JP6138973B2 - 連続出力調整範囲を有するコンパクト電力変換装置 - Google Patents

連続出力調整範囲を有するコンパクト電力変換装置 Download PDF

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Description

[0001] 本発明は、集積電力変換器の分野に関する。本発明は、特に、発光ダイオード（ＬＥＤ）光源用の駆動回路に適用することができる。より具体的には、本発明は、コンパクト及び効率的な電力変換装置に関する。
[0002] 例えばスイッチモード電源（ＳＭＰＳ：Switched Mode Power Supplies）を用いた高集積レベルの電力変換モジュールを必要とする適用例は、誘導出力フィルタと組み合わせられたコンデンサ及びスイッチのみを使用して高効率のＤＣ／ＤＣ電圧変換を提供することができる、スイッチドキャパシタコンバータ（ＳＣＣ：Switched Capacitor Converters）等の電力変換器を用いることができる。
[0003] 特に、ＬＥＤ用の小型及びコンパクトな電力管理装置に対する固体照明（ＳＳＬ：Solid State Lighting）産業の需要が増加している。ＬＥＤは、電力供給が可能な限り効率的に定電流の形態で届けられることを必要とする。理想的には、ＬＥＤ自体とサイズが同等なＬＥＤドライバが、新しい照明概念を可能にする重要な飛躍的進歩を意味するであろう。このようなソリューションは、寿命、サイズ及び熱放散の要件に適合する為に、高レベルの信頼性及び効率を持つシステムを必要とするだろう。
[0004] ＬＥＤドライバは、ＳＭＰＳに基づいてもよい。ＳＭＰＳは、高集積レベルを可能にする及び大きな電力変換率を達成するが、複数の離散した変換率を提供するという欠点を有するＳＣＣを含む場合があり、この欠点は、出力電力の微調整が必要とされる適用例にはＳＣＣを不向きとする。
[0005] ＳＭＰＳは、複数のインダクタ及びスイッチを含む従来の誘導変換器も含んでもよい。誘導変換器は、出力電力の微調整を可能にする及び任意の変換率を効率的に提供することができるが、誘導変換器の１つの欠点は、それらをコンパクトな構造に簡単に集積することができない点である。
[0006] 本発明の目的の１つは、特にＬＥＤ用の集積ドライバにおいて使用されるように構成された、高効率、小体積のハイブリッド電力変換器の実現を可能にするソリューションを提案することによって、先行技術の上述の欠点を改善することである。本発明は、コンパクトパッケージ内に簡単に集積させることができるＬＥＤ用の電力管理装置の実現を更に可能にする。本発明は、ＬＥＤ及び関連の電力管理装置を同じサブマウント又は基板に集積させることを更に可能にすることができる。
[0007] 本発明によれば、広い及び連続した出力調整範囲の為に、高変換効率を維持しながら、はるかに嵩の低いインダクタを使用することができるように、ＳＭＰＳのフィルタ要件が劇的に減らされることが提案される。
[0008] その目的の為に、本発明は、負荷に接続されるように構成された少なくとも１つの出力部を有する誘導出力フィルタを含む、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）信号を負荷に供給する新規の電力変換装置であって、
ＤＣ入力電圧を供給される及び入力電圧レベルのある割合のレベル振幅を有する複数の出力信号を供給するように構成された電力変換モジュールであって、各出力信号は、所定の最も低い割合のレベル振幅から所定の最も高い割合のレベル振幅に及ぶ複数のステップに分割されたバイアス成分を有してフローティングしている（浮いている、浮動する、変動する）、電力変換モジュールと、
前記複数の出力信号の中から１つの出力信号を選択するように構成された選択モジュールであって、選択された出力信号が出力フィルタに接続される、選択モジュールと、
を含む電力変換装置を提案する。
本発明の一実施形態例では、選択モジュールは、複数の入力として前記複数の出力信号を受信する及び前記複数の入力から選択された１つの出力信号を出力するように構成されたマルチプレクサを含んでもよい。
[0009] 本発明の別の実施形態例では、選択モジュールは、出力フィルタに対する選択された出力信号の配線を含む。
[0010] 本発明の一実施形態例では、電力変換装置は、感知電源電圧、電力変換モジュールの感知出力電圧を表す入力信号、及び感知負荷電圧、負荷電流又は負荷電力を表す信号から成る群の中の少なくとも１つの構成要素の関数として、電力変換モジュールの出力信号のデューティサイクル及び／又は周波数を制御するように構成されたコントローラを更に含んでもよい。
