JP6201182B2 - 昇降圧コンバータを多段接続した太陽電池部分影補償装置 - Google Patents

Description

本発明は、複数の太陽電池モジュールの直列接続により構成されるストリング（太陽電池モジュール鎖）において、部分影が発生した場合に各太陽電池モジュールの電気特性を疑似的に均等化する部分影補償装置に関する。

太陽電池は、光起電力効果を利用して光エネルギーを電力に変換する電池であり、典型的には、ｐ型半導体とｎ型半導体とを接合して電極等を取り付けてなる構造を有している。太陽電池は日照条件や温度に応じてその動作特性が変化するのであり、太陽電池に印加される電圧と太陽電池を流れる電流、及び太陽電池から発生する電力の関係は、一般的には図１に示すような動作特性曲線により表すことができる。図１の動作特性曲線が示すとおり、太陽電池は或る動作電圧にて最大電力を発生することができるのであり、太陽電池を用いた太陽光発電システムにおいて太陽光エネルギーを最大限に活用するためには、パワーコンディショナ等を用いて太陽電池モジュールを最大電力点（ＭＰＰ：Ｍａｘｉｍｕｍ Ｐｏｗｅｒ Ｐｏｉｎｔ）で動作させる必要がある。

複数枚の太陽電池モジュールを直列に接続し、ストリングを構成して使用する場合、一部の太陽電池モジュールに影がかかる（このような影を、以下「部分影」と呼ぶ。）ために各太陽電池モジュール特性にばらつきが生じ、影のかかった太陽電池モジュール（以下、「影モジュール」と呼ぶ。）が逆バイアスされてしまう可能性がある。逆バイアスを防止するべく、一般的には、ストリングを構成する各太陽電池モジュールと並列にバイパスダイオードを接続した上でストリングを使用することが多いが、部分影発生時においては影モジュールに接続されたバイパスダイオードが導通することにより影モジュールが電力を発生できない状態となってしまうため、利用可能な電力が大幅に低下してしまうことが知られている。また、部分影の発生状況に応じて、ストリング全体の動作特性曲線上に複数のＭＰＰが発生するため（図２中のＢ点とＣ点）、パワーコンディショナがストリングを真のＭＰＰ（図２中のＢ点）とは異なる非最適点（図２中のＣ点）で動作させてしまう可能性がある。

特開２０１２−０２８４３５号公報 特開２００４−０４７５８５号公報 特開２０１３−１０５３１８号公報 特開２０１１−２２８５９８号公報 特開２０１２−１８６８８１号公報

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部分影によるこれらの悪影響を低減する手段として、マイクロコンバータ／インバータによる太陽電池モジュール毎の個別制御、動作点走査を用いた真のＭＰＰ探索アルゴリズムを付加した制御の開発等が行われている。しかし、マイクロコンバータ／インバータ方式では太陽電池モジュール毎に電力変換器が必要となるため高コスト化する傾向にあり、一方、動作点走査を用いたＭＰＰ探索アルゴリズムは制御の複雑化や応答性低下、電力抽出率の低下など、依然として大きな課題を有している。その他多数の解決手法も提案されているが、膨大なデータ量に基づく演算や情報検出システムが必要となるためコストの増加が予想される。

部分影による特性劣化を防止する各種の部分影補償装置が提案されている。部分影補償装置は影のかかっていない太陽電池モジュール（以下、「日照モジュール」と呼ぶ。）から影モジュールへと電力伝送を行うことで疑似的に全ての太陽電池モジュールの電気的特性を均等化できるため、部分影発生時においてもマイクロインバータやＭＰＰ探索アルゴリズム等を用いることなく、通常のパワーコンディショナによって各太陽電池モジュールをＭＰＰで動作させることができる。部分影補償装置としては図３ａ，図３ｂに示す双方向昇降圧コンバータを用いた方式や図４に示すスイッチトキャパシタコンバータを用いた方式等が提案されている。これらの部分影補償装置の回路構成は基本的には直列接続された蓄電セル用の電圧均等化回路と同様である。これらの部分影補償装置の方式では、複数個のスイッチが必要なため太陽電池モジュールの直列接続数の増加に伴い回路構成が飛躍的に複雑化する傾向にあり、且つ、電力伝送が隣接する太陽電池モジュール間に限られているため、太陽電池モジュールの直列数が多い場合には複数の太陽電池モジュールを経由して電力伝送が行われる過程で損失が大きくなるという問題も生じる。

太陽光発電システムには長期運転が求められるため、信頼性確保が重要である。また、太陽電池モジュールに電流リプルが重畳している場合、一般的には太陽電池モジュールの動作点が周期的にＭＰＰから逸脱してしまう。信頼性向上のためには回路の簡素化が有効であり、リプル電流の低減はＭＰＰ動作の安定化のために必要不可欠である。以上の背景に鑑みれば、部分影補償装置としては、簡素な回路構成を備え、且つリプル電流出力が低い方式が望ましい。

以上の課題に鑑み、本発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の太陽電池モジュールと、第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧が入力される、入力回路と、定常状態において、スイッチのオン、オフの時比率に応じて合計電圧を変換することにより生成される出力電圧を、第１から第ｎの太陽電池モジュールのうち最も電圧の低い１以上の太陽電池モジュールに対して出力するとともに、最も電圧の低い１以上の太陽電池モジュールに対して優先的に電流を出力するよう構成された、出力回路とを備えた、太陽電池調整システムを提供する（本件第１発明）。

本発明者はこれまでに、直列接続された蓄電セル用に昇降圧コンバータを多段接続した一石式均等化回路を発明してきた（特許文献５）。この方式は一石式、すなわち１つのスイッチで動作可能であり、その他は全て受動素子で回路を構成することができるため、各種従来のセル電圧均等化回路と比較して回路構成を大幅に簡素化することが可能であった。本発明者は、この方式の回路を太陽電池ストリングに用いることにより、日照モジュールから影モジュールへと補償電流を供給してストリングを高出力で動作させられること、すなわち上記方式の回路が部分影補償装置として機能することを発見した。

本件第１発明においては、入力回路を、（i）上記合計電圧が入力される入力キャパシタと、（ii）入力キャパシタに対して直列接続されたインダクタと、（iii）入力キャパシタとインダクタとの間に接続されたスイッチとを備えるよう構成し、また出力回路を、（iv）ダイオードとダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、（v）第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と、入力回路におけるインダクタとスイッチとの中間点と、の間にそれぞれが接続された、第１から第ｎのキャパシタと、を備えるよう構成することができる。図８に示されるとおり、ＳＥＰＩＣコンバータの出力側回路部分を第１から第ｎの太陽電池モジュールに対して多段接続することにより構成される、本発明の太陽電池調整システムの一例である。

また本件第１発明においては、入力回路を、（i）上記合計電圧が入力される入力キャパシタと、（ii）入力キャパシタに対して直列接続されたスイッチと、（iii）入力キャパシタとスイッチとの間に接続されたインダクタとを備えるよう構成し、また出力回路を、（iv）ダイオードとダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、（v）第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と、入力回路におけるスイッチとインダクタとの中間点と、の間にそれぞれが接続された、第１から第ｎのキャパシタと、を備えるよう構成することができる。図９に示されるとおり、Ｚｅｔａコンバータの出力側回路部分を第１から第ｎの太陽電池モジュールに対して多段接続することにより構成される、本発明の太陽電池調整システムの一例である。

また本件第１発明においては、入力回路を、（i）入力キャパシタとインダクタとを備えた第１の閉回路と、（ii）エネルギー伝送キャパシタと一次巻線とを備えた第２の閉回路とを、スイッチを介して接続してなるよう構成し、出力回路を、（iii）ダイオードとダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、（iv）第１のダイオード−インダクタ回路のダイオードのアノードに一端が接続された二次巻線と、（ｖ）第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と二次巻線の他端との間にそれぞれが接続された、第１から第ｎのキャパシタと、を備えるよう構成し、一次巻線に印加される電圧の極性を反転させて二次巻線に印加するよう構成することができる。図１０に示されるとおり、Ｃｕｋコンバータに基づいて構成される本発明の太陽電池調整システムの一例である。Ｃｕｋコンバータは入出力の極性が入れ替わる「反転型コンバータ」であるため、上記のとおり一次、二次巻線間で電圧の極性を反転させる構成がとられている。

本件第１発明の太陽電池調整システムには、（i）出力回路を介して第１から第ｎの太陽電池モジュールの各々に流れ込む補償電流のうち、最小の補償電流を検出する最小補償電流検出器と、（ii）最小の補償電流と基準電流を比較する比較器と、（iii）比較の結果に基づき、スイッチの時比率を制御する、時比率制御手段とを備えることが望ましい。

既に述べたとおり、本発明者により発明された、１つのスイッチで動作可能な方式の均等化回路を太陽電池ストリングに用いることにより、日照モジュールから影モジュールへと補償電流を供給してストリングを高出力で動作させることができる。しかし、このようなセル電圧均等化回路は原理的に全てのセル電圧が自動的に均一となるよう動作するため、これらのセル電圧均等化回路を部分影補償装置として応用する場合には、後述のように適切に制御を行わなければ影モジュールのみならず日照モジュールに対しても過剰な補償電流が供給されて、部分影補償装置内で不要な電力損失を招く恐れがある。よって、各太陽電池モジュールの発電電力を有効活用するためには適切な制御手法とともに部分影補償装置を用いることが望ましい。上記のとおり、最小補償電流を検出し、これを基準電流と比較し、比較結果に基づきスイッチの時比率を制御する構成を用いれば、そのような損失の発生を抑えることができる。

最小補償電流検出器を、（i）電源と比較器との間に接続されたプルアップ抵抗器と、（ii）第１から第ｎの太陽電池モジュールに流れ込む補償電流をそれぞれ検出する、第１から第ｎの補償電流センサと、（iii）プルアップ抵抗器と第１から第ｎの補償電流センサのそれぞれの間に、プルアップ抵抗器から補償電流センサへと流れる電流を遮断しないようそれぞれ接続された、第１から第ｎの検出器内ダイオードとを備えるよう構成し、更に、第１から第ｎの補償電流センサのうち最小の補償電流を検出した補償電流センサ、に接続された検出器内ダイオードが導通することにより、最小の補償電流に対応する電圧が比較器に対して入力されるよう構成することができる。最小補償電流を検出するための、アナログ回路を用いる構成の一例である。

上記アナログ回路を用いる構成以外にも、例えば上述の第１から第ｎの補償電流センサから出力される、電流検出値を示す信号をＡ／Ｄコンバータを介してデジタル信号へと変換した上で比較器へと入力し、比較器で各補償電流センサの電流検出値を比較して最小電流を特定し、更に比較器において基準電流と当該最小電流を比較するような構成によっても、同様の機能を得ることができる（この場合、「最小補償電流検出器」は、第１から第ｎの補償電流センサ、Ａ／Ｄコンバータ、及び比較器から構成される。基準電流と最小補償電流との比較を行う比較器と、各補償電流センサの電流検出値を比較する比較器は、同一のものであっても別個のものであってもよい。）。

