CN106461719B

CN106461719B - 互调测量所用的方法和测量装置

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Publication number: CN106461719B
Application number: CN201480079071.3A
Authority: CN
Inventors: C·恩斯费尔纳; B·肯戴尔; M·施瓦布
Original assignee: Rosenberger Hochfrequenztechnik GmbH and Co KG
Current assignee: Rosenberger Hochfrequenztechnik GmbH and Co KG
Priority date: 2014-05-15
Filing date: 2014-09-19
Publication date: 2018-12-28
Anticipated expiration: 2034-09-19
Also published as: US10237001B2; CA2947106C; CN106461719A; DE102014007151A1; EP3143415B1; KR20170007751A; EP3143415A1; WO2015172798A1; JP2017520155A; KR101838964B1; CA2947106A1; JP6254720B2; US20170126337A1

Abstract

本发明涉及一种互调测量所用的方法，特别用于定位射频信号所用的信号传输路径中的存在与所述信号传输路径的高频传输特性有关的故障的点，所述方法包括以下步骤：生成第一RF信号u_Test和调制在该第一RF信号u_Test上的数字信号u_Code，其中所述第一RF信号u_Test具有载波频率f₁；生成第二RF信号u₂，其中所述第二RF信号u₂具有频率f₂；将所述第一RF信号u_Test和所述第二RF信号u₂引入到所述信号传输路径中的预定引入点处；接收采用互调产物信号u_RX的形式的互调产物，其中所述互调产物是在所述信号传输路径中的至少一个故障点处根据第一RF信号和第二RF信号而生成的；从所述互调产物信号恢复数字信号u_demod；以及确定所述数字信号u_Code和所恢复的数字信号u_demod之间的时移t_x。本发明还涉及一种测量装置，用于进行所述方法。

Description

互调测量所用的方法和测量装置

技术领域

本发明涉及用于定位射频信号所用的信号传输路径(400)中的存在与该信号传输路径的射频传输特性有关的故障的点的方法，其中根据权利要求1的前序部分，生成具有载波频率f₁的第一RF信号u_Test。本发明还涉及PIM测量装置中的带宽优化的距离测量所用的测量装置。

背景技术

PIM的描述

固定发送和接收装置(BTS，基站收发信台)与终端装置(UE，用户设备)之间的连接的质量在现代移动网络中扮演重要角色。一方面由于BTS中的所产生的高发送功率并且另一方面由于BTS和UE的接收器的所需灵敏度，传输路径中的故障可能会极大地影响接收器的灵敏度，因而影响连接的质量。

在传输路径中引起干扰的一个关键效果是互调。例如，通过互调，在BTS中以高功率生成的具有两个不同载波频率的两个传输信号在具有非线性传输行为的点(经常简称为“非线性”)处生成干扰信号，其中这些干扰信号的频率是传输信号的频率的整数倍的和与差。这些干扰信号中的一些干扰信号可能落在BTS的接收频带内，因而不利地影响通信的质量。如果这些干扰信号是在无源元件中生成的，则这被称为无源互调(PIM)。

图1是从BTS起直到天线为止的信号传输路径的示意表示。BTS 10经由第一滤波器11和第二滤波器12与天线13相连接。BTS 10、滤波器11和12以及天线13经由射频线缆14、15和16连接到一起，其中射频线缆14、15和16经由射频连接器17～22连接至各个元件。PIM可能会在传输路径的所有组件11～22中发生。例如，插头连接器的腐蚀、触点和金属-金属过渡上的氧化物涂层、材料中的杂质以及未充分紧固的插头连接均可能导致PIM。

为了确保并检查传输装置的质量，执行PIM的测量。由于PIM特别是以高功率发生的，因此通常通过使用高传输功率(例如，2*20W)来测量PIM。这对于如图1所示的传输安装的测量而言特别重要，以能够定位沿着从BTS10起直到天线13为止的传输路径的可能故障，从而识别传输路径中的缺陷组件并具体消除该故障。例如达10cm范围的高分辨率极大地简化了故障定位。

公开DE 199 46 763 A1描述了用于测量电信线缆的线缆特性的方法。由此评价从该线缆的端部反射的回声信号。该方法不能用于定位具有非线性传输行为的点。

可以通过公开DE 10 2012 023 448 A1所述的方法来定位具有非线性传输行为的点。然而，由于该方法要求生成多个RF信号并根据这些RF信号推导互调产物、并且执行互调产物信号之间的互相关，因此该方法在测量方面涉及相当大的复杂度。由于该方法的复杂度，因此该方法可能导致位置方面的分辨率不足。

根据与该通用类别有关的WO 02/27983 A1已知用于测量信号传输路径中的故障点的距离的方法。这里，利用耦合器从信号传输路径解耦出沿着该信号传输路径在反方向上传播的从故障点反射回的信号(“故障引起的反射路径信号”)，并且将该信号与在正方向上传播的信号进行比较。这样使得能够粗略地估计故障点的位置。

