JP6254720B2 - 相互変調測定のための方法及び測定デバイス - Google Patents

Description

本発明は、請求項１のプリアンブルに記載のように、無線周波数信号のための信号伝送路（４００）における信号伝送路の無線周波数伝送特性に関して不良のある箇所を位置特定する方法であって、キャリア周波数ｆ_１を有する第１ＲＦ信号ｕ_Ｔｅｓｔが生成される方法に関する。本発明はさらに、ＰＩＭ測定デバイスにおける帯域幅最適化距離測定のための測定デバイスに関する。

（ＰＩＭの説明）
固定式の送受信機（ＢＴＳ、基地局）と端末（ＵＥ、ユーザ機器）との間の接続の品質は、現代のモバイルネットワークにおいて重要な役割を果たす。一方のＢＴＳで生成される高伝送パワーと他方のＢＴＳ及びＵＥの受信機の必要な感度によって、伝送路における不良は、受信機の感度、したがって接続の品質に大いに影響し得る。

伝送路で干渉を引き起こす１つの主要な作用は相互変調である。例えば、相互変調によって、ＢＴＳにおいて高パワーで生成される２つの異なるキャリア周波数を有する２つの伝送信号は、非線形伝送挙動（しばしば単に「非線形性」と呼ばれる）を有する箇所で干渉信号を生成し、それらの周波数は、伝送信号の周波数の整数倍の和及び差である。これらの干渉信号のうち一部は、ＢＴＳの受信帯域の範囲に入ることがあり、それにより通信の品質に悪影響を与える。これらの干渉信号が受動素子で生成される場合、それは受動相互変調（ＰＩＭ）と呼ばれる。

図１は、ＢＴＳからアンテナまでの信号伝送路を示す模式図である。ＢＴＳ１０は、第１フィルタ１１及び第２フィルタ１２を介してアンテナ１３と接続される。ＢＴＳ１０、フィルタ１１及び１２並びにアンテナ１３は、無線周波数ケーブル１４、１５及び１６を介して相互接続され、無線周波数ケーブル１４、１５及び１６は無線周波数コネクタ１７乃至２２を介してそれぞれの素子に接続される。ＰＩＭは、伝送路の構成要素１１乃至２２すべてにおいて発生し得る。例えば、プラグコネクタの腐食、接点及び金属から金属への遷移部上の酸化物被覆、材料の不純物及び固締が不十分なプラグ接続が、ＰＩＭを引き起こし得る。

伝送デバイスの品質を保証し検査するために、ＰＩＭの測定が実行される。ＰＩＭは特に高パワーで発生するため、原則として、これは例えば２^＊２０Ｗの高伝送パワーを用いて測定される。図１に示される伝送設備の測定において、伝送路内の欠陥のある構成要素を特定してその故障を特定的に除去するために、ＢＰＳ１０からアンテナ１３までの伝送路に沿った潜在的不良を位置特定できることは特に重要である。例えば１０ｃｍ範囲の高分解能が不良位置特定を大いに簡略化する。

特許文献１には、通信ケーブルのケーブル特性を測定する方法が記載されている。それにより、ケーブルの末端から反射されるエコー信号が評価される。この方法は、非線形伝送挙動を有する箇所を位置特定するためには用いられ得ない。

非線形伝送挙動を有する箇所は、特許文献２に記載の方法によって位置特定され得る。しかしながらこの方法では、いくつかのＲＦ信号が生成されて、これらから相互変調積が生成され、相互変調積信号間の相互相関が実行されることが要求されるため、測定の面でかなりの複雑さが包含される。その複雑さによって、この方法は、位置特定の面で不十分な分解能をもたらし得る。

この包括的カテゴリーに関する特許文献４から、信号伝送路における不良箇所の距離を測定する方法が知られている。ここで、信号伝送路に沿って逆方向に伝播する、不良箇所から反射されて戻る信号（「不良誘起反射経路信号」）は、カプラによって信号伝送路から分離され、順方向に伝播する信号と比較される。これが、不良箇所の位置が大まかに概算されることを可能にする。

（ＰＩＭ測定デバイスの構造）
既知のＰＩＭ測定デバイスの構造が特許文献３に記載されている。そのような測定デバイスは、図２に示され、以下で簡単に説明される。

（ＰＩＭ距離測定）
周波数ｆ_１及びｆ_２を有する信号が、２つの信号源１０１及び１０２で生成され、信号源１０１からの信号ｕ_{ｓｗｅｅｐ}は周波数ｆ_１で開始して、規定の周波数範囲Δｆにわたり周期的に掃引される。信号ｕ_{ｓｗｅｅｐ}の周波数は、図３に例として示される。信号ｕ_{ｓｗｅｅｐ}は、混合器１１１において、信号源１０２からの信号との乗算によって修正され、周波数ダブラで倍加され、その結果、生じた信号ｕ_ｒｅｆが、信号伝送路又はＤＵＴ１２０で生成されるＰＩＭ信号と同じ周波数及び信号形態を有するようになる。経路距離ｌにわたる信号伝送路でのＰＩＭのランタイムの結果として、ｕ_ｒｘは、ｕ_ｒｅｆと比較してｄｔの遅延をもって受信され、ここで、以下のとおりであり、

ｃ_０は光速を表し、ε_ｒｅｆｆは経路距離ｌを有するケーブルの有効誘電率を表す。図３は、信号ｕ_ｒｅｆと比較した時間遅延ｄｔがどのようにｕ_ｒｅｆとｕ_ｒｘとの間の周波数差ｄｆをもたらすのかを示す。信号ｕ_ｂは、混合器１１２での信号ｕ_ｒｅｆ及びｕ_ｒｘの乗算によって生成される。ｕ_ｂの周波数は測定デバイスからの干渉信号の距離ｌの測定値である。ｕ_ｂからの距離ｌの計算は評価ユニット１１３で行われる。

独国特許出願公開第１９９４６７６３号明細書 独国特許出願公開第１０２０１２０２３４４８号明細書 独国特許出願公開第１０２０１００１５１０２号明細書 国際公開第０２／２７９８３号

図１による伝送デバイスは、帯域幅制限システムである。フィルタ１１及び１２並びにＢＴＳ内のフィルタは通常、帯域幅をその伝送デバイスに関する送受信帯域に限定する。一方の制限された帯域幅と他方の劣った帯域幅効率を有する周波数変調方法とによって、不良位置特定の分解能に関して制約が生じ、それが特許文献３による測定方法の精度を制約する。

前述の問題を考慮して、本発明は、上述のタイプの方法を、ＲＦ伝送特性に関して欠陥のある信号伝送路内の箇所が可能な限り正確に位置特定され得るように修正して不良探索が簡易化されるようにし、それにより方法が単純となり、複雑な測定装備なしに実行され得るようにするという目的に基づく。