また本発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の太陽電池モジュールと、ダイオードとダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点にそれぞれが接続された、第１から第ｎのキャパシタと、を備えた第１の出力回路と、ダイオードとダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第ｎ＋１から第２ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第ｎ＋１から第２ｎのダイオード−インダクタ回路と、第ｎ＋１から第２ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点にそれぞれが接続された、第ｎ＋１から第２ｎのキャパシタと、を備えた第２の出力回路と、第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧の入力を受けて、入力された合計電圧を交流電圧に変換し、交流電圧をトランスにより変圧した上で出力する、容量性素子と誘導性素子とを備えたインバータとを備え、トランスの二次巻線の一端が第１の出力回路に接続され、二次巻線の他端が第２の出力回路に接続された、太陽電池調整システムを提供する（本件第２発明。図２１，図２６に示すコモンカソード構成に対応。）。

上述のセル電圧均等化回路ではセルの接続位置に応じて比較的大きなリプル電流が流れる傾向にある。上述のとおり、一般的に太陽電池の動作点は電流に大きく依存し大きなリプル電流が重畳した状態では動作電圧が不安的になる傾向があるため、太陽電池用として用いられる電力変換器（パワーコンディショナ等）は低リプル電流特性が好まれる。よって、セル電圧均等化回路を部分影補償装置として応用する場合には、低リプル電流特性を有するよう回路を変形することが望ましい。後述の実施例において詳しく説明するとおり、本件第２発明に従う太陽電池調整システムを用いれば、太陽電池モジュールに流れるリプル電流を低減させることが可能となる。

本件第２発明の別の態様として、本発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の太陽電池モジュールと、ダイオードとダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点にそれぞれが接続された、第１から第ｎのキャパシタと、を備えた第１の出力回路と、ダイオードとダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第ｎ＋１から第２ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第ｎ＋１から第２ｎのダイオード−インダクタ回路と、第ｎ＋１から第２ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点にそれぞれが接続された、第ｎ＋１から第２ｎのキャパシタと、を備えた第２の出力回路と、第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧の入力を受けて、入力された合計電圧を交流電圧に変換し、交流電圧をトランスにより変圧した上で出力する、容量性素子と誘導性素子とを備えたインバータとを備え、トランスの二次巻線の一端が第１の出力回路に接続され、二次巻線の他端が第２の出力回路に接続された、太陽電池調整システムを提供する（図２４，図２７に示すコモンアノード構成に対応。）。

後述の実施例において説明するとおり、各ダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの並び順を交換しても、本件第２発明のシステムは同様の原理で動作可能である。

本件第２発明において、上記インバータを、第１のスイッチと第２のスイッチとを直列接続してなるスイッチ鎖と、２つのインバータ内キャパシタを直列接続してなり、スイッチ鎖に並列接続されたキャパシタ鎖とを備えるよう構成し、更に、スイッチ鎖における２つのスイッチの中間点と、キャパシタ鎖における２つのインバータ内キャパシタの中間点と、の間にトランスの一次巻線を接続することによりハーフブリッジ型インバータとして構成し、一次巻線に印加される電圧を変圧して二次巻線に印加するよう構成することが可能である。

あるいは、本件第２発明において、上記インバータを、第１のスイッチと第２のスイッチとを直列接続してなる第１のスイッチ鎖と、第３のスイッチと第４のスイッチとを直列接続してなり、第１のスイッチ鎖に並列接続された第２のスイッチ鎖とを備えるよう構成し、更に、第１，第２のスイッチの中間点と、第３，第４のスイッチの中間点と、の間にトランスの一次巻線を接続することによりフルブリッジ型インバータとして構成し、一次巻線に印加される電圧を変圧して二次巻線に印加するよう構成することが可能である。

本件第２発明の太陽電池調整システムにおいては、（i）第１，第２の出力回路を介して第１から第ｎの太陽電池モジュールの各々に流れ込む補償電流のうち、最小の補償電流を検出する最小補償電流検出器と、（ii）最小の補償電流と基準電流を比較する比較器と、（iii）比較の結果に基づき、インバータの出力電流を制御する、電流制御手段とを備えることが望ましい。本件第１発明と同様に、本件第２発明の太陽電池調整システムにおいても、最小補償電流を検出し、これを基準電流と比較し、比較結果に基づき、インバータに含まれるスイッチの時比率を制御する等してインバータの出力電流を制御する構成を用いれば、過剰な補償電流が供給されることによる不要な電力損失を避けることができる。

本件第２発明の太陽電池調整システムにおいても、最小補償電流検出器を、（i）電源と比較器との間に接続されたプルアップ抵抗器と、（ii）第１から第ｎの太陽電池モジュールに流れ込む補償電流をそれぞれ検出する、第１から第ｎの補償電流センサと、（iii）プルアップ抵抗器と前記第１から第ｎの補償電流センサのそれぞれの間に、プルアップ抵抗器から補償電流センサへと流れる電流を遮断しないようそれぞれ接続された、第１から第ｎの検出器内ダイオードとを備えるよう構成し、更に、第１から第ｎの補償電流センサのうち最小の補償電流を検出した補償電流センサ、に接続された検出器内ダイオードが導通することにより、最小の補償電流に対応する電圧が比較器に対して入力されるよう構成することができる。既に述べたとおり、このようなアナログ回路を用いる構成以外にも、例えば上述のとおり第１から第ｎの補償電流センサ、Ａ／Ｄコンバータ、及び比較器から最小補償電流検出器を構成することが可能である。

本発明は更に、電源に接続されたプルアップ抵抗器と、第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の回路要素に流れる電流をそれぞれ検出する、第１から第ｎの電流センサと、プルアップ抵抗器と第１から第ｎの電流センサのそれぞれの間に、プルアップ抵抗器から電流センサへと流れる電流を遮断しないようそれぞれ接続された、第１から第ｎのダイオードと、プルアップ抵抗器に接続された比較器とを備え、第１から第ｎの電流センサのうち最小の電流を検出した電流センサ、に接続されたダイオードが導通することにより、最小の電流に対応する電圧が比較器に対して入力され、比較器が最小の電流と基準電流とを比較するよう構成されている、最小電流検出システムを提供する（本件第３発明）。

このような最小電流検出システムは、上述の太陽電池モジュールに限らず、任意の回路要素に流れる電流を検出し、複数の回路要素に流れる電流のうち最小の電流を検出して基準電流と比較するために用いることができる。このような構成により、目的の回路要素以外の要素に流れる電流が基準以下であるかをチェックすること等が可能となる。

本発明は更に本件第３発明の更なる態様として、電源に接続されたプルアップ抵抗器と、第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の回路要素に流れる電流をそれぞれ検出する、第１から第ｎの電流センサと、プルアップ抵抗器と第１から第ｎの電流センサのそれぞれの間に、プルアップ抵抗器から電流センサへと流れる電流を遮断しないようそれぞれ接続された、第１から第ｎのダイオードと、プルアップ抵抗器に接続された比較器と、第１から第ｎの回路要素に流れる電流を制御する、電流制御手段とを備え、第１から第ｎの電流センサのうち最小の電流を検出した電流センサ、に接続されたダイオードが導通することにより、最小の電流に対応する電圧が比較器に対して入力され、比較器が最小の電流と基準電流とを比較し、比較の結果に基づき電流制御手段が第１から第ｎの回路要素に流れる電流を制御するよう構成されている、最小電流制御システムを提供する。

複数の回路要素に流れる電流のうち最小の電流を検出して基準電流と比較するための構成に加え、比較結果に基づき回路要素に流れる電流を制御するための手段を備えた態様である。一例として、スイッチの時比率に応じて変化するコンバータの出力電圧を複数の回路要素（太陽電池モジュール、蓄電セル、抵抗器、インダクタ等、任意である。）へと印加する（すなわち時比率に応じて複数の回路要素に流れる電流が変化する）システムに対して上記最小電流制御システムを用いる場合、電流制御手段はスイッチ制御回路として構成可能であり、スイッチ制御回路を用いてスイッチの時比率を制御することにより、各回路要素に流れる電流を制御することができる。

本発明の太陽電池調整システムを用いれば、部分影発生時に日照モジュールから影モジュールへと補償電流を供給することにより太陽電池ストリング全体として高出力で動作することが可能となる。すなわち本発明の太陽電池調整システムは部分影補償装置として機能する。典型的な態様において、本発明による部分影補償装置の主回路は少数個のスイッチ（最低１個）で構成可能な回路構成を有しており、その他は受動部品のみで構成可能なため、各種従来の部分影補償装置と比較して回路構成を大幅に簡素化することが可能である。また、本発明の提案する最小電流検出システムや最小電流制御システムを用いることで、部分影補償装置から影モジュールに対して補償電流を供給しつつ、日照モジュールに対して供給される補償電流を最小化することにより部分影補償装置内で発生する電力損失を最小限に抑えることが可能である。この最小電流検出システム、制御システムは、太陽電池モジュールに限らず任意の回路要素に流れる電流を検出、制御するために利用可能である。また、本発明による部分影補償装置の出力部分を多段接続カレントダブラ構成とすることによって、各太陽電池モジュールに対して供給される電流のリプル成分を大幅に低減することが可能である。

