WO2015037663A1

WO2015037663A1 - 太陽電池調整システム、関連する方法、及び、最小電流検出及び制御システム

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Publication number: WO2015037663A1
Application number: PCT/JP2014/074072
Authority: WO
Inventors: 将年鵜野; 明夫久木田
Original assignee: 独立行政法人宇宙航空研究開発機構
Priority date: 2013-09-11
Filing date: 2014-09-11
Publication date: 2015-03-19
Also published as: US20160294189A1; US10340699B2; CN105706013A; CN105706013B

Abstract

（課題）複数の太陽電池モジュールの直列接続により構成されるストリングにおいて部分影が発生した場合にも全体としての出力電流を維持するための、システム、関連する方法、及び、最小電流検出及び制御システムを提供する。（解決手段）ストリングの出力電圧をインバータに入力して交流電圧に変換し、多段倍電圧整流回路を介してストリングに印加することにより、影モジュールに補償電流を優先的に供給してストリング全体の出力電流を維持すると同時に補償電流の経路上で発生するインピーダンスにより影モジュールの動作電圧を降下させる。さらに、各種コンバータの出力側回路部分を太陽電池モジュールに多段接続してなり、コンバータ部分から影モジュールに優先的に補償電流を供給するシステム等を提供する。

Description

太陽電池調整システム、関連する方法、及び、最小電流検出及び制御システム

　本発明は、複数の太陽電池モジュールの直列接続により構成されるストリング（太陽電池モジュール鎖）において、部分影が発生した場合に各太陽電池モジュールの電気特性を擬似的に均等化する部分影補償装置に関する。

　太陽電池は、光起電力効果を利用して光エネルギーを電力に変換する電池であり、典型的には、ｐ型半導体とｎ型半導体とを接合して電極等を取り付けてなる構造を有している。太陽電池は日照条件や温度に応じてその動作特性が変化するのであり、太陽電池に印加される電圧と太陽電池を流れる電流、及び太陽電池から発生する電力の関係は、一般的には図１に示すような動作特性曲線により表すことができる。図１の動作特性曲線が示すとおり、太陽電池は或る動作電圧にて最大電力を発生することができるのであり、太陽電池を用いた太陽光発電システムにおいて太陽光エネルギーを最大限に活用するためには、パワーコンディショナ等を用いて太陽電池モジュールを最大電力点（ＭＰＰ：Ｍａｘｉｍｕｍ　Ｐｏｗｅｒ　Ｐｏｉｎｔ）で動作させる必要がある。

　複数枚の太陽電池モジュールを直列に接続し、ストリングを構成して使用する場合、一部の太陽電池モジュールに影がかかる（このような影を、以下「部分影」と呼ぶ。）ために各太陽電池モジュール特性にばらつきが生じ、影のかかった太陽電池モジュール（以下、「影モジュール」と呼ぶ。）が逆バイアスされてしまう可能性がある。逆バイアスを防止するべく、一般的には、ストリングを構成する各太陽電池モジュールと並列にバイパスダイオードを接続した上でストリングを使用することが多いが、部分影発生時においては影モジュールに接続されたバイパスダイオードが導通することにより影モジュールが電力を発生できない状態となってしまうため、利用可能な電力が大幅に低下してしまうことが知られている。また、部分影の発生状況に応じて、ストリング全体の動作特性曲線上に複数のＭＰＰが発生するため（図２中のＢ点とＣ点）、パワーコンディショナがストリングを真のＭＰＰ（図２中のＢ点）とは異なる非最適点（図２中のＣ点）で動作させてしまう可能性がある。

