JP5820303B2 - ２線式電磁流量計 - Google Patents

Description

本発明は、各種プロセス系において導電性を有する流体の流量を測定する２線式電磁流量計に関するものである。

一般に、導電性を有する流体の流量を測定する電磁流量計では、測定管内を流れる流体の流れ方向に対して磁界発生方向が垂直となるよう配置された励磁コイルへ、極性が交互に切り替われる励磁電流を供給し、励磁コイルからの発生磁界と直交して測定管内に配置された一対の電極間に生じる起電力を検出し、この電極間に生じる起電力を増幅した後、サンプリングして信号処理することにより、測定管内を流れる流体の流量を測定している。

この電磁流量計には、電磁流量計と上位装置とを結ぶ信号線として２線（１対）の信号線を用い、この信号線を流れる直流電流により上位装置から電磁流量計に対して電源供給を行うとともに、その直流電流値に基づき計測流量値を上位装置へ伝送する２線式電磁流量計が広く使用されている。
このような２線式電磁流量計では、４〜２０ｍＡのアナログ直流電流値に基づき計測流量値を伝送するアナログ伝送方式が普及している。この伝送方式によれば、最低４ｍＡという極めて少ない電流で、流体を励磁するための励磁回路や、流体から検出した起電力を信号処理して計測流量値を得るための信号処理回路などの内部回路を、動作させる必要がある。

図９は、従来のフィールド機器の回路構成を示すフロック図である。従来、２線式電磁流量計などのフィールド機器として、図９に示すように、計測流量値に応じて出力電流を制御する出力電流制御回路５１と内部回路５５に対して電源供給を行う電源回路５２とを、上位装置１からの信号線ＬＡ，ＬＢに対して並列に接続した構成が提案されている（例えば、特許文献１など参照）。
この構成によれば、出力電流ＩＬから内部回路５５側で使用する電源入力電流Ｉｐを差し引いた残りの余剰電流Ｉｒを、出力電流制御回路５１で流せばよい。このため、出力電流ＩＬが最低４ｍＡの場合でも、その大部分を電源入力電流Ｉｐとして内部回路５５側で利用することができる。したがって、励磁電流の低減によるＳ／Ｎ比の低下を回避できる。

また、図９の構成によれば、電源回路５２に、定電圧回路５３とＤＣ／ＤＣコンバータ５４を設け、信号線ＬＡ，ＬＢを接続する端子ＴＡ，ＴＢ間の端子間電圧Ｖｔから定電圧回路５３で入力電圧Ｖｉｎを生成した後、ＤＣ／ＤＣコンバータ５４でこの入力電圧Ｖｉｎから出力電圧Ｖｏｕｔを生成して、内部回路５５へ供給している。さらに、図９の構成では、内部回路５５から出力電流制御回路５１へ出力している出力電流指示信号ＩＳＥＴに基づき、定電圧回路５３から出力される入力電圧Ｖｉｎの電圧値を変化させることにより、信号線ＬＡ，ＬＢから供給された電力を効率よく内部回路５５へ出力している。

一般に、２線式電磁流量計を用いた場合、出力電流ＩＬの電流値に応じて、信号線ＬＡ，ＬＢを接続する端子ＴＡ，ＴＢ間の端子間電圧Ｖｔが大きく変化する。例えば、図９において、上位装置１の直流電圧Ｖ０や負荷抵抗ＲＬの許容範囲について最悪条件を考慮すると、出力電流ＩＬが４ｍＡの場合、端子間電圧Ｖｔは１７Ｖ程度となり、出力電流ＩＬが２０ｍＡの場合、端子間電圧Ｖｔは１３Ｖ程度となるとされている。したがって、ＩＬ＝４ｍＡの場合、４ｍＡ×１７Ｖ＝６８ｍＷの電力を利用でき、ＩＬ＝２０ｍＡの場合、２０ｍＡ×１３Ｖ＝２６０ｍＷの電力を利用できる。

ここで、最も端子間電圧Ｖｔが低くなるＩＬ＝２０ｍＡの場合を基準として、定電圧回路５３で入力電圧Ｖｉｎを１３Ｖに固定した場合、ＩＬ＝４ｍＡの場合にもＶｔ＝１３Ｖとなるため、ＩＬ＝４ｍＡの場合、４ｍＡ×１３Ｖ＝５２ｍＷの電力しか利用できなくなる。
一方、図９のように、出力電流ＩＬの電流値に応じて、定電圧回路５３からＤＣ／ＤＣコンバータ５４へ供給される入力電圧Ｖｉｎの電圧値を制御すれば、ＩＬ＝４ｍＡの場合、Ｖｉｎ＝１７Ｖとすることができるため、４ｍＡ×１７Ｖ＝６８ｍＷの電力を利用できることになる。このため、出力電流ＩＬが少ない場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータ５４から内部回路５５に対して効率よく電力を供給することができ、内部回路５５内で用いる励磁電流を増やすことができる。

特表２０１１−５１３８７７号公報

しかしながら、このような従来技術によれば、信号線ＬＡ，ＬＢに対して出力電流制御回路５１と電源回路５２とを並列に接続した構成を用いているため、上位装置１との間でＨＡＲＴ（Highway Addressable Remote Transducer）通信を行う場合、内部回路５５へ供給できる電力が削減されてしまうという問題点があった。