[0011] 本発明の一実施形態例では、電力変換モジュールは、コントローラによって制御される複数のスイッチを含むスイッチドキャパシタコンバータ（ＳＣＣ：Switched Capacitor Converter）を含んでもよい。
[0012] 本発明の一実施形態例では、電力変換モジュールは、ディクソンラダートポロジーに基づいてもよい。
[0013] 一実施形態例では、複数の出力信号は、電力変換モジュールのそれぞれの内部ノードにおける電圧によって形成されてもよい。
[0014] 本発明の別の局面は、記載された実施形態の何れかのような電力変換装置を含む発光ダイオード（ＬＥＤ）用のドライバである。
[0015] 本発明の別の局面は、少なくとも１つのＬＥＤ及び記載された実施形態の何れかのような関連のドライバを含むＬＥＤパッケージである。
[0016] 本発明の一実施形態例によれば、このようなＬＥＤパッケージは、パワーシステムオンチップ（ＰＳｏＣ：Power System on a Chip）又はパワーシステムインパッケージ（ＰＳｉＰ：Power System in a Package）として集積されてもよい。
[0017] 本発明の別の局面は、負荷に接続されるように構成された少なくとも１つの出力部を有する誘導出力フィルタを介してＰＷＭ信号を負荷に供給する方法であって、ＤＣ入力電圧によって供給された電力を入力電圧レベルのある割合のレベル振幅を有する複数の出力信号に変換し、各出力信号は、所定の最も低い割合のレベル振幅から所定の最も高い割合のレベル振幅に及ぶ複数のステップに分割されたバイアス成分を有してフローティングし、前記複数の出力信号から選択される１つの出力信号を出力フィルタに接続されたマルチプレクサによって選択するステップを少なくとも含む方法である。
[0018] 本発明のその実施形態の一部における別の利点は、それが電磁放射線の減少を可能にし、従って、電磁妨害（ＥＭＩ：Electro Magnetic Interference）を改善するという点である。
[0019] 本発明の更に別の利点は、電力変換装置に含まれるスイッチにおける電圧ストレスを劇的に減らすことができ、従って、特に電力変換装置の寿命を向上させ高効率な変換を可能にする点である。更に、電圧ストレスの減少は、より小型のスイッチの使用を可能にし、これは、超大規模集積（ＶＬＳＩ：Very Large Scale Integration）要件に準拠した、より安価な集積プロセスをもたらし、これは、場合により高速なスイッチング速度をもたらす。
[0020] 本発明のその実施形態の一部における更に別の利点は、類似の性能を持つ既存の電力変換装置と比較して、電力変換装置に使用されるコンデンサの数を大幅に減らすことができる点である。
[0021] 本発明のこれら及び他の特徴及び利点は、単なる例示的及び非限定的な例として提供される好適な実施形態の以下に示される詳細な説明並びに添付の図面を考慮すれば、より明白となるであろう。
[0022] 本発明の一実施形態例における、電源及び負荷に接続された電力変換装置を示すブロック図である。 [0023] 本発明の一実施形態例における電力変換装置のパワートレインを示す電気回路図である。 [0024] 本発明の一実施形態例による電力変換装置の異なる内部ノードにおける電圧を示す時間図である。 [0025] 制御ＰＷＭ信号のデューティサイクルが掃引される際の、本発明の一実施形態例による電力変換装置の異なる内部ノードにおける平均電圧を示す曲線である。 [0026] 異なる値の公称負荷電圧に関する出力電圧リップルの変化に対する出力フィルタのインダクタンス値の依存性を示す曲線である。 [0027] 本発明の一実施形態例における電力変換モジュールのデューティサイクル及び／又は周波数を制御するアナログ制御の一具現化例を示す図である。 [0028] 本発明の一実施形態例における、マルチプレクサチャネルを制御するゾーン制御の一具現化例を示す図である。
[0029] 以下の詳細な説明では、限定ではなく説明の為に、具体的詳細を開示する代表的実施形態が、本教示の完全な理解を提供する為に記載される。但し、本開示の利益を得た当業者にとっては、本明細書に開示された具体的詳細とは別の本開示による他の実施形態が、添付の請求項の範囲内にとどまることが明白となるだろう。また、代表的実施形態の説明を分かり難くしないように、良く知られた装置及び方法の説明が省かれる場合がある。このような方法及び装置は、明らかに本開示の範囲内である。
