JP2018501767A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

負荷にＰＷＭ信号を供給するための電力変換装置であって、前記電力変換装置は、前記負荷に接続されるように構成された出力を少なくとも有する誘導フィルタを備え、さらに、入力電圧を受け取り、複数の出力信号を供給するよう構成された電力変換モジュールであって、前記複数の出力信号のうちの１つが前記フィルタに供給される、電力変換モジュールと、前記電力変換モジュールに結合された変換比制御段と、前記入力電圧及び目標基準電圧に基づき、要求される変換比を決定し、前記要求される変換比に基づき、前記変換比制御段を第１の動作モード又は第２の動作モードで動作するよう制御するコントローラとを含み、前記第１の動作モードにおいて、前記電力変換モジュールは第１の変換比に従って前記出力信号を供給し、前記第２の動作モードにおいて、前記電力変換モジュールは第２の変換比に従って前記出力信号を供給する。

Description

本発明は、組み込み電力変換器の分野に関する。本発明は、特に、発光ダイオード（ＬＥＤ）光源用の駆動回路に適用することができる。より具体的には、本発明は、小型で効率的な電力変換装置に関する。

ＳＭＰＳ（Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｍｏｄｅ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｉｅｓ）を使用する等、電力変換モジュールの高度な統合を要する用途は、コンデンサ及びスイッチの使用のみによって高効率のＤＣ／ＤＣ電圧変換を提供可能なＳＣＣ（Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ）等の電力変換器に依拠することができる。

特に、ＳＳＬ（Ｓｏｌｉｄ Ｓｔａｔｅ Ｌｉｇｈｔｉｎｇ）業界では、小型でコンパクトなＬＥＤ用電力管理ユニットの需要が増加している。ＬＥＤは、可能な限り効率的に、定電流の形態で電力供給が行われることを要する。理想的には、ＬＥＤ自体のサイズに匹敵するサイズのＬＥＤドライバは、新たな照明コンセプトを実現可能にする重要なブレークスルーである。このようなソリューションは、寿命、サイズ、及び熱放散の要件に適合するために、高度な信頼性及び効率性を有するシステムを必要とする。

ＬＥＤドライバは、ＳＭＰＳに基づき得る。ＳＭＰＳはＳＣＣを含み得るが、ＳＣＣは、高度な集積化を可能にし、高い電力変換率を達成する一方、複数の離散変換率をもたらすという欠点を有し、このため、ＳＣＣは出力電力の微調整が必要な用途に適していない。

また、ＳＭＰＳは、少なくとも１つのインダクタ及び少なくとも１つのスイッチを含む従来の誘導コンバータを備えてもよい。誘導コンバータは、出力電力の微調整を可能にし、任意の変換率を効率的に提供することができるが、小型の構造に容易に統合できないという欠点を有する。

Ｈ−ＳＣＣ（Ｈｙｂｒｉｄ Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ）は、ＳＣＣの内部ノードで入手可能なパルス幅変調電圧を使用し、変換範囲を拡大し、ＳＣＣの効率を高めるために、少なくとも１つのフィルタインダクタと組み合わせられる。

しかし、発明者は、Ｈ−ＳＣＣを使用すると、極端なデューティサイクルで動作させた場合に効率が大きく低下し、変換器の変換範囲が制限されることを観察した。

後述する本発明の実施形態は、広範なＶｉｎ／Ｖｏ比ダイナミックレンジにわたって高性能動作（高変換効率及び滑らかな出力電流（低リップル））を可能にするという利点を有する。

本発明の一側面によれば、負荷にパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を供給するための電力変換装置であって、前記電力変換装置は、前記負荷に接続されるように構成された出力を少なくとも有する誘導出力フィルタを備え、さらに、ＤＣ入力電圧（Ｖｉｎ）を受け取り、出力電圧を供給するよう構成された変換比制御段と、前記出力電圧を受け取り、複数の出力信号（ＰＷＭ１、・・・、ＰＷＭｎ）を供給するよう構成された電力変換モジュールであって、前記複数の出力信号のうちの１つが前記出力フィルタに供給される、電力変換モジュールと、前記ＤＣ入力電圧（Ｖｉｎ）及び目標基準電圧（Ｖｓｅｔ）に基づき、要求される変換比（ｍ）を決定し、決定された前記要求される変換比に基づき、前記変換比制御段を第１の動作モード及び第２の動作モードのうちの１つで動作するよう制御するコントローラとを含み、前記変換比制御段が前記第１の動作モードで動作する場合、前記電力変換モジュールは第１の変換比（Ｍ１）に従って前記複数の出力信号を供給し、前記変換比制御段が前記第２の動作モードで動作する場合、前記電力変換モジュールは第２の変換比（Ｍ２）に従って前記複数の出力信号を供給する、電力変換装置が提供される。

例示的な実施形態では、前記電力変換装置は、前記ＤＣ入力電圧を供給する電圧源に接続される入力を備え、前記変換比制御段は、前記入力と前記電圧源との間に接続される。他の例示的な実施形態では、前記変換比制御段は、前記電力変換モジュール内に組み込まれる。

前記変換比制御段は複数のスイッチを備え、前記コントローラは、前記変換比制御段のスイッチ構成を制御することによって、前記変換比制御段の動作モードを制御し得る。

前記コントローラは、さらに、前記電力変換モジュールの動作領域を決定するために、前記要求される変換比を複数の変換比閾値と比較するよう構成されてもよい。

前記コントローラは、決定された前記動作領域に基づき、前記第１の動作モード及び前記第２の動作モードのうちの１つで動作するよう前記変換比制御段を制御するよう構成されてもよい。

前記コントローラは複数の比較器を含み、各比較器は、前記要求される変換比を前記複数の変換比閾値のうちの１つと比較するよう構成され得る。

前記コントローラは、前記目標基準電圧（Ｖｓｅｔ）を前記ＤＣ入力電圧（Ｖｉｎ）で割ることによって、前記要求される変換比を計算するよう構成された分圧器段を備え得る。

前記電力変換装置は、選択モジュールをさらに備え、前記電力変換モジュールは、前記選択モジュールを介して前記出力フィルタに結合され、前記コントローラはさらに、前記選択モジュールを制御して、決定された前記要求される変換比に基づき、前記複数の出力信号（ＰＷＭ１、・・・、ＰＷＭｎ）のうちの１つの出力信号を選択するよう構成され得る。あるいは、前記電力変換装置は、前記出力フィルタへの前記複数の出力信号のうちの１つの出力信号の配線をさらに備えていてもよい。

一実施形態では、前記第１の変換比は１／ｎであり（ｎは２以上の整数値）、前記第２の変換比は１／（ｎ−０．５）である。他の実施形態では、前記第１の変換比は１／ｎであり（ｎは２以上の整数値）、前記第２の変換比は１／（ｎ−１）である。

例示的な実施形態では、前記複数の出力信号は、入力電圧（Ｖｉｎ）レベルの分数であるレベル振幅を有し、各出力信号は、フローティングであり、決定された最低分数レベル振幅から決定された最高分数レベル振幅にわたる複数のステップに分割されるバイアス成分を有する。

前記電力変換モジュールは、前記コントローラによって制御される複数のスイッチを含むＳＣＣ（Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）を備えることができる。

前記電力変換モジュールは、第１のスイッチのセットと第２のスイッチのセットとを備えるディクソン・ラダー・トポロジーに基づき得る。

例示的な実施形態では、前記複数の出力信号（ＰＷＭ１、・・・、ＰＷＭｎ）は、前記電力変換モジュールの各内部ノード（Ｎ１、・・・、Ｎ４、ＳＮ１）における電圧（ｖｘ１、・・・、ｖｘｎ）によって形成される。