一般的な太陽電池の動作特性を表すグラフ。 部分影が発生している場合、していない場合のそれぞれにおける、ストリング全体に印加される電圧Ｖ_String、ストリング全体を流れる電流Ｉ_String、及びストリング全体の出力電力Ｐｏｗｅｒの関係を表すグラフ。 昇降圧コンバータを用いた従来方式の部分影補償装置の回路図。 マルチステージ昇降圧コンバータを用いた従来方式の部分影補償装置の回路図。 スイッチトキャパシタコンバータを用いた従来の部分影補償装置の回路図。 本発明の太陽電池調整システムの概念図。 本発明の太陽電池調整システムとＤＣ−ＤＣコンバータとを併用した構成の回路図。 ＳＥＰＩＣコンバータの回路図。 Ｚｅｔａコンバータの回路図。 Ｃｕｋコンバータの回路図。 本発明の一実施形態である、ＳＥＰＩＣコンバータを基礎とした太陽電池調整システムの回路図。 本発明の一実施形態である、Ｚｅｔａコンバータを基礎とした太陽電池調整システムの回路図。 本発明の一実施形態である、Ｃｕｋコンバータを基礎とした太陽電池調整システムの回路図。 図８の太陽電池調整システムを動作させたときの、各素子を流れる電流、及び各素子に印加される電圧の時間変化を表わす波形図。 太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図８の太陽電池調整システムを動作させたとき、スイッチのオン期間中において流れる電流の経路を示す図。 太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図８の太陽電池調整システムを動作させたとき、スイッチのオフ期間中において流れる電流の経路を示す図。 太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図９の太陽電池調整システムを動作させたとき、スイッチのオン期間中において流れる電流の経路を示す図。 太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図９の太陽電池調整システムを動作させたとき、スイッチのオフ期間中において流れる電流の経路を示す図。 太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図１０の太陽電池調整システムを動作させたとき、スイッチのオン期間中において流れる電流の経路を示す図。 太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図１０の太陽電池調整システムを動作させたとき、スイッチのオフ期間中において流れる電流の経路を示す図。 太陽電池モジュールＰＶ１，ＰＶ２に影がかかっている状態で図８の太陽電池調整システムを動作させたとき、スイッチのオン期間中において流れる電流の経路を示す図。 太陽電池モジュールＰＶ１，ＰＶ２に影がかかっている状態で図８の太陽電池調整システムを動作させたとき、スイッチのオフ期間中において流れる電流の経路を示す図。 部分影補償時における電流供給のイメージ図（過剰補償時）。 部分影補償時における電流供給のイメージ図（補償不足時）。 部分影補償時における電流供給のイメージ図（最適補償時）。 図１６ｃに示される最適補償を実現するための、最小電流制御システムの構成図。 実験に用いた各太陽電池モジュールの特性。 本発明の太陽電池調整システムを動作させたときの、太陽電池モジュールＰＶ１の動作特性に関する実験結果。 本発明の太陽電池調整システムを動作させたときの、太陽電池モジュールＰＶ２の動作特性に関する実験結果。 本発明の太陽電池調整システムを動作させたときの、太陽電池モジュールＰＶ３の動作特性に関する実験結果。 本発明の太陽電池調整システムを動作させたときの、太陽電池モジュールＰＶ４の動作特性に関する実験結果。 本発明の太陽電池調整システムを用いた場合、用いなかった場合にそれぞれ測定した、ストリングの動作特性を示す実験結果。 本発明の一実施形態である、ハーフブリッジインバータとコモンカソード多段接続カレントダブラを用いた太陽電池調整システムの回路図。 図２１の太陽電池調整システムを動作させたときの、各素子を流れる電流、及び各素子に印加される電圧の時間変化を表わす波形図。 太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図２１の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード１の期間中において流れる電流の経路を示す図。 太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図２１の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード２の期間中において流れる電流の経路を示す図。 太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図２１の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード３の期間中において流れる電流の経路を示す図。 太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図２１の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード４の期間中において流れる電流の経路を示す図。 本発明の一実施形態である、ハーフブリッジインバータとコモンアノード多段接続カレントダブラを用いた太陽電池調整システムの回路図。 太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図２４の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード１の期間中において流れる電流の経路を示す図。 太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図２４の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード２の期間中において流れる電流の経路を示す図。 太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図２４の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード３の期間中において流れる電流の経路を示す図。 太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図２４の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード４の期間中において流れる電流の経路を示す図。 本発明の一実施形態である、フルブリッジインバータとコモンカソード多段接続カレントダブラを用いた太陽電池調整システムの回路図。 本発明の一実施形態である、フルブリッジインバータとコモンアノード多段接続カレントダブラを用いた太陽電池調整システムの回路図。

これより図面を用いて、本発明に係る太陽電池調整システム、最小電流検出システム、及び最小電流制御システムを説明する。但し、本発明に係る各システムの構成は、各図面にて示される特定の具体的構成へと限定されるわけではなく、本発明の範囲内で適宜変更可能である。例えば、以下において各キャパシタは主に単独の蓄電素子であるとして説明するが、これらは充放電可能な任意の素子、複数の素子からなるモジュール、あるいはそれらモジュールを用いて構成される任意の装置であってもよい。各蓄電素子の容量や、ダイオード、インダクタ等、その他の回路素子の特性も、それぞれ異なっていてよい。また以下の実施例では４つの太陽電池モジュールによりストリング（太陽電池モジュール鎖）が構成されるが、４に限らず任意の直列数でストリングを構成できる。各スイッチについても、以下においてはＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチであるとして説明するが、任意の電子スイッチを用いることも可能である。

太陽電池調整システムの概念
４直列の太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４を用いて構成される、本発明による太陽電池調整システムの概念図を図５に示す。図５中、Ｖ_PV1〜Ｖ_PV4，Ｉ_PV1〜Ｉ_PV4は、それぞれ太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４の電圧、及びそれらから出力される電流を表し、Ｉ_eq1〜Ｉ_eq4は、それぞれ太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４に対してＰＶ疑似均等化器から供給される電流を表す。Ｉ_stringは、太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４から構成されるストリング全体に流れる電流を表し、この電流が、ストリングに対して接続される負荷（不図示）へと出力される負荷電流Ｉ_Loadと、ＰＶ疑似均等化器への入力電流Ｉ_eq-inとに寄与する。Ｖ_Stringはストリングの両端に印加される電圧である。

ＰＶ疑似均等化器にはＶ_PV1〜Ｖ_PV4の合計電圧であるＶ_Stringが入力電圧として印加され、また太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４からの入力電流Ｉ_eq-inが供給される。各太陽電池モジュールは直列に接続されているため、全ての太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４が同一の大きさの電流Ｉ_Stringを流そうと動作する。しかし、影モジュールの供給可能な電流は日照モジュールのそれと比較して小さいため、多くの場合において影モジュールはＩ_Stringの電流を供給できなくなってしまう。

太陽電池調整システムの利用態様の例としては、図６に示すとおり、ＤＣ−ＤＣコンバータを介してストリングに負荷を接続する構成が挙げられる。図６に示すＤＣ−ＤＣコンバータは昇圧形コンバータであり、スイッチＱ_DC-DCの時比率（スイッチング周期全体に対するオン期間の割合）をＤとすれば、ストリングの出力電圧Ｖ_Stringと負荷電圧Ｖ_Loadの間には、

（１）
の関係が成り立つ。例えば定電圧負荷を用いる場合Ｖ_Loadは一定となるため、検出回路によってストリング、あるいは各太陽電池モジュールの発生する電力を検出しつつ、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路によって時比率Ｄを制御することにより、最大電力が得られるよう各太陽電池モジュールの電圧を制御することができる。日照モジュールの動作特性曲線が図１のグラフで表される場合、日照モジュールから最大電力を得るためには図１中Ｖ_mpで示される電圧を印加するべきであるが、このとき日照モジュールに流れる電流は、多くの場合影モジュールが流しうる最大電流を超えている。したがって、日照モジュールの最大電力に対応する電流は影モジュールを流れることができず、一切の電流補償手段がないならば影モジュールから最大電力を得ることは不可能となる。

本発明の太陽電池調整システムは、ＰＶ疑似均等化器を用いることにより、影モジュールも疑似的にＩ_Stringの電流を供給可能となるよう影モジュールに対して補償電流Ｉ_eqを供給する。例えば太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている場合、日照モジュールＰＶ１，ＰＶ３，ＰＶ４はＩ_Stringの電流を供給可能なため、Ｉ_PV1＝Ｉ_PV3＝Ｉ_PV4＝Ｉ_Stringとなる一方、影モジュールＰＶ２にはＰＶ疑似均等化器から補償電流Ｉ_eq2が供給される。したがって、影モジュールＰＶ２からは自己が供給する電流Ｉ_PV2と補償電流Ｉ_eq2とが流れるため、

（２）
で表される電流Ｉ_Stringを、ストリングが流しうることとなる。

本件第１発明に係る太陽電池調整システムは、一例において、図７ａ〜図７ｃに示すＳＥＰＩＣ，Ｚｅｔａ，Ｃｕｋコンバータのいずれかの昇降圧コンバータを、後述のとおりストリングに対して多段接続することにより得られる。なお、Ｃｕｋコンバータは入出力の極性が入れ替わる「反転型コンバータ」であるため、本件第１発明の太陽電池調整システムに応用する場合には図７ｃに示すようにトランスを用いた構成を基礎とする必要がある。

太陽電池調整システムの構成
４直列の太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４に対して図７ａ〜図７ｃに示すＳＥＰＩＣ，Ｚｅｔａ，Ｃｕｋコンバータのいずれかを多段接続することにより得られる、本発明の太陽電池調整システムの第１〜第３の実施形態を図８〜図１０に示す。図５，図６中のＰＶ疑似均等化器が、図８〜図１０中、太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４以外の回路要素により構成されている。Ｃ１〜Ｃ４はキャパシタ、Ｄ１〜Ｄ４はダイオード、Ｌ１〜Ｌ４はインダクタであり、Ｃｉｎは入力キャパシタ、Ｑはスイッチ、Ｌｉｎはインダクタを表す。図１０中のＣａはエネルギー伝送キャパシタを表す。ここで、図８中、ｉ_LinはインダクタＬｉｎに流れる電流を表し、ｉ_L1〜ｉ_L4はインダクタＬ１〜Ｌ４にそれぞれ流れる電流を表し、ｉ_D1〜ｉ_D4はダイオードＤ１〜Ｄ４にそれぞれ流れる電流を表し、ｉ_C1〜ｉ_C4はキャパシタＣ１〜Ｃ４にそれぞれ流れる電流を表す。図９，図１０の回路中で各素子を流れる電流も同様の記号で表わす。

図８〜図１０の太陽電池調整システムは、それぞれ図７ａに示したＳＥＰＩＣコンバータ、図７ｂに示したＺｅｔａコンバータ、及び図７ｃに示したＣｕｋコンバータの回路において、入力電源Ｖｉｎをストリングとし、キャパシタＣ−ダイオードＤ−インダクタＬｏｕｔにより構成される回路部分を各太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４に多段接続した構成に対応する。

入力キャパシタＣｉｎは太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４に接続されており、太陽電池調整システムはＰＶ１〜ＰＶ４の各太陽電池モジュールのうち、電圧の低いモジュールに対して優先的に補償電流を供給する。一般的に、太陽電池モジュールを直列に接続してストリングを構成して使用する場合、影モジュールの電圧はその他の日照モジュールよりも低くなるため、本発明の太陽電池調整システムを用いることで全モジュール（影モジュールも含む）から影モジュールへと電力を再分配し、影モジュールにおける電力不足分を補償することができる。

具体的には、スイッチＱのオン、オフを繰り返し切り替えることにより、太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４から入力キャパシタＣｉｎへと入力された電圧が変換され、後述のとおり太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４のうち最も電圧の低いモジュールに対して出力される。以下、図８，図９の構成においては入力キャパシタＣｉｎ、スイッチＱ、及びインダクタＬｉｎから構成される回路を入力回路と呼び、図１０の構成においては、入力キャパシタＣｉｎ、スイッチＱ、インダクタＬｉｎ、エネルギー伝送キャパシタＣａ、及びこれに直列接続された一次巻線から構成される回路を入力回路と呼ぶ。また図８，図９の構成においては、キャパシタＣ１〜Ｃ４、ダイオードＤ１〜Ｄ４、及びインダクタＬ１〜Ｌ４から構成される回路を出力回路と呼び、図１０の構成においては、キャパシタＣ１〜Ｃ４、ダイオードＤ１〜Ｄ４、インダクタＬ１〜Ｌ４、及び二次巻線から構成される回路を出力回路と呼ぶ。以下、図８〜図１０に示す太陽電池調整システムの詳細な動作原理について説明を行う。