ＨＡＲＴ通信は、出力電流ＩＬにデジタル信号を重畳することにより、上位装置１へデジタルデータを送信する方式である。この場合、デジタル信号を出力電流制御回路５１で発生させるため、出力電流制御回路５１で出力電流ＩＬの一部を使用する必要がある。
図１０は、従来のＨＡＲＴ通信時における各部の電流波形を示す信号波形図であり、図１０（ａ）は出力電流ＩＬ、図１０（ｂ）は余剰電流Ｉｒ、図１０（ｃ）は電源電流Ｉｐを示している。例えば、条件が厳しいＩＬ＝４ｍＡの際、振幅±０．５ｍＡのデジタル信号を出力電流ＩＬに重畳させる場合、図１０（ａ）に示すように、出力電流ＩＬについて、４ｍＡを中心として３．５ｍＡ〜４．５ｍＡで変化させることになる。

この際、従来技術において、このような出力電流ＩＬを生成するには、出力電流制御回路５１と電源回路５２とが並列接続されているため、出力電流制御回路５１において、図１０（ｂ）に示すように、余剰電流Ｉｒとして振幅１ｍＡのデジタル信号を発生させて、内部回路５５側で消費される電源電流Ｉｐと合成する必要がある。このため、内部回路５５側で利用できる電源電流Ｉｐは、図１０（ｃ）に示すように、最大３．５ｍＡ（＝４ｍＡ−０．５ｍＡ）となり、結果として、内部回路５５側へ供給可能な供給電力は、出力電流ＩＬのすべてを電源電流Ｉｐとして使用できる場合と比較して、１２．５％も低下する。

図１１は、従来の出力電流と供給電力との関係を示す特性図である。図１１において、特性６１Ａは、従来技術においてＨＡＲＴ通信を行った場合の特性であり、特性６１Ｂは、従来技術においてＨＡＲＴ通信を行わない場合の特性である。なお、特性６１Ａ，６１Ｂは、共にＤＣ／ＤＣコンバータ５４の入力電圧Ｖｉｎを出力電流ＩＬの電流値に基づき制御した場合の特性を示している。なお、特性６１Ｃは、従来技術においてＨＡＲＴ通信を行わない場合であって、かつＤＣ／ＤＣコンバータ５４の入力電圧Ｖｉｎを出力電流ＩＬの電流値に基づき制御しない場合の特性である。これら特性６１Ａ，６１Ｂ，６１Ｃは、ＤＣ／ＤＣコンバータ５４からの出力電圧Ｖｏｕｔが６Ｖ固定であることを前提としている。また、図１１の供給電力Ｐは、電源回路５２から供給可能な電力を示している。

まず、特性６１Ａおよび特性６１Ｂと特性６１Ｃとを比較すると、特性６１Ｃより特性６１Ａおよび特性６１Ｂの方が、内部回路５５側への供給電力Ｐが大幅に増大しており、ＤＣ／ＤＣコンバータ５４の入力電圧Ｖｉｎを制御したことによる効果が示されている。
一方、特性６１Ａと特性６１Ｂとを比較すると、出力電流ＩＬが同じ電流値であっても、特性６１Ａの方が特性６１Ｂより供給電力Ｐが少なくなっている。このことは、ＤＣ／ＤＣコンバータ５４の入力電圧Ｖｉｎを制御したことによる効果が、ＨＡＲＴ通信で用いるデジタル信号を出力電流制御回路５１で発生させるための電流相当分だけ、低減してしまうことを示しており、信号線ＬＡ，ＬＢから供給された電力を有効に利用できていないことになる。

本発明はこのような課題を解決するためのものであり、ＨＡＲＴ通信を行う場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力電圧を制御したことによる効果を低減させることなく、信号線ＬＡ，ＬＢから供給された電力を有効利用できる２線式電磁流量計を提供することを目的としている。

このような目的を達成するために、本発明にかかる２線式電磁流量計は、上位装置と接続された２つの信号線を流れる出力電流から得た電力を励磁回路へ供給する励磁電源回路と、測定管内を流れる流体から前記励磁回路による励磁で発生した起電力を検出し、この起電力に基づき当該流体の流量値を計測する信号処理回路と、前記信号処理回路から出力された、前記流量値に応じた出力電流値を示す出力電流指示信号に応じて前記出力電流の電流値を制御することにより、前記流量値を前記上位装置へ送信する出力電流制御回路とを備える２線式電磁流量計であって、前記出力電流制御回路および前記励磁電源回路は、前記出力電流の電流経路を形成するよう、前記信号線間に対して直列に接続されており、前記出力電流制御回路は、前記信号処理回路から出力された送信データ信号に基づいて、前記出力電流の電流値を高速に変化させることにより、ＨＡＲＴ（Highway Addressable Remote Transducer）通信で用いるデジタル信号を前記出力電流に重畳させて前記上位装置へ送信し、前記励磁電源回路は、前記電流経路上に接続されて前記出力電流の一部またはすべてを励磁電源入力電流として前記励磁回路へ供給する励磁電源を生成するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記電流経路に対して前記ＤＣ／ＤＣコンバータと並列に接続されて、前記出力電流のうち前記ＤＣ／ＤＣコンバータへ入力される前記励磁電源入力電流以外の残りの調整電流を流すとともに、前記出力電流指示信号に応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータへの励磁電源入力電圧を制御する電流調整回路とを含むようにしたものである。

