RU2024195C1

RU2024195C1 - Преобразователь напряжения в частоту

Info

Publication number: RU2024195C1
Authority: RU
Inventors: Э.С. Никулин; М.В. Шмаков
Original assignee: Никулин Эдуард Сергеевич; Шмаков Михаил Владимирович
Priority date: 1989-03-28
Filing date: 1989-03-28
Publication date: 1994-11-30

Abstract

Преобразователь напряжения в частоту может найти применение при автоматизации различных технологических процессов. Целью изобретения является уменьшение энергопотребления преобразователя. Сущность изобретения состоит в том, что в преобразователь напряжения в частоту, содержащий интегратор на операционном усилителе с конденсатором в цепи обратной связи, ключ разряда конденсатора, два компаратора разнополярных порогов срабатывания на операционных усилителях, динамических цепях положительной обратной связи и цепях задания порогов и соединенных по выходам через логический элемент ИЛИ с управляющим входом ключа разряда конденсатора, и два ключа, управляющие входы которых подключены к выходам компараторов, а выходы - к суммирующей точке интегратора, введены два резистора, включенные между управляющими входами ключей и соответствующими входами усилителей компараторов. 2 ил.

Description

Преобразователь напряжения в частоту относится к элементам автоматики и измерительной техники, предназначен преимущественно для аналого-цифровых интеграторов с контуром сглаживания выходного напряжения и может применяться в системах управления и контроля с шаговыми двигателями и реверсивными счетчиками импульсов.

Преобразователи разнополярного напряжения в частоту, основанные на принципе периодического интегрирования аналогового сигнала, находят широкое применение в измерительной технике и системах автоматического управления и контроля.

При использовании таких преобразователей в аналого-цифровых интеграторах с контуром сглаживания выходного напряжения к ним предъявляются высокие требования не только к линейности характеристики преобразования, но и к форме пилообразного напряжения на выходе интегратора, входящего в состав преобразователя. Для достижения точного сглаживания выходного напряжения аналого-цифрового интегратора пилообразное напряжение на аналоговом выходе преобразователя должно иметь близкий к нулю начальный уровень и стабильную амплитуду (размах) колебаний.

Известны двухполярные преобразователи напряжения в частоту, содержащие интегратор на операционном усилителе, компараторы, входы которых подключены к выходу интегратора, выходные инверторы и диодно-резистивные цепи, соединяющие вход операционного усилителя с выходами инверторов.

Недостатки таких преобразователей заключаются в следующем. Во-первых, данные преобразователи характеризуются относительно большой нелинейностью преобразования. Ток сброса интегратора в них замыкается через выходную цепь операционного усилителя и ограничен нагрузочной способностью последнего, в результате чего время сброса интегратора не может быть пренебрежимо малым по отношению к времени интегрирования входного сигнала. Это приводит к увеличению нелинейности преобразователя. Во-вторых, в этих преобразователях затруднительно обеспечить стабильную амплитуду и нулевое значение начального уровня пилообразного напряжения, поскольку на их величины влияют параметры многих элементов (включая падения напряжения на открытых диодах и переходах база-эмиттер транзисторов, а также выходные напряжения операционных усилителей в режиме насыщения). Это ведет как к снижению точности преобразования напряжения в частоту, так и к уменьшению точности сглаживания выходного напряжения аналого-цифровых интеграторов с контуром сглаживания.

Известен двухполярный преобразователь напряжения в частоту, предназначенный для замкнутых позиционных измерительных систем цифровых управляющих сервомеханизмов и содержащий интегратор на операционном усилителе с конденсатором в цепи обратной связи, цепь разряда конденсатора, два компаратора с инверторами на выходах и цепями задания разнополярных порогов срабатывания, логический элемент ИЛИ, подключенный входами к выходам инверторов, а выходом через цепь формирования временных интервалов к управляющему входу цепи разряда конденсатора.

В данном преобразователе формируется пилообразное напряжение, производная которого пропорциональна величине входного напряжения, а полярность соответствует его знаку, причем в нем может быть обеспечено более точное формирование размаха и нулевого значения начального уровня пилообразного напряжения. Кроме того, в этом преобразователе ток разряда конденсатора при сбросе интегратора может быть выбран достаточно большим, так как его максимальное значение определяется специальным ключом разряда и не ограничено нагрузочной способностью операционного усилителя в интеграторе.