太陽電池調整システムの動作
まず、図８に示す太陽電池調整システムについて説明する。図６に示すとおり、ＤＣ−ＤＣコンバータを介して負荷を接続する等して、ストリング全体に電圧が印加されており、太陽電池モジュールＰＶ２にのみ影がかかっているとする。スイッチＱのオン、オフを繰り返し切り替えることにより、太陽電池調整システムを動作させる。このとき各素子を流れる電流、及び各素子に印加される電圧の波形を図１１に示し、スイッチＱのオン期間中、オフ期間中にシステム内を流れる電流の経路を図１２ａ，図１２ｂに示す。なお、図１１のグラフ中、ｖ_DSはスイッチＱに印加される電圧を表す。

まず、スイッチＱがオンである期間中の電流について、図１２ａを用いて説明する。図１２ａは、各素子を経由して回路内を流れる電流の経路、及び極性（向き）を、矢印付きの実線及び破線で表したものである。なお、図１２ａ中の破線はインダクタＬ１，Ｌ３，Ｌ４及びコンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ４を流れるリプル電流を表しているが、その向きはスイッチＱのオン期間内、及びオフ期間内のそれぞれにおいて切り替わるものであるため（図１１中、ｉ_Li及びｉ_Ciのグラフ参照。これらはｉ＝２以外のインダクタＬｉ，キャパシタＣｉに流れる電流を表す。）、これに対応して当該破線の両端に矢印が付されている。

図１２ａに示されるとおり、太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４から流れ出した電流は入力キャパシタＣｉｎへと入力される。同時に入力キャパシタＣｉｎはインダクタＬｉｎに対して放電を行い、Ｌｉｎにエネルギーが蓄えられ、その電流ｉ_Linは直線的に増加する（図１１中、ｉ_Linのグラフ参照）。さらに、キャパシタＣ２はインダクタＬ２に対して放電を行い、インダクタＬ２にエネルギーが蓄えられ、その電流ｉ_L2は直線的に増加する（図１１中、ｉ_L2及びｉ_C2のグラフ参照）。

次に、スイッチＱがオフである期間中の電流について、図１２ｂを用いて説明する。図１２ｂに示すとおり、スイッチＱのオフ期間中、最低電圧の影モジュールＰＶ２に対応するダイオードＤ２のみが導通されている。すなわち、スイッチＱのオン期間中にインダクタＬｉｎが蓄えたエネルギーはスイッチＱのオフ期間中に放出されるが、このエネルギーを担う出力電流は、キャパシタＣ２及びダイオードＤ２を経由して最も電圧の低い影モジュールＰＶ２へと優先的に流れ込む。この電流は、インダクタＬｉｎがエネルギーを失うにつれて直線的に減少する（図１１中、ｉ_Lin，ｉ_C2及びｉ_D2のグラフ参照）。また、インダクタＬ２からはダイオードＤ２を経由して影モジュールＰＶ２へと電流が流れ込み、これにより、スイッチＱのオン期間中にインダクタＬ２が蓄えたエネルギーは影モジュールＰＶ２へと放出される。この電流も、インダクタＬ２がエネルギーを失うにつれて直線的に減少する（図１１中、ｉ_L2のグラフ参照）。なお、スイッチＱのオフ期間中においても、太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４から流れ出した電流は入力キャパシタＣｉｎへと入力されており、同時にインダクタＬ１，Ｌ３，Ｌ４及びキャパシタＣ１，Ｃ３，Ｃ４にはリプル電流が流れている（図１１中、ｉ_Li及びｉ_Ciのグラフ参照）。

スイッチＱにおけるオン、オフのスイッチングを繰り返すことにより、上述した電流によって太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４から影モジュールＰＶ２へと補償電流が供給され、ストリング全体として高出力が達成される。

上述のとおり、スイッチングの１周期の間に各キャパシタには充放電電流が流れる。キャパシタＣ１，Ｃ３，Ｃ４に流れる電流はリプル電流成分のみであるため十分小さいが、キャパシタＣ２には比較的大きな充放電電流が流れる。スイッチＱのオン期間中、キャパシタＣ２の電流は太陽電池モジュールＰＶ１を経由して流れる一方、スイッチＱのオフ期間中、キャパシタＣ２の電流は太陽電池モジュールＰＶ１，ＰＶ２に流れる。このように、動作に伴い各モジュール（図１２ａ，図１２ｂの例の場合、太陽電池モジュールＰＶ１とＰＶ２）の電流は大きく変動するのであり、すなわち大きなリプル電流が流れることになる。一般的に、太陽電池の動作電圧は電流に大きく依存するため（図１）、モジュールに比較的大きなリプル電流が流れる場合その動作電圧が不安定になってしまう。この問題に関しては、後述の実施例２に示すシステムによって解決可能である。

ここで、時比率Ｄを、スイッチＱのスイッチング周期に対するスイッチのオン期間の割合として定義する（この定義より明らかなとおり、０≦Ｄ≦１である。）。太陽電池調整システムの定常状態において影モジュールＰＶ２に出力される電圧は、入力キャパシタＣｉｎに印加される電圧Ｖ_Stringと上記時比率Ｄとに応じて決定される。以下、具体的に影モジュールＰＶ２への出力電圧を導出する。

太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４の電圧Ｖ_PV1〜Ｖ_PV4は、スイッチングの一周期に亘って一定であるとみなす。
このとき、上記Ｖ_Stringは、

（３）
と表される。

また、キャパシタＣ１〜Ｃ４の電圧の、スイッチング周期に関する時間平均をＶ_C1〜Ｖ_C4とする。定常状態においてインダクタＬｉｎ，及びＬ１〜Ｌ４の電圧の時間平均は全てゼロとなるため、Ｖ_String，Ｖ_PV1〜Ｖ_PV4，及びＶ_C1〜Ｖ_C4の間には以下の関係式が成立する。

（４）

さらに、上記各インダクタにおいて印加される電圧と時間の積の、上記スイッチング周期に亘る合計は定常状態においてゼロとなるため、以下の関係式が成立する（ダイオードの順方向電圧降下をＶ_Dとする。）。

（５）

上記（４），（５）式を用いれば、最低電圧の影モジュールＰＶ２への出力電圧Ｖ_PV2を以下のとおり表すことができる。

（６）

太陽電池調整システムの定常状態においては、上記（６）式に示されるとおり、太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４の電圧の合計電圧Ｖ_Stringを時比率Ｄに応じて変換してなる出力電圧が影モジュールＰＶ２へと出力されるとともに、影モジュールＰＶ２に対して優先的に電流が出力される。上記（６）式中にはストリング全体の電圧Ｖ_Stringと影モジュールＰＶ２の電圧Ｖ_PV2が含まれており、その他の個別の日照モジュールの電圧は含まれていない。これはすなわち、本発明の太陽電池調整システムの動作は主にストリング全体と影モジュールにより決定されることを示唆している。

図９に示すＺｅｔａコンバータに基づくシステム、及び図１０に示すＣｕｋコンバータに基づくシステムも同様の原理で動作し、太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４の合計電圧Ｖ_Stringを、時比率Ｄに応じて変換した上で影モジュールに対して出力しつつ、当該影モジュールに優先的に電流を出力する。

図９のシステムを動作させたときにスイッチＱのオン期間とオフ期間とでそれぞれ実現される電流経路を、図１３ａ，図１３ｂに示す。

まず、スイッチＱのオン期間中（図１３ａ）、太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４から流れ出した電流は入力キャパシタＣｉｎへと入力される。同時に入力キャパシタＣｉｎはインダクタＬｉｎに対して放電を行い、Ｌｉｎにエネルギーが蓄えられ、その電流ｉ_Linは直線的に増加する。さらに、キャパシタＣ２はインダクタＬ２に対して放電を行い、インダクタＬ２にエネルギーが蓄えられ、その電流ｉ_L2は直線的に増加する。

次に、スイッチＱのオフ期間中（図１３ｂ）、最低電圧の影モジュールＰＶ２に対応するダイオードＤ２が導通されている。スイッチＱのオン期間中にインダクタＬｉｎが蓄えたエネルギーはスイッチＱのオフ期間中に放出されるが、このエネルギーを担う出力電流はキャパシタＣ２を充電する。この電流は、インダクタＬｉｎがエネルギーを失うにつれて直線的に減少する。また、インダクタＬ２からはダイオードＤ２を経由して影モジュールＰＶ２へと電流が流れ込み、これにより、スイッチＱのオン期間中にインダクタＬ２が蓄えたエネルギーは影モジュールＰＶ２へと放出される。この電流も、インダクタＬ２がエネルギーを失うにつれて直線的に減少する。なお、スイッチＱのオフ期間中においても、太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４から流れ出した電流は入力キャパシタＣｉｎへと入力されており、同時にインダクタＬ１，Ｌ３，Ｌ４及びキャパシタＣ１，Ｃ３，Ｃ４にはリプル電流が流れている。

ここで、定常状態において各インダクタの電圧の時間平均は全てゼロとなること、及び各インダクタにおいて印加される電圧と時間の積の、上記スイッチング周期に亘る合計は定常状態においてゼロとなることを利用して、上記（４），（５）と同様に以下の（７），（８）式が得られる。

（７）

（８）

上記（７），（８）式を用いれば、最低電圧の影モジュールＰＶ２への出力電圧Ｖ_PV2を以下のとおり表すことができる。

（９）

図１０のシステムを動作させたときにスイッチＱのオン期間とオフ期間とでそれぞれ実現される電流経路を、図１４ａ，図１４ｂに示す。

まず、スイッチＱのオン期間中（図１４ａ）、太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４から流れ出した電流は入力キャパシタＣｉｎへと入力される。同時に入力キャパシタＣｉｎはインダクタＬｉｎに対して放電を行い、Ｌｉｎにエネルギーが蓄えられ、その電流ｉ_Linは直線的に増加する。さらに、キャパシタＣａは、一次巻線に対して電圧を出力し、これがトランスで変圧されて出力回路に印加される。出力回路において、キャパシタＣ２はインダクタＬ２に対して放電を行い、インダクタＬ２にエネルギーが蓄えられ、その電流ｉ_L2は直線的に増加する。

次に、スイッチＱのオフ期間中（図１４ｂ）、最低電圧の影モジュールＰＶ２に対応するダイオードＤ２が導通されている。スイッチＱのオン期間中にインダクタＬｉｎが蓄えたエネルギーはスイッチＱのオフ期間中に放出されるが、このエネルギーを担う出力電流はキャパシタＣａを充電する。この電流は、インダクタＬｉｎがエネルギーを失うにつれて直線的に減少する。また、インダクタＬ２からはダイオードＤ２を経由して影モジュールＰＶ２へと電流が流れ込み、これにより、スイッチＱのオン期間中にインダクタＬ２が蓄えたエネルギーは影モジュールＰＶ２へと放出される。またトランス二次巻線からの電流によりキャパシタＣ２が充電される。なお、スイッチＱのオフ期間中においても、太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４から流れ出した電流は入力キャパシタＣｉｎへと入力されており、同時にインダクタＬ１，Ｌ３，Ｌ４及びキャパシタＣ１，Ｃ３，Ｃ４にはリプル電流が流れている。