本発明の一側面によれば、少なくとも１つの光源と、前記少なくとも１つの光源にパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を供給するための電力変換装置とを含む照明モジュールであって、前記電力変換装置は、前記少なくとも１つの光源に接続されるように構成された出力を少なくとも有する誘導出力フィルタと、前記出力電圧を受け取り、複数の出力信号（ＰＷＭ１、・・・、ＰＷＭｎ）を供給するよう構成された電力変換モジュールであって、前記複数の出力信号のうちの１つが前記出力フィルタに供給される、電力変換モジュールと、前記電力変換モジュールに結合された変換比制御段と、前記ＤＣ入力電圧（Ｖｉｎ）及び目標基準電圧（Ｖｓｅｔ）に基づき、要求される変換比（ｍ）を決定し、決定された前記要求される変換比に基づき、前記変換比制御段を第１の動作モード及び第２の動作モードのうちの１つで動作するよう制御するコントローラとを含み、前記変換比制御段が前記第１の動作モードで動作する場合、前記電力変換モジュールは第１の変換比（Ｍ１）に従って前記複数の出力信号を供給し、前記変換比制御段が前記第２の動作モードで動作する場合、前記電力変換モジュールは第２の変換比（Ｍ２）に従って前記複数の出力信号を供給する、照明モジュールが提供される。

上記及び他の側面は、以下に記載される実施形態から明らかになるであろう。本開示の範囲は、この概要によって限定されるものではなく、また、記載される欠点のいずれか又は全てを必ず解決する実装形態にも限定されない。

本開示をより良く理解し、実施形態がどのように実施され得るかを示すために、以下の添付図面を参照する。

図１は、１０：１分圧器として動作するＨ−ＳＣＣの効率対変換比及びデューティサイクルの典型的な曲線を示す。 図２ａ及び図２ｂは、本発明の例示的な実施形態の例示的なアーキテクチャを示す。 図２ｃは電力変換装置を示す。 図３は、本発明の例示的な実施形態に係る電力変換装置の構成要素を示す図である。 図４は、電力変換装置のコントローラの図である。 図５は、電力変換装置のコントローラによって実装される制御ループの図である。 図６は、本発明の例示的な実施形態に係るコントローラの組み合わせ論理の真理値表を示す。 図７ａ〜図７ｃは、本発明の例示的な実施形態に係る組み合わせ論理の例示的な論理段を示す。 図８は、５：１分圧器及び４．５：１分圧器として動作する場合の電力変換装置のＨ−ＳＣＣの効率対変換比曲線を示す。 図９は、５：１分圧器及び４．５：１分圧器として動作するよう構成されたＨ−ＳＣＣ段のシミュレーション結果を示す。 図１０は、本発明の例示的な実施形態に係る電力変換装置の構成要素を示す図である。 図１１は、５：１分圧器及び４：１分圧器として動作する場合の電力変換装置のＨ−ＳＣＣ段の効率対変換比曲線を示す。 図１２は、変換比制御段がＨ−ＳＣＣ段２０６内に組み込まれた構成例を示す。 図１３は、図１２のアーキテクチャに係る本発明の例示的な実施形態のＨ−ＳＣＣ段の電力変換モジュール及び変換比制御段におけるスイッチのスイッチング状態を示す。

ＬＥＤドライバ電力変換器の基本的要件は、例えば入力又は出力電圧、変換比、効率等の様々な電気的仕様をカバーすることができる複数のモードで動作可能なことである。

ＳＣＣは、入力電圧をステップアップ又はステップダウンすることによって、調整された出力電圧を生成し得る。

ＳＣＣの効率ηは、スイッチ抵抗に依存しない電圧伝達比の関数として表すことができる。

Ｖ_ｏは変換器の出力電圧、Ｖ_ｉｎは変換器の入力電圧、Ｖ_ｓｅｔは目標電圧、Ｍは変換比を表す。

マルチモード電力変換器は、望ましくない動作条件によって分離された複数の所望の動作条件を有し得る。特に、マルチモード電力変換器は、負荷によって要求される電圧が範囲Ｖ_ｏ１又は範囲Ｖ_ｏ２のいずれかにある場合に、変換器の少なくとも１つの出力に結合された少なくとも１つの負荷に所望の態様で電力を供給可能であり、ここで、
Ｖ_ａ＞Ｖ_ｏ１＞Ｖ_ｂ
Ｖ_ｃ＞Ｖ_ｏ２＞Ｖ_ｄ
Ｖ_ｃ＞Ｖ_ｂである。
したがって、負荷が要求する電圧が範囲Ｖ_ｏ３にあり、
Ｖ_ｂ＜Ｖ_ｏ３＜Ｖ_ｃ
の場合、変換器は全く動作しないか、又は非常に限られた性能でしか動作しないおそれがある。

これらの電圧「ギャップ」は、ＳＣＣの効率を急激に低下させ、ゼロにさえ低下させ得る。

図１は、１０：１分圧器として動作する場合のＨ−ＳＣＣ（Ｈｙｂｒｉｄ Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）の効率対変換比の曲線１０２を示す（すなわち、１０個の変換比範囲を提供可能な１０個の動作領域が割り当てられており、これは、電力変換器を電圧範囲が広い用途に適用することを可能にする）。各動作領域において、変換比はデューティサイクルに比例するので、所望の変換比を達成するための一般的な方法は、例えばパルス幅変調（ＰＷＭ）を使用してデューティサイクルを調整することである。

Ｈ−ＳＣＣを使用する場合、ＳＣＣ段（ステージ）によって提供される異なる電圧範囲間の境界において、変換比は制限される。境界領域では、ＳＣＣ段は、典型的には１０％未満又は９０％超の極端なデューティサイクルで動作する。これにより、ＳＣＣ段の等価出力インピーダンスが大幅に増加し、変換器の効率が急激に低下するので、これらの境界では電力変換器は非常に限られた性能しか発揮することができない。これらの効率「ギャップ」又は「ノッチ」は図１に示され、本発明の実施形態によって対処される。

図１は、１０：１分圧器として動作する場合のＨ−ＳＣＣ（Ｈｙｂｒｉｄ Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）に関する効率「ギャップ」を示すが、 当業者は、Ｈ−ＳＣＣ（Ｈｙｂｒｉｄ Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）が異なる変換比を提供する場合にもこれらの効率「ギャップ」が観察されることを理解するであろう。例えば、Ｈ−ＳＣＣ（Ｈｙｂｒｉｄ Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）が５：１分圧器として動作する場合（すなわち、５個の変換比範囲を提供可能な５個の動作領域が割り当てられている）、異なる電圧範囲間の境界において、上述の変換器の効率低下が観察される。

本開示の実施形態は、Ｈ−ＳＣＣの変換比を制御するよう構成された変換比制御段の制御によって、上述の効率「ギャップ」に対処することに関する。

実施形態では、変換比制御段はＨ−ＳＣＣに結合され、特に、変換比制御段はＨ−ＳＣＣのＳＣＣ段に結合される。

変換比制御段２０４は、様々な態様でＨ−ＳＣＣ２０６に結合され得る。変換比制御段２０４は、図２ａに示されるように主電力段（Ｈ−ＳＣＣ）の前の電力線入力に配置されてもよいし、図２ｂに示されるように主電力段内に組み込まれてもよい。

まず、図２ａに示される構成に関して実施形態を説明する。

図２ａに示される構成に係る電力変換装置２００を示す図２ｃを参照する。電力変換装置２００は、以下Ｖｉｎと表される直流電圧を供給する電圧源２０２に接続するための入力、及び例えば抵抗性負荷又は発光装置であり得る負荷２１４を有する。発光装置は１つ以上の光源、例えば単一のＬＥＤ又はＬＥＤのセット、例えばＬＥＤ列を含み得る。本明細書ではＬＥＤ光源を参照しているが、電力変換装置２００は任意の適切な光源を駆動し、例えば有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ）又はレーザダイオード等を駆動してもよい。