また、本発明にかかる上記２線式電磁流量計の一構成例は、前記電流調整回路が、前記電流経路上に接続されたトランジスタと、前記トランジスタのうち前記出力電流が入力される入力端子の電圧値と、前記出力電流指示信号に応じた指示電圧値とを比較し、その比較結果に応じて前記トランジスタを制御する電圧比較回路とを含むようにしたものである。

また、本発明にかかる上記２線式電磁流量計の一構成例は、前記励磁電源回路で生成された励磁電源から前記信号処理回路へ供給する動作電源を生成する動作電源回路をさらに備えている。

また、本発明にかかる上記２線式電磁流量計の一構成例は、前記電流経路に対して前記出力電流制御回路と並列に接続されて、前記出力電流の一部を動作電源入力電流として前記信号処理回路へ供給する動作電源を生成する動作電源回路をさらに備え、前記出力電流制御回路は、前記出力電流のうち前記信号処理回路へ入力される前記動作電源入力電流以外の余剰電流を流すようにしたものである。

本発明によれば、ＨＡＲＴ通信を行う場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータへの励磁電源入力電圧を制御したことによる効果を低減させることなく、信号線から供給された電力を有効利用することができる。

第１の実施の形態にかかる２線式電磁流量計の構成を示すブロック図である。 出力電流制御回路の構成例である。 電流調整回路の構成例である。 本発明にかかるＨＡＲＴ通信時における各部の電流波形を示す信号波形図である。 本発明にかかる出力電流と供給電力との関係を示す特性図である。 本発明にかかる出力電流と励磁電源入力電圧との関係を示す特性図である。 計測出力と励磁電流との関係を示す特性図である。 第２の実施の形態にかかる２線式電磁流量計の構成を示すブロック図である。 従来のフィールド機器の回路構成を示すフロック図である。 従来のＨＡＲＴ通信時における各部の電流波形を示す信号波形図である。 従来の出力電流と供給電力との関係を示す特性図である。

次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施の形態］
まず、図１を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる２線式電磁流量計１０について説明する。図１は、第１の実施の形態にかかる２線式電磁流量計の構成を示すブロック図である。

この２線式電磁流量計１０は、端子ＴＡ，ＴＢに接続された２つ（１対）の信号線ＬＡ，ＬＢを介してコントローラなどの上位装置（図示せず）と接続し、この信号線ＬＡ，ＬＢを流れる４〜２０ｍＡのアナログ直流電流からなる出力電流ＩＬから電力を得て、測定管内を流れる流体の流量値を計測する機能と、この出力電流ＩＬの電流値を制御することにより、得られた流量値を上位装置へ送信する機能とを有している。なお、上位装置については、前述の図９に示したように、信号線ＬＡ，ＬＢ間に、直流電源と負荷抵抗とが直列接続された構成を有しているものとする。

図１に示すように、２線式電磁流量計１０には、主な回路部として、出力電流制御回路１１、励磁電源回路１２、励磁回路１５、動作電源回路１６、および信号処理回路１８が設けられている。
本実施の形態は、出力電流制御回路１１および励磁電源回路１２を、出力電流ＩＬの電流経路ＬＰを形成するよう、信号線ＬＡ，ＬＢ間に対して直列に接続し、励磁電源回路１２を、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３と電流調整回路１４の並列接続から構成したものである。

出力電流制御回路１１は、電流経路ＬＰ上に直列接続されて、信号処理回路１８から出力された、流量値に応じた出力電流値を示す出力電流指示信号ＩＳＥＴに応じて、出力電流ＩＬの電流値を制御することにより、流量値を上位装置へ送信する機能と、信号処理回路１８から出力された送信データ信号ＤＴに基づいて、出力電流ＩＬの電流値を高速に変化させることにより、ＨＡＲＴ通信で用いるデジタル信号を出力電流ＩＬに重畳させて上位装置へ送信する機能とを有している。出力電流制御回路１１において、端子Ｔ１１は、電流経路ＬＰ（図１では端子ＴＡ）に接続されて出力電流ＩＬが入力される入力端子である。端子Ｔ１２は、電流経路ＬＰ（図１では端子Ｔ２１）に接続されて出力電流ＩＬが出力される出力端子である。

励磁電源回路１２は、電流経路ＬＰ上に直列接続されて、出力電流ＩＬから得た電力を励磁回路へ供給する機能を有している。この励磁電源回路１２には、主な回路部として、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３と電流調整回路１４とが設けられている。励磁電源回路１２において、端子Ｔ２１は、電流経路ＬＰ（図１では端子Ｔ１２）に接続されて出力電流ＩＬが入力される入力端子であり、Ｔ２１から入力された出力電流ＩＬの一部またはすべてが励磁電源入力電流ＩｉｎとしてＤＣ／ＤＣコンバータ１３へ供給され、出力電流ＩＬのうち励磁電源入力電流Ｉｉｎ以外の残りの調整電流Ｉｓが電流調整回路１４へ引き込まれる。

また、励磁電源回路１２において、端子Ｔ２２は、電流経路ＬＰ（図１では端子ＴＢ）に接続されて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３からの励磁電源入力電流Ｉｉｎと電流調整回路１４からの調整電流Ｉｓとが合成されて、元の出力電流ＩＬとして出力される出力端子である。端子Ｔ２３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３で生成された励磁電源出力電圧（電源電位）Ｖｏｕｔが出力される出力端子である。端子Ｔ２４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３で生成された励磁電源の接地電位ＡＧが出力される出力端子である。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１３は、Ｔ２１，Ｔ２２を介して電流経路ＬＰ上に直列接続されて、出力電流ＩＬの一部またはすべてを励磁電源入力電流Ｉｉｎとして、励磁電源入力電圧Ｖｉｎを励磁電源出力電圧Ｖｏｕｔへ直流電圧変換することにより、励磁回路１５へ供給する励磁電源を生成する機能を有している。