ここで、定常状態において各インダクタの電圧の時間平均は全てゼロとなること、及び各インダクタにおいて印加される電圧と時間の積の、上記スイッチング周期に亘る合計は定常状態においてゼロとなることを利用して、上記（４），（５）と同様に以下の（１０），（１１）式が得られる。

（１０）
ここで、Ｎはトランスの一次巻線と二次巻線の比である。

（１１）

上記（１０），（１１）式を用いれば、最低電圧の影モジュールＰＶ２への出力電圧Ｖ_PV2を以下のとおり表すことができる。

（１２）

以上、ＳＥＰＩＣ，Ｚｅｔａ，Ｃｕｋコンバータを基礎とする太陽電池調整システムにおいて、太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４のうち、特にＰＶ２に影がかかっている場合の動作を説明した。影がかかっているモジュールがＰＶ１，ＰＶ３，ＰＶ４のいずれかである場合にも、同様の原理により影モジュールに補償電流を供給することができるし、また影モジュールが複数個ある場合にも、同様の原理により補償電流を供給することができる。

一例として、太陽電池モジュールＰＶ１，ＰＶ２に影がかかり、その電圧が同じ大きさになっており、且つ日照モジュールＰＶ３，ＰＶ４の電圧は影モジュール電圧より高いときの、図８に示す太陽電池調整システムの動作を説明する。

まず、スイッチＱがオンである期間中（図１５ａ）、太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４から流れ出した電流は入力キャパシタＣｉｎへと入力される。同時に入力キャパシタＣｉｎはインダクタＬｉｎに対して放電を行い、Ｌｉｎにエネルギーが蓄えられ、その電流ｉ_Linは直線的に増加する。さらに、キャパシタＣ１，Ｃ２はインダクタＬ１，Ｌ２に対してそれぞれ放電を行い、インダクタＬ１，Ｌ２にエネルギーが蓄えられ、その電流ｉ_L1，ｉ_L2は直線的に増加する。

次に、スイッチＱがオフである期間中（図１５ｂ）、最低電圧の影モジュールＰＶ１，ＰＶ２に対応するダイオードＤ１，Ｄ２が導通されている。すなわち、スイッチＱのオン期間中にインダクタＬｉｎが蓄えたエネルギーはスイッチＱのオフ期間中に放出されるが、このエネルギーを担う出力電流は、キャパシタＣ１及びダイオードＤ１を経由して最も電圧の低い影モジュールＰＶ１へと、及び、キャパシタＣ２及びダイオードＤ２を経由して最も電圧の低い影モジュールＰＶ２へと、優先的に流れ込む。この電流は、インダクタＬｉｎがエネルギーを失うにつれて直線的に減少する。また、インダクタＬ１，Ｌ２からは、それぞれダイオードＤ１，Ｄ２を経由して影モジュールＰＶ１，ＰＶ２へと電流が流れ込み、これにより、スイッチＱのオン期間中にインダクタＬ１，Ｌ２が蓄えたエネルギーは影モジュールＰＶ１，ＰＶ２へと放出される。この電流も、インダクタＬ１，Ｌ２がエネルギーを失うにつれて直線的に減少する。

この場合、定常状態における各素子電圧間の関係は、上記（３），（４）式、及び以下の（１３）式で表される。

（１３）
これらを解くことにより、以下の（１４）式が得られる。

（１４）

すなわち、太陽電池モジュールＰＶ２のみに影がかかっていたときと同様に、影モジュールＰＶ１，ＰＶ２には、Ｖ_Stringが変換されてなる出力電圧｛Ｄ／（１−Ｄ）｝Ｖ_String−Ｖ_Dが出力されるのであり、このような状態において影モジュールＰＶ１，ＰＶ２へと優先的に補償電流が供給される。

複数の影モジュールに対しても補償電流を供給できる点は、図９，図１０の太陽電池調整システムにおいても同様である。また、ここではＳＥＰＩＣ，Ｚｅｔａ，Ｃｕｋコンバータを基礎とする構成について説明したが、本発明の太陽電池調整システムはこれらを基礎とする構成に限られるわけではなく、任意のコンバータの出力回路部分を多段接続することにより構成可能である。

最小電流の検出及び制御システム
以上、本件第１発明の太陽電池調整システムの動作を理論的に説明した。上記説明においては最低電圧の影モジュールに対して優先的に供給される補償電流のみを考えたが、実際にはこれ以外のモジュールに供給される補償電流もゼロとはならない場合がある。太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４に供給される補償電流の大きさは、スイッチの時比率を制御することにより全体的に調整することができる。以下、補償電流を検出してその大きさを調整するためのシステムを説明する。

図１６ａ〜図１６ｃに、本発明の太陽電池調整システム（後述の実施例２において説明するシステムを含む。）を用いた際における補償電流の供給イメージを示す。ここでは例として、４直列の太陽電池モジュールのＰＶ１〜ＰＶ４のうちＰＶ１とＰＶ２に影が掛かっており、ＰＶ１の方がより広範囲に渡って影が掛かっているものとする。また、ここでは太陽電池調整システムは各太陽電池モジュールに対して等しい電圧Ｖ_eを出力するものとして等価的に描かれている。

図１６ａは過剰補償時における補償電流の供給イメージである。ＰＶ₁とＰＶ₂には影の程度に応じて補償電流Ｉ_eq1とＩ_eq2が供給される一方で、日照モジュールであるＰＶ₃とＰＶ₄に対しても比較的大きな補償電流Ｉ_eq3とＩ_eq4が供給されている状態である。ＰＶ₃とＰＶ₄は補償される必要性が無いにも関わらず補償電流が供給されているため、これらの補償電流分に起因した不要な電力変換損失が部分影補償装置の内部で発生することになる。

これに対して、図１６ｂは補償不足時における補償電流の供給イメージである。日照モジュールであるＰＶ₃とＰＶ₄に対しては補償電流が供給されないため、図１６ａの過剰補償時のような不要な電力損失は発生しない。しかし、本来補償を必要としているＰＶ₂に補償電流が供給されておらず、更にはＰＶ₁に対する補償電流も不十分であるため、部分影による影響を完全に補償することが出来ない。

図１６ｃは最適補償時における補償電流の供給イメージである。ＰＶ₁とＰＶ₂には影の程度に応じた補償電流Ｉ_eq1とＩ_eq2を供給する一方、日照モジュールであるＰＶ₃とＰＶ₄に対しては微小な補償電流Ｉ_eq3とＩ_eq4のみが供給されている状態である。最適補償時においては電圧の高い日照モジュールに対しても補償電流が若干供給されている状態であるため、電圧の低い影モジュールに対しては十分な補償電流が常に供給されていることになる。また、日照モジュールに供給される補償電流は微小なため、これらの補償電流に起因する不要な電力変換損失を最小限に抑えることが可能である。

図１６ｃの最適補償を実現するために用いることができる、最小電流制御システムの一例を図１７に示す。最小電流制御システムは、電源Ｖｃｃに接続されたプルアップ抵抗器と、太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４に流れる補償電流をそれぞれ検出する、第１から第４の電流センサと、プルアップ抵抗器と第１から第４の電流センサのそれぞれの間に、プルアップ抵抗器から電流センサへと流れる電流を遮断しないようそれぞれ接続された、第１から第４のダイオードと、プルアップ抵抗器に接続されたエラーアンプ（比較器）と、太陽電池調整システムのスイッチＱの時比率を制御して太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４に流れる補償電流を制御する、時比率制御回路（電流制御手段）と、を備える。

以下、最小電流制御システムの動作を説明する。図８の太陽電池調整システムを例にとれば、第１から第４の電流センサは、ダイオードＤ１〜Ｄ４に接続される等して、それぞれ太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４に流れる補償電流Ｉ_eq1〜Ｉ_eq4を検出する。各電流センサは、検出された電流値を電圧に変換（例えば１Ａを１Ｖに変換する。）して出力する。太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４に流れる補償電流が、それぞれ１．３Ａ，０．６Ａ，０．１Ａ，０．１Ａであったならば、第１から第４の電流センサは、それぞれ１．３Ｖ，０．６Ｖ，０．１Ｖ，０．１Ｖの電圧を出力する。このとき、最低電圧を出力する第３，第４の電流センサと接続された第３，第４のダイオードが導通する。電源Ｖｃｃからプルアップ抵抗器を経て導通したダイオードに流れ込んだ電流は、電流センサと当該ダイオードとの間に接続された抵抗器へと流れ込む。なお、第１〜第４の電流センサがシンクとして動作する場合には、これら抵抗器は不要である。

０．１Ａの最低補償電流を検出して０．１Ｖの電圧を出力した第３，第４の電流センサにより、電源Ｖｃｃからプルアップ抵抗器を介してエラーアンプへと至る経路には０．１Ｖのバイアスがかかる。したがって、電源Ｖｃｃの電圧が５．０Ｖであったとすれば、プルアップ抵抗器の電圧降下は４．９Ｖとなる。この電圧降下に対応する信号（すなわち、補償電流Ｉ_eq1〜Ｉ_eq4のうち最小補償電流値Ｉ_eq-min＝０．１Ａを示す信号）がエラーアンプに入力される。

エラーアンプは最小補償電流Ｉ_eq-minと、外部から入力された基準電流Ｉ_refとの比較に基づいて誤差信号を出力し、その誤差信号が時比率制御回路に入力される。時比率制御回路は、Ｉ_ref−Ｉ_eq-minで表わされる誤差が負であれば、補償電流を全体的に小さくするべく、図８〜図１０のスイッチＱの時比率を下げたり（オン期間の割合がより小さいパルス幅変調波を発生）、誤差が正であれば補償電流を全体的に大きくするべくスイッチＱの時比率を上げたり（オン期間の割合がより大きいパルス幅変調波を発生）して、誤差をゼロに近づける。以上の動作を繰り返し行うことにより、太陽電池調整システムの動作状態を図１６ｃの最適補償状態に近づけることができる。

この最小電流制御システムを用いて本発明の太陽電池調整システムを動作させるとＩ_eq-min＝Ｉ_refとなるよう動作するため、上述のように太陽電池調整システム内の不要な電力変換損失を最小限に抑えるためにはＩ_ref≒０と設定することが望ましい。なお、ここでは、アナログ回路を用いて最小補償電流Ｉ_eq-minを検出して制御を行う回路について説明を行ったが、デジタル制御を用いた場合でも容易に同様の制御を実現可能である。例えば、第１から第４の電流センサからの電圧信号を、Ａ／Ｄコンバータ（不図示）を介してデジタル信号に変換してから第２の比較器（不図示）に入力し、第２の比較器で電流値の比較を行って最低補償電流Ｉ_eq-minを特定し、最低補償電流Ｉ_eq-minを示す信号をエラーアンプに入力してもよい。