電力変換装置２００は、変換比制御段２０４、Ｈ−ＳＣＣ２０６、及びコントローラ２１６を備える。

Ｈ−ＳＣＣ２０６は、ＰＷＭ電圧を供給する複数の出力ＰＷＭ１、ＰＷＭ２、・・・ＰＷＭｎを有するＳＣＣ段２０８を備える（電力変換モジュールとも呼ぶ）。本発明によれば、選択モジュールのような適切な選択手段によって複数の出力ＰＷＭ１、ＰＷＭ２、・・・ＰＷＭｎのうちの１つが選択され、例えば出力フィルタ２１２を介して出力に接続され得る。例えば、複数の出力ＰＷＭ１、ＰＷＭ２、・・・ＰＷＭｎは、マルチプレクサ２１０（（選択モジュールとも呼ぶ）の対応する複数の入力に接続され得る。以下でさらに詳細に説明するように、マルチプレクサ２１０は、上記複数の入力から１つのＰＷＭ電圧ＰＷＭｘを出力に送り得る。したがって、マルチプレクサ２１０は、ｎ：１マルチプレクサであり得る。Ｈ−ＳＣＣ２０６は、以下に説明する図示の例示的な実施形態のように、必ずしもマルチプレクサを備える必要はないことを理解されたい。選択モジュールは、例えば、出力ＰＷＭ１、ＰＷＭ２、・・・ＰＷＭｎのうちの１つを出力フィルタ２１２を介して出力に適切に配線することによって形成することができる。

マルチプレクサ２１０の出力は、出力フィルタ２１２に接続されている。出力フィルタ２１２は、特に、少なくとも１つのキャパシタ又は１つのインダクタを含み得る。

コントローラ２１６は、電源２０２によって供給される検出された電圧を表す入力信号、Ｈ−ＳＣＣ２０６の直流出力電圧（以下、ｖｄｃと表す）、及び／又は検出された負荷電圧、負荷電流、若しくは負荷電力、例えば負荷電圧（以下、ｖｏと表す）を表す信号に基づきＳＣＣ段２０８及びマルチプレクサ２１０を制御することによって制御ループを可能にする。

コントローラ２１６は、電源２０２によって供給される電圧を第１の入力２２０として受け取る。また、コントローラ２１６は、Ｈ−ＳＣＣ２０６の直流出力電圧を第２の入力２２８として受け取る。

コントローラ２１６の第１の出力２２２は、アナログ制御によってＳＣＣ段２０８のデューティサイクルを制御することによってＳＣＣ段２０８の制御を可能にする。

コントローラ２１６の第２の出力２２４は、マルチプレクサ２１０のマルチプレクサチャネルの制御を可能にする。

図２ｃに示すように、変換比制御段２０４は、Ｈ−ＳＣＣの前の電力線入力に配置される。以下に説明する実施形態では、変換比制御段２０４は、ハーフポイントＳＣＣ２０４を使用して実装される。コントローラ２１６の第３の出力２２６は、以下に詳述されるハーフポイントＳＣＣ２０４の制御を可能にする。

ここで、本発明の例示的実施形態において、ハーフポイントＳＣＣ２０４及びＨ−ＳＣＣ２０６をより詳細に示す電気図を示す図３を参照する。

ハーフポイントＳＣＣ２０４は、４つのスイッチＳｘ１、Ｓｘ２、Ｓｘ３、及びＳｘ４、並びに単一のキャパシタＣｈｐを備える。ハーフポイントＳＣＣ２０４は、４つのスイッチ構成のうちの１つに従って制御することができる。本明細書において、変換比制御段２０４のスイッチ構成とは、変換比制御段のスイッチの開閉シーケンスを指す。例えば、ハーフポイントＳＣＣ２０４のスイッチ構成は、スイッチＳｘ１〜Ｓｘ４の開閉シーケンスを指すために使用される。

第１のスイッチ構成では、第１の時間フェーズΦ１の間はスイッチＳｘ１、Ｓｘ２、Ｓｘ３、及びＳｘ４の全てがオフにされ、第２の時間フェーズΦ２の間はスイッチＳｘ１及びＳｘ３がオンにされ、スイッチＳｘ２及びＳｘ４はオフにされる。すなわち、第２の時間フェーズΦ２の間、電圧ＶｉｎがＨ−ＳＣＣ２０６の第１の中央ノードＮ１に供給される。

第２のスイッチ構成では、第１の時間フェーズΦ１の間はスイッチＳｘ１、Ｓｘ２、Ｓｘ３、及びＳｘ４の全てがオフにされ、第２の時間フェーズΦ２の間はスイッチＳｘ２及びＳｘ４がオンにされ、スイッチＳｘ１及びＳｘ３はオフにされる。すなわち、第２の時間フェーズΦ２の間、電圧ＶｉｎがＨ−ＳＣＣ２０６の第１の中央ノードＮ１に供給される。

第３のスイッチ構成では、第１の時間フェーズΦ１の間はスイッチＳｘ１及びＳｘ４がオンにされる一方、スイッチＳｘ２及びＳｘ３がオフにされ、第２の時間フェーズΦ２の間はスイッチＳｘ１及びＳｘ４がオフにされる一方、スイッチＳｘ２及びＳｘ３がオンにされる。

第４のスイッチ構成では、第１の時間フェーズΦ１の間はスイッチＳｘ１及びＳｘ４がオフにされる一方、スイッチＳｘ２及びＳｘ３がオンにされ、第２の時間フェーズΦ２の間はスイッチＳｘ１及びＳｘ４がオンにされる一方、スイッチＳｘ２及びＳｘ３がオフにされる。

ＳＣＣ段２０８は、上述のように、入力直流電圧Ｖｉｎの分数であるレベル振幅を有する複数のＰＷＭ出力信号を供給するように構成されている。この例示的実施形態では、ＰＷＭ出力信号は、入力直流電圧Ｖｉｎの分数である振幅を有する方形波電圧である。各方形波電圧はフローティングでバイアス成分を有し、非限定的な図示の例示的実施形態では、バイアス成分は最低分数振幅から最高分数振幅にかけて複数のステップに等分される。マルチプレクサ２１０は任意の電圧を選択し、マルチプレクサ２１０の出力を介して出力することができる。マルチプレクサ２１０の出力は出力フィルタ２１２に接続されているため、負荷２１４に連続電圧を供給することができる。

図３に示す非限定的な例示的実施形態では、Ｈ−ＳＣＣ２０６は、複数のスイッチ及び複数のコンデンサを含むＳＣＣ段によって形成される。例えば、ＳＣＣ段２０８は、いわゆるディクソンラダー変換器を含む。他のＳＣＣトポロジー、例えば標準的なラダー、フィボナッチ、又は直列−並列等のトポロジーを使用することもできる。

より具体的には、図示の例示的実施形態は、５つのコンデンサＣ１〜Ｃ５及び単極単投の８つのスイッチＳ１〜Ｓ８に基づくディクソンラダートポロジーを使用する。より具体的には、ＳＣＣ段２０８は２つのフライングラダー、すなわち、直列に配置された４つのコンデンサＣ３及びＣ５を含む第１のフライングラダーと、直列に配置された２つのコンデンサＣ２及びＣ４を含む第２のフライングラダーを含む。

ＳＣＣ段２０８は、６つの中央ノードＮ１〜Ｎ６をさらに含む。第１の中央ノードＮ１は、ハーフポイントＳＣＣ２０４の電圧出力を受け取る。第１のスイッチＳ１は、第１の中央ノードＮ１を第２の中央ノードＮ２に選択的に接続する。第２のスイッチＳ２は、第２の中央ノードＮ２を第３の中央ノードＮ３に選択的に接続する。第３のスイッチＳ３は、第３の中央ノードＮ３を第４の中央ノードＮ４に選択的に接続する。第４のスイッチＳ４は、第４の中央ノードＮ４を第５の中央ノードＮ５に選択的に接続する。第１のコンデンサＣ１は、第５の中央ノードＮ５と第６の中央ノードＮ６との間に配置され、第６の中央ノードＮ６は基準電圧、例えばグランドに接続される。

コンデンサＣ３及びＣ５を含む第１のフライングラダーは、第１の中央ノードＮ１と第１のセカンダリノードＳＮ１との間に配置される。第５のスイッチＳ５は、第１のセカンダリノードＳＮ１を第６の中央ノードＮ６に選択的に接続し、第６のスイッチＳ６は、第１のセカンダリノードＳＮ１を第５の中央ノードＮ５に選択的に接続する。