本発明によれば、この課題は、請求項１に規定される方法ステップを有する上述のタイプの方法によって解決される。本発明の有益な態様は、さらなる請求項に記載される。

本発明によれば、上述のタイプの方法において、以下の方法ステップ：
（ａ）デジタル信号ｕ_Ｃｏｄｅを第１ＲＦ信号ｕ_Ｔｅｓｔに変調するステップと、
（ｂ）周波数ｆ_２を有する第２ＲＦ信号ｕ_２を生成するステップと、
（ｃ）第１ＲＦ信号ｕ_Ｔｅｓｔと第２ＲＦ信号ｕ_２とを所定の導入箇所で信号伝送路に導入するステップと、
（ｄ）少なくとも１つの不良箇所で信号伝送路において第１ＲＦ信号と第２ＲＦ信号とから生成される相互変調積を、相互変調積信号ｕ_ＲＸの形態で受け取るステップと、
（ｅ）相互変調積信号からデジタル信号ｕ_{ｄｅｍｏｄ}を再生するステップと、
（ｆ）デジタル信号ｕ_Ｃｏｄｅと再生されたデジタル信号ｕ_{ｄｅｍｏｄ}との間の時間シフト量ｔ_ｘを算定するステップと、
（ｇ）導入箇所と、信号伝送路におけるステップ（ｄ）で受け取られる信号が生成された箇所との間の長さｌを、ステップ（ｆ）で算定される時間シフト量ｔ_ｘから計算するステップと、
が設けられる。

ステップ（ｄ）で受け取られる相互変調積は、非線形伝送機能を有する箇所から導入箇所に反射されて戻る相互変調積であり得る。

ステップ（ｅ）での相互変調積信号からのデジタル信号の再生は特に、復調及び／又はアナログ／デジタル変換を含み得る。

デジタル信号は、デジタル化された信号も含む。

本発明による方法は、非線形伝送機能を有する箇所が、信号伝送路への機械的介入を要さずに信号伝送路において非常に正確に位置特定され得るという利点を有する。これは、信号伝送路のどの構成要素が不良を含むかということと、その構成要素のどこに不良が位置しているかということとを短時間で判定できるため、不良位置特定プロセスを大いに簡略化し短縮する。それにより、欠陥箇所の位置が、複雑な装置を用いずに、また、複雑な数学的演算なしに簡単な方式で判定される。

特許文献２に記載の方法と比較して、本発明による方法は、第１ＲＦ信号から及び第２ＲＦ信号からの相互変調積を、この相互変調積を不良箇所から反射される相互変調積と相関させるために、人工的に生成する必要がないという利点を有する。これは測定装備及び測定の実行を大いに簡易化する。

本発明は、デジタル信号が、それに変調されたデジタル信号を含むＲＦ信号の非線形変換の場合でも、特に、ＲＦ信号からの相互変換積の生成の後でも、相互変換積の中に依然としてデジタル信号自体として包含され、また特に復調によって相互変換積から抽出され得るという知見に基づく。非線形プロセスが、変更された基本周波数を有する付加的な信号を発生することになっても、元のデジタル信号はこれから分離されてその元の形態に再生され得る。言い換えると、本発明によれば、元のデジタル信号と相互変調積から再生され得るデジタル信号との間の不良箇所の位置を計算するために時間シフト量が算定されながら、２つのＲＦ信号から生成される混合積の新たな基本周波数を用いて、反射された信号から相互変調積が抽出される。

また、２つのデジタル信号間の時間シフト量は、例えば特許文献３に記載の２つのアナログ信号間の場合よりはるかに正確に且つ簡単に算定され得る。

不良箇所と、信号伝送路の導入箇所又は基準面との間の長さｌの数学的に特に簡単な算定が、長さｌが以下の式によって計算されることで達成される。

ここで、ｃは信号伝送路におけるＲＦ信号の伝播速度であり、それによりｃ＝ｃ_０／ε_ｒｅｆｆである。それにより長さｌは信号によって二度カバーされる（往路及び復路）。測定デバイス内の偏差のあるランタイムを考慮した修正も、必要であり得る。

ステップ（ｆ）において、デジタル信号ｕ_Ｃｏｄｅと再生されたデジタル信号ｕ_{ｄｅｍｏｄ}との相対位相位置が、デジタル信号が合同になるまで互いに対してシフトされ、それにより、時間差ｔ_ｘが、合同性を達成するために必要な位相シフト量から算定されることによって、特に単純な、迅速な且つ機能的に確実な方法が達成される。

本発明の特に好適な態様では、ステップ（ｆ）において、時間シフト量が、２つのデジタル信号ｕ_{ｄｅｍｏｄ}及びｕ_Ｃｏｄｅ間の相互相関及び／又は畳み込みによって算定される。

本発明によれば、デジタル信号は、別個且つ漸次の組の値を有する任意の信号を意味すると理解され、それは例えばバイナリ信号又はデジタル化信号であり得る。重畳される変調信号は、デジタルノイズ信号、特に擬似ノイズであってもよい。これは、２つの一致するノイズ信号間の相互関係が、信号が時間的に重複する場合に特にシャープなピークを有する結果、不良箇所が容易に位置特定されるため、特に有益である。

ステップ（ｅ）において、デジタル信号は、アナログ／デジタル変換及び／又は復調によって相互変調積信号から生成され得る。

方法は、変調の方式が、振幅変調（ＡＭ）、周波数変調（ＦＭ）、位相変調（ＰＭ）、直角位相振幅復調（ＱＡＭ）又は別のＩ／Ｑ変調であることで、必要な装置に関して特に簡単に、また、機能的に確実な方式で実行され得る。

ステップ（ｄ）において、３次相互変調積ＩＭ３、特にキャリア周波数２×ｆ_１−ｆ_２又は２×ｆ_２−ｆ_１を有する相互変調積ＩＭ３が受け取られることで、特に正確な不良位置特定が単純な技術的装備を用いて達成される。３次相互変調積ＩＭ３は一般に、より高次の相互変調積よりも欠陥箇所で生成されがちであり、それにより同時に、それらのキャリア周波数は信号伝送路の受信帯域ＲＸ内に存在し得るが、そのときｆ_１及び／又はｆ_２は信号伝送路の送信周波数範囲内に存在し得る（それによりｆ_１は好ましくはｆ_２に等しくない）。これは検出を簡略化し、信号伝送路の後事の使用に関係する周波数範囲が測定される。代替的に、別の序列の相互変調積が受け取られてもよく、それは例えば２次、５次又は７次等の序列である。

信号伝送路の無線周波数伝送特性に関して不良のある箇所は、ＲＦ特性インピーダンスにおける変化、特に急激な変化が発生する、不良のある電気的接触が発生する、特に所定値より大きい接触抵抗が発生する、及び／又は、ＲＦ信号の非線形伝送機能が存在する少なくとも１つの箇所を含み得る。