なお、上記最小電流制御システムは、本発明の太陽電池調整システムに限らず、複数の回路要素を備えた任意の回路に対して適用可能である。太陽電池モジュールに限らず、任意の複数の回路要素のそれぞれに、図１７と同様の、あるいは上記デジタル制御を用いたシステムを接続すれば（図１７において、各電流センサを、太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４に限らず任意の回路要素に接続する。なお、回路要素の数は４以外の任意の数であってよいし、各回路要素が同種の要素である必要はない。）、回路要素にそれぞれ流れる電流のうち最小の電流を特定して基準電流と比較し、比較結果に基づいて、回路要素に流れる電流を制御することができる。ここにおける「回路要素に流れる電流の制御」とは、上述の例と同様に回路内に含まれるスイッチの時比率制御であってもよいし、例えば各回路要素に可変抵抗が接続されている場合には、任意の制御回路（不図示。「電流制御手段」の一例。）を介してその抵抗値を変更することであってもよい。また、本発明の最小電流制御システムから、時比率制御回路等の電流制御手段を除いたシステムも、本発明の最小電流検出システムとして単独で動作可能である。

本発明の太陽電池調整システムを用いた実験
図８に示した本発明の太陽電池調整システムを用いた実験結果の例を、図１８及び図１９ａ〜図１９ｄに示す。なお、実験に用いた入力キャパシタＣｉｎの容量は２０μＦ，インダクタＬｉｎのインダクタンスは１００μＨ，インダクタＬ１〜Ｌ４のインダクタンスは３３μＨ，キャパシタＣ１〜Ｃ４の容量は２０μＦ，スイッチＱのオン抵抗は３９ｍΩ，ダイオードＤ１〜Ｄ４の順方向電圧降下は０．６５Ｖであり、スイッチＱのスイッチング周波数は１００ｋＨｚとした。また図１７の最小電流制御システムも動作させ、基準電流Ｉ_ref＝１００ｍＡとした。

実験時は図１６ａ〜図１６ｃと同様、太陽電池モジュールＰＶ１とＰＶ２に影が発生した状況を想定して、各モジュール特性を図１８のように設定して実験を行った。なお、太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４としては太陽電池アレイ・シミュレータ（Ａｇｉｌｅｎｔ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ社製、Ｅ４３５０Ｂ）を用いた。図１９ａ〜図１９ｄに、補償時における各モジュールの個別の特性を示す。日照モジュールＰＶ３，ＰＶ４には１００ｍＡ程度の微小な補償電流（Ｉ_eq3とＩ_eq4）が流れている一方（図１９ｃ，図１９ｄ）、影モジュールＰＶ１，ＰＶ２には特性に応じて相当量の補償電流（Ｉ_eq1は１．２Ａ程度、Ｉ_eq2は０．５Ａ程度）が流れており（図１９ａ，図１９ｂ）、図１６ｃで説明した最適補償の状態が実現されていることが分かる。モジュール単体の特性（図１８の特性および図１９ａ〜図１９ｄ中の破線）は各モジュールで大きく異なるのに対して、補償時における各モジュールの、Ｖ_PViに対するＩ_Loadの特性は等価的にほぼ同一となっていることがわかる。

図２０は、本発明の太陽電池調整システムの有無によるストリング特性を比較したものである。太陽電池調整システムを用いない場合（破線グラフ。太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４に対してバイパスダイオードを並列接続した場合）、３つのＭＰＰが存在しており抽出可能な最大電力は約４０Ｗ（Ｖ_String≒３０Ｖの時）である。これに対して、太陽電池調整システムを用いた場合（実線グラフ）、ＭＰＰは１つのみであり、最大電力も約５０Ｗ（Ｖ_String≒３８Ｖの時）と大幅に向上している。このように、本発明の太陽電池調整システムを用いることで複数のＭＰＰの発生を防止しつつ、抽出可能な最大電力も大幅に向上させることが可能である。

太陽電池調整システムの構成
実施例１で説明した通り、図８〜図１０に示す太陽電池調整システムでは、その動作時において太陽電池モジュールに比較的大きなリプル電流が発生するため、それに伴い太陽電池の動作電圧が不安的になる恐れがある。これに対し、図２１に示す回路構成の太陽電池調整システムを用いれば、部分影を補償しつつ、動作時において各太陽電池モジュールに流れるリプル電流を大幅に低減することができる。

図２１の太陽電池調整システムにおいて、Ｃ１ａ〜Ｃ４ａ，Ｃ１ｂ〜Ｃ４ｂはキャパシタ、Ｌ１ａ〜Ｌ４ａ，Ｌ１ｂ〜Ｌ４ｂはインダクタ、Ｄ１ａ〜Ｄ４ａ，Ｄ１ｂ〜Ｄ４ｂはダイオードを表し、これらからなり、且つトランスの二次巻線に接続された多段接続カレントダブラが太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４に接続されている。多段接続カレントダブラは図８に示したＣ−Ｄ−Ｌの多段接続回路を各モジュールに対して対称に配置したものと等価である。なお、Ｒ−Ｂｉａｓは、各キャパシタの電圧値が不定値になるのを防止するためのバイアス抵抗である。また図２１の太陽電池調整システムは、スイッチＱａ，Ｑｂ，ダイオードＤａ，Ｄｂ，キャパシタＣａ，Ｃｂ，Ｃｂｋ，インダクタＬｋｇ（トランスの漏洩インダクタンスを表している。）を備え、トランスの一次巻線に接続されたハーフブリッジインバータを備えている。ハーフブリッジインバータは、太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４の合計電圧の入力を受け、スイッチＱａ，Ｑｂのオンオフを交互に切り替えることにより矩形状の交流電圧を発生させ、トランスを介して変圧された交流電圧を多段接続カレントダブラに出力する。ここで、図２１中、ｉ_L1a〜ｉ_L4a，ｉ_L1b〜ｉ_L4bはインダクタＬ１ａ〜Ｌ４ａ，Ｌ１ｂ〜Ｌ４ｂにそれぞれ流れる電流を表し、ｉ_D1a〜ｉ_D4a，ｉ_D1b〜ｉ_D4bはダイオードＤ１ａ〜Ｄ４ａ，Ｄ１ｂ〜Ｄ４ｂにそれぞれ流れる電流を表し、ｉ_C1a〜ｉ_C4a，ｉ_C1b〜ｉ_C4bはキャパシタＣ１ａ〜Ｃ４ａ，Ｃ１ｂ〜Ｃ４ｂにそれぞれ流れる電流を表し、Ｉ_eq-inはストリングからハーフブリッジインバータに入力される電流を表し、ｉ_Qa，ｉ_QbはスイッチＱａ，Ｑｂにそれぞれ流れる電流を表し、ｖ_DSa，ｖ_DSbはスイッチＱａ，Ｑｂにそれぞれ印加される電圧を表し、ｉ_LkgはインダクタＬｋｇに流れる電流を表し、ｖ_Pは一次巻線に印加される電圧を表す。なお、図２１は、対称に配置されたＣ−Ｄ−Ｌ回路におけるダイオードＤがカソードを共通に接続された（すなわち、ダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂのカソード同士、ダイオードＤ２ａ，Ｄ２ｂのカソード同士、ダイオードＤ３ａ，Ｄ３ｂのカソード同士、ダイオードＤ４ａ，Ｄ４ｂのカソード同士がそれぞれ共通接続された）コモンカソードの形態を示しているが、後述のコモンアノードの形態（図２４）も同様に動作可能である。

太陽電池調整システムの動作
太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっているときに、スイッチＱａ，Ｑｂのオン、オフを交互に繰り返し切り替えることにより図２１の太陽電池調整システムを動作させた場合における、各素子を流れる電流、及び各素子に印加される電圧の波形を図２２に示し、動作中に実現されるモード１〜４の期間中にそれぞれシステム内を流れる電流の経路を図２３ａ〜図２３ｄに示す。なお、図２２のグラフ中、ｖ_GSa，ｖ_GSbは、それぞれスイッチＱａ，Ｑｂのゲート電圧を表す。

ハーフブリッジインバータにおいて、図２２中、ｖ_GSのグラフが示すとおりスイッチＱａ，Ｑｂが交互に導通することで、ｖ_Pのグラフが示すとおりトランス一次巻線に矩形波交流電圧が印加される。ｖ_GSのグラフに示される４つの動作モードに応じてトランス二次巻線の電圧は変動し、その電圧により多段接続カレントダブラ回路が駆動され、図２３ａ（モード１）〜図２３ｄ（モード４）に示すとおり回路内に電流が流れる。図２３ａ〜図２３ｄ中では、リプル電流成分のみが流れる電流経路は破線で示している。また、同一モード期間中に向きが切り替わる電流の経路には、両端に矢印を付した。

便宜上、まずモード２の動作を説明する（図２３ｂ）。モード２の期間中においては、スイッチＱａがオンとされ、スイッチＱｂがオフとされており、キャパシタＣｂｋ，インダクタＬｋｇ，一次巻線に対して、一定の正電圧（図２１中、ｖ_Pを示す矢印の向きに上昇する電圧。図２２中、ｖ_Pのグラフ参照。）が出力される。これにより、インダクタＬｋｇを流れる電流は直線的に増加する（図２２中、ｉ_Lkgのグラフ参照。）。一次巻線に印加される電圧はトランスにより変圧されて多段接続カレントダブラ回路を駆動させる。トランスを介して印加される電圧によりキャパシタＣ２ａ，ダイオードＤ２ａを介して影モジュールＰＶ２に補償電流が流れ込み、この電流はインダクタＬ２ｂ，キャパシタＣ２ｂへと流れる。これらの電流も、上記正電圧により直線的に増加する（図２２中、対応するグラフ参照。）。また影モジュールＰＶ２には、インダクタＬ２ａがエネルギーを放出することによる補償電流も供給される。この電流は、インダクタＬ２ａがエネルギーを失うにつれて減少する（図２２中、ｉ_L2aのグラフ参照。）。太陽電池調整システムの動作によりモード２の期間中に影モジュールＰＶ２に流れる電流はｉ_L2aとｉ_L2bの和に相当する。多段接続カレントダブラ内で影モジュールＰＶ２に対応するインダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂ以外のインダクタに流れる電流はリプル電流成分のみである。

スイッチＱａをターンオフすると同時にＱａを流れていた電流はスイッチＱｂの逆並列ダイオードであるダイオードＤｂへと転流し、動作はモード３へと移行する（図２３ｃ）。モード３の開始時において、ダイオードＤｂには順方向に電流が流れ、キャパシタＣｂｋ，インダクタＬｋｇ，一次巻線に流れる電流もモード２の期間中と同じ向きであるが、キャパシタＣｂからの電圧により、それらの電流は直線的に低下していく。ｉ_Lkgの極性が反転する前にＱ_bに対してゲート電圧ｖ_GSbを印加しておくことで（図２２中、ｖ_GSbのグラフ参照。）、ｉ_Lkgの極性が反転すると同時にスイッチＱｂはゼロ電圧でターンオンされる。モード３におけるトランスの巻線電圧は０であり、多段接続カレントダブラ内ではインダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂが影モジュールＰＶ２へと補償電流を供給することに伴ってダイオードＤ２ａ，Ｄ２ｂが導通する。インダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂがエネルギーを放出するに従い、ｉ_L2a，ｉ_L2bは低下する（図２２中、ｉ_L2a，ｉ_L2bのグラフ参照。）。モード３の期間中においてもモード２の期間中と同様、太陽電池調整システムから影モジュールＰＶ２に供給される補償電流はｉ_L2aとｉ_L2bの和に相当する。ダイオードＤ２ａの電流ｉ_D2aが０になると同時に動作は次のモード４へと移行する。