コンデンサＣ２及びＣ４を含む第２のフライングラダーは、第２の中央ノードＮ２と第２のセカンダリノードＳＮ２との間に配置される。第７のスイッチＳ７は、第２のセカンダリノードＳＮ２を第５の中央ノードＮ５に選択的に接続し、第８のスイッチＳ８は、第２のセカンダリノードＳＮ２を第６の中央ノードＮ６に選択的に接続する。

２つのフライングラダーは、スイッチＳ１〜Ｓ８の適切な開閉シーケンスにより、反対の位相を有する。例えば、第１の時間フェーズΦ１の間、全ての奇数番号のスイッチＳ１、Ｓ３、・・・、Ｓ７は所与の状態、例えばオンにされ、後続する第２の時相フェーズΦ２の間、全ての偶数番号のスイッチＳ２、Ｓ４、・・・、Ｓ８は反対の状態、例えばオフにされ、全スイッチの状態が反転されてもよい。コントローラ２１６は、上述したように、第１の時間フェーズΦ１及び第２の時間フェーズΦ２においてスイッチＳ１〜Ｓ８を制御する（すなわち、ＳＣＣ段２０８のスイッチ構成を制御する）ためのＰＷＭ信号を生成するよう構成される。

複数の中央ノードＮ１〜Ｎ４から供給された信号は、ＳＣＣ段２０８の同数の出力を形成し、図示の実施形態では図３において電圧ｖｘ１〜ｖｘ４と表されている、Ｈ−ＳＣＣ２０６を形成するＳＣＣの複数の内部ノードは、マルチプレクサ２１０の同数の入力に接続される。したがって、この例示的な実施形態では、マルチプレクサ２１０は、４つの入力のうちの１つを出力ｖｘに選択的に接続することを可能にする４つのスイッチ、及び、出力フィルタ２１２に印可される電圧レベルの一層改良された規定又はダイナミッスのために第１のセカンダリノードＳＮ１に接続された追加スイッチを含む。マルチプレクサ２１０の構造は、負荷動作に関する要件に応じて、スイッチの数を減らすことによって簡略化することができる。

上記したように、マルチプレクサ２１２は、選択モジュールの実装の一例である。Ｈ−ＳＣＣ２０６のより簡単なアーキテクチャは、電力変換モジュールの複数の出力ＰＷＭ１、ＰＷＭ２、・・・ＰＷＭｎの中から選択された出力の適切な配線を提供することによって実現することができ、これは、一部の用途に係る負荷の動作要件を満たし得る。そのような場合、選択モジュールは、上記適切な配線によって形成される。そのような実施形態は、特に、例えば製造工程における簡単な追加の配線ステップによって、所与の負荷に適合させることができるコスト効率が良くコンパクトなアーキテクチャを依然として提供するという利点をもたらす。

さらに、図３に示す例示的な実施形態では、上記ではｖｄｃと表されるＳＣＣ段２０８のＤＣ出力電圧は第１のコンデンサＣ１の両端の電圧、すなわち、第５の中央ノードＮ５と第６の中央ノードＮ６との間の電圧である。

図３に示す例示的な実施形態のように、出力フィルタ２１２は、フィルタインダクタンスＬｏ及びフィルタキャパシタＣｏを含み得る。フィルタインダクタンスＬｏは、マルチプレクサ２１０の出力と負荷２１４との間に、フィルタキャパシタＣｏに対して並列に接続される。

したがって、本発明の更なる利点は、マルチプレクサ２１０の出力における電圧ｖｘ信号のリップルが大きく低下することであり、これは、バルクに関してフィルタインダクタンスＬｏの要件を緩和することを可能にし、例えばＬＥＤモジュールによって形成される負荷２１４自体のサイズと同様のサイズを有する小さなパッケージに容易にインダクタンスＬｏを組み込むことができる。通常、インダクタンス値は電圧リップルに正比例する。したがって、電圧リップルが係数Ｎだけ減少すると、インダクタの大きさは同じ係数Ｎだけ減少し得る。

このような小さなリップルは、電磁放射を減少させ、もって電磁干渉（ＥＭＩ）を改善するという利点ももたらす。さらに、電力変換装置に含まれる複数のスイッチにおける電圧ストレス及び電流ストレスを大きく低減し、電力変換装置の寿命を著しく改善するという利点も提供される。

本開示の実施形態によれば、Ｈ−電力変換装置２００の動作は、ハーフポイントＳＣＣ２０４のスイッチ構成に依存して制御される。

すなわち、電力変換装置２００の変換比は、以下の表１に示すように、ハーフポイントＳＣＣ２０４のスイッチ構成を制御することによって構成することができる。

表１に示されるように、ハーフポイントＳＣＣ２０４が第１の動作モードで動作する場合（上述の第１又は第２のスイッチ構成のいずれかに従って、すなわちオフにされる）、電力変換装置２００は、５：１分圧器、すなわち、５分割分圧器（第１の変換比Ｍ１（１／５）を有する）として動作する。ハーフポイントＳＣＣ２０４が第２の動作モードで動作する場合（上述の第３又は第４のスイッチ構成のいずれかに従って、すなわちオンにされる）、電力変換装置２００の変換比は０．５だけ低減され、この場合、電力変換装置２００は４．５：１分圧器、すなわち、４．５分割分圧器（第２の変換比Ｍ２（１／４．５）を有する）として動作する。

ハーフ・ポイントＳＣＣ２０４が第３又は第４のスイッチ構成に従って構成される場合、キャパシタＣｈｐがＳＣＣトポロジに含まれる。一方のフェーズの間、キャパシタＣｈｐは入力電源Ｖｉｎと中央ノードＮ１との間に接続され、他方のフェーズの間、キャパシタＣｈｐはＶｉｎと中央ノードＮ１との間に逆極性で接続される。当業者には明らかなように、これにより、電力変換装置２００はその変換比を半ステップだけ変化させる。

５：１分圧器として動作する場合、ＳＣＣ段２０８の出力電圧は以下の通りである。

４．５：１分圧器として動作する場合、ＳＣＣ段２０８の出力電圧は以下の通りである。

コントローラ２１６は、負荷電圧又は出力電流を制御するために、出力電圧Ｖ_ｏ、及び電圧源２０２によって供給される入力電圧Ｖ_ｉｎに応じて、ある変換比ｍを提供するように構成され、ここで、ｍ＝Ｖ_ｏ／Ｖ_ｉｎである。コントローラ２１６は、（ｉ）コントローラ２１６の第１の出力を使用して（制御スイッチＳ１〜Ｓ８を制御する）ＰＷＭ信号のデューティサイクルを制御することによって、（ｉｉ）コントローラ２１６の第２の出力を使用してマルチプレクサ２１０のマルチプレクサチャネルを制御することによって、及び（ｉｉｉ）コントローラ２１６の第３の出力を使用してハーフポイントＳＣＣ２０４を制御することによって、ある変換比ｍを達成することができる。

図４は、本発明の例示的な実施形態におけるコントローラ２１６を示す図である。

コントローラ２１６によって実施される制御方式は、２つの制御ループを含む。

第１の制御ループは、Ｈ−ＳＣＣ２０６のデューティサイクルを制御するために使用され、出力におけるタイトな調整を可能にする。出力（この場合、出力電圧Ｖ_ｏｕｔ）は、検出電圧Ｖ_{ｓｅｎｓｅ}を出力するゲインＨ（ｓ）を有するセンサ４０２を用いて検出される。比較器４０４は、検出電圧Ｖ_{ｓｅｎｓｅ}を目標基準電圧Ｖ_ｓｅｔと比較する。比較器４０４は、Ｖ_{ｓｅｎｓｅ}とＶ_ｓｅｔとの間の差である誤差信号を出力する。誤差信号は補償器４０６に供給され、その後、ＰＷＭ変調器４０８によって変調され、相補的なＰＷＭ信号のペアが生成される。マルチプレクサ４０９は、第１の時間フェーズΦ１において、Ｈ−ＳＣＣ２０６の奇数番号のスイッチにＰＷＭ信号のうちの１つを選択的に供給する（第２の時間フェーズΦ２においては、このＰＷＭ信号の逆がＨ−ＳＣＣ２０６の偶数番号のスイッチに供給される）。