Однако данному преобразователю присущ недостаток, заключающийся в относительно большой нелинейности характеристики преобразования. Это обусловлено тем, что разряд интегрирующего конденсатора в нем протекает по экспоненциальному закону и для полного разряда конденсатора (даже при большом начальном значении тока разряда) необходимо удерживать ключ разряда в открытом состоянии в течение большого промежутка времени, в течение которого не происходит интегрирование входного сигнала. Это увеличивает нелинейность преобразователя и снижает точность интегрирования в случае применения его в аналого-цифровых интеграторах. Кроме того, в данном преобразователе начальный уровень пилообразного напряжения отличается от нулевого значения, поскольку зависит от величины входного сигнала. Это объясняется тем, что ключ разряда имеет в открытом состоянии конечное сопротивление и при полном разряде конденсатора на выходе интегратора устанавливается напряжение, пропорциональное входному напряжению и отношению сопротивления ключа разряда к входному сопротивлению интегратора. Данное обстоятельство приводит к снижению точности формирования пилообразного напряжения и соответственно к увеличению погрешности выходного напряжения аналого-цифрового интегратора с контуром сглаживания.

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому является преобразователь напряжения в частоту, предназначенный для применения в аналого-цифровых интеграторах с контуром сглаживания и обеспечивающий более точное формирование пилообразного напряжения. Этот преобразователь содержит интегратор на операционном усилителе с конденсатором в цепи обратной связи, ключ разряда конденсатора, два компаратора разнополярных порогов срабатывания, снабженных цепями задания порогов и цепями динамической положительной обратной связи, причем сравнивающие входы компараторов соединены с выходом интегратора, а выходы компараторов через элемент ИЛИ подключены к управляющему входу ключа разряда конденсатора, и два ключа, управляющие входы которых подключены к выходам компараторов, причем входы ключей соединены с выходами цепей задания порогов, а выходы ключей подключены к суммирующей точке интегратора.

В этом преобразователе благодаря включению ключей между выходами цепей задания порогов и суммирующей точкой интегратора обеспечивается формирование пилообразного напряжения с высокой точностью.

Недостаток данного преобразователя заключается в следующем. Для обеспечения большой скорости изменения пилообразного напряжения вблизи нулевого уровня токи сброса интегратора, протекающие через открытые ключи от цепей задания порогов, должны иметь относительно большую величину, определяемую резисторами, включенными между источниками опорных напряжений и входами компараторов. В связи с этим цепи задания порогов компараторов не могут быть выполнены на высокоомных резисторах, что приводит к увеличению энергопотребления преобразователя.

Целью изобретения является уменьшение энергопотребления преобразователя напряжения в частоту.

Цель достигается тем, что в преобразователь напряжения в частоту, содержащий интегратор на операционном усилителе с конденсатором в цепи обратной связи, ключ разряда конденсатора, два компаратора разнополярных порогов срабатывания, снабженных цепями задания порогов и соединенных по выходам через логический элемент ИЛИ с управляющим входом ключа разряда конденсатора, и два ключа, управляющие входы которых подключены к выходам компараторов, а выходы соединены с суммирующей точкой интегратора, введены два резистора, включенные между входами цепей задания порогов и источниками опорных напряжений, при этом входы ключей соединены с входами цепей задания порогов.

Проявление предлагаемым преобразователем нового свойства по сравнению с аналогичными устройствами, обеспечивающего положительный эффект, заключающийся в уменьшении энергопотребления преобразователя, позволяет признать заявленную совокупность признаков новой, а следовательно, соответствующей критерию "существенные отличия".

На фиг. 1 приведена функциональная схема предлагаемого преобразователя напряжения в частоту; на фиг. 2 - временные диаграммы его работы.