第２ＲＦ信号は、重畳された変調信号のない（キャリア）周波数ｆ_２の純粋正弦波信号であり得る。

本発明の特に好適な態様によるキャリア周波数ｆ_１に変調されるべきデジタル信号について以下でより詳細に説明する。

バイナリ信号をキャリア周波数ｆ_１に変調すると特に好都合であることが実証された。バイナリ信号は、例えば０及び１の値範囲を有し、又は、代替的に−１及び＋１の値範囲を有し得る。バイナリ信号は、比較的単純な手段を用いて生成され処理され得る。

特に、デジタル信号は、所定のクロック継続時間ｔ_ｆを有する好ましくは周期的なフレームクロック信号ｕ_{ｆｒａｍｅ}を有する。クロック信号の周期継続時間２^＊ｔ_ｆは、信号伝送路の帯域幅に適合され得る。

不良箇所を位置特定するにあたり信号対ノイズ比を改善するために、デジタルベース信号、特に周期的なフレームクロック信号が、デジタル信号を生成するために拡散コードで乗算され得る。拡散コードは、好ましくは｛−１，＋１｝又は｛０，１｝のようなバイナリチップのシーケンスで構成されることが好ましい。拡散コードのチップの個数がＩ_ｃであり、チップ幅がｔ_ｃである。チップのシーケンスは、０に等しいシフト量で自己相関が最大値を有しながら、０に等しくないシフト量に関するチップシーケンスの自己相関が最小になるように選択されると有益である。

特に好適な態様によれば、デジタル信号ｕ_Ｃｏｄｅを生成するために、周期的なフレームクロック信号ｕ_{ｆｒａｍｅ}がそのような拡散コードｕ_{Ｃｏｄｅ’}と乗算される。こうして、ｕ_{ｆｒａｍｅ}の、拡散コードとの循環的乗算によって、拡散ユニットにおいてデジタルパルスの反復シーケンスが生成される。それによりチップ幅ｔ_ｃは、ｔ_ｃ＝ｔ_ｆ／ｌ_ｃによって与えられる。これは、デジタルベース信号が人工的に拡張されることを可能にし、その結果、一方では検出器における信号対ノイズ比が改善され、他方では送信帯域ＴＸ及び／又は受信帯域ＲＸの帯域幅へのスペクトル調整が可能になる。

フレームクロック信号のパラメータｔ_ｆ、チップのｔ_ｃ、チップシーケンス及び／又は拡散コードのチップの個数ｌ_ｃの対応する調節により、デジタル信号ｕ_Ｃｏｄｅは、信号伝送路の長さ、望ましい信号対ノイズ比、達成されるべき位置特定分解能、用いられる伝送帯域幅及び／又は用いられる受信帯域幅に関して調節され得る。上述のパラメータの変更は、第１ＲＦ信号ｕ_Ｔｅｓｔの及びこれから生成され受信されるべき相互変調積信号Ｕ_ＲＸの帯域幅にも影響を与える。

好ましくは、デジタル信号ｕ_Ｃｏｄｅは、キャリア周波数ｆ_１を有する無線周波数キャリアに帯域幅有効変調方法を用いて変調される。好ましくは、コンステレーションダイヤグラムにおけるシンボルのポインタが同じ長さを有する変調方法が用いられるが、それは、ポインタが同じ長さを有すれば、信号ポインタの長さが可変である方法と比べて、より経済的な増幅器が用いられ得るからである。周波数シフトキーイング、位相シフトキーイング、連続位相周波数シフトキーイング又は同等物のようなデジタル変調方法が特に好都合であることが実証された。１／ｔ_ｃがチップ周波数である場合に１．５／ｔ_ｃ未満、特に１．２／ｔ_ｃ未満の要求される帯域幅Ｂを有し、その中に信号エネルギーの９９％が存在する変調方法が有益である。要求される帯域幅Ｂに関しては、最小シフトキーイングＭＳＫが変調方法として最適である。

キャリア周波数ｆ_１を有するＲＦ信号及び周波数ｆ_２を有する別のＲＦ信号の場合には、ｆ_ＰＩＭ＝ｎｆ_１＋ｍｆ_２の相互変調積信号ｕ_ＲＸのキャリア周波数が生じ、その場合ｏ＝｜ｎ｜＋｜ｍ｜であり、好ましくはｏ＝３である。この場合、信号ｕ_ＲＸは、ＭＳＫが変調方法として用いられる場合に帯域幅Ｂ_ＲＸ＝１．１８^＊ｏ／ｔ_ｃを有する。

１つの重要な側面によれば、本発明は、ＰＩＭ測定デバイスを用いて、コード拡散方法と組み合わせた帯域幅有効変調方法によって不良箇所の距離の正確な測定を達成するという基本概念に基づく。相互変調積信号（「ＰＩＭ信号」とも呼ばれる）のパワーは、それにより少なくとも３つの受信機を用いて別々の時点で測定され得る。また、測定された３つのパワーから、数学的方法を用いて高精度で不良の位置が計算され得る。

相互変調積信号ｕ_ＲＸから、復調によって、また、必要な場合デジタル化によって、デジタル信号ｕ_{ｄｅｍｏｄ}が再生され得る。ステップ（ａ）で重畳された変調デジタル信号ｕ_Ｃｏｄｅ、特に拡散コードｕ_{Ｃｏｄｅ’}を乗算したデジタルベース信号ｕ_{ｆｒａｍｅ}が、再生されたデジタル信号ｕ_{ｄｅｍｏｄ}に含まれる。

ステップ（ｆ）において時間シフト量の単純でありながら確実な且つ正確な算定を達成するために、再生されたデジタル信号ｕ_{ｄｅｍｏｄ}（又は代替的に信号ｕ_Ｃｏｄｅ）を、例えば、いずれの場合にもチップ幅ｔ_ｃの所定分数、特にチップ幅の約半分の間隔で、３つ以上の受信機に別々の所定の遅延で通し、そこで前記信号を、デジタル信号ｕ_Ｃｏｄｅ（又は代替的に信号ｕ_{ｄｍｏｄｅ}）と、特にｕ_{ｄｅｍｏｄ}とｕ_Ｃｏｄｅの乗算によって比較すると有益であることが実証された。このためデジタル信号ｕ_{ｄｅｍｏｄ}（又は代替的に信号ｕ_Ｃｏｄｅ）は、３つ以上の遅延素子を介して通されることができ、いずれの場合にも検出器に通される。これは、ｕ_Ｃｏｄｅとｕ_{ｄｅｍｏｄ}との間の所定の遅延時間を伴って検出器におけるｕ_Ｃｏｄｅとｕ_{ｄｅｍｏｄ}との積の明確に規定され容易に見える最大値をもたらす。