コントローラ２１６から出力される信号２２２は、Ｈ−ＳＣＣ２０６のフェーズφ１（奇数スイッチ）に対応し、位相φ２は、常に、クロック信号の重なりを避けるためにデッドタイムを有する補完的信号であることを理解されたい。φ２の生成は図４には示されていないが、Ｈ−ＳＣＣ２０６内に組み込まれていることが理解されよう（さもなければ回路は動作しない）。

ＰＷＭ変調器４０８は、コントローラ２１６から、２つの信号

及び

を生成する。マルチプレクサ４０９は、選択チャネルに依存する信号の選択を提供する。チャネル０は、

信号を出力にルーティングし、チャネル１は、

信号を出力にルーティングする。このマルチプレクサ４０９は、組合わせ論理４１４から出力される

信号２３０によって駆動される。組合わせ論理４１４は、

信号２３０を出力するための論理段４１６を含む（以下、さらに詳細に説明する）。

Ｈ−ＳＣＣ２０６で選択された内部ノードに応じて、プラントは異なる挙動を有し、閉ループ調整を可能にするためには正しいＰＷＭ信号が供給されなければならない。

奇数スイッチングノード（ｖｘ１及びｖｘ３）は逆挙動を有し、デューティサイクルが増加するにつれて平均ノード電圧が低下する。よって、これらのノードのうちの１つが選択される場合、Ｈ−ＳＣＣプラントは逆ＰＷＭ信号

によって駆動されるべきである。

偶数スイッチングノード（ｖｘ２及びｖｘ４）は正挙動を有し、デューティサイクルが増加するにつれて平均ノード電圧が増加する。よって、これらのノードのうちの１つが選択される場合、Ｈ−ＳＣＣプラントは正ＰＷＭ信号

によって駆動されるべきである。

図５は、第１の制御ループがコントローラ２１６によってどのように実施され得るかを表す図を示す。

図５に示されるように、ＬＥＤ列等の負荷２１４を流れる電流は、センス抵抗Ｒ_{ｓｅｎｓｅ}の両端のセンス電圧Ｖ_{ｓｅｎｓｅ}を測定することによって検出することができる。増幅回路５０４を使用して、電流設定値電圧Ｖ_ｓｅｔからセンス電圧Ｖ_{ｓｅｎｓｅ}が減算され得る。

比例積分（ＰＩ）コントローラが、増幅回路５０４及び積分回路５０６によって、例えばオペアンプ（ＯＡ）に基づき形成され得る。ＰＩコントローラは、２つの測定電圧Ｖ_{ｓｅｎｓｅ}とＶ_ｓｅｔとの間の誤差を最小化することを可能にする。ＰＩコントローラの応答は、ＯＡに接続された受動部品、図示の例示的な実施形態では抵抗器及びコンデンサの特性を変更することによって調整することができる。

ＰＩコントローラの出力電圧Ｖ_ｄｕｔｙは、電力変換器のデューティサイクル動作に対応する大きさを有する。ＳＣＣ段２０８のスイッチを駆動するための信号は、比較回路５０８（ＰＷＭ変調器）によって、ＰＩコントローラの出力電圧Ｖｄｕｔｙと鋸歯状波電圧Ｖｓａｗとを比較し、２つの相補的ＰＷＭ信号

及び

を出力することによって得られる。鋸歯状信号の周波数はＰＷＭ信号の周波数を決定し、振幅はＰＩコントローラの比例ゲインを決定する。スイッチのシュートスルーを防止するために、フェーズ駆動信号間にデッドタイムを追加することができる。

補償器５０６は、増幅器回路５０４と共にＰＩコントローラを形成する積分回路の形態で示されている。しかし、補償器は、当業者に知られている制御システムを提供するために、図５に示されていないさらなる回路を含み得る。例えば、補償器は、ＰＩＤコントローラを形成するために微分回路を追加的に備えることができる。

図４に戻って、コントローラ２１６によって使用される第２の制御ループを参照する。

第２の制御ループは、ハーフポイントＳＣＣ２０４及びマルチプレクサ２１０のチャネルを調整して、Ｈ−ＳＣＣ２０６を正しい最も効率的な動作領域で動作させる。第２の制御ループは、電圧供給源２０２によって供給される入力電圧Ｖ_ｉｎ、及び目標基準電圧Ｖ_ｓｅｔを入力として受け取る分圧器段４１０を含む。分圧器段４１０は、目標基準電圧Ｖ_ｓｅｔを入力電圧Ｖ_ｉｎで割ることによって、要求される変換比ｍを計算する（ｍ＝Ｖｓｅｔ／Ｖｉｎ）。

計算された要求される変換比ｍは、複数の比較器４１２ａ〜４１２ｎを用いて複数の変換比閾値ｍ_ｔｈ１〜ｍ_ｔｈｘと比較される。この比較は、Ｈ−ＳＣＣ２０６の動作領域を提供し、フェーズφ１において奇数スイッチに供給されるＰＷＭ信号、マルチプレクサ２１０のチャネル、及びハーフポイントＳＣＣ２０４は、この動作領域に従って制御される。操作領域との用語は、本明細書では変換比の範囲を指すために使用される。

すなわち、Ｈ−ＳＣＣ２０６の動作領域に基づき、フェーズφ１において奇数スイッチに供給されるＰＷＭ信号、マルチプレクサ２１０のチャネル、及びハーフポイントＳＣＣ２０４の動作モードが選択される。この情報は、組み合わせ論理６１４で作成されたルックアップテーブルに含めることができる。

組合わせ論理６１４は、フェーズφ１において奇数スイッチに供給されるＰＷＭ信号を制御する出力２３０を供給する論理段４１６、マルチプレクサ２１０のチャネルを制御する出力２２４を供給する論理段４１８、及び、ハーフポイントＳＣＣ２０４の動作モードを制御する出力２２６を供給する論理段４２０を含む。すなわち、Ｈ−ＳＣＣ２０６の動作領域に応じて、コントローラ２１６は、Ｈ−ＳＣＣ２０６を５：１分圧器として動作するよう制御するためにハーフポイントＳＣＣ２０４を第１の動作モード（すなわち、上記第１又は第２のスイッチ構成のいずれかに従って）で動作するよう制御し、又はＨ−ＳＣＣ２０６を４．５：１分圧器として動作するよう制御するためにハーフポイントＳＣＣ２０４を第２の動作モード（すなわち、上記第３又は第４のスイッチ構成のいずれかに従って）で動作するよう制御する。

閾値ｍ_ｔｈ１〜ｍ_ｔｈｘの値は、当業者が利用可能な任意のモデルデータを使用して、又はＨ−ＳＣＣ２０６のシミュレーションに基づいて（例えば、電力変換装置２００の効率対変換比曲線に基づいて）取得することができる。比較器は、不安定性を防ぐためにヒステリシス（すなわち、シュミットトリガ）を含んでもよく、また、分圧器段４１０から出力される要求される変換比ｍを示す信号をフィルタリングするためにいくつかのフィルタリングが追加されてもよい。

図６には、組合わせ論理４１４のための真理値表６００が示されている。

Ｈ−ＳＣＣ２０６が５：１分圧器として動作するために、Ｈ−ＳＣＣ段２０６が動作し得る複数の動作領域を定める７つの変換比閾値限界（ｍ_ｔｈ１〜ｍ_ｔｈ７で示される）のうちの１つによって構成される７つの比較器４１２が使用される。

７つの比較器４１２は、それぞれ、組合わせ論理６１４への入力として受信される出力信号（ｍ１〜ｍ７）を供給する。論理段４１６、４１８、及び４２０は、それぞれ、上記信号（ｍ１〜ｍ７）を入力として受信する。

組合わせ論理６１４の真理値表６００の第１の行は、計算された要求される変換比ｍが変換比閾値限界ｍ_ｔｈ１よりも小さい場合、比較器４１２ａの出力がハイ（ｍ１＝１）であることを示し、よって、Ｈ−ＳＣＣ段２０６は第１の動作領域で動作し、組合わせ論理４１４は、フェーズφ１において奇数スイッチに