Преобразователь содержит интегратор 1 на операционном усилителе 2 с входным резистором 3 и конденсатором 4 в цепи отрицательной обратной связи, ключ 5 разряда конденсатора, выполненный на резисторе 6 и транзисторе 7, два компаратора 8, 9, образованных операционными усилителями 10, 11, цепями задания порогов на резисторах 12-15, источниками 16, 17 разнополярных опорных напряжений и цепями динамической положительной обратной связи на резисторах 18, 19, 20 и конденсаторах 21, 22. Выходы компараторов 8, 9 соединены с управляющими входами ключей 24, 25 и через логический элемент ИЛИ 23 с управляющим входом ключа 5 разряда конденсатора 4, а выходы ключей подключены к суммирующей точке интегратора 1. В преобразователь введены резисторы 26, 27, включенные между входами цепей задания порогов и источниками 16, 17 опорных напряжений, причем входы ключей 24, 25 соединены с входами цепей заданий порогов (резисторами 12, 14).

Принцип действия преобразователя заключается в следующем.

В исходном состоянии, когда выходное напряжение интегратора близко к нулю, операционные усилители 10, 11 в компараторах 8, 9 находятся под действием напряжений уставок с резистивных делителей 26-12-13 и 27-14-15, через которые протекают токи
I₈ = E₁₆/(R₂₆ + R₁₂ + R₁₃); (1)
I₉ = E₁₇/(R₂₇ + R₁₄ + R₁₅) , (2) где Е₁₆, Е₁₇ - опорные напряжения источников 16, 17;
R₁₂, R₁₃, R₁₄, R₁₅, R₂₆, R₂₇ - сопротивления резисторов 12-15, 26, 27.

В случае положительной полярности входного напряжения U_вх (U_вх > 0) напряжение U_и на выходе интегратора 1 уменьшается по линейному закону со скоростью, определяемой величиной входного напряжения U_вх и постоянной времени τ = R₃C₄, где R₃ - сопротивление резистора 3; С₄ - емкость конденсатора 4. Когда напряжение U_и достигает порога срабатывания
U_c8=

, компаратор 8 релейно (благодаря действию цепи динамической положительной обратной связи на резисторах 18, 19 и конденсаторе 21) переходит в состояние отрицательного насыщения (U₈ = U₈ ^-). Под действием напряжения U₈ ^- открываются ключи 5 и 24. В результате этого конденсатор 4 разряжается, во-первых, через открытый транзистор 7 и токоограничивающий резистор 6 и, во-вторых, через открытый ключ 24, резистор 26 и источник 16, напряжение которого Е₁₆ противоположно по знаку входному напряжению U_вх.

Первая составляющая тока разряда изменяется по экспоненциальному закону, а вторая характеризуется постоянным значением, вследствие чего достигается быстрый разряд конденсатора 4 (через открытый ключ 5) при относительно большой скорости изменения выходного напряжения интегратора 1 вблизи нулевого уровня за счет тока через ключ 24, имеющего величину
I₂₄ ≃ E₁₆/R₂₆.

Это позволяет сделать время сброса (τ_сб) интегратора в исходное состояние пренебрежимо малым по сравнению с временем интегрирования входного сигнала (Т_и).

По достижении напряжения U_и уровня отпускания U_о8 компаратора 8 последний релейно переходит в состояние положительного насыщения, вследствие чего ключи 5 и 24 закрываются, выходное напряжение U_иинтегратора вновь начинает линейно изменяться от уровня U_о8 до значения U_c8 и процесс периодически повторяется.

Порог отпускания компаратора U_о8, определяющий начальный уровень пилообразного напряжения, близок к нулевому потенциалу, поскольку при открытом ключе 24 и отсутствии тока через цепь положительной обратной связи (что достигается соответствующим выбором постоянной времени перезаряда конденсатора 21 и сопротивлениями резисторов 18, 19) величина порога отпускания определяется смещением нуля операционных усилителей 2, 10 и сопротивлением открытого ключа 24 и практически составляет единицы милливольт.

Аналогично работает преобразователь и при отрицательной полярности входного напряжения.

Выходы компараторов образуют дифференциальный выход преобразователя, так как в зависимости от знака входного напряжения импульсный сигнал формируется на выходе либо одного, либо другого компаратора. С выхода логического элемента ИЛИ 23 снимается частотный сигнал, соответствующий модулю входного напряжения.