PIM测量装置的结构

在公开DE 10 2010 015 102 A1中描述了已知的PIM测量装置的结构。在图2中示出这种测量装置，并且以下将简要说明这种测量装置。

PIM距离测量

在两个信号源101和102中生成具有频率f₁和f₂的信号，由此使来自信号源101的信号u_sweep在以频率f₁开始的所定义的频率范围Δf内周期性地进行扫描。在图3中举例示出信号u_sweep的频率。在混合器111中通过与来自信号源102的信号相乘来修改信号u_sweep，在二倍频器中使该信号u_sweep加倍，使得如此得到的信号u_ref具有与在信号传输路径中或在DUT 120中生成的PIM信号相同的频率和信号形式。作为信号传输路径中的PIM在路径距离l内的运行时间的结果，在与u_ref相比存在dt的延迟的情况下接收到u_rx，其中：

c₀表示光速，ε_reff表示具有路径距离l的线缆的有效介电常数。图3示出与信号u_ref相比的时间延迟dt如何产生u_ref和u_rx之间的频率差df。通过在混合器112中将信号u_ref和u_rx相乘来生成信号u_b。u_b的频率是来自测量装置的干扰信号的距离l的度量值。在评价单元113中发生根据u_b计算距离l。

发明内容

发明要解决的问题

根据图1的传输装置是带宽受限系统。滤波器11和12以及BTS内的滤波器通常将带宽限制为针对传输装置而言相关的发送和接收频带。一方面通过有限带宽并且另一方面通过带宽效率差的频率调制方法，针对故障位置的分辨率产生限制，这样限制了根据DE 102010 015 102 A1的测量方法的精度。

有鉴于所述的问题，本发明基于如下目的：以可以尽可能精确地定位信号传输路径中的在RF传输特性方面存在缺陷的点的方式修改上述类型的方法，使得故障排除得以简化，由此该方法应当简单并且可以在无需复杂的测量设置的情况下执行。

根据本发明，通过具有权利要求1所述的方法步骤的上述类型的方法来解决该问题。在更多权利要求中说明本发明的有利实施例。

根据本发明，在上述类型的方法中，提供以下的方法步骤：

(a)将数字信号u_Code调制到第一RF信号u_Test上；

(b)生成第二RF信号u₂，其中所述第二RF信号u₂具有频率f₂；

(c)将所述第一RF信号u_Test和所述第二RF信号u₂引入到所述信号传输路径中的预定引入点处；

(d)接收采用互调产物信号u_RX的形式的互调产物，其中所述互调产物是在所述信号传输路径中的至少一个故障点处根据第一RF信号和第二RF信号而生成的；

(e)从所述互调产物信号恢复数字信号u_demod；

(f)确定所述数字信号u_Code和所恢复的数字信号u_demod之间的时移t_x；以及

(g)根据步骤(f)中所确定的所述时移t_x来计算所述引入点与所述信号传输路径中的生成步骤(d)中所接收到的信号的点之间的长度L。

步骤(d)中所接收到的互调产物可以是从具有非线性传递函数的点反射回至引入点的互调产物。

步骤(e)中的从互调产物信号恢复数字信号可以特别包括解调和/或模数转换。

数字信号还包括数字化信号。

根据本发明的方法存在以下优点：在不要求信号传输路径中的机械干预的情况下，可以在信号传输路径中非常精确地定位具有非线性传递函数的点。由于可以在短时间内确定信号传输路径的哪个组件包含故障并且故障位于该组件内的何处，因此这样大大简化并缩短了故障定位处理。由此在无需使用复杂设备并且无需复杂算术运算的情况下，以简单方式确定缺陷点的位置。

与公开DE 10 2012 023 448 A1所述的方法相比，根据本发明的方法具有以下优点：无需人为地根据第一RF信号和第二RF信号来生成互调产物，以使所生成的该互调产物与从故障点所反射的互调产物相关。这样大大简化了测量设置和测量的性能。

本发明基于以下知识：(同样在包含已调制到其上的数字信号的RF信号的非线性转换的情况下(同样特别是在根据RF信号生成互调产物之后))数字信号仍如此包含在互调产物中，并且特别是可以通过解调从该互调产物中提取数字信号。即使非线性处理导致生成基频发生改变的附加信号，也可以从该附加信号中解耦出原始数字信号并且以原始形式恢复该原始数字信号。换句话说，根据本发明，使用根据两个RF信号生成的混合产物的新基频来从反射信号中滤除互调产物，同时确定时移，以计算原始数字信号和从该互调产物可以恢复的数字信号之间的故障点的位置。

此外，例如如公开DE 10 2010 015 102 A1所述，与在两个模拟信号之间相比，可以更精确且简单地确定两个数字信号之间的时移。

通过以下来实现信号传输路径的故障点与引入点或基准面之间的长度l的数学上特别简单的确定：根据公式来计算长度l，其中：c是RF信号在信号传输路径中的传播速度，由此c＝c₀/ε_reff。由此长度l被信号覆盖两次(前进和返回路径)。用以考虑到测量装置内的偏离运行时间的校正也可能是必需的。

通过以下来实现特别简单快速且功能可靠的方法：在步骤(f)中，所述数字信号u_Code和所恢复的数字信号u_demod之间的相对相位位置相对于彼此发生偏移，直到所述数字信号u_Code和所恢复的数字信号u_demod一致为止，其中，根据实现该一致所需的时移来确定时间差t_x。

在本发明的特别优选实施例中，在步骤(f)中，通过两个数字信号u_demod和u_Code之间的互相关和/或卷积来确定时移。

根据本发明，将数字信号理解为表示具有值的独特的分级集合的任何信号，例如二进制信号或也是数字化信号。叠加调制信号还可以是数字噪声信号、特别是伪噪声。由于两个一致的噪声信号之间的互相关具有信号在时间上重叠的特别陡峭的峰、使得容易定位故障点，因此这特别有利。