信号を出力するようマルチプレクサ４０９を制御するために「ハイ」ＰＷＭ２３０を供給し、第１の動作モードで動作するようハーフポイントＳＣＣ２０４を制御するために出力２２６上で「ロー」出力を供給するよう構成され、出力（ｃｈ０、ｃｈ１、及びｃｈ２）を使用してマルチプレクサ２１０の第１のチャネル（ＣＨ１）が選択される。

組合わせ論理６１４の真理値表６００の第２の行は、計算された要求される変換比ｍが変換比閾値限界ｍ_ｔｈ１と変換比閾値限界ｍ_ｔｈ２との間の場合、比較器４１２ｂの出力がハイ（ｍ２＝１）であることを示し、よって、Ｈ−ＳＣＣ段２０６は第２の動作領域で動作し、組合わせ論理４１４は、フェーズφ１において奇数スイッチに

信号を出力するようマルチプレクサ４０９を制御するために「ロー」ＰＷＭ２３０を供給し、第２の動作モードで動作するようハーフポイントＳＣＣ２０４を制御するために出力２２６上で「ハイ」出力を供給するよう構成され、出力（ｃｈ０、ｃｈ１、及びｃｈ２）を使用してマルチプレクサ２１０の第２のチャネル（ＣＨ２）が選択される。

上記の説明から、真理値表６００から、Ｈ−ＳＣＣ段２０６が第３〜第７の動作領域で動作しているときに、組み合わせ論理６１４が動作のためにどのように構成されるかは明らかであろう。

論理段４１８の出力ｃｈ２、ｃｈ１、及びｃｈ０ ２２４に応じて、複数のマルチプレクサチャネルのうちの１つが選択される。具体的には、ｃｈ２＝０、ｃｈ１＝０、ｃｈ０＝０の場合にマルチプレクサ２１０の第１のチャネル（ＣＨ１）が選択され、ｃｈ２＝０、ｃｈ１＝０、ｃｈ０＝１の場合にマルチプレクサ２１０の第２のチャネル（ＣＨ２）が選択され、ｃｈ２＝０、ｃｈ１＝１、ｃｈ０＝０の場合にマルチプレクサ２１０の第３のチャネル（ＣＨ３）が選択され、ｃｈ２＝０、ｃｈ１＝１、ｃｈ０＝１の場合にマルチプレクサ２１０の第４のチャネル（ＣＨ４）が選択され、ｃｈ２＝１、ｃｈ１＝０、ｃｈ０＝０の場合にマルチプレクサ２１０の第５のチャネル（ＣＨ５）が選択される。

論理段４１６の例が図７ａに示されている。論理段４１６は、７つの比較器４１２から出力される信号ｍ１〜ｍ７を入力として受け取る。真理値表６００に従うために、複数の論理ゲートの配列が論理段４１６内に設けられている。例示的な論理段４１６が図７ａに示されているが、実施形態は、真理値表６００に従う論理ゲートの他の構成に及ぶ。

論理段４１８の例が図７ｂに示されている。論理段４１８は、７つの比較器４１２から出力される信号ｍ１〜ｍ７を入力として受け取る。真理値表６００に従うために、複数の論理ゲートの配列が論理段４１８内に設けられている。例示的な論理段４１８が図７ｂに示されているが、実施形態は、真理値表６００に従う論理ゲートの他の構成に及ぶ。

論理段４２０の例が図７ｃに示されている。論理段４２０は、７つの比較器４１２から出力される信号ｍ１〜ｍ７を入力として受け取る。真理値表６００に従うために、複数の論理ゲートの配列が論理段４２０内に設けられている。例示的な論理段４２０が図７ｂに示されているが、実施形態は、真理値表６００に従う論理ゲートの他の構成に及ぶ。

Ｈ−ＳＣＣ段２０６が動作領域ＯＺ０、ＯＺ２、ＯＺ４、及びＯＺ６で動作しているとき、コントローラ２１６はＨ−ＳＣＣ段２０６を５：１分圧器（第１の変換比Ｍ１）として動作するように制御する。Ｈ−ＳＣＣ段２０６が動作領域ＯＺ１、ＯＺ３、ＯＺ５、及びＯＺ７で動作しているとき、コントローラ２１６はＨ−ＳＣＣ段２０６を４．５：１分圧器（第２の変換比Ｍ２）として動作するように制御する。

図８は、上記実施形態に従って動作する電力変換装置２００の効率対変換比曲線を示す。

図８に示されるように、複数の特定の変換比閾値限界によって規定される図８の複数の動作領域のうちの１つ（ＨＰ＝オフとして記される）においてＨ−ＳＣＣ２０６が動作している場合、コントローラ２１６は、電力変換装置２００を５：１分圧器（変換比Ｍ１）として動作するよう制御するためにハーフポイント段２０４を第１の動作モードで動作するよう制御する。さらに、複数の特定の変換比閾値限界によって規定される図８の複数の動作領域のうちの１つ（ＨＰ＝オンとして記される）においてＨ−ＳＣＣ２０６が動作している場合、コントローラ２１６は、電力変換装置２００を４．５：１分圧器（変換比Ｍ２）として動作するよう制御するためにハーフポイント段２０４を第２の動作モードで動作するよう制御する。

図８に示すように、第１の変換比Ｍ１及び第２の変換比Ｍ２を供給するように動作するＨ−ＳＣＣ２０６のこの切り替えは、要求される変換比ｍが増加するにつれて継続する。

図８の曲線から理解されるように、上記実施形態に従って動作する電力変換装置２００は、効率性能を一層改善することを可能にし、変換範囲全体から効率低下がほぼ除去される。

図８は、要求される変換比ｍが各変換比閾値範囲の間にある場合の組合わせ論理６１４の出力を示す。例えば、要求される変換比ｍが変換比閾値ｍ_ｔｈ１とｍ_ｔｈ２との間にある場合、Ｈ−ＳＣＣ２０６は動作領域ＯＺ１で動作し、したがって、マルチプレクサ４０９は、フェーズφ１において奇数スイッチに

信号を送るよう制御され、組合わせ論理６１４はマルチプレクサ２１０のチャネル２を選択し、ハーフポイントＳＣＣ２０４はオンにされる（第２の動作モードで動作する）。

異なる出力電流Ｉ_ｏを表す各曲線について、効率ノッチは常に同じ変換比に位置することが分かる。

図９は、変化される目標基準電圧Ｖ_ｓｅｔに依存する、５：１分圧器及び４．５：１分圧器として動作するよう構成されたＨ−ＳＣＣ段２０６のシミュレーション結果を示す。

図９に示すように、目標基準電圧Ｖ_ｓｅｔが第１の電圧レベルに設定される場合、Ｈ−ＳＣＣ段２０６は動作領域ＯＺ２で動作し、ある時間の経過後、出力電圧は目標基準電圧Ｖ_ｓｅｔに落ち着く。目標基準電圧Ｖ_ｓｅｔが第２の電圧レベルに変更される場合、Ｈ−ＳＣＣ段２０６は動作領域ＯＺ７で動作し、ある時間の経過後、出力電圧は目標基準電圧Ｖ_ｓｅｔに落ち着く。目標基準電圧Ｖ_ｓｅｔが第３の電圧レベルに変更される場合、Ｈ−ＳＣＣ段２０６は動作領域ＯＺ５で動作し、ある時間の経過後、出力電圧は目標基準電圧Ｖ_ｓｅｔに落ち着く。

上記では、Ｈ−ＳＣＣ段２０６の変換比を０．５だけシフトするためにハーフポイントＳＣＣ２０４を使用して実装される変換比制御段２０４に関して実施形態を説明した。本発明の実施形態は、このような変換比制御段に限定されない。Ｈ−ＳＣＣ段２０６の変換比の交換は、デューティサイクルに対する効率曲線の変化を達成するという利点を有する。変換比制御段２０４の他の実装形態でも同様の効果を達成することができる。