[0030] 図１は、本発明の一実施形態例における、電源及び負荷に接続された電力変換装置を示すブロック図を表す。
[0031] 図１は、調整ＤＣ電圧等の出力信号を負荷１１に届ける少なくとも１つの出力部を有する電力変換装置１０を描く。電力変換装置１０は、例えばＤＣ電圧（以下Ｖｉｎと表記される）を供給する電源１３に接続された少なくとも１つの入力を有する。負荷１１は、例えば抵抗負荷、又はＬＥＤ若しくは有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ：Organic Light Emitting Diode）等の発光デバイスでもよい。
[0032] 本発明によれば、電力変換装置１０は、ＰＷＭ電圧を届ける複数の出力ＰＷＭ１、ＰＷＭ２、…ＰＷＭｎを有する電力変換モジュール１０１を含む。本発明によれば、複数の出力ＰＷＭ１、ＰＷＭ２、…ＰＷＭｎの１つを、選択モジュール等の適切な選択手段によって選択することができる、及び例えば出力フィルタ１０５を介して出力に接続することができる。例えば、複数の出力ＰＷＭ１、ＰＷＭ２、…ＰＷＭｎは、選択モジュールを形成するマルチプレクサモジュール１０３の複数のそれぞれの入力に接続することができ、マルチプレクサモジュール１０３は、以下に更に詳述されるように、その出力において、前記複数の入力から１つのＰＷＭ電圧ＰＷＭｘを届ける。従って、マルチプレクサ１０３は、ｎ：１マルチプレクサでもよい。電力変換装置は、以下に記載の示される実施形態例の場合のようにマルチプレクサを必ずしも含まないことが理解されるものとする。選択モジュールは、例えば、出力フィルタ１０５を介した出力への出力ＰＷＭ１、ＰＷＭ２、…ＰＷＭｎの１つの適切な配線によって形成されてもよい。
[0033] マルチプレクサ１０３の出力は、出力フィルタ１０５に接続される。出力フィルタ１０５は、特に、少なくとも１個のコンデンサ又は１個のインダクタを含んでもよい。
[0034] 電力変換装置１０は、電源１３によって供給された感知電圧、以下ｖｄｃと表記される電力変換モジュール１０１のＤＣ出力電圧を表す入力信号、及び／又は感知負荷電圧、負荷電流若しくは負荷電力（例えば、以下ｖｏと表記される負荷電圧）を表す信号の関数として、電力変換モジュール１０１及びマルチプレクサモジュール１０３を制御することによって制御ループを可能にするコントローラ１０７を更に含む。
[0035] コントローラ１０７の１つの第１の出力は、電力変換モジュール１０１の制御を可能にする、及びコントローラ１０７の１つの第２の出力は、例えばゾーン制御を用いたマルチプレクサチャネルの制御を可能にする。ゾーン制御の具現化例は、図７を参照して以下に更に詳細に説明される。
[0036] 電力変換モジュール１０１は、ＳＣＣによって形成することができる。従って、コントローラ１０７は、アナログ制御を用いて電力変換モジュール１０１のデューティサイクル及び／又は周波数を制御することによって、その第１の出力によって電力変換モジュール１０１を制御する。アナログ制御の具現化例は、図６を参照して以下に更に詳細に説明される。
[0037] 図２は、本発明の一実施形態例における電力変換装置１０を示す電気回路図を表す。
[0038] 図１を参照して前述されたように、電力変換装置１０は、特に、電力変換モジュール１０１、マルチプレクサ１０３及び出力フィルタ１０５を含む。
[0039] 本発明によれば、電力変換モジュール１０１は、入力ＤＣ電圧Ｖｉｎのある割合のレベル振幅を有する、上述のような複数のＰＷＭ出力信号を供給するように構成される。この実施形態例では、ＰＷＭ出力信号は、入力ＤＣ電圧Ｖｉｎのある割合の振幅を有する方形波電圧である。各方形波電圧は、非限定的な示された実施形態例においては、最も低い割合の振幅から最も高い割合の振幅に及ぶ複数のステップに等しく分割されたバイアス成分を有してフローティングしている。何れの電圧もマルチプレクサ１０３を用いて選択することができる及びマルチプレクサ１０３の出力部を通して出力することができ、マルチプレクサ１０３の出力は、出力フィルタ１０５に接続され、その結果、負荷１１に連続電圧を供給する。
[0040] 図２によって示される非限定的実施形態例では、電力変換モジュール１０１は、複数のスイッチ及びコンデンサを含むＳＣＣによって形成される。例えば、電力変換モジュール１０１は、所謂ディクソンラダー変換器を含む。例えば標準的なラダー、フィボナッチ、又は直並列トポロジー等の他のＳＣＣトポロジーを使用可能であることに気付かれるべきである。