在步骤(e)中，可以通过模拟/数字转换和/或解调来从互调产物信号推导数字信号。

可以通过以下来在所需设备方面以功能可靠方式特别简单地进行该方法：调制的形式是振幅调制(AM)、频率调制(FM)、相位调制(PM)、正交振幅调制(QAM)或不同I/Q调制。

通过以下来使用简单的技术设置实现特别精确的故障位置：在步骤(d)中，接收到三阶互调产物IM3，特别是具有载波频率2×f₁-f₂或2×f₂-f₁的互调产物IM3。三阶互调产物与高阶互调产物相比，通常更有可能在故障点处产生，由此同时这些三阶互调产物的载波频率可以存在于信号传输路径的接收频带RX内，而f₁和/或f₂可以存在于信号传输路径的传输频率范围内(由此，f₁优选不等于f₂)。这样简化了检测，并且测量出与信号传输路径的随后使用有关的频率范围。可选地，还可以接收到例如二阶、五阶、七阶或类似阶的不同阶的互调产物。

发生与信号传输路径的射频传输特性有关的故障的点可以包括如下的至少一个点，其中在该点处，发生RF特性阻抗的变化(特别是急剧变化)，发生故障的电气接触(特别是发生比预定值大的接触电阻)，以及/或者存在针对RF信号的非线性传递函数。

第二RF信号可以是无任何叠加调制信号的(载波)频率f₂的纯正弦信号。

以下更详细地解释根据本发明的特别优选实施例的要调制到载波频率f₁上的数字信号。

将二进制信号调制到载波频率f₁上已被证明特别方便。二进制信号例如可以具有范围0～1的值、或者可选地为范围-1～+1的值。可以使用相对简单的部件来生成并处理二进制信号。

特别地，数字信号包括优选的具有预定义的时钟持续时间t_f的周期性的帧时钟信号u_frame。可以将该时钟信号的周期持续时间2*t_f调整为信号传输路径的带宽。

为了提高定位故障点时的信噪比，可以将数字基信号(特别是周期性的帧时钟信号)乘以扩频码以生成数字信号。该扩频码优选包括优选为诸如{-1,+1}或{0,1}等的二进制码片的序列。扩频码的码片的数量是l_C，并且码片的持续时间是t_C。方便地选择码片的序列，使得针对不等于0的偏移的码片序列的自相关最小，而自相关应在等于0的偏移处具有最大值。

根据特别优选的实施例，为了生成数字信号u_Code，将周期性的帧时钟信号u_frame乘以这种扩频码u_code’。这样，通过将u_frame与扩频码进行循环相乘来在扩频单元中生成数字脉冲的重复序列。由此通过t_C＝t_f/l_C给出码片持续时间t_C。这样使得能够人为地扩展数字基信号，结果一方面可以提高检测器的信噪比，并且另一方面可以进行向发送频带TX和/或接收频带RX的带宽的光谱适应。

通过相应地调整帧时钟信号的参数t_f、码片的t_C、码片序列和/或扩频码的码片数量l_C，可以在信号传输路径的长度、所期望的信噪比、要实现的位置分辨率、要使用的传输带宽和/或要使用的接收带宽方面调整数字信号u_Code。上述参数的变化还影响第一RF信号u_Test和根据该第一RF信号要生成并接收到的互调产物信号u_RX的带宽。

优选地，使用带宽高效的调制方法来将数字信号u_Code调制到具有载波频率f₁的射频载波上。优选地，使用如下的调制方法，其中在该调制方法中，信号星座图中的符号的指针具有相同的长度，这是因为如果指针具有相同的长度，则与信号指针的长度可变的方法相比，可以使用更经济的放大器。诸如频移键控、相移键控、连续相位频移键控或类似等的数字调制方法已被证明特别方便。所需带宽B(其中信号能量中的99％存在于该所需带宽B内)小于1.5/t_C、特别是小于1.2/t_C的(其中，1/t_C是码片频率)调制方法是有利的。在所需带宽B方面，作为调制方法，最小移位键控MSK是最佳的。

在具有载波频率f₁的RF信号和具有频率f₂的第二RF信号的情况下，得到互调产物信号u_RX的载波频率为f_PIM＝nf₁+mf₂，其中o＝InI+ImI，优选为o＝3。在这种情况下，信号u_RX具有带宽B_RX＝1.18*o/t_C，其中使用MSK作为调制方法。

根据一个重要方面，本发明基于以下的基本想法：通过带宽高效的调制方法与码扩展方法相组合，使用PIM测量装置来实现故障位置的距离的准确测量。由此可以使用至少三个接收器来在不同的时间点处测量互调产物信号(还被称为“PIM信号”)的功率。此外，可以使用数学方法来非常精确地根据所测量到的三个功率计算故障的位置。

可以通过解调并且在需要的情况下通过数字化从互调产物信号u_RX恢复数字信号u_demod。与扩频码u_code’相乘的在步骤(a)中所叠加的调制数字信号u_Code(特别是数字基信号u_frame)包含在所恢复的数字信号u_demod中。