電流調整回路１４は、Ｔ２１，Ｔ２２を介して、電流経路ＬＰに対してＤＣ／ＤＣコンバータ１３と並列に接続されて、出力電流ＩＬのうちＤＣ／ＤＣコンバータ１３へ入力される励磁電源入力電流Ｉｉｎ以外の残りの調整電流Ｉｓを流す機能と、信号処理回路１８からの出力電流指示信号ＩＳＥＴに応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３への励磁電源入力電圧Ｖｉｎの電圧値を制御する機能とを有している。
電流調整回路１４において、端子Ｔ３１は、Ｔ２１に接続されて、電流経路ＬＰから調整電流Ｉｓが入力される入力端子であり、端子Ｔ３２は、Ｔ２２に接続されて、調整電流Ｉｓが出力される出力端子である。

励磁回路１５は、励磁電源回路１２で生成された励磁電源を、測定管の周部に配置された励磁コイルへ供給することにより、測定管内を流れる流体を励磁する機能を有している。

動作電源回路１６は、励磁電源回路１２で生成された励磁電源から、信号処理回路１８へ供給する動作電源を生成する機能を有している。この動作電源回路１６には、主な回路部として、定電圧回路１７が設けられている。動作電源回路１６において、端子Ｔ４１は、Ｔ２３に接続されて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３で生成された励磁電源出力電圧（電源電位）Ｖｏｕｔが供給される入力端子である。端子Ｔ４２は、Ｔ２４に接続されて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３で生成された励磁電源の接地電位ＡＧが供給される入力端子である。端子Ｔ４１は、動作電源回路１６で生成した動作電源の動作電源電位Ｖｐが出力される出力端子である。端子Ｔ４２は、動作電源回路１６で生成した動作電源の接地電位ＡＧが出力される出力端子である。

定電圧回路１７は、３端子レギュレータやシリーズレギュレータなどのレギュレータ回路からなり、励磁電源回路１２で生成された励磁電源を定電圧化することにより、一定の動作電源電位Ｖｐからなる動作電源を生成する機能を有している。定電圧回路１７の入力端子がＴ４１に接続され、定電圧回路１７の出力端子がＴ４３に接続され、定電圧回路１７の接地端子がＴ４２，Ｔ４４に接続されている。

信号処理回路１８は、動作電源回路１６で生成された動作電源により動作し、励磁回路１５で励磁された測定管内を流れる流体から検出された起電力に基づいて、当該流体の流量値を計測する機能と、流量値に応じた出力電流値を示す出力電流指示信号ＩＳＥＴを出力する機能と、上位装置へ送信する送信データ信号ＤＴを出力する機能とを有している。

次に、図２および図３を参照して、本実施の形態にかかる２線式電磁流量計の要部について説明する。図２は、出力電流制御回路の構成例である。図３は、電流調整回路の構成例である。

図２に示すように、出力電流制御回路１１は、主な回路要素として、トランジスタＱ１および電流制御回路１１Ａを有している。
Ｑ１は、ＮＰＮトランジスタからなり、コレクタ端子がＴ１１に接続され、エミッタ端子がＴ１２に接続されている。なお、Ｑ１は、ＰＮＰトランジスタでもよく、ＮＭＯＳＦＥＴまたはＰＭＯＳＦＥＴでもよい。

電流制御回路１１Ａは、オペアンプなどの信号演算回路からなり、信号処理回路１８からの出力電流指示信号ＩＳＥＴに基づいて、Ｑ１をアナログ制御するための制御信号Ｓ１をＱ１のベース端子へ出力することにより、出力電流ＩＬの電流値を制御する機能と、信号処理回路１８からの送信データ信号ＤＴに基づいて、制御信号Ｓ１を高速で変化させることにより、ＨＡＲＴ通信で用いるデジタル信号を出力電流ＩＬに重畳させる機能とを有している。

電流調整回路１４には、主な回路要素として、端子Ｔ３１，Ｔ３２、トランジスタＱ２、ダイオードＤ１，抵抗素子Ｒ１、および電圧比較回路１４Ａが設けられている。
Ｑ２は、ＮＰＮトランジスタからなり、コレクタ端子がＴ３１に接続され、エミッタ端子がＤ１のアノード端子に接続されている。なお、Ｑ２は、ＰＮＰトランジスタでもよく、ＮＭＯＳＦＥＴまたはＰＭＯＳＦＥＴでもよい。Ｄ１は、逆流防止用のダイオードからなり、カソード端子がＲ１を介してＴ３２に接続されている。

電圧比較回路１４Ａは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の励磁電源入力電圧Ｖｉｎと出力電流指示信号ＩＳＥＴの指示電圧値Ｖｓｅｔとを比較することにより、Ｑ２をオン／オフ制御するための制御信号Ｓ２をＱ２のベース端子へ出力する回路部である。
図３に示すように、電圧比較回路１４Ａには、主な回路要素として、オペアンプＵ１１，Ｕ１２、抵抗素子Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５、および容量素子Ｃ１１が設けられている。