[0041] 示された実施形態例は、より具体的には、１０個のコンデンサＣ１〜Ｃ１０及び単極単投型の１４個のスイッチＳ１〜Ｓ１４に基づいたディクソンラダートポロジーを用いる。より具体的には、電力変換モジュール１０１は、２つのフライングラダーを含んだり：１つの第１のフライングラダーは、直列に配置された４個のコンデンサＣ３、Ｃ５、Ｃ７、Ｃ９を含み、１つの第２のフライングラダーは、直列に配置された５個のコンデンサＣ２、Ｃ４、Ｃ６、Ｃ８、Ｃ１０を含む。
[0042] 電力変換モジュール１０１は、１０個の中央ノードＮ１〜Ｎ１０を更に含む。１個の第１のスイッチＳ１は、第１の中央ノードＮ１を電源電圧Ｖｉｎに選択的に接続する。１個の第２のスイッチＳ２は、第１の中央ノードＮ１を第２の中央ノードＮ２に選択的に接続する。１個の第３のスイッチＳ３は、第２の中央ノードＮ２を第３の中央ノードＮ３に選択的に接続する。１個の第４のスイッチＳ４は、第３の中央ノードＮ３を第４の中央ノードＮ４に選択的に接続する。１個の第５のスイッチＳ５は、第４の中央ノードＮ４を第５の中央ノードＮ５に選択的に接続する。１個の第６のスイッチＳ６は、第５の中央ノードＮ５を第６の中央ノードＮ６に選択的に接続する。１個の第７のスイッチＳ７は、第６の中央ノードＮ６を第７の中央ノードＮ７に選択的に接続する。１個の第８のスイッチＳ８は、第７の中央ノードＮ７を第８の中央ノードＮ８に選択的に接続する。１個の第９のスイッチＳ９は、第８の中央ノードＮ８を第９の中央ノードＮ９に選択的に接続する。１個の第１０のスイッチＳ１０は、第９の中央ノードＮ９を第１０の中央ノードＮ１０に選択的に接続する。１個の第１のコンデンサＣ１は、第１０の中央ノードＮ１０と、基準電圧、例えばアースに接続される１個の第１１の中央ノードＮ１１との間に配置される。
[0043] ４個のコンデンサＣ３、Ｃ５、Ｃ７、Ｃ９を含む第１のフライングラダーは、第２の中央ノードＮ２と１個の第１の二次ノードＳＮ１との間に配置される。１個の第１１のスイッチＳ１１は、第１の二次ノードＳＮ１を第１１の中央ノードＮ１１に選択的に接続し、１個の第１２のスイッチＳ１２は、第１の二次ノードＳＮ１を第１０の中央ノードＮ１０に選択的に接続する。
[0044] ５個のコンデンサＣ２、Ｃ４、Ｃ６、Ｃ８、Ｃ１０を含む第２のフライングラダーは、第１の中央ノードＮ１と、１個の第２の二次ノードＳＮ２との間に配置される。１個の第１３のスイッチＳ１３は、第２の二次ノードＳＮ２を第１０の中央ノードＮ１０に選択的に接続し、１個の第１４のスイッチＳ１４は、第２の二次ノードＳＮ２を第１１の中央ノードＮ１１に選択的に接続する。
[0045] ２つのフライングラダーは、スイッチＳ１〜Ｓ１４の適切な一連の開閉により、逆位相となっている。例えば、全ての偶数スイッチＳ２、Ｓ４、…、Ｓ１４は、第１の時間位相Φ１の間、規定の状態（例えば、オンにされる）であってもよいが、全ての奇数スイッチＳ１、Ｓ３、…、Ｓ１３は、次に続く第２の時間位相Φ２の間、その反対（例えばオフにされる）であってもよく、全てのスイッチの状態が逆転されてもよい。
[0046] 従って、示された実施形態のような電力変換モジュール１０１は、１０：１の変換率を提供するように構成される。中央ノードＮ１〜Ｎ９から届けられる信号は、同数の電力変換モジュール１０１の出力を形成し、示された実施形態では電力変換モジュール１０１を形成するスイッチドキャパシタコンバータの内部ノードであり（図２では電圧ｖｘ１〜ｖｘ９と表記される）、マルチプレクサ１０３の同数の入力に接続される。従って、この実施形態例ではマルチプレクサ１０３は、９つの入力の１つを出力ｖｘに選択的に接続することを可能にする９個のスイッチを含み、出力フィルタ１０５に印加される電圧レベルの更に改良された定義又はダイナミクスを目的として、第１の二次ノードＳＮ１に接続された追加のスイッチを含む。より一般的には、マルチプレクサ１０３は、電力変換モジュール１０１の内部ノードの何れに接続されてもよく、それが接続される内部ノードと同数のスイッチを含む。マルチプレクサ１０３の構造は、負荷動作に関する要件に応じて、スイッチの数を減らすことによって単純化することができる。