モード４の期間中（図２３ｄ）においては、スイッチＱａがオフとされ、スイッチＱｂがオンとされており、キャパシタＣｂｋ，インダクタＬｋｇ，一次巻線に対して、一定の負電圧（図２１中、ｖ_Pを示す矢印の向きに上昇する電圧を正としている。図２２中、ｖ_Pのグラフ参照。）が出力される。これにより、インダクタＬｋｇを流れる電流は直線的に低下（絶対値は増加）する（図２２中、ｉ_Lkgのグラフ参照。）。一次巻線に印加される電圧はトランスにより変圧されて多段接続カレントダブラ回路を駆動させる。トランスを介して印加される電圧によりキャパシタＣ２ｂ，ダイオードＤ２ｂを介して影モジュールＰＶ２に補償電流が流れ込み、この電流はインダクタＬ２ａ，キャパシタＣ２ａへと流れる。これらの電流の絶対値も、上記負電圧により直線的に増加する（図２２中、対応するグラフ参照。）。また影モジュールＰＶ２には、インダクタＬ２ｂがエネルギーを放出することによる補償電流も供給される。この電流は、インダクタＬ２ｂがエネルギーを失うにつれて減少する（図２２中、ｉ_L2bのグラフ参照。）。太陽電池調整システムの動作によりモード４の期間中に影モジュールＰＶ２に流れる電流はｉ_L2aとｉ_L2bの和に相当する。多段接続カレントダブラ内で影モジュールＰＶ２に対応するインダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂ以外のインダクタに流れる電流はリプル電流成分のみである。

スイッチＱｂをターンオフすると同時にＱｂを流れていた電流はスイッチＱａの逆並列ダイオードであるダイオードＤａへと転流し、動作はモード１へと移行する（図２３ａ）。モード１の開始時において、ダイオードＤａには順方向に電流が流れ、キャパシタＣｂｋ，インダクタＬｋｇ，一次巻線に流れる電流もモード４の期間中と同じ向きであるが、キャパシタＣａからの電圧により、それらの電流は直線的に上昇していく（絶対値は低下）。ｉ_Lkgの極性が反転する前にＱａに対してゲート電圧ｖ_GSaを印加しておくことで（図２２中、ｖ_GSaのグラフ参照。）、ｉ_Lkgの極性が反転すると同時にスイッチＱａはゼロ電圧でターンオンされる。モード１におけるトランスの巻線電圧は０であり、多段接続カレントダブラ内ではインダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂが影モジュールＰＶ２へと補償電流を供給することに伴ってダイオードＤ２ａ，Ｄ２ｂが導通する。インダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂがエネルギーを放出するに従い、ｉ_L2a，ｉ_L2bは低下する（図２２中、ｉ_L2a，ｉ_L2bのグラフ参照。）。モード１の期間中においてもモード４の期間中と同様、太陽電池調整システムから影モジュールＰＶ２に供給される補償電流はｉ_L2aとｉ_L2bの和に相当する。ダイオードＤ２ｂの電流ｉ_D2bが０になると同時に動作は次のモード２へと移行する。以降、同様に各モードが経時的に実現される。

既に述べたとおり、図８〜図１０の回路構成では動作モードに応じてキャパシタの充放電電流が異なる電流経路で太陽電池モジュールに流れるため、各モジュールは比較的大きなリプル電流に晒されてしまい動作電圧が不安定になる恐れがある。それに対して、図２１の回路構成を用いた際には影モジュールＰＶ２に対して流れる電流は常にインダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂの電流の和と等しく、図２３ａ〜図２３ｄの電流経路からも分かるとおりキャパシタＣ２ａ，Ｃ２ｂに対する充放電電流はＰＶ２以外のモジュールに対しては流れない。よって、図８〜図１０の実施形態と比較して動作時に各モジュールに流れるリプル電流を大幅に低減することが可能となる。

図２１ではハーフブリッジインバータを用いてコモンカソード形態の多段接続カレントダブラ回路を駆動させる回路構成について説明したが、図２４に示すとおり、ダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂのアノード同士、ダイオードＤ２ａ，Ｄ２ｂのアノード同士、ダイオードＤ３ａ，Ｄ３ｂのアノード同士、ダイオードＤ４ａ，Ｄ４ｂのアノード同士がそれぞれ共通接続されたコモンアノード形態の多段接続ダブラ回路を用いても、リプル電流を低減しつつ影モジュールに対して補償電流を供給することができる。図２２のｖ_GSのグラフが示すとおり、図２１のシステムと同様にスイッチＱａ，Ｑｂを交互に切り替えて図２４のシステムを動作させたとき、各モード期間中に流れる電流経路を図２５ａ（モード１）〜図２５ｄ（モード４）に示す。

便宜上、まずモード２の動作を説明する（図２５ｂ）。モード２の期間中においては、スイッチＱａがオンとされ、スイッチＱｂがオフとされており、キャパシタＣｂｋ，インダクタＬｋｇ，一次巻線に対して、一定の正電圧（図２４中、ｖ_Pを示す矢印の向きに上昇する電圧。）が出力される。これにより、インダクタＬｋｇを流れる電流は直線的に増加する。一次巻線に印加される電圧はトランスにより変圧されて多段接続カレントダブラ回路を駆動させる。トランスを介して印加される電圧によりキャパシタＣ２ａ，インダクタＬ２ａを介して影モジュールＰＶ２に補償電流が流れ込み、この電流はダイオードＤ２ｂ，キャパシタＣ２ｂへと流れる。これらの電流の絶対値も、上記正電圧により直線的に増加する。また影モジュールＰＶ２には、インダクタＬ２ｂがエネルギーを放出することによる補償電流も供給される。この電流は、インダクタＬ２ｂがエネルギーを失うにつれて減少する。太陽電池調整システムの動作によりモード２の期間中に影モジュールＰＶ２に流れる電流はｉ_L2aとｉ_L2bの和に相当する。多段接続カレントダブラ内で影モジュールＰＶ２に対応するインダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂ以外のインダクタに流れる電流はリプル電流成分のみである。

スイッチＱａをターンオフすると同時にＱａを流れていた電流はスイッチＱｂの逆並列ダイオードであるダイオードＤｂへと転流し、動作はモード３へと移行する（図２５ｃ）。モード３の開始時において、ダイオードＤｂには順方向に電流が流れ、キャパシタＣｂｋ，インダクタＬｋｇ，一次巻線に流れる電流もモード２の期間中と同じ向きであるが、キャパシタＣｂからの電圧により、それらの電流は直線的に低下していく。ｉ_Lkgの極性が反転する前にＱ_bに対してゲート電圧ｖ_GSbを印加しておくことで、ｉ_Lkgの極性が反転すると同時にスイッチＱｂはゼロ電圧でターンオンされる。モード３におけるトランスの巻線電圧は０であり、多段接続カレントダブラ内ではインダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂが影モジュールＰＶ２へと補償電流を供給することに伴ってダイオードＤ２ａ，Ｄ２ｂが導通する。インダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂがエネルギーを放出するに従い、ｉ_L2a，ｉ_L2bは低下する。モード３の期間中においてもモード２の期間中と同様、太陽電池調整システムから影モジュールＰＶ２に供給される補償電流はｉ_L2aとｉ_L2bの和に相当する。ダイオードＤ２ｂの電流ｉ_D2bが０になると同時に動作は次のモード４へと移行する。

モード４の期間中（図２５ｄ）においては、スイッチＱａがオフとされ、スイッチＱｂがオンとされており、キャパシタＣｂｋ，インダクタＬｋｇ，一次巻線に対して、一定の負電圧（図２４中、ｖ_Pを示す矢印の向きに上昇する電圧を正としている。）が出力される。これにより、インダクタＬｋｇを流れる電流は直線的に低下（絶対値は増加）する。一次巻線に印加される電圧はトランスにより変圧されて多段接続カレントダブラ回路を駆動させる。トランスを介して印加される電圧によりキャパシタＣ２ｂ，インダクタＬ２ｂを介して影モジュールＰＶ２に補償電流が流れ込み、この電流はダイオードＤ２ａ，キャパシタＣ２ａへと流れる。これらの電流の絶対値も、上記負電圧により直線的に増加する。また影モジュールＰＶ２には、インダクタＬ２ａがエネルギーを放出することによる補償電流も供給される。この電流は、インダクタＬ２ａがエネルギーを失うにつれて減少する。太陽電池調整システムの動作によりモード４の期間中に影モジュールＰＶ２に流れる電流はｉ_L2aとｉ_L2bの和に相当する。多段接続カレントダブラ内で影モジュールＰＶ２に対応するインダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂ以外のインダクタに流れる電流はリプル電流成分のみである。

スイッチＱｂをターンオフすると同時にＱｂを流れていた電流はスイッチＱａの逆並列ダイオードであるダイオードＤａへと転流し、動作はモード１へと移行する（図２５ａ）。モード１の開始時において、ダイオードＤａには順方向に電流が流れ、キャパシタＣｂｋ，インダクタＬｋｇ，一次巻線に流れる電流もモード４の期間中と同じ向きであるが、キャパシタＣａからの電圧により、それらの電流は直線的に上昇していく（絶対値は低下）。ｉ_Lkgの極性が反転する前にＱａに対してゲート電圧ｖ_GSaを印加しておくことで、ｉ_Lkgの極性が反転すると同時にスイッチＱａはゼロ電圧でターンオンされる。モード１におけるトランスの巻線電圧は０であり、多段接続カレントダブラ内ではインダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂが影モジュールＰＶ２へと補償電流を供給することに伴ってダイオードＤ２ａ，Ｄ２ｂが導通する。インダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂがエネルギーを放出するに従い、ｉ_L2a，ｉ_L2bは低下する。モード１の期間中においてもモード４の期間中と同様、太陽電池調整システムから影モジュールＰＶ２に供給される補償電流はｉ_L2aとｉ_L2bの和に相当する。ダイオードＤ２ａの電流ｉ_D2aが０になると同時に動作は次のモード２へと移行する。以降、同様に各モードが経時的に実現される。