ｕ_Ｃｏｄｅと再生されたデジタル信号ｕ_{ｄｅｍｏｄ}とのこれらの信号間の時間シフト量の関数としての積は、多項式関数、特に放物線によって最大域内で概算され得る。多項式関数の係数は、好ましくは最大値付近に分散された所定の時間的ずれ分偏位した測定をそれぞれ実行する３つ以上の検出器によって同時点で記録される積の値から少なくとも概算的に算定され得る。その後、多項式関数の係数から多項式の最大値の正確な位置が計算されることができ、それから信号ｕ_Ｃｏｄｅとｕ_{ｄｅｍｏｄ}とのランタイム差が算定され得る。

この方法の主要な利点は、達成され得る高い精度及び位置特定分解能である。

代替的に又は付加的に、時間シフト量を算定するために、ｕ_Ｃｏｄｅとｕ_{ｄｅｍｏｄ}との間の相互相関及び／又は畳み込みを用いることが可能である。

特に、本発明による方法において、以下のステップ：
ａ）「被検査デバイス」（ＤＵＴ）を含む信号伝送路のＴＸ及びＲＸ帯域から、第１キャリア周波数ｆ_１、第２周波数ｆ_２、相互変調積信号の周波数ｆ_ＰＩＭ又は干渉信号の序列ｏを計算するステップと、
ｂ）変調方法とともに生じる帯域幅が信号伝送路の帯域幅を超えないように、フレームクロック長と拡散コード長とを計算するステップと、
ｃ）フレームクロックを生成するステップと、
ｄ）ステップｂ）で計算された長さを有する拡散コードを生成するステップと、
ｅ）フレームクロックとコードとの乗算によってチップシーケンスを生成するステップと、
ｆ）チップシーケンスでキャリアを変調し、受け取られるべき信号が不良箇所での信号の拡散後に所望の形態を有するような変調方法を選択するステップと、
ｇ）増幅器、別の好ましくは正弦波信号源、合成器、フィルタ及び／又はＤＵＴを好ましくは含む信号伝送路で信号を伝送するステップと、
ｈ）信号伝送路からの信号を復調するステップと、
ｉ）互い違いの間隔、例えば１／２チップ分遅延して受け取るいくつかの、好ましくは少なくとも３つの受信機で信号を受け取り、それにより、受信機のうち１つの受取時間が、最大の受け取られたパワーがもたらされるように選択されるステップと、
ｊ）少なくとも３つの受信機で受け取られたパワーを測定するステップと、
ｋ）受け取られたパワーの時間シフト曲線の概算の係数を算定するステップと、
ｌ）ステップｋ）で算定された係数から、受け取られたパワーの最大値の正確な時間を計算するステップと、
ｍ）計算された時点から不良箇所の位置を算定するステップと、
が設けられ得る。

本発明による方法はまた、非線形伝送機能を有する１つより多い不良箇所を位置特定するために、並びに、これらの不良箇所で生成された相互変調積のパワーを、個別に又は総計で概算するために用いられ得る。

本発明の有利な態様によれば、ステップ（ｄ）で受け取られる信号ｕ_ＲＸが、信号伝送路のいくつかの不良箇所で生成される相互変調信号成分を含み、それにより、さらなる相互変調信号成分に対する又はデジタル信号ｕ_Ｃｏｄｅに対する時間シフト量、曲線、振幅、パワー又は同等物のような、相互変調信号成分のうち１つの少なくとも１つの値が算定される。言い換えると、いくつかの不良箇所間の距離、導入箇所又は信号伝送路の基準面からの個々の不良箇所の距離及び／又は生成された相互変調積パワーが測定され得る。これは特に、走査対象の信号伝送路の部分に適合された拡散コード及び／又はフレームクロックの選択によって達成される。

フィルタ、合成器等の測定デバイス自体の部品も、信号伝送路の入力部に相互変調積を定期的に生成し、それによりこれらの本質的な相互変調積は、信号伝送路の測定部の測定という点では対象外である。そのような相互変調積は残存ＰＩＭ（ｒＰＩＭ）と呼ばれる。本発明のさらなる態様によれば、生成された相互変調積は信号伝送路内のそれらの発生箇所に割り当てられ得る。このことは、不良箇所の位置特定にあたり及び／又は測定部で生成されるＰＩＭのパワーの測定にあたり、信号伝送路の入力部で生成される残存ＰＩＭを無視することを可能にする。

特に、本発明による方法は、信号伝送路全体が不良箇所に関して走査されるように、ｕ_Ｃｏｄｅとｕ_{ｄｅｍｏｄ}との間の遅延時間が、τ＝０からτ＝ｔ_ｆの所定の遅延ステップで検出器において増加されることで、信号伝送路で生成される相互変調のパワーを遅延時間τの関数として測定することを可能にする。ステップ幅は好ましくはチップ幅ｔ_ｃの分数、例えばチップ幅の半分である。

本発明による方法によって、信号伝送路の入力部又は測定部のような所定の部分で生成される相互変調成分の全体パワー、信号強度又は同等物のような少なくとも１つの全体値を算定することも可能である。

先行技術による測定デバイスでは、内在的干渉ｒＰＩＭは別個に測定されない。したがって、従来型の測定デバイスの分解能は、内在的干渉ｒＰＩＭによって制約される。対照的に、本発明によれば、遅延時間の関数としての生成された相互変調積のパワーが表示され、それにより例えば、信号伝送路において測定デバイス外で生成された相互変調積のみが表示され得る。代替的に又は付加的に、信号伝送路の所定の部分での追加されたＰＩＭパワーが算定、追加及び／又は表示される。

言い換えると、相互変調信号成分のそれらの時間シフト量ｔ_ｘに依存するパワーの測定値及び／又はｘが所定の閾値遅延ｔ_ｍｉｎである場合に遅延時間ｔ_ｘ＞ｘを有する相互変調信号成分の追加されたパワーの測定値が算定される。

さらなる側面によれば、本発明は、本発明による方法を実行する測定デバイスに関する。そのような測定デバイスは、キャリア周波数と重畳された変調デジタル信号とを有する第１ＲＦ信号ｕ_Ｔｅｓｔを生成する変調器を有する第１信号生成器と、第２ＲＦ信号を生成する第２信号生成器と、これら２つのＲＦ信号を信号伝送路に導入する合成器と、信号伝送路で生成された所定の序列の相互変調積を受け取るフィルタと、相互変調積信号からデジタル信号を再生する復調器及び／又はアナログ／デジタル変換器のようなデバイスと、時間シフト量ｔ_ｘを算定する少なくとも１つの検出器及び／又は計算ユニットとを有する。好ましくは、測定デバイスは、デジタル信号及び／又は再生されたデジタル信号を、少なくとも１つの検出器に所定の遅延ステップで遅延させて供給する少なくとも１つの遅延素子を有する。