[0047] 上述の通り、マルチプレクサ１０３は、選択モジュールの１つの可能な具現化である。電力変換モジュール１０１の更により単純な構成は、電力変換モジュールの複数の出力ＰＷＭ１、ＰＷＭ２、…ＰＷＭｎの中から選択された出力の適切な配線を設けることによって実現することができ、これは、一部の適用例の負荷の動作要件を満たすことができる。この場合、選択モジュールは、前記適切な配線によって形成される。このような実施形態は、特に、例えば製造プロセスにおける単純な追加の配線工程によって、所与の負荷に適応させることができるコスト効率の高い及びコンパクトな構成をなお提供できるという利点をもたらす。
[0048] 更に図２によって示される実施形態例において、上記でｖｄｃと称された電力変換モジュール１０１のＤＣ出力電圧は、第１のコンデンサＣ１の両端の電圧、即ち、第１０の中央ノードＮ１０と第１１の中央ノードＮ１１との間の電圧である。
[0049] 図２によって示される実施形態例のように、スイッチドキャパシタコンバータは、電力変換モジュール１０１の出力電圧ｖｄｃから行き着くことができる１０：１の一定変換率を持つ１０個のコンデンサのディクソンラダートポロジーで具現化されてもよい。
[0050] 同時に、電力変換モジュール１０１を形成するスイッチドキャパシタコンバータの内部ノードにおける電圧ｖｘ１〜ｖｘ９は、入力ＤＣ電圧Ｖｉｎの２０分の１の振幅を持つ方形波電圧である。中央ノードＮ１〜Ｎ９の各々は、図３に示され、以下に更に詳細に説明されるように、

から

に及ぶ１０のステップに等しく分割されたバイアス成分を有してフローティングする方形波電圧を生成する。中央ノードＮ１〜Ｎ９の何れも、マルチプレクサ１０３を介して出力フィルタに接続することができる。
[0051] 図２によって示される本発明の実施形態例では、電力変換モジュール１０１としてのＳＣＣの使用が、ＳＣＣの既に存在する内部ノードによる電力変換モジュール１０１の出力電圧の供給を可能にする。この特定の実施形態は、類似の性能を持つ既存の電力変換装置と比較して、電力変換モジュール１０１を形成するＳＣＣに本来含まれるノードにおいて出力電圧が既に入手できるので、電力変換装置に使用されるコンデンサの数を大きく減少させることを可能にするという利点を提供する。
[0052] 図２によって示される実施形態例のように、出力フィルタ１０５は、フィルタインダクタンスＬｏ及びフィルタコンデンサＣｏを含んでもよく、フィルタインダクタンスＬｏは、マルチプレクサ１０３の出力と、フィルタコンデンサＣｏと並列の負荷１１との間に接続される。
[0053] 従って、本発明の更なる利点は、マルチプレクサ１０３の出力における電圧ｖｘ信号のリップルが劇的に下げられ、これが、例えばＬＥＤモジュールによって形成される負荷１１自体のサイズと似たサイズを持つ小さなパッケージにインダクタンスＬｏを簡単に組み込むことができるように、嵩の観点からフィルタインダクタンスＬｏの要件を軽減することを可能にする点である。一般的に、インダクタンス値は、電圧リップルに正比例し、従って、電圧リップルが係数Ｎ分だけ減らされると、インダクタのサイズは、同じ係数Ｎ分だけ減少させることができる。
[0054] このような小さなリップルは、電磁放射線の減少を可能にし、従って、電磁妨害（ＥＭＩ：Electro Magnetic Interference）を改善するという利点ももたらす。それらは、電力変換装置に含まれるスイッチの電圧及び電流ストレスを劇的に減少させることができ、従って、特に電力変換装置の寿命を向上させるという更なる利点ももたらす。
[0055] 負荷調整を達成する為に、図１を参照して上述されたように、コントローラ１０７は、マルチプレクサ１０３の適切なチャネルを制御する及び電力変換モジュール１０１を制御するように構成される。マルチプレクサ１０３は、出力フィルタ１０５に印加される離散した電圧レベルによる粗制御を提供する。
[0056] コントローラ１０７は、ＳＣＣ位相のデューティサイクルを制御することによって、電力変換モジュール１０１の出力ＰＷＭ、即ち図２を参照して上述された実施形態例におけるＳＣＣの内部ノードの方形波の微制御を更に提供する。更に、コントローラ１０７は、異なる負荷レベルで効率を最大限にする為に、ＳＣＣのスイッチング周波数の調節を可能にすることができる。
[0057] デューティサイクルの掃引に対する、図２に描かれるようなＳＣＣの内部ノードの幾つかの平均電圧レベルの変化が、図４に示され、以下に更に詳細に説明される。
[0058] 図３は、図２を参照して上述された本発明の実施形態例による電力変換装置の幾つかの異なる内部ノードにおける電圧を示す時間図を表す。