図２１，図２４の回路構成では、インバータとしてハーフブリッジ型インバータを用いたが、これに限らず、太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４の合計電圧を交流電圧に変換することができるインバータであれば、フルブリッジインバータや非対称ハーブブリッジインバータ等の他のインバータを用いてもよい。図２６，図２７に、フルブリッジインバータを用いて構成された本発明の太陽電池調整システムの回路構成を示す。フルブリッジインバータを用いても、スイッチＱ１，Ｑ４がオンの状態とスイッチＱ２，Ｑ３がオンの状態とを交互に切り替えることにより図２２中ｖ_pと同様の交流電圧を出力できるため、図２１，図２４の回路と同様の原理で多段接続カレントダブラを動作させてリプル電流を低減しつつ影モジュールに補償電流を供給することができる。

なお、図２１，図２４，図２６，図２７の太陽電池調整システムに対しても、図１６ｃの最適補償を実現するべく図１７の最小電流制御システムを用いることが可能である。図１７を用いて既に説明したとおり太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４の補償電流を検出した上で、図２１，図２４のシステムにおいては、スイッチＱａ，Ｑｂをオンとする期間の長さを、図２６，図２７のシステムにおいては、スイッチＱ１，Ｑ４をオンとする期間の長さと、スイッチＱ２，Ｑ３をオンとする期間の長さを、図１７中の時比率制御回路で制御することにより、インバータの出力電流を制御し、各太陽電池モジュールに流れる補償電流を調整することができる。例えば図２１，２４の回路では、スイッチＱａ，Ｑｂの時比率を大きくすると（デッドタイムを短くすると）インバータの出力電流が上がり（補償電流も上昇）、図２６，２７の回路ではＱ１，Ｑ４のオン期間とＱ２，Ｑ３のオン期間の時比率を大きくすると（デッドタイムを短くすると）インバータの出力電流が上がる（補償電流も上昇）。

本発明は、太陽電池モジュールを直列に接続して太陽電池ストリングを構成する電源に広く適用できる。

ＰＶ１〜ＰＶ４ 太陽電池モジュール
Ｑ，Ｑ１〜Ｑ８，Ｑ_DC-DC，Ｑａ，Ｑｂ スイッチ
Ｌ１〜Ｌ４，Ｌ１ａ〜Ｌ４ａ，Ｌ１ｂ〜Ｌ４ｂ，Ｌ_DC-DC，Ｌｉｎ，Ｌｏｕｔ，Ｌｋｇ
インダクタ
Ｄ，Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ１ａ〜Ｄ４ａ，Ｄ１ｂ〜Ｄ４ｂ，Ｄ_DC-DC，Ｄａ，Ｄｂ
ダイオード
Ｃ，Ｃ１〜Ｃ４，Ｃ１ａ〜Ｃ４ａ，Ｃ１ｂ〜Ｃ４ｂ，Ｃ_DC-DC，Ｃｉｎ，Ｃｏｕｔ，Ｃａ，Ｃｂ，Ｃｂｋ キャパシタ
Ｖｉｎ，Ｖ_CC 電源
Ｌｏａｄ 負荷
Ｒ−ｂｉａｓ バイアス抵抗

Claims (12)

1. 直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の太陽電池モジュールと、
   前記第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧が入力される、入力回路と、
   定常状態において、スイッチのオン、オフの時比率に応じて前記合計電圧を変換することにより生成される出力電圧を、前記第１から第ｎの太陽電池モジュールのうち最も電圧の低い１以上の太陽電池モジュールに対して出力するとともに、
   前記最も電圧の低い１以上の太陽電池モジュールに対して優先的に電流を出力する
   よう構成された、出力回路と
   を備えた、太陽電池調整システム。
2. 前記入力回路は、入力キャパシタとインダクタとを備えた第１の閉回路と、エネルギー伝送キャパシタと一次巻線とを備えた第２の閉回路とを、前記スイッチを介して接続してなり、
   前記出力回路は、
   ダイオードと該ダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
   前記第１のダイオード−インダクタ回路のダイオードのアノードに一端が接続された二次巻線と、
   該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と前記二次巻線の他端との間にそれぞれが接続された、第１から第ｎのキャパシタと、
   を備え、前記一次巻線に印加される電圧の極性を反転させて前記二次巻線に印加するよう構成された、請求項１に記載の太陽電池調整システム。
3. 前記出力回路を介して前記第１から第ｎの太陽電池モジュールの各々に流れ込む補償電流のうち、最小の補償電流を検出する最小補償電流検出器と、
   前記最小の補償電流と基準電流を比較する比較器と、
   前記比較の結果に基づき、前記スイッチの時比率を制御する、時比率制御手段と
   を備えた請求項１又は２に記載の太陽電池調整システム。
4. 前記最小補償電流検出器は、
   電源と前記比較器との間に接続されたプルアップ抵抗器と、
   前記第１から第ｎの太陽電池モジュールに流れ込む補償電流をそれぞれ検出する、第１から第ｎの補償電流センサと、
   前記プルアップ抵抗器と前記第１から第ｎの補償電流センサのそれぞれの間に、該プルアップ抵抗器から該補償電流センサへと流れる電流を遮断しないようそれぞれ接続された、第１から第ｎの検出器内ダイオードと
   を備え、
   前記第１から第ｎの補償電流センサのうち最小の補償電流を検出した補償電流センサ、に接続された前記検出器内ダイオードが導通することにより、該最小の補償電流に対応する電圧が前記比較器に対して入力されるよう構成されている、請求項３に記載の太陽電池調整システム。
5. 直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の太陽電池モジュールと、
   ダイオードと該ダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
   該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点にそれぞれが接続された、第１から第ｎのキャパシタと、
   を備えた第１の出力回路と、
   ダイオードと該ダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第ｎ＋１から第２ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第ｎ＋１から第２ｎのダイオード−インダクタ回路と、
   該第ｎ＋１から第２ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点にそれぞれが接続された、第ｎ＋１から第２ｎのキャパシタと、
   を備えた第２の出力回路と、
   前記第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧の入力を受けて、該入力された合計電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧をトランスにより変圧した上で出力する、容量性素子と誘導性素子とを備えたインバータと
   を備え、
   前記トランスの二次巻線の一端が前記第１の出力回路に接続され、該二次巻線の他端が前記第２の出力回路に接続された、太陽電池調整システム。
6. 直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の太陽電池モジュールと、
   ダイオードと該ダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
   該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点にそれぞれが接続された、第１から第ｎのキャパシタと、
   を備えた第１の出力回路と、
   ダイオードと該ダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第ｎ＋１から第２ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第ｎ＋１から第２ｎのダイオード−インダクタ回路と、
   該第ｎ＋１から第２ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点にそれぞれが接続された、第ｎ＋１から第２ｎのキャパシタと、
   を備えた第２の出力回路と、
   前記第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧の入力を受けて、該入力された合計電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧をトランスにより変圧した上で出力する、容量性素子と誘導性素子とを備えたインバータと
   を備え、
   前記トランスの二次巻線の一端が前記第１の出力回路に接続され、該二次巻線の他端が前記第２の出力回路に接続された、太陽電池調整システム。
7. 前記インバータは、
   第１のスイッチと第２のスイッチとを直列接続してなるスイッチ鎖と、
   ２つのインバータ内キャパシタを直列接続してなり、該スイッチ鎖に並列接続されたキャパシタ鎖と
   を備え、
   前記スイッチ鎖における２つのスイッチの中間点と、前記キャパシタ鎖における２つのインバータ内キャパシタの中間点と、の間に前記トランスの一次巻線が接続されることによりハーフブリッジ型インバータとして構成され、該一次巻線に印加される電圧を変圧して前記二次巻線に印加するよう構成されている、請求項５又は６に記載の太陽電池調整システム。
8. 前記インバータは、
   第１のスイッチと第２のスイッチとを直列接続してなる第１のスイッチ鎖と、
   第３のスイッチと第４のスイッチとを直列接続してなり、該第１のスイッチ鎖に並列接続された第２のスイッチ鎖と
   を備え、
   前記第１，第２のスイッチの中間点と、前記第３，第４のスイッチの中間点と、の間に前記トランスの一次巻線が接続されることによりフルブリッジ型インバータとして構成され、該一次巻線に印加される電圧を変圧して前記二次巻線に印加するよう構成されている、請求項５又は６に記載の太陽電池調整システム。
9. 前記第１，第２の出力回路を介して前記第１から第ｎの太陽電池モジュールの各々に流れ込む補償電流のうち、最小の補償電流を検出する最小補償電流検出器と、
   前記最小の補償電流と基準電流を比較する比較器と、
   前記比較の結果に基づき、前記インバータの出力電流を制御する、電流制御手段と
   を備えた請求項５乃至８のいずれか一項に記載の太陽電池調整システム。
10. 前記最小補償電流検出器は、
    電源と前記比較器との間に接続されたプルアップ抵抗器と、
    前記第１から第ｎの太陽電池モジュールに流れ込む補償電流をそれぞれ検出する、第１から第ｎの補償電流センサと、
    前記プルアップ抵抗器と前記第１から第ｎの補償電流センサのそれぞれの間に、該プルアップ抵抗器から該補償電流センサへと流れる電流を遮断しないようそれぞれ接続された、第１から第ｎの検出器内ダイオードと
    を備え、
    前記第１から第ｎの補償電流センサのうち最小の補償電流を検出した補償電流センサ、に接続された前記検出器内ダイオードが導通することにより、該最小の補償電流に対応する電圧が前記比較器に対して入力されるよう構成されている、請求項９に記載の太陽電池調整システム。
11. 電源に接続されたプルアップ抵抗器と、
    第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の回路要素に流れる電流をそれぞれ検出する、第１から第ｎの電流センサと、
    前記プルアップ抵抗器と前記第１から第ｎの電流センサのそれぞれの間に、該プルアップ抵抗器から該電流センサへと流れる電流を遮断しないようそれぞれ接続された、第１から第ｎのダイオードと、
    前記プルアップ抵抗器に接続された比較器と
    を備え、
    前記第１から第ｎの電流センサのうち最小の電流を検出した電流センサ、に接続された前記ダイオードが導通することにより、該最小の電流に対応する電圧が前記比較器に対して入力され、該比較器が該最小の電流と基準電流とを比較するよう構成されている、最小電流検出システム。
12. 電源に接続されたプルアップ抵抗器と、
    第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の回路要素に流れる電流をそれぞれ検出する、第１から第ｎの電流センサと、
    前記プルアップ抵抗器と前記第１から第ｎの電流センサのそれぞれの間に、該プルアップ抵抗器から該電流センサへと流れる電流を遮断しないようそれぞれ接続された、第１から第ｎのダイオードと、
    前記プルアップ抵抗器に接続された比較器と、
    前記第１から第ｎの回路要素に流れる電流を制御する、電流制御手段と
    を備え、
    前記第１から第ｎの電流センサのうち最小の電流を検出した電流センサ、に接続された前記ダイオードが導通することにより、該最小の電流に対応する電圧が前記比較器に対して入力され、該比較器が該最小の電流と基準電流とを比較し、該比較の結果に基づき前記電流制御手段が前記第１から第ｎの回路要素に流れる電流を制御するよう構成されている、最小電流制御システム。

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