図１０は、第１のスイッチＳｘ１及び第２のスイッチＳｘ２を含むフルポイントＳＣＣ２０４を示す。スイッチＳｘ１の入力端子は電圧源２０２に接続され、スイッチＳｘ１の出力端子は中央ノードＮ１に接続される。スイッチＳｘ２の入力端子は電圧源２０２に接続され、スイッチＳｘ２の出力端子は中央ノードＮ２に接続される。

フルポイントＳＣＣ２０４は、２つのスイッチ構成のうちの１つに従って制御することができる。

第１のスイッチ構成では、第１の時間フェーズΦ１の間はスイッチＳｘ１及びＳｘ２がオフにされ、第２の時間フェーズΦ２の間はスイッチＳｘ１がオンにされ、スイッチＳｘ２がオフにされ、スイッチＳｘ２及びＳｘ４はオフにされる。すなわち、第２の時間フェーズΦ２の間、電圧ＶｉｎがＨ−ＳＣＣ２０６の第１の中央ノードＮ１に供給される。

第２のスイッチ構成では、第１の時間フェーズΦ１の間はスイッチＳｘ１がオフにされ、スイッチＳｘ２がオンにされる一方、第２の時間フェーズΦ２の間はスイッチＳｘ１及びＳｘ２がオフにされる。すなわち、第１の時間フェーズΦ１の間、電圧ＶｉｎがＨ−ＳＣＣ２０６の第２の中央ノードＮ２に供給される。

すなわち、電力変換装置２００の変換比は、以下の表２に示すように、フルポイントＳＣＣ２０４のスイッチ構成を制御することによって構成することができる。

表２に示されるように、フルポイントＳＣＣ２０４が第１の動作モードで動作する場合（上述の第１のスイッチ構成に従って）、電力変換装置２００は、５：１分圧器、すなわち、５分割分圧器（第１の変換比Ｍ１（１／５）を有する）として動作する。フルポイントＳＣＣ２０４が第２の動作モードで動作する場合（上述の第２のスイッチ構成に従って）、電力変換装置２００の変換比は１だけ低減され、この場合、電力変換装置２００は４：１分圧器、すなわち、４。５分割分圧器（第２の変換比Ｍ２（１／４）を有する）として動作する。

４：１分圧器として動作する場合、ＳＣＣ段２０８の出力電圧は以下の通りである。

図１１は、５：１分圧器として動作する場合の電力変換装置２００の効率対変換比曲線１１０２を示し、４：１分圧器として動作する場合の電力変換装置２００の効率対変換比曲線１１０４を示す。

Ｈ−ＳＣＣ段２０６がＭ１として記される動作領域のうちの１つで動作しているとき、コントローラ２１６はＨ−ＳＣＣ段２０６を５：１分圧器（第１の変換比Ｍ１）として動作するように制御する。Ｈ−ＳＣＣ段２０６がＭ２として記される動作領域のうちの１つで動作しているとき、コントローラ２１６はＨ−ＳＣＣ段２０６を４．５：１分圧器（第２の変換比Ｍ２）として動作するように制御する。これにより、効率ノッチを克服することが可能となり、効率性能が改善される。

Ｈ−ＳＣＣ段２０６の前の電力線入力に変換比制御段２０４を配置する上述の実施形態では、変換比制御段２０４の動作モードは切り替えられ、Ｈ−ＳＣＣ段の変換比はシフトされる一方、ＳＣＣ段２０８のスイッチング構成は一定のままである。

上述したように、Ｈ−ＳＣＣ段２０６の前の電力線入力に配置する代わりに、変換比制御段２０４を（図２ｂに示すように）Ｈ−ＳＣＣ２０６段内に組み込むこともできる。

これらの代替的実施形態では、変換比制御段２０４の動作モード及びＳＣＣ段２０８のスイッチング構成の両方を切り替えて、Ｈ−ＳＣＣ段２０６の変換比がシフトされる。

図１２は、変換比制御段２０４がＨ−ＳＣＣ段２０６内に統合された構成例を示す。特に、図１２は、変換比制御段２０４とＨ−ＳＣＣ段２０６のＳＣＣ段２０８との結合を示す。

図１２において、ＳＣＣ段２０８は、スイッチＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ５、Ｍ６、Ｍ８、及びＭ９を含む３：２分圧器である。

ＳＣＣ段２０８の第１のスイッチ構成では、第１の時間フェーズΦ１の間、スイッチＭ１、Ｍ３、Ｍ６、及びＭ８はオンにされる一方、スイッチＭ２、Ｍ５、及びＭ９はオフにされ、後続する第２の時間フェーズΦ２の間、全てのスイッチＭ１〜Ｍ３、Ｍ５、Ｍ６、Ｍ８、及びＭ９の状態が反転される。コントローラ２１６は、上述のように、第１の時間フェーズΦ１及び第２の時間フェーズΦ２においてスイッチ（Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ５、Ｍ６、Ｍ８、及びＭ９）を制御するＰＷＭ信号を生成するように構成される。

図１２に示す例では、変換比制御段２０４は、スイッチＭ４及びＭ７を備える。第１の動作モードで動作するとき、変換比制御段２０４のスイッチＭ４及びＭ７は、第１の時間フェーズΦ１及び第２の時間フェーズΦ２の両方においてオフにされる。変換比制御段２０４が第１の動作モードで動作するように制御され、ＳＣＣ段２０８が上記第１のスイッチ構成に従って制御される場合、ＳＣＣ段２０８は３：２分圧器として動作する。

３：２分圧器として動作する場合、ＳＣＣ段２０８の出力電圧は以下の通りである。

３：２分圧器の出力変換比範囲を拡張するために、コントローラ２１６は、変換比制御段２０４の動作モードを第２の動作モードに切り替え、ＳＣＣ段２０８のスイッチ構成を変更するように動作可能である。

ＳＣＣ段２０８の第２のスイッチ構成では、第１の時間フェーズΦ１の間、（３：２分圧器動作と同様に）スイッチＭ１、Ｍ３、Ｍ６、及びＭ８はオンにされる一方、スイッチＭ２、Ｍ４、Ｍ７、及びＭ９はオフにされ、後続する第２の時間フェーズΦ２の間、全てのスイッチの状態が反転される。スイッチＭ５は、第１の時間フェーズΦ１及び第２の時間フェーズΦ２の両方の間オフにされる。コントローラ２１６は、上述のように、第１の時間フェーズΦ１及び第２の時間フェーズΦ２においてスイッチ（Ｍ１〜Ｍ４及びＭ６〜Ｍ９）を制御するＰＷＭ信号を生成するように構成される。

第２の動作モードで動作するとき、変換比制御段２０４のスイッチＭ４及びＭ７は、第１の時間フェーズΦ１の間はオフにされ、第２の時間フェーズΦ２の間はオンにされる。変換比制御段２０４が第２の動作モードで動作するように制御され、ＳＣＣ段２０８が上記第２のスイッチ構成に従って制御される場合、ＳＣＣ段２０８は２：１分圧器として動作する。

２：１分圧器として動作する場合、ＳＣＣ段２０８の出力電圧は以下の通りである。

図１３には、ＳＣＣ段２０８が３：２分圧器及び２：１分圧器の両方として動作するよう制御される場合のスイッチＭ１〜Ｍ９の状態が示されている。

図１２に示す構成例では、Ｈ−ＳＣＣ段２０６の出力フィルタ２１２がノードＶｘ４に接続される場合、このノードは２つの変換比を提供する出力電圧を供給する。ＳＣＣ段２０８が２：１分圧器として構成される場合、ノードＶｘ４は、変換比Ｖｏ／Ｖｉｎ＝（２−Ｄ）／２を提供する（ここで、ＤはＳＣＣ段２０８のスイッチに供給されるＰＷＭ信号のデューティサイクル）。ＳＣＣ段２０８が３：２分圧器として構成される場合、ノードＶｘ４は、変換比Ｖｏ／Ｖｉｎ＝（３−Ｄ）／３を提供する。