Ｕ１１は、Ｒ１１とＲ１２との抵抗比に基づいて、基準電圧Ｖｒｅｆと出力電流指示信号ＩＳＥＴの指示電圧値Ｖｓｅｔとを信号演算処理することにより、指示電圧値Ｖｓｅｔを信号変換した指示電圧Ｖｘを出力する機能を有している。
Ｕ１２は、Ｔ３１の励磁電源入力電圧ＶｉｎをＲ１３とＲ１４で抵抗分割して得られた検出電圧Ｖｙと、出力電流指示信号ＩＳＥＴに応じたＵ１１からの指示電圧Ｖｘとを比較することにより、指示電圧Ｖｘと検出電圧Ｖｙとの差分を示す制御信号Ｓ２を生成し、抵抗Ｒ１５を介してＱ２のベース端子へ出力する機能を有している。

［第１の実施の形態の動作］
次に、図１〜図３を参照して、本実施の形態にかかる２線式電磁流量計１０の動作について説明する。
出力電流制御回路１１は、信号処理回路１８から出力された４〜２０ｍＡのいずれかを示す出力電流指示信号ＩＳＥＴに応じて、電流経路ＬＰに沿って端子ＴＡから端子Ｔ１１を介して入力された出力電流ＩＬの電流値を制御する。また、出力電流制御回路１１は、信号処理回路１８から出力された送信データ信号ＤＴに基づいて、出力電流ＩＬの電流値を高速制御して、ＨＡＲＴ通信で用いるデジタル信号を出力電流ＩＬに重畳させる。

一方、この出力電流ＩＬは、出力電流制御回路１１のＴ１２から出力されて、電流経路ＬＰに沿って、そのすべてが励磁電源回路１２のＴ２１へ入力され、この出力電流ＩＬの一部またはすべてが、励磁電源入力電流ＩｉｎとしてＤＣ／ＤＣコンバータ１３へ供給される。
図４は、本発明のＨＡＲＴ通信時における各部の電流波形を示す信号波形図であり、図４（ａ）は出力電流ＩＬ、図４（ｂ）は励磁電源入力電流Ｉｉｎ、図４（ｃ）は調整電流Ｉｓを示している。例えば、条件が厳しいＩＬ＝４ｍＡの際、振幅±０．５ｍＡのデジタル信号を出力電流ＩＬに重畳させる場合、図４（ａ）に示すように、出力電流ＩＬについて、４ｍＡを中心として３．５ｍＡ〜４．５ｍＡで変化させることになる。

この際、本発明において、このような出力電流ＩＬを生成するには、出力電流制御回路１１と励磁電源回路１２とが直列接続されているため、出力電流制御回路１１には、常時、４ｍＡのバイアス直流電流が供給されていることになり、図４（ａ）に示すように、出力電流ＩＬについて、４ｍＡを中心として±０．５ｍＡの範囲で制御すればよい。
このため、励磁電源回路１２において、図４（ｂ）に示すように、出力電流ＩＬのすべてを励磁電源入力電流Ｉｉｎとして利用することができる。また、このとき調整電流Ｉｓは流れず、図４（ｃ）に示すように、０ｍＡ一定となる。

ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の出力側（Ｔ２３−Ｔ２４）には、通常、電源コンデンサなどの容量成分が存在するため、＋０．５ｍＡのタイミングで容量成分に充電された電流が、−０．５ｍＡのタイミングで容量成分から放電されるため、励磁電源入力電流Ｉｉｎの振幅±０．５ｍＡが平滑化される。このため、平均して４ｍＡの励磁電源入力電流ＩｉｎがＤＣ／ＤＣコンバータ１３へ入力されることになる。
したがって、出力電流制御回路１１と励磁電源回路１２の両方に、出力電流ＩＬが等しく供給されることになり、ＨＡＲＴ通信で用いるデジタル信号を出力電流制御回路１１で発生させるための電流相当分も、励磁電源回路１２へ供給される。このため、ＨＡＲＴ通信を行う場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３への励磁電源入力電圧Ｖｉｎを制御したことによる効果を低減させることなく、信号線ＬＡ，ＬＢから供給された電力を有効利用できる。

図５は、本発明にかかる出力電流と供給電力との関係を示す特性図である。図５において、特性３１Ａは、本実施の形態においてＨＡＲＴ通信を行った場合の特性であり、特性３１Ｂは、従来技術においてＨＡＲＴ通信を行った場合の特性である。なお、特性３１Ａと３１Ｂは、共にＤＣ／ＤＣコンバータ１３の入力電圧を出力電流ＩＬの電流値に基づき制御した場合の特性を示している。なお、特性３１Ｃは、本実施の形態においてＨＡＲＴ通信を行わない場合であって、かつＤＣ／ＤＣコンバータ１３の入力電圧を出力電流ＩＬの電流値に基づき制御しない場合の特性である。これら特性３１Ａ，３１Ｂ，３１Ｃは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３からの励磁電源出力電圧Ｖｏｕｔが６Ｖ固定であることを前提としている。また、図５の供給電力Ｐは、励磁電源回路１２から供給可能な電力を示している。

まず、特性３１Ａと特性３１Ｃとを比較すると、特性３１Ａの方が、特性３１Ｃから大幅に供給電力Ｐが増大しており、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の励磁電源入力電圧Ｖｉｎを制御したことによる効果が示されている。
一方、特性３１Ａと特性３１Ｂとを比較すると、出力電流ＩＬが同じ電流値であっても、特性３１Ａの方が特性３１Ｂより供給電力Ｐが大きくなっている。このため、ＨＡＲＴ通信で用いるデジタル信号を出力電流制御回路１１で発生させても、本実施の形態によれば、供給電力Ｐが削減されていないことが示されている。