在步骤(f)中实现时移的简单但可靠且准确的确定方面，如下已被证明是有利的：将具有预定义的不同延迟的所恢复的数字信号u_demod(或者可选地为信号u_Code)例如按在各情况下均为预定义部分码片持续时间t_C(特别是码片持续时间的约一半)的间隔传递至三个以上的接收器，并且在这些接收器中特别是通过使u_demod与u_Code相乘来将所述信号与数字信号u_Code(或者可选地为信号u_demod)进行比较。为此，数字信号u_demod(或者可选地为信号u_Code)可以经由三个以上的延迟元件进行传递，并且在各情况下均传递至检测器。这样利用u_Code和u_demod之间的预定义的延迟时间来在检测器中得到u_Code和u_demod之间的乘积的明确定义且容易可见的最大值。

通过多项式函数、特别是通过抛物线，作为数字信号u_Code和所恢复的数字信号u_demod之间的时移的函数的这些信号的乘积可以近似在最大值的范围内。利用三个以上的检测器根据在相同的时间点所记录的乘积值来至少近似地确定多项式函数的系数，其中这些检测器各自执行偏移了预定义的时滞的测量，其中这些测量优选分布在最大值周围。然后，可以根据多项式函数的系数计算多项式的最大值的准确位置，其中根据该准确位置，可以确定信号u_Code和u_demod之间的运行时间差。

该方法的关键优点是可以实现的高精度和位置分辨率。

可选地或另外，可以使用u_Code和u_demod之间的互相关和/或卷积来确定时移。

特别地，在根据本发明的方法中，可以设置以下步骤：

a)根据包括“待测装置”(DUT)的信号传输路径的TX和RX频带来计算第一载波频率f₁、第二频率f₂、互调产物信号的频率f_PIM或互调信号的阶次o；

b)计算帧时钟长度和扩频码长度，使得连同调制方法一起产生的带宽不会超过信号传输路径的带宽；

c)生成帧时钟；

d)生成具有步骤b)中所计算出的长度的扩频码；

e)通过使帧时钟与码相乘来生成码片序列；

f)利用码片序列来调制载波；选择调制方法，使得要接收的信号具有跟随该信号在故障点处的扩展的期望形式；

g)在信号传输路径中传输信号，其中该信号传输路径优选包括放大器、第二(优选为正弦)信号源、合路器、滤波器和/或DUT；

h)从信号传输路径中解调信号；

i)利用多个、但优选为至少3个接收器来接收信号，其中这些接收器按交错间隔(例如，延迟了1/2码片)进行接收，由此选择这些接收器其中之一的接收时间，使得得到最大接收功率；

j)测量来自至少3个接收器的接收功率；

k)确定接收功率的时移曲线的近似的系数；

l)根据在k)中所确定的系数来计算接收功率的最大值的精确时间；

m)根据所计算出的时间点来确定故障点的位置。

根据本发明的方法还可用于利用非线性传递函数来定位一个以上的故障点、以及单独或整体估计在这些故障点处所产生的互调产物的功率。

根据本发明的有利实施例，步骤(d)中所接收到的互调产物信号u_RX包含在所述信号传输路径的多个故障点处生成的互调信号成分，由此确定所述互调信号成分其中之一的诸如以下等的至少一个值：相对于另一互调信号成分或相对于所述数字信号u_Code的时移、曲线、振幅、功率或类似物等。换句话说，测量多个故障点之间的距离、各个故障点相对于信号传输路径的引入点或基准面的距离以及/或者所生成的互调产物功率。特别通过选择扩频码和/或帧时钟来实现该操作，其中将扩频码和/或帧时钟调整至信号传输路径中的要扫描的区段。

诸如滤波器、合路器或类似物等的测量装置自身的一部分在信号传输路径的输入区段中定期地产生互调产物，由此这些固有的互调产物不关注测量信号传输路径的测量区段方面。这些互调产物被称为残余PIM(rPIM)。根据本发明的又一实施例，可以向所产生的互调产物分配这些互调产物在信号传输路径内的原点。这样使得在定位故障点时和/或测量在测量区段中产生的PIM的功率时，忽略信号传输路径的输入区段中所产生的残余PIM。

特别地，根据本发明的方法使得可以通过以下来测量作为延迟时间τ的函数的信号传输路径中所产生的互调的功率：在检测器中u_Code和u_demod之间的延迟时间按预定义的延迟步长τ＝0～τ＝t_f增加，使得针对故障点对整个信号传输路径进行扫描。步长宽度优选达到码片持续时间t_C的一部分、例如码片持续时间的一半。

利用根据本发明的方法，还可以确定在信号传输路径的诸如输入区段或测量区段等的预定义部分区段中产生的互调成分的诸如整体功率、信号强度或类似物等的至少一个整体值。

在根据现有技术的测量装置中，没有单独测量固有干扰rPIM。因此，传统测量装置的分辨率受固有干扰rPIM的限制。作为对比，根据本发明，显示作为延迟时间的函数的所产生的互调产物的功率，由此例如可以仅显示在信号传输路径中的测量装置的外部产生的互调产物。可选地或另外，确定、添加和/或显示信号传输路径的预定义区段中的所添加的PIM功率。

换句话说，确定针对互调信号成分的依赖于时移t_x的功率的度量值、以及/或者确定针对具有延迟时间t_x的互调信号成分的添加功率的度量值，其中t_x>x，并且x是预定义的阈值延迟t_min。