特開２０１２－０２８４３５号公報特開２００４－０４７５８５号公報特開２０１３－１０５３１８号公報特開２０１１－２２８５９８号公報特開２０１２－１８６８８１号公報

T. Shimizu, O, Hashimoto, and G. Kimura, "A novel high-performance utility-interactive photovoltaic inverter system," IEEE Trans. Power Electron., Vol. 18, No. 2, pp.704-711, Mar. 2003. T. Shimizu, M. Hirakata, T. Kamezawa, and H. Watanabe, "Generation control circuit for photovoltaic modules," IEEE Trans. Power Electron., Vol. 16, No. 3, pp.293-300, May 2001. S. Qin and R. C. N. Pilawa-Podgurski, "Sub-module differential power processing for photovoltaic applications," IEEE Applied Power Electron. Conf. Expo., pp.101-108, 2013. J. T. Stauth, M. D. Seeman, and K. Kesarwani, "Resonant switched-capacitor converters for sub-module distributed photovoltaic power management," IEEE Trans. Power Electron., Vol. 28, No. 3, pp.1189-1198, Mar. 2013. 鵜野、久木田、「多段倍電圧整流回路を用いた二石式直列共振形セル電圧バランス回路」、電気学会論文誌D、社団法人電気学会、平成25年4月、Vol.133 No.4 pp.475-483

　部分影によるこれらの悪影響を低減する手段として、マイクロコンバータ／インバータによる太陽電池モジュール毎の個別制御、動作点走査を用いた真のＭＰＰ探索アルゴリズムを付加した制御の開発等が行われている。しかし、マイクロコンバータ／インバータ方式では太陽電池モジュール毎に電力変換器が必要となるため高コスト化する傾向にあり、一方、動作点走査を用いたＭＰＰ探索アルゴリズムは制御の複雑化や応答性低下、電力抽出率の低下など、依然として大きな課題を有している。その他多数の解決手法も提案されているが、膨大なデータ量に基づく演算や情報検出システムが必要となるためコストの増加が予想される。

　部分影による特性劣化を防止する各種の部分影補償装置が提案されている。部分影補償装置は影のかかっていない太陽電池モジュール（以下、「日照モジュール」と呼ぶ。）から影モジュールへと電力伝送を行うことで擬似的に全ての太陽電池モジュールの電気的特性を均等化できるため、部分影発生時においてもマイクロインバータやＭＰＰ探索アルゴリズム等を用いることなく、通常のパワーコンディショナによって各太陽電池モジュールをＭＰＰで動作させることができる。部分影補償装置としては図３ａ，図３ｂに示す双方向昇降圧コンバータを用いた方式や図４に示すスイッチトキャパシタコンバータを用いた方式等が提案されている。これらの部分影補償装置の回路構成は基本的には直列接続された蓄電セル用の電圧均等化回路と同様であるが、後述のとおり、部分影補償装置の特性は蓄電セル用均等化回路の特性とは若干異なることが好ましい。これらの部分影補償装置の方式では、複数個のスイッチが必要なため太陽電池モジュールの直列接続数の増加に伴い回路構成が飛躍的に複雑化する傾向にあり、且つ、電力伝送が隣接する太陽電池モジュール間に限られているため、太陽電池モジュールの直列数が多い場合には複数の太陽電池モジュールを経由して電力伝送が行われる過程で損失が大きくなるという問題も生じる。

　太陽光発電システムには、十年以上に亘る長期運転が求められることが多いため、信頼性確保が重要である。また、太陽電池モジュールに電流リプルが重畳している場合、一般的には太陽電池モジュールの動作点が周期的にＭＰＰから逸脱してしまう。信頼性向上のためには回路の簡素化が有効であり、リプル電流の低減はＭＰＰ動作の安定化のために必要不可欠である。以上の背景に鑑みれば、部分影補償装置としては、簡素な回路構成を備え、且つリプル電流出力が低い方式が望ましい。

　図５に日照モジュールならびに影モジュールの電気的特性の代表例を示す。一般的に、太陽電池モジュールのＭＰＰにおける電圧は太陽光の照射強度に依存し、強度が弱まるにつれてＭＰＰの電圧Ｖ_MPも低下する。部分影が発生している場合においては、図５に示すように、発生していない場合と比較してＶ_MPも幾分低くなる。よって、部分影が発生している場合において全ての太陽電池モジュールの発電可能な電力を最大限に利用するためには、図５中の破線Ａで示すように影モジュールを日照モジュールよりも低い電圧で動作させることが望ましい。しかしながら、直列接続された蓄電セル用の従来の電圧均等化回路は全ての蓄電セルの電圧が均一になるよう動作するため、これを部分影補償装置としてそのまま用いた場合は、図５中の破線Ｂで示すように各太陽電池モジュールの電圧が均等となる。このため、各太陽電池モジュールの電力を最大限に活用できなくなる可能性がある。各太陽電池モジュールの電圧が均等な状態においては、日照モジュールは最大電力点で動作可能な一方、影モジュールは最大電力点から離れた点で動作しているため、影モジュールの電力を有効に活用することができない。