第１信号生成器が、フレームクロック信号を生成するフレーム生成器と、拡散コードを生成するコード生成器と、拡散コードとフレームクロック信号とからデジタル信号を生成する拡散ユニットとを有すれば好都合である。

好ましくは、第１及び／又は第２ＲＦ信号を、これらを合成器に通す前に増幅するための少なくとも１つの増幅器が配設される。

特に、３つ以上の検出器が配設され、それらにはそれぞれ再生されたデジタル信号が供給され、それにより好ましくは、検出器に供給される信号を、いずれの場合にもチップ幅の分数のような所定の時間的ずれだけ遅延させるための３つ以上の遅延素子が配設される。

測定デバイスは、個別に又は任意の組み合わせで上記の方法ステップを実行するさらなる構成要素を備え得る。

以下において本発明について図面を参照してより詳細に説明するが、それには、記述部分では詳細に説明されない本発明にとって重要な詳細に関して明示的な参照がなされる。

ＢＴＳからアンテナへの信号伝送路を示す模式図である。 距離測定のための従来型の測定デバイスの装備を示すブロック図である。 距離測定のための従来型の測定デバイスの測定信号の周波数曲線の図である。 本発明による測定方法を実行する本発明による測定デバイスの模式図である。 信号伝送路の送受信帯域の位置並びに相互変調積ｆ_ＰＩＭの位置の模式図である。 生成された第１ＲＦ信号ｕ_Ｔｅｓｔの模式図である。 第１及び第２ＲＦ信号の帯域幅最適化位置並びにこれから生成される３次相互変調積の模式図である。 ＤＵＴが接続された信号伝送路を通るＲＦ信号のランタイムの模式図である。 不良の位置を算定する方法の模式図である。 信号生成器での及び受信機での信号形態の図である。 信号伝送路の測定中の信号ランタイムの模式図である。 遅延に依存する相互変調積の測定されたパワーの図である。 本発明による方法を実行する測定デバイスのさらなる実施形態の模式流れ図である。

（実施形態１：距離測定）
信号伝送路における測定デバイスと相互変調干渉信号との間の距離を測定する実施形態について以下で説明する。

図４は、本発明による距離測定のための方法を実行する本発明による第１の測定デバイスの模式図である。この実施形態は、信号生成器２０１、受信機２０３、伝送チャネル２０２及びコントローラユニット２０４で構成される。

［信号生成器］
信号生成器２０１は、フレーム生成器２１０、コード生成器２１１、拡散ユニット２１３及び変調器２１４で構成される。

一方でのフレーム生成器の出力信号ｕ_{ｆｒａｍｅ}と他方でのコード生成器の出力信号ｕ_{Ｃｏｄｅ′}とは両方とも拡散ユニットと接続される。拡散ユニットからの出力信号ｕ_Ｃｏｄｅは変調器２１４と接続される。フレーム生成器２１０、変調器２１４及びコード生成器２１１は、通信バスＢＵＳを介してコントローラユニット２０４と接続される。

出力信号ｕ_ｔｅｓｔは信号伝送路に供給される。測定デバイスの設計に依存して、別の信号生成器２２１、２つのＰＡ２２２ 、合成器２２３、フィルタユニット２２４及びＤＵＴ２２５が配設され得る。信号生成器２２１は、通信バスＢＵＳを介してコントローラユニット２０４と接続される。２つのＲＦ信号ｕ_Ｔｅｓｔ及びｕ_２が合成器２２３を介して信号伝送路に供給される。

［受信機］
受信機は、復調器２１５、４つの遅延素子２２１、２２２ 、２２３及び２１６、３つの検出器２１７、２１８及び２１９並びに計算ユニット２２０で構成される。伝送チャネルｕ_ｒｘの出力は、復調器２１５の入力と接続される。復調器２１５の出力信号ｕ_{ｄｅｍｏｄ}は、遅延素子２２１、２２２及び２２３と接続される。遅延素子はそれぞれ検出器２１７、２１８及び２１９と接続される。遅延素子２１６は入力側で信号ｕ_ｃｏｄｅと接続され、出力側の信号ｕ_{ｃｏｄｅ″}は３つの遅延素子２２１、２２２及び２２３と接続される。３つの遅延素子２２１、２２２及び２２３は検出器２１７、２１８及び２１９と接続される。検出器２１７、２１８及び２１９からの出力信号ｕ_ｄ１、ｕ_ｄ２及びｕ_ｄ３は計算ユニット２２０と接続される。復調器２１５及び計算ユニット２２０は、通信バスＢＵＳを介してコントローラユニット２０４と接続される。

信号形態並びに個々のモジュールの機能について以下で説明する。

［ＰＩＭ測定のための帯域、周波数］
説明される方法において、図４に示される測定デバイスの変調器２１４及びＬＯ２２１は、測定手順前に設定されることになっている。伝送デバイスに関する帯域及び周波数の位置及び識別は図５に示される。以下では、伝送デバイスの送信帯域がＴＸで、受信帯域がＲＸで識別される。２つの信号ｕ_ｔｅｓｔ及びｕ_２は周波数ｆ_１及びｆ_２をそれぞれ有する。別々の序列ｏの相互変調積は、ＤＵＴを含む信号伝送路において非線形性で生成され、それにより、以下のとおりである。

変数ｍ、ｎ、ｏは整数である。３次相互変調積が図５に例として示される。それにより信号ｕ_ｒｘは関連する受信帯域ＲＸに属し、信号ｕ′_ｒｘは受信帯域外にあり、したがってフィルタ２２４で抑制される。説明される実施形態において、２つの周波数ｆ_１及びｆ_２を調節するために、ＴＸ及びＲＸの位置を（２）及び（３）によってコントローラユニットに入力した後で、ｆ_ＰＩＭがＲＸ内にある周波数コンステレーションが計算される。通信バスＢＵＳを介して、ｆ_１の値が変調器２１４に伝送され、ｆ_２の値がＬＯ２２１に伝送され、ｆ_ＰＩＭの値が復調器２１５に伝送される。

［距離測定］
信号ｕ_ｔｅｓｔと比べた信号ｕ_ｒｘの遅延が図８に示される。信号ｕ_ｔｅｓｔは、測定の基準面を通常表すフィルタの出力までτ_ｒｅｆだけ遅延される。図８に例として示されるように、基準面から、検査信号は、ＤＵＴと接続されて信号伝送路の一部を形成する長さｌの無線周波数ケーブルに沿って通る。信号ｕ_ｒｘはＰＩＭによって生成されてフィルタで測定される。したがって、基準面とフィルタとの間のランタイムはΔτ＝２（τ_ｍ−τ_ｒｅｆ）である。したがって、干渉信号までの長さｌは以下によって算定され得る。