根据又一方面，本发明涉及一种测量装置，用于执行根据本发明的方法。这种测量装置具有：具有调制器的第一信号生成器，用于生成具有载波频率和叠加调制数字信号的第一RF信号u_Test；第二信号生成器，用于生成第二RF信号；合路器，用于将这两个RF信号引入至信号传输路径；滤波器，用于接收在信号传输路径中产生的预定义阶次的互调产物；诸如解调器和/或模拟/数字转换器等的装置，用于从互调产物信号恢复数字信号；以及至少一个检测器和/或计算单元，用于确定时移t_x。优选地，测量装置具有至少一个延迟元件，其中该至少一个延迟元件用于将数字信号和/或所恢复的数字信号按预定义的延迟步长延迟供给至少一个检测器。

方便地，第一信号生成器具有：帧生成器，用于生成帧时钟信号；码生成器，用于生成扩频码；以及扩频单元，用于根据扩频码和帧时钟信号生成数字信号。

优选地，设置至少一个放大器，其中该至少一个放大器用于在将第一RF信号和/或第二RF信号传递至合路器之前，放大这两个信号。

特别地，设置三个以上的检测器，其中向各个检测器供给所恢复的数字信号，由此优选设置三个以上的延迟元件，其中这三个以上的延迟元件用于使供给至检测器的信号在各情况下均延迟了诸如部分码片持续时间等的预定义时滞。

测量装置还可以包括用于单独地或以任何组合执行上述的方法步骤的组件。

以下参考附图来更详细地解释本发明，其中针对对于本发明而言重要的在说明书中没有进行详细解释的详情，明确参考了附图。

附图说明

图1是示出从BTS起直到天线为止的信号传输路径的示意表示；

图2是示出距离测量所用的传统测量装置的设置的框图；

图3是距离测量所用的传统测量装置的测量信号的频率曲线的表示；

图4是用于执行根据本发明的测量方法的根据本发明的测量装置的示意表示；

图5以示意形式示出信号传输路径的发送和接收频带的位置以及互调产物的位置f_PIM；

图6以示意形式示出所生成的第一RF信号u_Test；

图7以示意形式示出第一RF信号和第二RF信号以及根据这两个信号所生成的三阶互调产物的带宽优化位置；

图8以示意形式示出RF信号经由连接有DUT的信号传输路径的运行时间；

图9以示意形式示出用于确定故障的位置的方法；

图10示出信号生成器和接收器中的信号形式；

图11以示意形式示出信号传输路径的测量期间的信号运行时间；

图12示出互调产物的依赖于延迟的测量功率；以及

图13以示意流程图的形式示出用于执行根据本发明的方法的测量装置的另一实施例。

具体实施方式

实施例1：距离测量

以下说明用于测量信号传输路径中的测量装置和互调干扰信号之间的距离的实施例。

图4是用于执行根据本发明的距离测量所用的方法的根据本发明的第一测量装置的示意表示。本实施例包括信号生成器201、接收器203、传输通道202和控制器单元204。

信号生成器：

信号生成器201包括帧生成器210、码生成器211、扩频单元213和调制器214。

一方面为帧生成器的输出信号u_frame和另一方面为码生成器的输出信号u_code’这两者都与扩频单元相连接。来自扩频单元的输出信号u_code与调制器214相连接。帧生成器210、调制器214和码生成器211经由通信总线BUS与控制器单元204相连接。

将输出信号u_test馈送至信号传输路径。根据测量装置的设计，可以设置第二信号生成器221、两个PA 222、合路器223、滤波器单元224和DUT 225。信号生成器221经由通信总线BUS与控制器单元204相连接。将两个RF信号u_Test和u₂经由合路器223馈送至信号传输路径。

接收器：

接收器包括解调器215、四个延迟元件221、222、223和216、三个检测器217、218和219、以及计算单元220。传输通道的输出u_rx与解调器215的输入相连接。解调器215的输出信号u_demod与延迟元件221、222和223相连接。这些延迟元件在各情况下均与检测器217、218和219相连接。延迟元件216的输入侧与信号u_code相连接，输出侧信号u_code”与三个延迟元件221、222和223相连接。三个延迟元件221、222和223与检测器217、218和219相连接。来自检测器217、218和219的输出信号u_d1、u_d2和u_d3与计算单元220相连接。解调器215和计算单元220经由通信总线BUS与控制器单元204相连接。

以下说明信号形式以及各个模块的功能。

PIM测量所用的频带、频率：

在所述方法中，要在测量过程之前配置图4所示的测量装置的调制器214和LO221。在图5中示出与传输装置有关的频带和频率的位置和指定。在下文，利用TX来指定传输装置的发送频带，并且利用RX来指定传输装置的接收频带。两个信号u_test和u₂分别具有频率f₁和f₂。在包括DUT的信号传输路径中的非线性处生成不同阶次o的互调产物，由此得到以下。

f_pim＝nf₁ ⁺mf₂ (2)

o＝|n|+|m| (3)

变量m、n、o是整数。在图5中举例示出三阶互调产物。信号u_rx由此落入相关的接收频带RX内，信号u’_rx位于该接收频带外，因而在滤波器224中受到抑制。为了调整两个频率f₁和f₂，在所述实施例中，在根据(2)和(3)进入控制器单元中的TX和RX的位置之后，计算f_PIM存在于RX内的哪个频率位置。经由通信总线BUS，将f₁的值发送至调制器214，将f₂的值发送至LO 221，并且将f_PIM的值发送至解调器215。

距离测量：

在图8中示出信号u_rx与信号u_test相比的延迟。信号u_test延迟了τ_ref，直到滤波器的通常表示测量的基准面的输出为止。从该基准面，如在图8中举例示出，测试信号沿着长度l的射频线缆通过，其中该射频线缆与DUT相连接并且形成信号传输路径的一部分。经由PIM生成信号u_rx，并且在滤波器中测量该信号u_rx。因而，基准面和滤波器之间的运行时间是Δτ＝2(τ_m-τ_ref)。因而，可以通过以下来确定直到干扰信号为止的长度l。

