パルス幅変換回路 ４４ 帰還回路 Ｖ１〜Ｖ７、Ｖｆ、Ｖｉ 電圧
抵抗 １２、２０、２１、２５ 比較器 １３、２６ コンデンサ １６ ＲＳフリップフロップ回路 ３０ 制御装置 ４１ 被制御装置（操作部） ４２ 位置検出回路（センサ） ４３ 電圧パルス幅変換回路 ４４ 帰還回路 Ｖ１〜Ｖ７、Ｖｆ、Ｖｉ 電圧
Claims (4)
- 【請求項１】 ＲＳフリップフロップ回路（１６）と、
このＲＳフリップフロップ回路の反転出力と共通電位と
の間に直列接続された抵抗（１４）およびコンデンサ
（１３）からなる第一の時定数回路と、入力信号の電圧
（Ｖｉ）とこの第一時定数回路の充電電圧とを比較しそ
の比較結果出力が前記ＲＳフリップフロップ回路のセッ
ト入力に接続された第一の比較器（１２）と、前記ＲＳ
フリップフロップ回路の出力と共通電位との間に直列接
続された抵抗（１７）およびコンデンサ（２６）からな
る第二の時定数回路と、第一の基準電圧（Ｖ５）とこの
第二の時定数回路の充電電圧とを比較する第二の比較器
（２０）と、この第二の比較器の比較結果出力と前記第
一の基準電圧とを比較しその出力で前記第一の基準電圧
を変化させて第二の基準電圧にするとともに前記ＲＳフ
リップフロップ回路をリセットし前記ＲＳフリップフロ
ップ回路の反転出力をパルス幅パルス信号として出力さ
せるシュミット回路（１８、１９、２３、２５）とを備
えたことを特徴とする電圧パルス幅変換回路。 - 【請求項２】 ＲＳフリップフロップ回路（１６）と、
このＲＳフリップフロップ回路の出力と共通電位との間
に直列接続された抵抗（１４）およびコンデンサ（１
３）からなる第一の時定数回路と、入力信号の電圧（Ｖ
ｉ）とこの第一時定数回路の充電電圧とを比較しその比
較結果出力が前記ＲＳフリップフロップ回路のリセット
入力に接続された第一の比較器と（１２）、前記ＲＳフ
リップフロップ回路の反転出力と共通電位との間に直列
接続された抵抗（１７）およびコンデンサ（２６）から
なる第二の時定数回路と、第一の基準電圧（Ｖ５）とこ
の第二の時定数回路の充電電圧とを比較する第二の比較
器（２０）と、この第二の比較器の比較結果出力と前記
第一の基準電圧とを比較しその出力で前記第一の基準電
圧を変化させて第二の基準電圧にするとともに前記ＲＳ
フリップフロップ回路をセットし前記ＲＳフリップフロ
ップ回路の出力をパルス幅パルス信号として出力させる
シュミット回路（１８、１９、２３、２５）とを備えた
ことを特徴とする電圧パルス幅変換回路。 - 【請求項３】 前記ＲＳフリップフロップ回路がコンプ
リメンタリモスである請求項１または２記載の電圧パル
ス幅変換回路。 - 【請求項４】 前記電圧パルス幅変換回路は、前記第一
の基準電圧と前記第二の時定数回路の充電電圧とを比較
し前記第二の比較器の動作とともにこの第二の時定数回
路の充電電圧を放電する第三の比較器（２１）を含む請
求項１または２記載の電圧パルス幅変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06568293A JP3210127B2 (ja) | 1993-03-24 | 1993-03-24 | 電圧パルス幅変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06568293A JP3210127B2 (ja) | 1993-03-24 | 1993-03-24 | 電圧パルス幅変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06284011A true JPH06284011A (ja) | 1994-10-07 |
| JP3210127B2 JP3210127B2 (ja) | 2001-09-17 |
Family
ID=13294029
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06568293A Expired - Fee Related JP3210127B2 (ja) | 1993-03-24 | 1993-03-24 | 電圧パルス幅変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3210127B2 (ja) |
-
1993
- 1993-03-24 JP JP06568293A patent/JP3210127B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3210127B2 (ja) | 2001-09-17 |
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Legal Events
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
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| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
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