本発明の実施形態は、Ｈ−ＳＣＣ段２０６の変換比を、本明細書が与える実施例に記載される量とは異なる量シフトさせる変換比制御段２０４の実装形態に及ぶ。

実施形態では、Ｈ−ＳＣＣ段２０６の変換比の変化は、効率ノッチを克服することを可能にする効率曲線のシフトをもたらす。変換比のシフト量とインダクタに加えられるリップルとの間にはトレードオフが存在する。変換比が減少（シフト）されると、インダクタにおける電圧リップルが増加し、より大きいインダクタが要求されるため、システム全体のボリュームが損なわれる。したがって、変換比シフトが大きければ大きいほど、インダクタにおける電圧リップルの増加が大きくなり、より大きいインダクタが要求される。

図示の実施形態のように、スイッチＳ１〜Ｓ８及びＭ１〜Ｍ９の全ては双方向であり、回路のスイッチング周波数に適合する適切な技術で実装され得る。例えば、スイッチは、シリコン基板上のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ）、又は窒化ガリウム基板上のＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ）によって形成され得る。

上述の実施形態に含まれる全ての要素は、例えばＰＳｏＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｓｙｓｔｅｍ ｏｎ ａ Ｃｈｉｐ）又はＰＳｉＰ（Ｐｏｗｅｒ Ｓｙｓｔｅｍ ｉｎ ａ Ｐａｃｋａｇｅ）としての集積を可能にするのに十分に小さいサイズに設計され得る。図示の例示的な実施形態では、全てのキャパシタについて、キャパシタンスは１００ｎＦに設定することができる。また、より良い性能を達成するためにキャパシタンス値をさらに最適化することができる。フィルタインダクタＬｏのインダクタンス値は２００ｎＨに設定することができ、これは、５ｘ５ｍｍの表面を有するＬＥＤサブマウントに印刷することを可能にする。例えば、ＬＥＤパッケージは、少なくとも１つのＬＥＤと、各実施形態で説明したような電力変換装置を含むドライバとを含むように設計することができる。

キャパシタは、ＦＲＡＭ（登録商標）（Ｆｅｒｒｏｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）又はｅＤＲＡＭ（ｅｍｂｅｄｄｅｄ Ｄｙｎａｍｉｃ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）に適用される技術と同様の技術を用いて実装されてもよい。このような技術によって達成されるより高い誘電率は、集積ＳＣＣをより小さくかつ安価にすることを可能にする。

本発明は、図面及び上記において詳細に図示及び記載されているが、かかる図示及び記載は説明的又は例示的であり、非限定的であると考えられるべきであることは当業者には明らかであろう。本発明は開示の実施形態に限定されず、むしろ、添付の特許請求の範囲に規定される本発明の保護範囲内で複数の変形及び変更が可能である。

例えば、上記実施形態は、特定のトポロジーのＳＣＣによって形成される電力変換モジュールに関するものであるが、他のタイプの電力変換器が使用されてもよい。

本明細書では、負荷が光源である用途が主に説明されているが、本発明は、例えば物理的又は生理的パラメータを検出するためのインプラント可能又は装着可能なセンサ等の集積デバイス、又は集積エネルギー・ハーベスト・ユニット等、集積電力管理ユニットを必要とする多数のシステムにも適用され得る。

コントローラ２１６は、アナログ回路を使用して実装されるように図示されているが、他の実施形態では、コントローラ２１６の機能は、１つ又は複数の記憶媒体を含むメモリに格納され、１つ又は複数の処理装置を含むプロセッサ上で実行されるよう構成されたコード（ソフトウェア）に実装され得る。コードは、メモリから取り出されてプロセッサ上で実行されると、上述の実施形態に則する動作を実行するように構成されている。

開示の実施形態の他の変形例が、図面、開示、及び添付の特許請求の範囲から、クレームされる発明に係る当業者によって理解及び実施され得る。特許請求の範囲において、「含む（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」という用語は他の要素又はステップを排除するものではなく、不定冠詞「ａ」又は「ａｎ」は複数を除外しない。複数の手段が互いに異なる従属請求項に記載されているからといって、これらの手段の組み合わせが好適に使用することができないとは限らない。特許請求の範囲内のいかなる参照符号も、その範囲を限定するものと解釈されるべきではない。

Claims (15)

1. 負荷に接続される出力を少なくとも有する誘導出力フィルタを備え、前記負荷にパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を供給するための電力変換装置であって、前記電力変換装置は、
   ＤＣ入力電圧によって供給され、複数の出力信号を供給する電力変換モジュールであって、前記誘導出力フィルタは前記複数の出力信号のうちの１つを受信する、電力変換モジュールと、
   前記電力変換モジュールに結合された変換比制御段と、
   前記ＤＣ入力電圧及び目標基準電圧に基づき、要求される変換比を決定し、決定された前記要求される変換比に基づき、前記変換比制御段を第１の動作モード及び第２の動作モードのうちの１つで動作するよう制御するコントローラと
   を含み、
   前記変換比制御段が前記第１の動作モードで動作する場合、前記電力変換モジュールは第１の変換比に従って前記複数の出力信号を供給し、前記変換比制御段が前記第２の動作モードで動作する場合、前記電力変換モジュールは第２の変換比に従って前記複数の出力信号を供給する、
   電力変換装置。
2. 前記電力変換装置は、前記ＤＣ入力電圧を供給する電圧源に接続される入力を備え、前記変換比制御段は、前記入力と前記電圧源との間に接続される、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記変換比制御段は、前記電力変換モジュール内に組み込まれる、請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記変換比制御段は複数のスイッチを備え、前記コントローラは、前記変換比制御段のスイッチ構成を制御することによって、前記変換比制御段の前記動作モードを制御する、請求項１乃至３の何れか一項に記載の電力変換装置。
5. 前記コントローラは、さらに、前記電力変換モジュールの動作領域を決定するために、前記要求される変換比を複数の変換比閾値と比較する、請求項１乃至４の何れか一項に記載の電力変換装置。
6. 前記コントローラは、決定された前記動作領域に基づき、前記第１の動作モード及び前記第２の動作モードのうちの１つで動作するよう前記変換比制御段を制御する、請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記コントローラは複数の比較器を含み、前記比較器の各々は、前記要求される変換比を前記複数の変換比閾値のうちの１つと比較する、請求項５又は６に記載の電力変換装置。
8. 前記コントローラは、前記目標基準電圧を前記ＤＣ入力電圧で割ることによって、前記要求される変換比を計算する分圧器段を備える、請求項１乃至７の何れか一項に記載の電力変換装置。
9. 前記電力変換装置は、選択モジュールをさらに備え、前記電力変換モジュールは、前記選択モジュールを介して前記出力フィルタに結合され、前記コントローラはさらに、前記選択モジュールを制御して、決定された前記要求される変換比に基づき、前記複数の出力信号のうちの１つの出力信号を選択する、請求項１乃至８の何れか一項に記載の電力変換装置。
10. 前記電力変換装置は、前記出力フィルタへの前記複数の出力信号のうちの前記出力信号の配線をさらに備える、請求項１乃至８の何れか一項に記載の電力変換装置。
11. 前記複数の出力信号は、前記入力電圧レベルの分数であるレベル振幅を有し、各出力信号は、フローティングであり、決定された最低分数レベル振幅から決定された最高分数レベル振幅にわたる複数のステップに分割されるバイアス成分を有する、請求項１乃至１０の何れか一項に記載の電力変換装置。
12. 前記電力変換モジュールは、前記コントローラによって制御される複数のスイッチを含むスイッチドキャパシタコンバータ（ＳＣＣ）を備える、請求項１乃至１１の何れか一項に記載の電力変換装置。
13. 前記電力変換モジュールは、第１のスイッチのセットと第２のスイッチのセットとを備えるディクソン・ラダー・トポロジーに基づいている、請求項１２に記載の電力変換装置。
14. 前記複数の出力信号は、前記電力変換モジュールの各内部ノードにおける電圧によって形成される、請求項１３に記載の電力変換装置。
15. 前記負荷は、少なくとも１つの光源を含む照明モジュールである、請求項１乃至１４の何れか一項に記載の電力変換装置。

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