τ_ｍの正確な測定のために、適切な方式で特別な信号が信号生成器２０１で生成されて受信機２０３で受け取られる。

［伝送信号の生成］
図４による信号生成器の信号ｕ_ｃｏｄｅの生成について以下で説明する。フレーム生成器２１０は周期的なフレーム信号ｕ_{ｆｒａｍｅ}を生成する。フレーム信号ｕ_{ｆｒａｍｅ}は図１０に示される。それによりフレーム信号の継続時間はｔ_ｆである。コード生成器２１１において、｛−１；１｝のシーケンスで構成されるデジタルコードが生成される。それによりコードは長さｌｃを有する。｛−１；１｝のシーケンスは、シーケンスの自己相関が０に等しくないシフト量に関して最小になるように選択されると好都合である。図１０による信号ｕ_ｃｏｄｅは、以下ではチップと呼ばれるデジタルパルスのシーケンスを含み、ｕ_{ｆｒａｍｅ}とコードとの循環的乗算によって拡散ユニットで生成される。それによりチップ長ｔ_ｃは以下によって与えられる。

［変調方法］
図４に示される変調器２１４の機能について以下で説明する。信号ｕ_Ｃｏｄｅは、変調器２１４で、帯域幅有効変調方法を用いて、周波数ｆ_１を有する無線周波数キャリアに変調される。変調方法の選択での主要な検討事項は、要求される帯域幅Ｂ並びにコンステレーションダイヤグラムの形態である。信号のポインタがコンステレーションダイヤグラムで一定の長さを有すれば、信号ポインタの長さが可変である方法と比べて、より経済的なＰＡが用いられ得る。説明される実施形態では、最小シフトキーイング（ＭＳＫ）が変調方法として用いられる。ｕ_ｔｅｓｔのコンステレーションダイヤグラムが図６ａに示される。それによりｕ_ｔｅｓｔのポインタは一定の長さを有する。ｕ_ｔｅｓｔの周波数スペクトルが図６ｂに示される。ＭＳＫの場合、その中に信号のエネルギーのうち９９％が存在する要求される帯域幅Ｂは以下のようになる。

相互変調作用の結果、信号ｕ_ｒｘは以下の帯域幅Ｂ_ｒｘを有する。

パラメータｔ_ｃ、ｆ_１及びｆ_２は、ｆ_ＰＩＭがＲＸ帯域内の中心に配置されるように選択され得る。これは図７に示される。

［受信及び距離計算］
図４に示される受信機２０３の機能について以下で説明する。復調器２１５において、信号ｕ_ＲＸは周波数ｆ_ＰＩＭで受け取られて復調される。復調された信号ｕ_{ｄｅｍｏｄ}は３つの遅延素子２２１、２２２及び２２３を介して検出器２１７、２１８及び２１９にそれぞれ通される。３つの遅延時間τ１、τ２及びτ３は以下のように選択されると有益である。

さらなる遅延素子２１６は信号ｕ_ｃｏｄｅを遅延させ、それによりτ_４は以下のように選択されると好都合である。

時間τ分遅延された信号ｕ_{ｄｅｍｏｄ}を信号ｕ_{Ｃｏｄｅ″}と乗算することによって、検出器の出力で信号ｕ_ｄが生成され、それは受け取られたパワーＰＩＭを示す。信号ｕ_ｄの遅延への依存性は図９に例として示される。選択された変調方法に及び選択されたコードに依存して、信号ｕ_ｄは急速にτ≠τ_ｍの値に降下する。３つの検出器は異なる時点τ_１、τ_２、τ_３での信号ｕ_ｄを測定し、出力信号はｕ_ｄ１、ｕ_ｄ２、ｕ_ｄ３で識別される。これらは図４に例として示される。式（８）及び（９）による遅延τ_１は、信号ｕ_ｄ２が最大値になるまで変更される。

ｕ_ｔｅｓｔと比較した信号ｕ_ｒｘの正確な遅延時間が計算ユニットにおいて３つの信号ｕｄ_１、ｕｄ_２、ｕｄ_３から概算される。これは例えば図９に示される方法を用いて達成される。ｕ（τ）の展開が放物線によって以下にしたがって概算される。

３つの値ｕｄ_１、ｕｄ_２及びｕｄ_３から３つのパラメータａ_０、ａ_１及びａ_２が算定される。値τ_ｍが、計算ユニットで式（６）から算定される。周期継続時間τ_ｆでコードを周期的に反復すると、図９に示される一意性範囲をもたらす。開示の方法の主な利点は、達成され得る高い精度である。

（実施形態２：時間窓方法）
方法のさらなる好都合な変形を含む別の実施形態ついて以下で説明する。図４による測定デバイスの分解能が時間窓方法の使用によって大いに改善され得る。

［内在的干渉及び多重干渉信号の原理］
図４による測定デバイスの目的は、不良箇所と測定デバイスとの間の距離を測定することのみではなく、そのパワーを測定することもある。図１による伝送路の例において、ＢＴＳからアンテナまでの信号伝送路において、相互変調が起こり得るいくつかの箇所がある。図１による信号伝送路の個々のモジュールが、図１１において、図４による測定デバイスとともに導入される。測定デバイスから開始して、信号伝送路は伝送ケーブルを介して通る。図１１によれば、個々の潜在的な不良箇所、すなわちフィルタ１１及び１２上並びにアンテナ１３内のプラグコネクタ１７、１８、１９、２０、２１、２２は別々の遅延時間τを有する。

しかしながら、相互変調積は、ＢＴＳとアンテナとの間の伝送路でだけでなく測定デバイス内でも生じ得る。測定デバイス内で生じる相互変調干渉は、以下ではｒＰＩＭ（残存ＰＩＭ）と呼ばれる。

［時間上の干渉の位置］
本発明による方法は、遅延時間τに対するＰＩＭのパワーを、図４による測定デバイスにおいて（８）及び（９）を考慮に入れて値τ_１、τ_２及びτ_３を対称に変化させることによって測定することを可能にする。それにより、０から開始して、τ_２は例えば、τ＝ｔ_ｆに達するまで１／２ｔ_ｃのステップで増加される。ｔ_ｃは、全信号伝送路を通過するための所要時間より長く選択され得る。このようにして測定された、遅延に対するパワーの展開は、図１２に、内在的干渉ｒＰＩＭ（Ｐ_ｒで示される）と、プラグコネクタ２０及びプラグコネクタ２２での不良が起こる場合に関して例として示される。

［干渉の排除］
先行技術による測定デバイスでは、内在的干渉は別個に測定されない。したがって測定デバイスの分解能は内在的干渉によって制約される。開示の実施形態において、パワーのみが遅延時間に関連して表示されて、それにより測定デバイス外のＰＩＭのみが表示されるか、又は、追加されたパワーＰ_ｓが表示されるかのいずれかである。