[0059] 図３に描かれたグラフでは、横座標は、周期信号の周期Ｔの数に関する任意の時点からの経過時間に対応し、縦座標は、入力電源電圧Ｖｉｎの異なる比に関する信号電圧に対応する。明瞭さを目的として、電力変換モジュールの全ての内部ノードにおける全ての電圧が図３のグラフに示されるわけではないことに気付かれたい。
[0060] １つの第１の曲線３０５は、電力変換モジュールの第５の中央ノードＮ５における電圧ｖｘ５に対応し、１つの第２の曲線３０６は、電力変換モジュールの第６の中央ノードＮ６における電圧ｖｘ６に対応し、１つの第３の曲線３０７は、電力変換モジュールの第７の中央ノードＮ７における電圧ｖｘ７に対応し、１つの第４の曲線３０８は、電力変換モジュールの第８の中央ノードＮ８における電圧ｖｘ８に対応し、１つの第５の曲線３０９は、電力変換モジュールの第９の中央ノードＮ９における電圧ｖｘ９に対応する。
[0061] 曲線３０５、…、３０９の各々によって表される電圧信号は、周期Ｔ及び入力電源電圧Ｖｉｎの２０分の１に等しい振幅を持つ方形波信号である。２つの連続するノードに対応する２つの曲線は、入力電源電圧Ｖｉｎの２０分の１のステップ分だけ分離される。
[0062] 図４は、ＳＣＣのスイッチを制御するＰＷＭ信号のデューティサイクルが０から１まで掃引される際の、図２を参照して上述されたような本発明の一実施形態例による電力変換装置の異なる内部ノードにおける平均電圧を示す曲線を表す。
[0063] 図４に見られるように、一部のノードの平均電圧は、デューティサイクルの極値に関して重複する場合がある。
[0064] 図４では、第１の曲線４０５が、電力変換モジュールの第５の内部ノードＮ５における平均電圧ｖｘ５の変化を示し、第２の曲線４０６が、電力変換モジュールの第６の内部ノードＮ６における平均電圧ｖｘ６の変化を示し、第３の曲線４０７が、電力変換モジュールの第７の内部ノードＮ７における平均電圧ｖｘ７の変化を示し、第４の曲線４０８が、電力変換モジュールの第８の内部ノードＮ８における平均電圧ｖｘ８の変化を示し、第５の曲線４０９が、電力変換モジュールの第１の二次ノードＳＮ１における平均電圧の変化を示す。
[0065] 図４に示されるように、図１を参照して上述されたようにコントローラ１０７を用いて電力変換モジュールのスイッチを制御する信号のデューティサイクルを異ならせることは、連続範囲の出力電圧値を達成することを可能にし、更に、マルチプレクサ１０３を用いて適切な出力電圧を選択することは、広範囲の出力電圧値を達成することを可能にする。
[0066] 図５は、異なる値の公称負荷電圧ｖｏに関する出力電圧リップルの変化に対する出力フィルタのインダクタンス値の依存性を示す曲線を表す。
[0067] 図５によって示されるように、出力フィルタのインダクタンス値は、出力電圧リップルの関数として直線的に変化する。インダクタンス値がインダクタの実際の嵩を表すので、図５は、出力フィルタのサイズ減少の観点から本発明の利点を強調する。
[0068] 図６は、本発明の一実施形態例における電力変換モジュールのデューティサイクル及び／又は周波数を制御するアナログ制御の一具現化例を示す図を表す。
[0069] 図６に示されるように、負荷６１１（例えばＬＥＤストリング）を流れる電流は、感知レジスタＲｓｅｎｓｅの両端の感知電圧Ｖｓｅｎｓｅを測定することによって感知することができる。感知電圧Ｖｓｅｎｓｅは、電流設定点電圧Ｖｓｅｔから減算されてもよい。
[0070] 比例積分（ＰＩ：Proportional-Integral）コントローラは、例えば演算増幅器（ＯＡ：Operational Amplifiers）に基づいて、増幅回路６０３及び積分回路６０５によって形成されてもよい。ＰＩコントローラは、２つの測定された電圧ＶｓｅｎｓｅとＶｓｅｔとの間の誤差を最小限にすることを可能にし、ＰＩコントローラの応答は、ＯＡに接続された受動構成要素、即ち、示された実施形態例ではレジスタ及びコンデンサの特性を変更することによって調節することができる。
[0071] ＰＩコントローラの出力電圧Ｖｄｕｔｙは、電力変換器のデューティサイクル動作に対応する大きさを持つ。電力変換器、例えば図２を参照して上述された実施形態例のようなスイッチドキャパシタコンバータを駆動する信号は、比較回路６０７を用いて、ＰＩコントローラの出力電圧Ｖｄｕｔｙを鋸波状電圧Ｖｓａｗと比較し、それによって第１の時間位相Φ１及び第２の時間位相Φ２をそれぞれ持つ２つの相補ＰＷＭ信号を出力することによって得ることができる。鋸歯状信号の周波数は、ＰＷＭ信号の周波数を決定し、その振幅は、ＰＩコントローラの比例利得を決定する。スイッチのシュートスルーを防止する為に、無駄時間が位相駆動信号間に加えられてもよい。