　以上の課題に鑑み、本発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）のキャパシタの各々に対して、２つの直列接続されたダイオードが並列に接続され、更に、２つの直列接続されたダイオードの各々における中間点に中間キャパシタが接続された、多段倍電圧整流回路と、第ｋ（ｋ＝１，２，…ｎ）のキャパシタに対して並列接続された第ｋの太陽電池モジュールとして与えられる第１から第ｎの太陽電池モジュールを直列接続してなる、太陽電池モジュール鎖と、第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧の入力を受けて、入力された合計電圧を交流電圧に変換し、交流電圧を多段倍電圧整流回路に出力する、容量性素子と誘導性素子とを備えたインバータとを備えた、太陽電池調整システムを提供する（本件第１発明）。

　上記太陽電池調整システムによれば、ストリングを構成する太陽電池モジュールのうち影モジュールに補償電流を供給しつつ、影モジュールを日照モジュールよりも低い動作電圧で動作させることが可能となる。具体的には、後述の実施例で詳しく説明するとおり、インバータに含まれる容量性素子と誘導性素子、多段倍電圧整流回路に含まれる中間キャパシタ、及び各電流経路に生じる抵抗に起因して発生するインピーダンスにより、多段倍電圧整流回路から電流が優先的に流れ込む影モジュールに電圧降下が発生する。後述のとおり、この電圧降下は等価出力抵抗Ｒ_outを用いて表すことができる。既に述べたとおり、影モジュールのＭＰＰにおける電圧Ｖ_MPは、（温度等、日照以外の動作環境、及び太陽電池モジュールの構造が同一であると仮定すれば）日照モジュールのＭＰＰにおける電圧Ｖ_MPよりも低い。したがって、パワーコンディショナやＤＣ－ＤＣコンバータ、負荷等を用いてストリング内の日照モジュールがＭＰＰ付近で動作するよう調整しつつ、本発明の太陽電池調整システムを動作させれば、影モジュールの動作電圧もＭＰＰの電圧Ｖ_MPに向かって調整されることになる。

　上記インバータは、交流電圧の周波数を変更する手段を備えることが好ましい。後述の実施例で詳しく説明するとおり、上記インピーダンスはインバータから出力される交流電圧の周波数に依存するので、これを変更することができれば影モジュールの動作電圧も変更できることになる。これにより影モジュールの動作点をＭＰＰに更に近づけることが可能となる。交流電圧の周波数を変更する手段としては、スイッチが考えられるが、これに限らず任意の手段を用いてよい。

　上記インバータを、（１）第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧の入力を受けて、スイッチの切り替え状態に応じた電圧を出力する、スイッチを備えた入力回路と、（２）入力回路から出力された電圧を交流電圧に変換し、多段倍電圧整流回路に対して交流電圧を出力する、容量性素子と誘導性素子とを備えた共振回路とを備えるよう構成することができる。交流電圧の周波数を変更する手段としてスイッチを用いる、本発明のシステムの一例である。このようなインバータを用いて本発明のシステムを構成すれば、入力回路でスイッチング周波数に応じた矩形波状の電圧を発生させ、これを共振回路で更に変換することにより正弦波状の交流電圧を出力する、等の態様でインバータから交流電圧を出力することが可能となる。

　上記共振回路がトランスにより交流電圧を変圧した上で多段倍電圧整流回路に出力するよう、上記インバータを構成することができる。上述のインピーダンスによる影モジュールの電圧降下は当該影モジュールに流れ込む電流の大きさに依存すると考えられるため、トランスにより交流電圧を変圧してから多段倍電圧整流回路に出力することで当該電流の大きさを変更することができれば、影モジュールにおける電圧降下も変更できる。