この方法の利点は、それが測定デバイスの測定精度を大いに増加させるということである。

（実施形態３：不良箇所の位置特定）
図１３に例として示される本発明による方法のさらなる実施形態は、導入箇所３１０で電気的に接続された信号伝送路の、ＲＦ伝送特性に影響する不良箇所に関する分析に関する。これらの不良箇所は、ＲＦ伝送特性に関する非線形伝送機能を引き起こす。本発明は、そのような非線形伝送機能が、別々の周波数の２つのＲＦ信号が非線形伝送機能を有するそのような箇所に同時に到達する場合に相互変調積の生成をもたらすという事実を利用する。これらの相互変調積はこれらの箇所で生成され、送込信号の反射を表さないが、ここで言及された信号伝送路に以前に存在しない新たなＲＦ信号を、相互変調信号又は相互変調積として表す。

所定の一定の周波数ｆ_１を有する第１ＲＦ信号３１４が第１ブロック３１２で生成される。この第１ＲＦ信号３１４に、例えばデジタルノイズ信号であるデジタル信号Ｓ_ｄｉｇが変調される。ここでは変調方法として例えばＩ／Ｑ変調が用いられるが、任意の他の既知の変調タイプを用いることも可能である。所定の一定の周波数ｆ_２を有する第２ＲＦ信号３１８が第２ブロック３１６で生成される。

第３ブロック３２０で第１ＲＦ信号３１４が増幅され、第４ブロック３２２で第２ＲＦ信号３１８が増幅される。ブロック３２０及びブロック３２２での増幅後、２つのＲＦ信号３１４、３１８が合成器３２４に通される。合成器３２４はＲＦ信号３１４、３１８を一本のケーブルに結合して第５ブロック３２６に通し、第５ブロック３２６は、デュプレクスフィルタを含み、第１及び第２ＲＦ信号３１４、３１８を、導入箇所３１０にあるカプラ３２８を介して信号伝送路に供給する。これら２つのＲＦ信号３１４、３１８は、信号伝送路を通る間に、例えば欠陥のあるＲＦプラグコネクタ、不良な半田接合又はケーブル破断等の非線形伝送機能を伴う箇所に遭遇し、その結果、本質的に望ましくない相互変調積、例えば３次相互変調積ＩＭ３（例えば２×第１ＲＦ信号マイナス１×第２ＲＦ信号等）が２つのＲＦ信号３１４、３１８から生成されるようにする。３次発生相互変調積ＩＭ３ ３３０の周波数ｆ_ＰＩＭはこうして、式２×ｆ_１−ｆ_２により、第１ＲＦ信号３１４のキャリア周波数ｆ_１と第２ＲＦ信号３１８の周波数ｆ_２とから得られる。相互変調積は、信号伝送路で生成される信号又は相互変調積又は相互変調積信号として導入箇所３１０に戻る。

同時に、第５ブロック３２６によって、信号伝送路で生成される信号が導入箇所３１０で受け取られ、周波数ｆ_ＰＩＭを有する３次相互変調積ＩＭ３ ３３０はデュプレクスフィルタによってフィルタアウトされて出力３３２を介して出力される。この受け取られたＩＭ３ ３３０は増幅器（「ＬＮＡ、低ノイズ増幅器」）３３４及びＡ／Ｄ変換器３３６を介して第６ブロック３３８に通される。Ａ／Ｄ変換器３３６はデジタル信号ｕ_{ｄｅｍｏｄ}を生成し、デジタル信号ｕ_{ｄｅｍｏｄ}は実質的に元のデジタル信号Ｓ_ｄｉｇに対応するが、信号伝送路を介したランタイムによりこれに対して時間シフトされる。

元のデジタル信号Ｓ_ｄｉｇも第６ブロック３３８に通される。デジタル信号Ｓ_ｄｉｇとＡ／Ｄ変換器３３６が供給するデジタル信号ｕ_{ｄｅｍｏｄ}とはランタイム差により互いに対して時間シフトされているが、それは、受け取られた相互変調積ＩＭ３ ３３０が付加的に、非線形伝送機能を有する箇所まで少なくとも距離ｌ分移動し、並びに、非線形伝送機能を有する箇所から導入箇所３１０に距離ｌ分再び戻るからである。

例えばＦＰＧＡ（「フィールドプログラマブルゲートアレイ」）の形態に設計されるブロック３３８において、信号ｕ_{ｄｅｍｏｄ}及びＳ_ｄｉｇが互いに比較される。これは相互相関によって行われ得る。相互相関関数の最大値から２つの信号間のランタイム差ｔ_ｘが算定され得る。

言い換えると、２つの信号の振幅曲線は、２つの振幅曲線が合同になるまで相互相関によって互いに対して時間シフトされる。必要なシフト量ｔは、２つの信号間のランタイム差ｔ_ｘに厳密に対応する。

導入箇所３１０と信号伝送路における位置特定されるべき欠陥箇所との間の長さｌは、このランタイム差ｔ_ｘから単純な方式で以下によって算定され得る。

ここで、ｃは信号伝送路におけるＲＦ信号の伝播速度である。この距離ｌは、導入箇所３１０から、信号伝送路で第１及び第２ＲＦ信号３１４、３１８から３次相互変調積ＩＭ３ ３３０が生成された箇所までの距離である。

ここで距離又は長さｌを、信号伝送路３１０に沿って測定するだけで、信号伝送路３１０において、信号伝送路３１０のＲＦ伝送特性に影響する非線形伝送機能を有する不良が位置している正確な位置に到達する。それはＲＦケーブルの破断又はアンテナの故障又は欠陥のあるＲＦプラグコネクタ又は欠陥のある半田接合であり得る。当然、信号伝送路にいくつかの不良箇所が同時に存在してもよい。この場合、いくつかの相互変調積ＩＭ３ ３３０が互い違いの間隔で受け取られて同時に分析されることができ、その結果、いくつかのランタイム差ｔ_ｘといくつかの長さｌとが算定され得る。新たに生成された相互変調積が、考慮される受信信号として用いられるという事実は、長さｌが、非線形伝送機能を有する欠陥箇所にのみ関連し、別の原因又は別の源を有するＲＦ信号の任意の他の反射には関連しないことを確実にする。

ブロック３３８は、制御及びデータ出力のためにコンピュータ３６０と接続される。

図１に示される本発明による方法の好適な実施形態では３次相互変調積ＩＭ３が用いられる。しかしながら、これは純粋に例として用いられるものであり、他の相互変調積、例えば、２次、４次、５次又はそれより高次の相互変調積も用いられ得る。唯一重要なのは、元のデジタル信号がＡ／Ｄ変換器３３６で相互変調積から正確に再生されることである。

実地上、本発明による方法を実行するデバイスは、信号伝送路外の導入箇所３１０の前に電子評価システムにおいてブロック３３８で比較される信号の測定関連のランタイムを排除するために最初の測定前に校正される。