したがって、本実施の形態によれば、ＨＡＲＴ通信を行う場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３への励磁電源入力電圧Ｖｉｎを制御したことによる効果を低減させることなく、信号線ＬＡ，ＬＢから供給された電力を有効利用できていることがわかる。

一方、励磁電源回路１２において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３により励磁電源を生成する場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３は、励磁回路１５などの負荷側の励磁電源出力電流Ｉｏｕｔが変化しない限り、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３へ入力される励磁電源入力電流Ｉｉｎの電流値は変化しない。このことは、従来技術の定電圧回路５３においても、同様の特徴を有している。従来技術によれば、定電圧化の動作以外に無駄な電流を消費させないため、定電圧回路５３として３端子レギュレータやシリーズレギュレータを使用する必要があるからである。

しかしながら、本実施の形態によれば、励磁電源回路１２がＤＣ／ＤＣコンバータ１３と電流調整回路１４の並列接続から構成されていることから、励磁電源回路１２のＴ２１から入力された出力電流ＩＬは、その一部またはすべてが、励磁電源入力電流ＩｉｎとしてＤＣ／ＤＣコンバータ１３へ供給され、残りの調整電流ＩｓがＴ３１から電流調整回路１４へ引き込まれてＴ３２へ出力される。

例えば、図３に示したように、出力電流ＩＬを低下させた場合、ＩＳＥＴ信号の指示電圧値Ｖｓｅｔが上昇するため、指示電圧Ｖｘが低下して検出電圧Ｖｙとの差分が大きくなる。これにより、電圧比較回路１４Ａからの制御信号Ｓ２の電圧が上昇するため、Ｑ２で発生する電圧、すなわち励磁電源入力電圧Ｖｉｎを高くすることができる。また、Ｑ２で発生する励磁電源入力電圧Ｖｉｎは、定電圧に維持されるため、出力電流ＩＬから励磁電源入力電流Ｉｉｎを差し引いた残りの電流は、調整電流ＩｓとしてＱ２に流れる。

一方、出力電流ＩＬを増加させた場合、ＩＳＥＴ信号の指示電圧値Ｖｓｅｔが低下するため、指示電圧Ｖｘが上昇して検出電圧Ｖｙとの差分が小さくなる。これにより、電圧比較回路１４Ａからの制御信号Ｓ２の電圧が低下するため、Ｑ２で発生する電圧、すなわち励磁電源入力電圧Ｖｉｎを低くすることができる。また、Ｑ２で発生する励磁電源入力電圧Ｖｉｎは、定電圧に維持されるため、出力電流ＩＬから励磁電源入力電流Ｉｉｎを差し引いた残りの電流は、調整電流ＩｓとしてＱ２に流れる。

このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３を用いて励磁電源を生成した場合でも、励磁電源回路１２全体に流れる出力電流ＩＬの電流値を、電流経路ＬＰに沿って流すことができる。したがって、励磁電源回路１２をＤＣ／ＤＣコンバータ１３や定電圧回路５３のみで構成した場合のように、出力電流ＩＬの電流値を固定化してしまうことにはならない。

また、図３に対する上記説明のとおり、電流調整回路１４において、信号処理回路１８から出力された４〜２０ｍＡのいずれかを示す出力電流指示信号ＩＳＥＴに応じて、電流調整回路１４のＴ３１，Ｔ３２間の電圧値、すなわちＤＣ／ＤＣコンバータ１３へ入力される励磁電源入力電圧Ｖｉｎの電圧値が制御される。
したがって、出力電流ＩＬの変化に応じて、励磁電源入力電圧Ｖｉｎの電圧値を制御することができ、信号線ＬＡ，ＬＢから供給された電力を効率よく励磁電源として供給することができる。

図６は、本発明にかかる出力電流と励磁電源入力電圧との関係を示す特性図である。図６において、特性３２Ａは、本実施の形態かかる特性であり、特性３２Ｂは、励磁電源入力電圧Ｖｉｎが固定の場合の特性である。
特性３２Ｂでは、出力電流ＩＬが変化しても、励磁電源入力電圧Ｖｉｎが１３Ｖ程度に固定されているが、特性３２Ａでは、出力電流ＩＬが４〜２０ｍＡで変化した場合、励磁電源入力電圧Ｖｉｎが１７Ｖ〜１３．６Ｖ程度の範囲で変化していることがわかる。

このため、図５で前述したように、特性３１Ａと特性３１Ｃとを比較すると、特性３１Ａの方が、特性３１Ｃから大幅に供給電力Ｐが増大しており、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の励磁電源入力電圧Ｖｉｎを制御したことによる効果が示されている。

図７は、計測出力と励磁電流との関係を示す特性図である。図７において、特性３３Ａ，３３Ｂ，３３Ｃは、それぞれ図５の特性３１Ａ，３１Ｂ，３１Ｃで示されている励磁電源回路１２で供給可能な供給電力Ｐと、実際の電磁流量計における各種の諸条件とを考慮して算出した、励磁コイルへ供給可能な励磁電流Ｉｅｘの一設定例である。ここでは、計測出力Ｗが０％〜１５％のレンジと、１５％〜３０％のレンジと、３０％以上のレンジの３つのレンジで、励磁電流Ｉｅｘが切り替えられている。