[0072] 図７は、本発明の一実施形態例における、マルチプレクサチャネルを制御するゾーン制御の一具体例を示す図を表す。
[0073] 電力変換器の広い入力／出力動的電圧範囲を可能にする為に、追加の電圧制御ループが設けられてもよい。フローティングＰＷＭノードは、入力電圧Ｖｉｎの１０分の１に対応する間隔で、０からＶｉｎまでの出力電圧の全範囲をカバーすることができる。図１及び図２を参照して上述されたように、適切な内部ＰＷＭノードが、マルチプレクサ１０３のチャネルの１つを選択することによって、出力フィルタに接続される。図７に示されるようなゾーンコントローラ７００は、入力及び出力電圧を感知することによって、正しいマルチプレクサチャネルを起動することを可能にする。
[0074] 図７によって示される実施形態例では、入力電圧Ｖｉｎは、直列に接続された１０個の同一のレジスタＲ（これは、１／１０Ｖｉｎから９／１０Ｖｉｎに及ぶ等しく分割された９つのＤＣ閾値電圧Ｖｔｈ１、Ｖｔｈ２、…、Ｖｔｈ９の生成を可能にする）を用いて感知することができる。個々の電圧Ｖｔｈ１、Ｖｔｈ２、…、Ｖｔｈ９は、アナログ比較器ＣＭＰ０、…、ＣＭＰ９を用いて、出力電圧ｖｏと比較される。
[0075] マルチプレクサの２つの境界チャネル／レベルの起動信号、即ち、最上位起動信号ＭＳ１０及び最下位起動信号ＭＳ１は、対応する比較器ＣＭＰ９、ＣＭＰ０から直接得ることができる。他の起動信号は、排他的論理和ゲートＸＯＲｘを用いて隣接する比較器の出力部を接続することによって生成される。従って、出力電圧が２つの閾値レベル電圧の間にある場合、対応するチャネルはアクティブである、即ち、３／１０Ｖｉｎ＜ｖｏ＜４／１０Ｖｉｎの場合、最初の３つの比較器ＣＭＰ１、ＣＭＰ２、ＣＭＰ３の出力は、高レベルに設定される、及び他の比較器ＣＭＰ０、ＣＭＰ４、…、ＣＭＰ９の出力は、低レベルに設定される。この構成例では、ゲートＸＯＲ１のみが異なるレベルの入力を有するので、起動信号ＭＳ４が唯一のアクティブ（高レベル）信号であり、他の起動信号は非アクティブ（低レベル）である。
[0076] 上述された実施形態に含まれる全ての素子は、例えばパワーシステムオンチップ（ＰＳｏＣ：Power System on a Chip）又はパワーシステムインパッケージ（ＰＳｉＰ：Power System in a Package）としての集積を可能にできる程小型に形成することができる。示された実施形態例では、全コンデンサのキャパシタンスを１００ｎＦに設定することができ、キャパシタンス値は、より良い性能を実現する為に、更に最適化されてもよい。フィルタインダクタのインダクタンス値Ｌｏは、２００ｎＨに設定することができ、５×５ｍｍの面を有するＬＥＤサブマウントに印刷されることを可能にする。例えば、ＬＥＤパッケージは、少なくとも１つのＬＥＤ及び異なる実施形態に記載されたような電力変換装置を含むドライバを含むように設計されてもよい。
[0077] コンデンサは、強誘電体ランダムアクセスメモリ（ＦＲＡＭ（登録商標）：Ferroelectric Random Access Memory）又は埋め込み型ダイナミックランダムアクセスメモリ（ｅＤＲＡＭ：embedded Dynamic Random Access Memory）に適用される技術に類似した技術を用いて具現化されてもよい。このような技術によって実現されるより高い誘電率は、集積ＳＣＣをより小型及び従ってより安価にする。
[0078] 本発明が図面及び上記の記載において詳細に図示及び説明されたが、当業者には、このような図示及び説明は、限定的なものではなく、説明の為のもの又は例示的なものであると見なされるべきものであることが明らかとなるべきである。本発明は、開示された実施形態に限定されず、より正確に言えば、添付の特許請求の範囲に定義される本発明の保護範囲内で、幾つかの変形形態及び変更形態が可能である。
[0079] 例えば、上述された実施形態は、特定のトポロジーのＳＣＣによって形成された電力変換モジュールに関するが、他の種類の電力変換器が使用されてもよい。
[0080] 主に、負荷が光源である適用例が本明細書では説明されたが、本発明は、集積電力管理装置に対するニーズが存在する多くのシステムに、例えば、物理的若しくは生理的パラメータを感知する為の埋め込み可能若しくは装着可能なボディセンサ等の集積デバイスにおいて、又は集積環境発電装置等においても適用することができることに留意されたい。