为了精确地测量τ_m，以适当的方式，在信号生成器201中生成专用信号并且在接收器203中接收到这些专用信号。

传输信号的生成：

以下解释根据图4的信号生成器的信号u_code的生成。帧生成器210生成周期性的帧信号u_frame。在图10中示出帧信号u_frame。由此帧信号的持续时间为t_f。在码生成器211中，生成包括{-1；1}的序列的数字码。由此该码具有长度lc。方便地，选择{-1；1}的序列，使得该序列的自相关对于不等于0的偏移而言最小。根据图10的信号u_code包含以下被称为码片的数字脉冲的序列，并且是通过u_frame与码的循环相乘而在扩频单元中生成的。由此，通过以下给出码片长度t_c。

调制方法：

以下说明如图4所示的调制器214的功能。在调制器214中，使用带宽高效的调制方法来将信号u_Code调制到具有频率f₁的射频载波上。针对调制方法的选择的关键考虑是所需带宽B以及星座图的形式。如果在星座图中信号的指针具有恒定长度，则与信号指针的长度可变的方法相比，可以使用更经济的PA。在所述实施例中，使用最小频移键控(MSK)作为调制方法。在图6a中示出u_test的星座图。由此u_test的指针具有恒定长度。在图6b中示出u_test的频谱。在MSK的情况下，信号的能量中的99％所处的所需带宽B共计达到以下。

作为互调效应的结果，信号u_rx具有以下带宽B_rx。

因此，可以选择参数t_c、f₁和f₂，使得f_PIM位于RX频带内的中央。在图7中示出该情况。

接收和距离计算：

以下说明图4所示的接收器203的功能。在解调器215中，利用频率f_PIM来接收信号u_RX，并且对该信号u_RX进行解调。将解调信号u_demod经由三个延迟元件221、222和223分别传递至检测器217、218和219。有利地选择三个延迟时间τ1、τ2和τ3，使得：

另一延迟元件216使信号u_code延迟，由此方便地选择τ₄，使得：

τ₄＝t_f (10)。

通过将延迟了时间τ的信号u_demod与信号u_code”相乘，在检测器的输出处产生信号u_d，其中该信号u_d表示PIM的接收功率。在图9中举例示出信号u_d相对于延迟的依赖性。根据所选择的调制方法和所选择的码，针对值τ≠τ_m，信号u_d快速下降。3个检测器在不同的时间点τ₁、τ₂和τ₃处测量信号u_d，并且利用u_d1、u_d2和u_d3指定输出信号。在图4中举例示出这些输出信号。根据等式(8)和(9)的延迟τ₁改变，直到信号u_d2处于最大值为止。

在计算单元中根据三个信号u_d1、u_d2和u_d3来估计信号u_rx相对于u_test的准确延迟时间。这例如使用如图9所示的方法来实现。通过根据以下的抛物线来近似u(τ)的发展。

u_rx(τ)＝a₀+a₁τ+a₂τ² (11)

根据三个值u_d1、u_d2和u_d3确定三个参数a₀、a₁和a₂。在计算单元中根据等式(6)来确定值τ_m。码的按周期持续时间t_f的周期性重复产生了图9所示的唯一性范围。所公开的方法的主要优点是可实现的高精度。

实施例2：时间窗方法

以下说明涉及该方法的另一方便变形的第二实施例。可以通过使用时间窗方法来显著提高根据图4的测量装置的分辨率。

固有干扰的原理和多个干扰信号：

根据图4的测量装置的目的不仅测量故障位置和测量装置之间的距离，而且还测量其功率。在根据图1的传输路径的示例中，在从BTS起直到天线为止的信号传输路径中存在可能发生互调的多个点。在图11中进入根据图1的信号传输路径的各个模块以及根据图4的测量装置。从测量装置开始，信号传输路径经由传输线缆行进。根据图11，各个可能的故障位置处(即，插头连接器17、18、19、20、21、22处、滤波器11和12上以及天线13中)的互调具有不同的延迟时间τ。

然而，不仅在BTS和天线之间的传输路径中而且还在测量装置内可能出现互调产物。以下将测量装置内发生的互调干扰称为rPIM(残余PIM)。

干扰在时间方面的位置：

根据本发明的方法可以测量与延迟时间τ有关的PIM的功率，其中在根据图4的测量装置中，考虑到(8)和(9)来系统地改变τ₁、τ₂和τ₃的值。从0开始，τ₂例如由此按1/2 t_c的步长增加，直到达到τ＝t_f为止。t_f可被选择得长于通过整个信号传输路径所需的时间。在图12中，针对发生插头连接器20和插头连接器22处的(利用P_r指定的)固有干扰rPIM和故障的情况，举例示出与这样测量到的延迟有关的功率的发展。

干扰的消除：

在根据现有技术的测量装置中，没有单独测量固有干扰。结果，由于固有干扰而限制了测量装置的分辨率。在所公开的实施例中，相对于延迟时间来显示功率，由此仅显示测量装置的外部的PIM，或者可选地，显示添加功率P_s。