これら特性３３Ａ，３３Ｂ，３３Ｃを比較すると、励磁電源回路１２で供給可能な供給電力Ｐが最も大きい特性３３Ａが、最も大きな励磁電流Ｉｅｘを供給可能なことが示されている。
したがって、本実施の形態によれば、ＨＡＲＴ通信を行う場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３への励磁電源入力電流Ｉｉｎを制御したことによる効果を低減させることなく、信号線ＬＡ，ＬＢから供給された電力を励磁電流Ｉｅｘとして有効利用でき、流量値に対するＳ／Ｎ比を大幅に向上させることができる。

［第１の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態によれば、出力電流制御回路１１および励磁電源回路１２を、出力電流ＩＬの電流経路ＬＰを形成するよう、信号線ＬＡ，ＬＢ間に対して直列に接続し、励磁電源回路１２を、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３と電流調整回路１４の並列接続から構成したので、ＨＡＲＴ通信を行う場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３への励磁電源入力電圧Ｖｉｎを制御したことによる効果を低減させることなく、信号線ＬＡ，ＬＢから供給された電力を有効利用できる。

また、本実施の形態では、電流調整回路１４の電圧比較回路１４Ａにおいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３への励磁電源入力電圧Ｖｉｎと出力電流指示信号ＩＳＥＴに応じた指示電圧値Ｖｓｅｔとを比較し、その比較結果に応じて電流経路ＬＰ上に接続されたトランジスタＱ２を制御するようにしたので、出力電流ＩＬの電流値に応じたＤＣ／ＤＣコンバータ１３への励磁電源入力電圧Ｖｉｎを制御する機能と、出力電流ＩＬのうちＤＣ／ＤＣコンバータ１３への励磁電源入力電流Ｉｉｎの残りの電流を調整電流Ｉｒとして調整する機能とを、同じ電流調整回路１４において実現することができ、回路構成を簡素化することができる。

また、本実施の形態では、信号線ＬＡ，ＬＢ間に対して、出力電流制御回路１１と励磁電源回路１２とを直列接続する場合、信号線ＬＡの端子ＴＡ側、すなわち出力電流ＩＬの上流側に出力電流制御回路１１を接続し、信号線ＬＢの端子ＴＢ側、すなわち出力電流ＩＬの下流側に励磁電源回路１２を接続した場合を例として説明したが、これに限定されるものではない。例えば、これとは逆に、信号線ＬＡの端子ＴＡ側、すなわち出力電流ＩＬの上流側に励磁電源回路１２を接続し、信号線ＬＢの端子ＴＢ側、すなわち出力電流ＩＬの下流側に出力電流制御回路１１を接続した場合でも、前述と同様の作用効果を得ることができる。

［第２の実施の形態］
次に、図８を参照して、本発明の第２の実施にかかる２線式電磁流量計１０について説明する。図８は、第２の実施の形態にかかる２線式電磁流量計の構成を示すブロック図である。

第１の実施の形態では、動作電源回路１６において、励磁電源回路１２で生成された励磁電源から、信号処理回路用の動作電源を生成する場合を例として説明した。本実施の形態では、動作電源回路１６において、出力電流制御回路１１の両端電圧から、信号処理回路用の動作電源を生成する場合を例として説明する。

図８に示すように、本実施の形態において、動作電源回路１６が、出力電流制御回路１１と並列に接続されている。具体的には、動作電源回路１６のＴ４１が出力電流制御回路１１のＴ１１と接続され、動作電源回路１６のＴ４２，Ｔ４４が出力電流制御回路１１のＴ１２と接続され、動作電源回路１６のＴ４３とＴ４４との間に、信号処理回路１８が接続されている。

これにより、励磁電源回路１２で生成した励磁電源のすべてが励磁回路１５に供給され、信号処理回路１８に対して動作電源は、出力電流制御回路１１の両端電圧から別個に生成されることになる。このため、第１の実施の形態のように、励磁電源回路１２で生成した励磁電源を、励磁回路１５と信号処理回路１８との両方に供給する構成と比較して、動作電源相当分だけ、励磁回路１５へ供給できる励磁電源を増やすことができる。

また、本実施の形態において、出力電流制御回路１１は、出力電流ＩＬのうち信号処理回路１８へ入力される動作電源入力電流Ｉｐ以外の余剰電流Ｉｒを流す機能を有している。これについては、例えば、動作電源入力電流Ｉｐが固定的な場合、この動作電源入力電流Ｉｐだけ出力電流ＩＬから差し引いた余剰電流Ｉｒを、出力電流制御回路１１で流せばよい。

また、例えば、電流経路ＬＰ上に、実際に流れている出力電流ＩＬの電流値を検出する電流検出回路を別途設け、この電流検出回路で検出した電流値を示す電流検出信号を、図３に示した電流制御回路１１Ａへ入力し、この電流検出信号に応じて、余剰電流Ｉｒの電流値を制御してもよい。これにより、動作電源入力電流Ｉｐが変動する場合にも対応できる。

したがって、出力電流制御回路１１と並列して動作電源回路１６を接続した構成を採用しても、信号処理回路１８から出力された出力電流指示信号ＩＳＥＴに応じて、出力電流ＩＬを正確に制御することができる。