任意で、ＩＭ３の周波数をＬＮＡ３３４及びＡ／Ｄ変換器３３６に適切な周波数に変換する周波数変換器（ダウンコンバータ）３６２が、受け取られたＩＭ３ ３３０のために配設される。

本発明による方法は、説明される実施形態に限定されない。デジタル信号は、別の構成であってもよく、及び／又は、第２ＲＦ信号は、それに変調されるデジタル信号又は同等物を含んでもよい。

Claims (14)

1. 無線周波数信号のための信号伝送路（４００）における信号伝送路の無線周波数伝送特性に関して不良のある箇所を位置特定する方法であって、キャリア周波数ｆ_１を有する第１ＲＦ信号ｕ_Ｔｅｓｔが生成される方法において、
   （ａ）デジタル信号ｕ_Ｃｏｄｅを第１ＲＦ信号ｕ_Ｔｅｓｔに変調するステップと、
   （ｂ）周波数ｆ_２を有する第２ＲＦ信号ｕ_２を生成するステップと、
   （ｃ）第１ＲＦ信号ｕ_Ｔｅｓｔと第２ＲＦ信号ｕ_２とを所定の導入箇所で信号伝送路（４００）に導入するステップと、
   （ｄ）少なくとも１つの不良箇所で信号伝送路において第１ＲＦ信号と第２ＲＦ信号とから生成され、導入箇所に反射されて戻る相互変調積を、相互変調積信号ｕ_ＲＸの形態で受け取るステップと、
   （ｅ）相互変調積信号から好ましくは復調によってデジタル信号ｕ_{ｄｅｍｏｄ}を再生するステップと、
   （ｆ）デジタル信号ｕ_Ｃｏｄｅと再生されたデジタル信号ｕ_{ｄｅｍｏｄ}との間の時間シフト量ｔ_ｘを算定するステップと、
   （ｇ）導入箇所と、信号伝送路におけるステップ（ｄ）で受け取られる信号が生成された箇所との間の長さｌを、ステップ（ｆ）で算定される時間シフト量ｔ_ｘから計算するステップと、
   を含むことを特徴とする方法。
2. 請求項１に記載の方法において、ステップ（ａ）でデジタル信号ｕ_Ｃｏｄｅを生成するために、好ましくは周期的なフレームクロック信号ｕ_{ｆｒａｍｅ}が拡散コードｕ_{Ｃｏｄｅ′}と乗算されることを特徴とする方法。
3. 請求項２に記載の方法において、拡散コードｕ_{Ｃｏｄｅ′}がチップのシーケンスを有し、フレームクロック信号ｕ_{ｆｒａｍｅ}のフレームクロックの長さ、拡散コードｕ_{Ｃｏｄｅ′}の長さ及び／又は拡散コードｕ_{Ｃｏｄｅ′}のチップの個数が、信号伝送路（４００）の長さに及び／又は信号伝送路の用いられた送信及び／又は受信帯域幅に適合した第１ＲＦ信号ｕ_Ｔｅｓｔの及び／又は相互変調積信号ｕ_ＲＸの結果として生じる帯域幅が得られるように計算されることを特徴とする方法。
4. 請求項１から３のいずれか一項に記載の方法において、ステップ（ａ）で、周波数シフトキーイングＦＳＫ、好ましくは連続位相周波数シフトキーイングＣＰＦＳＫ、特に最小シフトキーイングＭＳＫのような帯域幅有効デジタル変調方法が用いられることを特徴とする方法。
5. 請求項１から４のいずれか一項に記載の方法において、長さｌが以下の式によって計算され、
   

   

   ここで、ｃは信号伝送路におけるＲＦ信号の伝播速度であることを特徴とする方法。
6. 請求項１から５のいずれか一項に記載の方法において、ステップ（ｆ）で、デジタル信号ｕ_Ｃｏｄｅと再生されたデジタル信号ｕ_{ｄｅｍｏｄ}との相対位相位置が、デジタル信号が合同になり及び／又は積信号が実質的に最大値になるまで互いに対してシフトされ、時間差ｔ_ｘが、合同性又は最大値を達成するために必要な位相シフト量から算定されることを特徴とする方法。
7. 請求項１から６のいずれか一項に記載の方法において、ステップ（ｆ）で、再生されたデジタル信号ｕ_{ｄｅｍｏｄ}が、３つ以上の受信機に別々の所定の遅延で、例えばいずれの場合にもチップ幅の半分のようなチップ幅の所定の分数の間隔で通され、そこで必要に応じて遅延されたデジタル信号ｕ_Ｃｏｄｅと乗算され、又は、その逆であることを特徴とする方法。
8. 請求項６に記載の方法において、ステップ（ｆ）で、再生されたデジタル信号ｕ _{ｄｅｍｏｄ} が、３つ以上の受信機に別々の所定の遅延で、例えばいずれの場合にもチップ幅の半分のようなチップ幅の所定の分数の間隔で通され、そこで必要に応じて遅延されたデジタル信号ｕ _Ｃｏｄｅ と乗算され、又は、その逆であり、時間シフト量の関数としての積信号が、多項式関数によって、特に放物線によって概算され、その係数は３つ以上の受信機によって算定される乗算値から計算され、多項式関数の少なくとも１つの最大値がその後好ましくは当該係数から計算されることを特徴とする方法。
9. 請求項１から８のいずれか一項に記載の方法において、ステップ（ｆ）で時間シフト量が相互相関によって算定されることを特徴とする方法。
10. 請求項１から９のいずれか一項に記載の方法において、ステップ（ｄ）で、３次相互変調積ＩＭ３、特にキャリア周波数２×ｆ_１−ｆ_２又は２×ｆ_２−ｆ_１を有する相互変調積が受け取られることを特徴とする方法。
11. 請求項１から１０のいずれか一項に記載の方法において、ステップ（ｄ）で受け取られる信号ｕ_ＲＸが、信号伝送路のいくつかの不良箇所で生成される相互変調信号成分を含み、さらなる相互変調信号成分に対する又はデジタル信号ｕ_Ｃｏｄｅに対する時間シフト量、曲線、振幅、パワー又は同等物のような、相互変調信号成分のうち１つの少なくとも１つの値が算定されることを特徴とする方法。
12. 請求項１１に記載の方法において、信号伝送路の入力部又は測定部のような所定の部分で生成される相互変調成分の全体パワー、信号強度又は同等物のような少なくとも１つの全体値が算定されることを特徴とする方法。
13. 請求項１１又は１２に記載の方法において、相互変調信号成分のそれらの生成箇所に依存するパワーの測定値及び／又はｘが所定の閾値遅延ｔ_ｍｉｎである場合に遅延時間ｔ_ｘ＞ｘを有する相互変調信号成分の追加されたパワーの測定値が算定されることを特徴とする方法。
14. 請求項１から１３のいずれか一項に記載の方法を実行する測定デバイス。

Images