该方法的优点是该方法显著提高了测量装置的测量精度。

实施例3：定位故障点

图13举例示出的根据本发明的方法的另一实施例涉及如下：针对影响RF传输特性的故障位置来分析引入点310处电气连接的信号传输路径。这些故障位置针对RF信号的传输引起非线性传递函数。本方法利用以下事实：在频率不同的两个RF信号同时到达具有非线性传递函数的点的情况下，这种非线性传递函数导致生成互调产物。这些互调产物是在这些点处产生的，并且不表示馈入信号的反射，而是表示这里被称为互调信号或还被称为互调产物的先前并未存在于信号传输路径中的新RF信号。

在第一块312中生成具有预定的恒定频率f₁的第一RF信号314。将数字信号S_dig(例如，数字噪声信号)调制到该第一RF信号314上。这里例如使用I/Q调制作为调制方法；然而，还可以使用任何其它已知的调制类型。在第二块316中生成具有预定的恒定频率f₂的第二RF信号318。

在第三块320中，放大第一RF信号314，并且在第四块322中，放大第二RF信号318。在块320和322中的放大之后，将两个RF信号314、318传递至合路器324。合路器324将在一个线缆中合成的RF信号314、318传递至包含双工滤波器的第五块326，并且该第五块326将第一RF信号314和第二RF信号318经由引入点310处的耦合器328馈送至信号传输路径。在穿过信号传输路径的途中，这两个RF信号314、318可能遇到具有非线性传递函数的点(例如，有缺陷的RF插头连接器、不良的焊料接头或线缆断裂)，使得根据这两个RF信号314、318来生成实质不期望的互调产物(例如，三阶互调产物IM3(例如，2×第一RF信号-1×第二RF信号或类似物))。因而，所生成的三阶互调产物IM3330的频率f_PIM是基于第一RF信号314的载波频率f₁和第二RF信号318的载波频率f₂，根据等式2×f₁-f₂而产生的。这些互调产物作为在信号传输路径中生成的信号或互调产物或互调产物信号而返回至引入点310。

同时，利用第五块326，在引入点310处接收到信号传输路径中所生成的信号，并且利用双工滤波器滤除具有频率f_PIM的三阶互调产物IM3 330并经由输出332输出该三阶互调产物IM3 330。将该接收到的IM3 330经由放大器(“LNA低噪放大器”)334和A/D转换器336传递到第六块338。A/D转换器336生成数字信号344u_demod，其中该数字信号344u_demod与原始数字信号S_dig基本相对应，但由于穿过信号传输路径的运行时间而相对于原始数字信号S_dig发生时移。

还将原始数字信号S_dig传递至第六块338。由于所接收到的互调产物IM3330附加行进了至少距离L而到达具有非线性传递函数的点、并且从该具有非线性函数的点再次返回行驶了距离L而到达引入点310，因此A/D转换器336供给的数字信号S_dig和数字信号u_demod由于运行时间差而相对于彼此发生时移。

在例如采用FPGA(“现场可编程门阵列”)的形式设计的块338中，将信号u_demod和S_dig彼此进行比较。这可以通过利用互相关而发生。可以根据互相关函数的最大值来确定两个信号之间的运行时间差t_x。

换句话说，两个信号的振幅曲线利用互相关而相对于彼此发生时移，直到两个振幅曲线一致为止。所需的偏移t与这两个信号之间的运行时间差t_x完全对应。

根据以下，可以基于该运行时间差t_x以简单方式确定引入点310和要位于信号传输路径中的缺陷点之间的长度l：

其中，c是RF信号在信号传输路径中的传播速度。距离L是从引入点310起、直到在信号传输路径中根据第一RF信号314和第二RF信号318生成三阶互调产物IM3 330的点为止的距离。

现在仅需沿着信号传输路径310测量该距离或长度l，并且到达信号传输路径310内的具有非线性传递函数的故障所处的准确位置，从而影响信号传输路径310的RF传输特性。这可以是RF线缆中的断裂或天线中的故障或有缺陷的RF插头连接器或有缺陷的焊料接头。当然，在信号传输路径中还可能同时存在多个故障点。在这种情况下，按错开间隔接收到可以全部同时被分析的多个互调产物IM3 330，使得可以确定多个运行时间差t_x和多个长度l。使用新生成的互调产物作为所考虑的接收信号这一事实确保了长度l仅与具有非线性传递函数的缺陷点有关，并且不与由于不同原因或不同源的RF信号的任何其它反射有关。

为了控制和数据输出的目的，块338与计算机360相连接。

在图1所示的根据本发明的方法的优选实施例中，使用三阶互调产物IM3。然而，这纯粹是举例使用的，并且还可以使用其它互调产物，例如二阶互调产物、四阶互调产物、五阶互调产物或更高阶互调产物。唯一重要的事情是在A/D转换器336中根据互调产物正确地恢复原始数字信号。

优选地，在第一次测量之前对用于执行根据本发明的方法的装置进行校准，以在信号传输路径外部的引入点310之前消除电子评价系统内的块338中所比较的信号的测量相关运行时间。

可选地，针对所接收到的IM3 330设置频率转换器(降频转换器)362，其中该频率转换器362用于将IM3的频率转换成适合LNA 334和A/D转换器336的频率。

根据本发明的方法不限于所述实施例。数字信号也可以具有不同的组成，以及/或者第二RF信号也可以包含调制到其上的数字信号或类似物。

Claims

1.一种用于定位射频信号所用的信号传输路径(400)中的点的方法，其中所述点是与所述信号传输路径的射频传输特性有关的故障点，以及其中生成具有载波频率f₁的第一RF信号u_Test，