［第２の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態は、動作電源回路１６を、電流経路ＬＰに対して出力電流制御回路１１と並列に接続し、出力電流制御回路１１において、出力電流ＩＬのうち信号処理回路１８へ入力される動作電源入力電流Ｉｐ以外の残りの余剰電流Ｉｒを電流経路ＬＰへ流すようにしたものである。

これにより、第１の実施の形態と同様に、ＨＡＲＴ通信を行う場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力電圧を制御したことによる効果を低減させることなく、信号線ＬＡ，ＬＢから供給された電力を有効利用できる。
また、これに加えて、動作電源相当分だけ、励磁電源回路１２から励磁回路１５へ供給できる励磁電源を増やすことができ、流量値に対するＳ／Ｎ比を大幅に向上させることができる。

また、本実施の形態では、信号線ＬＡ，ＬＢ間に対して、出力電流制御回路１１と励磁電源回路１２とを直列接続する場合、信号線ＬＡの端子ＴＡ側、すなわち出力電流ＩＬの上流側に励磁電源回路１２を接続し、信号線ＬＢの端子ＴＢ側、すなわち出力電流ＩＬの下流側に出力電流制御回路１１を接続した場合を例として説明したが、これに限定されるものではない。例えば、これとは逆に、信号線ＬＡの端子ＴＡ側、すなわち出力電流ＩＬの上流側に出力電流制御回路１１を接続し、信号線ＬＢの端子ＴＢ側、すなわち出力電流ＩＬの下流側に励磁電源回路１２を接続した場合でも、前述と同様の作用効果を得ることができる。

［実施の形態の拡張］
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。また、各実施形態については、矛盾しない範囲で任意に組み合わせて実施することができる。

１０…２線式電磁流量計、１１…出力電流制御回路、１２…励磁電源回路、１３…ＤＣ／ＤＣコンバータ、１４…電流調整回路、１４Ａ…電圧比較回路、１５…励磁回路、１６…動作電源回路、１７…定電圧回路、１８…信号処理回路、ＬＡ，ＬＢ…信号線、ＩＬ…出力電流、ＬＰ…電流経路、ＩＳＥＴ…出力電流指示信号、ＤＴ…送信データ信号、Ｉｉｎ…励磁電源入力電流、Ｖｉｎ…励磁電源入力電圧、Ｉｏｕｔ…励磁電源出力電流、Ｖｏｕｔ…励磁電源入力電圧、Ｉｓ…調整電流、Ｉｒ…余剰電流、Ｉｐ…動作電源入力電流、Ｖｐ…動作電源電位、Ｖｘ…指示電圧、Ｖｙ…検出電圧、Ｖｓｅｔ…指示電圧値、Ｓ１，Ｓ２…制御信号、Ｉｅｘ…励磁電流、Ｖｒｅｆ…基準電圧。

Claims (4)

1. 上位装置と接続された２つの信号線を流れる出力電流から得た電力を励磁回路へ供給する励磁電源回路と、測定管内を流れる流体から前記励磁回路による励磁で発生した起電力を検出し、この起電力に基づき当該流体の流量値を計測する信号処理回路と、前記信号処理回路から出力された、前記流量値に応じた出力電流値を示す出力電流指示信号に応じて前記出力電流の電流値を制御することにより、前記流量値を前記上位装置へ送信する出力電流制御回路とを備える２線式電磁流量計であって、
   前記出力電流制御回路および前記励磁電源回路は、前記出力電流の電流経路を形成するよう、前記信号線間に対して直列に接続されており、
   前記出力電流制御回路は、前記信号処理回路から出力された送信データ信号に基づいて、前記出力電流の電流値を高速に変化させることにより、ＨＡＲＴ（Highway Addressable Remote Transducer）通信で用いるデジタル信号を前記出力電流に重畳させて前記上位装置へ送信し、
   前記励磁電源回路は、前記電流経路上に接続されて前記出力電流の一部またはすべてを励磁電源入力電流として前記励磁回路へ供給する励磁電源を生成するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記電流経路に対して前記ＤＣ／ＤＣコンバータと並列に接続されて、前記出力電流のうち前記ＤＣ／ＤＣコンバータへ入力される前記励磁電源入力電流以外の残りの調整電流を流すとともに、前記出力電流指示信号に応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータへの励磁電源入力電圧を制御する電流調整回路とを含む
   ことを特徴とする２線式電磁流量計。
2. 請求項１に記載の２線式電磁流量計において、
   前記電流調整回路は、前記電流経路上に接続されたトランジスタと、前記励磁電源入力電圧と前記出力電流指示信号に応じた指示電圧値とを比較し、その比較結果に応じて前記トランジスタを制御する電圧比較回路とを含むことを特徴とする２線式電磁流量計。
3. 請求項１または請求項２に記載の２線式電磁流量計において、
   前記励磁電源回路で生成された励磁電源から前記信号処理回路へ供給する動作電源を生成する動作電源回路をさらに備えることを特徴とする２線式電磁流量計。
4. 請求項１または請求項２に記載の２線式電磁流量計において、
   前記電流経路に対して前記出力電流制御回路と並列に接続されて、前記出力電流の一部を動作電源入力電流として前記信号処理回路へ供給する動作電源を生成する動作電源回路をさらに備え、
   前記出力電流制御回路は、前記出力電流のうち前記信号処理回路へ入力される前記動作電源入力電流以外の余剰電流を流す
   ことを特徴とする２線式電磁流量計。

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