[0081] 本明細書で定義及び使用された全ての定義は、辞書的定義、援用された文献における定義、及び／又は定義された用語の通常の意味を無効にすることが理解されるものとする。
[0082] 開示された実施形態に対する他の変形形態は、図面、開示内容、及び添付の特許請求の範囲の研究から、請求項に係る発明の実施において、当業者によって理解され得る及びもたらされ得る。クレームにおいて、「含む」（“comprising”）という用語は、他の要素又はステップを排除しない、及び不定冠詞「a」又は「an」は、複数を排除しない。特定の手段が互いに異なる従属クレームに記載されているという事実だけでは、これらの手段の組み合わせを有利に使用できないことを意味しない。クレームにおける何れの参照符号も範囲を限定するものと解釈されるものではない。

Claims (11)

  1. 負荷に接続される少なくとも１つの出力部を有し、少なくとも１つのコンデンサ又はインダクタを有する出力フィルタを含む、パルス幅変調信号を負荷に供給する電力変換装置であって、前記電力変換装置は、
    ＤＣ入力電圧が供給され、前記ＤＣ入力電圧のレベルのある割合のレベル振幅を有する複数の出力信号を供給する電力変換モジュールであって、各出力信号は、所定の最も低い割合のレベル振幅から所定の最も高い割合のレベル振幅までの範囲にある複数のステップに分割されたバイアス成分で浮いている方形波信号である、電力変換モジュールと、
    前記複数の出力信号の中から１つの出力信号を選択する選択モジュールであって、選択された出力信号が前記出力フィルタに接続される、選択モジュールと、
    を含む、電力変換装置。
  2. 前記選択モジュールは、複数の入力として前記複数の出力信号を受信し、前記複数の入力から選択された１つの出力信号を出力するマルチプレクサを含む、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記選択モジュールは、前記出力フィルタに対する選択された出力信号の配線を含む、請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 感知電源電圧を表す入力信号と、前記電力変換モジュールの感知出力電圧と、感知負荷電圧、負荷電流又は負荷電力を表す信号とから成る群の中の少なくとも１つの構成要素の関数として、前記電力変換モジュールの出力信号のデューティサイクル及び／又は周波数を制御するコントローラを更に含む、請求項１乃至３の何れか一項に記載の電力変換装置。
  5. 前記電力変換モジュールは、前記コントローラによって制御される複数のスイッチを含むスイッチドキャパシタコンバータを含む、請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 前記電力変換モジュールは、ディクソンラダートポロジーに基づいている、請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 前記複数の出力信号は、前記電力変換モジュールのそれぞれの内部ノードにおける電圧によって形成される、請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 請求項１乃至７の何れか一項に記載の電力変換装置を含む、ＬＥＤ用のドライバ。
  9. 少なくとも１つのＬＥＤ及び請求項８に記載のドライバを含む、ＬＥＤパッケージ。
  10. パワーシステムオンチップ又はパワーシステムインパッケージとして集積されている、請求項９に記載のＬＥＤパッケージ。
  11. 負荷に接続される少なくとも１つの出力部を有し、少なくとも１つのコンデンサ又はインダクタを有する出力フィルタを介してＰＷＭ信号を負荷に供給する方法であって、当該方法は、
    ＤＣ入力電圧によって供給された電力を前記ＤＣ入力電圧のレベルのある割合のレベル振幅を有する複数の出力信号に変換するステップであって、各出力信号は、所定の最も低い割合のレベル振幅から所定の最も高い割合のレベル振幅までの範囲にある複数のステップに分割されたバイアス成分で浮いている方形波信号であるステップと、
    前記出力フィルタを介して負荷供給信号を供給するために、前記複数の出力信号から選択される１つの出力信号を選択するステップとを少なくとも含む、方法。
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