其特征在于，所述方法包括以下步骤：

(a)将数字信号u_Code调制到所述第一RF信号u_Test上；

(b)生成第二RF信号u₂，其中所述第二RF信号u₂具有频率f₂；

(c)将所述第一RF信号u_Test和所述第二RF信号u₂引入到所述信号传输路径(400)中的预定引入点处；

(d)接收采用互调产物信号u_RX的形式的互调产物，其中所述互调产物是在所述信号传输路径中的至少一个故障点处根据第一RF信号和第二RF信号而生成的，并且被反射回至所述引入点；

(e)通过解调来从所述互调产物信号恢复数字信号u_demod；

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，为了生成步骤(a)中的所述数字信号u_Code，将周期性的帧时钟信号u_frame与扩频码u_code’相乘。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述扩频码u_code’具有码片序列，其中，计算所述帧时钟信号u_frame的帧时钟的长度、所述扩频码u_code’的长度和/或所述扩频码u_code’的码片的数量，使得获得所述第一RF信号u_Test和/或所述互调产物信号u_RX的适用于所述信号传输路径(400)的长度和/或所述信号传输路径的所使用的发送和/或接收带宽的所得带宽。

4.根据前述权利要求其中之一所述的方法，其特征在于，在步骤(a)中使用带宽高效的数字调制方法。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述带宽高效的数字调制方法包括频移键控即FSK。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述频移键控即FSK包括连续相位频移键控即CPFSK。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述连续相位频移键控即CPFSK包括最小频移键控即MSK。

8.根据权利要求1～3其中之一所述的方法，其特征在于，根据以下公式来计算所述长度L：

其中，c是RF信号在所述信号传输路径中的传播速度。

9.根据权利要求1～3其中之一所述的方法，其特征在于，在步骤(f)中，所述数字信号u_Code和所恢复的数字信号u_demod之间的相对相位位置相对于彼此发生偏移，直到所述数字信号u_Code和所恢复的数字信号u_demod一致、以及/或者所述互调产物信号基本处于最大为止，其中，所述数字信号u_Code和所恢复的数字信号u_demod之间的时移t_x与实现该一致以及/或者该最大所需的偏移相对应。

10.根据权利要求1～3其中之一所述的方法，其特征在于，在步骤(f)中，按不同的预定义延迟而将所恢复的数字信号u_demod传递至三个以上的接收器，并且在需要延迟的情况下，在所述三个以上的接收器中将所恢复的数字信号u_demod与所述数字信号u_Code相乘。

11.根据权利要求1～3其中之一所述的方法，其特征在于，在步骤(f)中，按不同的预定义延迟而将所述数字信号u_Code传递至三个以上的接收器，并且在需要延迟的情况下，在所述三个以上的接收器中将所述数字信号u_Code与所恢复的数字信号u_demod相乘。

12.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，在步骤(f)中，按在各情况下均为预定义部分码片持续时间的间隔而传递所恢复的数字信号u_demod。

13.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，通过多项式函数来近似作为所述时移的函数的所述互调产物信号，其中所述多项式函数的系数是根据三个以上的接收器所确定的相乘值而计算出的，其中，根据所述系数来计算所述多项式函数的至少一个最大值。

14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述多项式函数是抛物线。

15.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，在步骤(f)中，按在各情况下均为预定义部分码片持续时间的间隔而传递所述数字信号u_Code。

16.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，通过多项式函数来近似作为所述时移的函数的所述互调产物信号，其中所述多项式函数的系数是根据三个以上的接收器所确定的相乘值而计算出的，其中，根据所述系数来计算所述多项式函数的至少一个最大值。

17.根据权利要求16所述的方法，其特征在于，所述多项式函数是抛物线。

18.根据权利要求1～3其中之一所述的方法，其特征在于，在步骤(f)中，利用互相关来确定所述时移。

19.根据权利要求1～3其中之一所述的方法，其特征在于，在步骤(d)中接收到三阶互调产物IM3。

20.根据权利要求19所述的方法，在步骤(d)中接收到载波频率为2×f₁-f₂或2×f₂-f₁的互调产物。

21.根据权利要求1～3其中之一所述的方法，其特征在于，步骤(d)中所接收到的互调产物信号u_RX包含所述信号传输路径的多个故障点处生成的互调信号成分，其中确定所述互调信号成分其中之一的至少一个值，该值包括相对于另一互调信号成分或相对于所述数字信号u_Code的时移、曲线、振幅或功率。

22.根据权利要求21所述的方法，其特征在于，确定在所述信号传输路径的预定义部分区段中生成的互调成分的至少一个整体值。

23.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，所述预定义部分区段是输入区段或测量区段。

24.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，所述整体值是整体功率或信号强度。

25.根据权利要求21所述的方法，其特征在于，确定针对互调信号成分的依赖于生成点的功率的度量值、以及/或者针对具有延迟时间τ的互调信号成分的功率的度量值，其中τ>x，并且x是预定义的阈值延迟t_min。

26.根据权利要求22-24中的任一项所述的方法，其特征在于，确定针对互调信号成分的依赖于生成点的功率的度量值、以及/或者针对具有延迟时间τ的互调信号成分的功率的度量值，其中τ>x，并且x是预定义的阈值延迟t_min。

27.一种测量装置，所述测量装置包括用于执行根据前述权利要求其中之一所述的方法的组件。