При выборе сопротивлений резисторов 3, 26, 27 и 6 из условия τ_сб << Т_и частота повторения импульсов на выходе преобразователя пропорциональна входному напряжению
f = U_вх/R₃C₄ Δ , где Δ = U_c - U_o ≈ U_c - ширина петли гистерезиса компараторов 8, 9.

В рассмотренном преобразователе вторая составляющая тока разряда интегрирующего конденсатора определяется сопротивлениями резисторов 26, 27 и может задаваться так же, как и в устройстве-прототипе, достаточно большой для обеспечения высокой скорости изменения пилообразного напряжения вблизи нулевого уровня. В то же время при закрытых ключах 24, 25 через цепи задания порогов протекают токи I₈, I₉, определяемые согласно выражениям (1), (2) суммой сопротивлений резисторов, подключенных к источникам опорных напряжений. Поскольку операционные усилители 10, 11 в компараторах 8, 9 характеризуются очень малыми входными токами, то практически легко могут быть выполнены условия (R₁₂+ R₁₃₎ >> R₂₆ и (R₁₄ + R₁₅) >> R₂₇, обеспечивающие малое потребление токов цепями задания порогов компараторов.

Таким образом, благодаря введению в преобразователь двух резисторов, включенных между входами цепей задания порогов и источниками опорных напряжений, и подключению входов ключей к входам цепей задания порогов обеспечивается формирование необходимой величины тока сброса интегратора при малом значении тока через цепи задания порогов компараторов, в результате чего достигается уменьшение энергопотребления преобразователя.

Сравнение предложенного преобразователя с устройством-прототипом, которое может рассматриваться в качестве базового объекта сравнения, с учетом расчетных данных показывает, что при тех же характеристиках в отношении точности преобразования и формирования пилообразного напряжения предложенный преобразователь имеет существенно меньшее энергопотребление, чем устройство-прототип. Так, напpимер, при использовании в преобразователе микромощных операционных усилителей типа К154УД1А (характеризующихся токами потребления 0,12 мА и максимально допустимым выходным током 5 мА), микросхем типа К190КТ2 (в качестве ключевых транзисторов) и источников питающих и опорных напряжений ± 15 В (при токах сброса интегратора 3 мА) энергопотребление данного преобразователя по сравнению с базовым объектом сравнения (при выполнении его на той же элементной базе) уменьшается примерно в 3 раза.

Claims

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ В ЧАСТОТУ, содержащий первый и второй ключи, выходы которых объединены и соединены с входной шиной через входной резистор интегратора и входом операционного усилителя интегратора с конденсатором в цепи обратной связи, первый и второй выводы которого соединены соответственно с входом и выходом ключа разряда конденсатора, управляющий вход которого через элемент ИЛИ объединен с управляющими входами первого и второго ключей и соединен с выходами соответственно первого и второго компараторов, выполненных соответственно на первом операционном усилителе, первой цепи динамической положительной обратной связи, первом источнике опорного напряжения, первом, втором, третьем резисторах и втором операционном усилителе, второй цепи динамической положительной обратной связи, втором источнике опорного напряжения противоположной первому полярности, четвертом и пятом резисторах, первый вывод последнего из которых является шиной нулевого потенциала, а второй вывод соединен с первым входом второго операционного усилителя и через вторую цепь динамической положительной обратной связи - с его выходом, который является выходом второго компаратора, выходом первого компаратора является выход первого операционного усилителя, который через первую цепь динамической положительной обратной связи соединен с первым входом первого операционного усилителя, второй вход которого через третий резистор соединен с шиной нулевого потенциала, первый вход первого операционного усилителя через первый резистор объединен с вторым входом второго операционного усилителя и подключен к выходу операционного усилителя интегратора, а выходы первого и второго источников напряжения соединены соответственно через второй и четвертый резисторы с информационными входами первого и второго ключей, отличающийся тем, что, с целью уменьшения энергопотребления преобразователя, в компараторы введены соответственно шестой и седьмой резисторы, включенные между информационным входом первого ключа и вторым входом первого операционного усилителя и информационным входом второго ключа и первым входом второго операционного усилителя соответственно.