　（１）上記入力回路を、直列接続された第１及び第２のスイッチの各々にフライホイールダイオードを並列接続することにより構成し、第１及び第２のスイッチのうちオンとするスイッチを経時的に切り替えることによって、第１及び第２のスイッチの両端間に直流電圧が入力されたときに、第１及び第２のスイッチの中間点にある第１の端子と、第２のスイッチの両端のうち第１の端子とは異なる側にある、第２の端子と、の間に矩形波状の電圧を出力するよう構成し、（２）上記共振回路を、第１の端子と第３の端子との間で直列接続されたインダクタと共振回路内キャパシタとを備え、入力回路から矩形波状の電圧の入力を受けたときに、第３の端子と、第２の端子に接続された第４の端子と、の間に交流電圧を出力し、更に交流電圧をトランスにより変圧した上で多段倍電圧整流回路に出力するよう構成することができる。図８に示される、本発明の典型的な一態様に対応する構成である。

　また本発明は、第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の太陽電池モジュールを直列接続してなる、太陽電池モジュール鎖と、第ｋ（ｋ＝１，２，…ｎ）の太陽電池モジュールに対して並列接続された第ｋのキャパシタとして与えられる、第１から第ｎのキャパシタと、２つの直列接続されたダイオードからなり、第ｋ（ｋ＝１，２，…ｎ）のキャパシタに対して並列接続された第ｋのダイオードペアとして与えられる、第１から第ｎのダイオードペアと、第１から第ｎのダイオードペア各々における２つの直列接続されたダイオードの中間点に接続された、第１から第ｎの中間キャパシタと、を備えた第１の多段倍電圧整流回路と、第ｋ（ｋ＝１，２，…ｎ）の前記太陽電池モジュールに対して並列接続された第ｎ＋ｋのキャパシタとして与えられる、第ｎ＋１から第２ｎのキャパシタと、２つの直列接続されたダイオードからなり、第ｎ＋ｋのキャパシタに対して並列接続された第ｎ＋ｋのダイオードペアとして与えられる、第ｎ＋１から第２ｎのダイオードペアと、第ｎ＋１から第２ｎのダイオードペア各々における２つの直列接続されたダイオードの中間点に接続された、第ｎ＋１から第２ｎの中間キャパシタと、を備えた第２の多段倍電圧整流回路と、第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧の入力を受けて、入力された合計電圧を交流電圧に変換し、交流電圧をトランスにより変圧した上で出力する、容量性素子と誘導性素子とを備えたインバータとを備え、トランスの二次巻線の一端が第１の多段倍電圧整流回路に接続され、二次巻線の他端が第２の多段倍電圧整流回路に接続された、太陽電池調整システムを提供する（本件第２発明）。

　このような太陽電池調整システムによっても、ストリングを構成する太陽電池モジュールのうち影モジュールに補償電流を供給しつつ、影モジュールを日照モジュールよりも低い動作電圧で動作させることが可能である。さらに、本件第２発明の太陽電池調整システムの一例として、図２６に示されるとおり上記システムを構成すれば、後述の実施例において詳しく説明するとおり、太陽電池モジュールに流れるリプル電流を低減させることが可能となる。

　本件第２発明においても、上記インバータは交流電圧の周波数を変更する手段を備えることが好ましい。周波数を変更することができれば、影モジュールの電圧降下を引き起こすインピーダンスの大きさを変更し、当該影モジュールの動作電圧も変更できる。交流電圧の周波数を変更する手段としては、スイッチが考えられるが、これに限らず任意の手段を用いてよい。

　本件第２発明において、上記インバータを、（１）第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧の入力を受けて、スイッチの切り替え状態に応じた電圧を出力する、スイッチを備えた入力回路と、（２）入力回路から出力された電圧を交流電圧に変換し、交流電圧をトランスにより変圧した上で出力する、容量性素子と誘導性素子とを備えた共振回路とを備えるよう構成することができる。交流電圧の周波数を変更する手段としてスイッチを用いる、本件第２発明のシステムの一例である。

　本件第２発明においても、（１）上記入力回路を、直列接続された第１及び第２のスイッチの各々にフライホイールダイオードを並列接続することにより構成し、第１及び第２のスイッチのうちオンとするスイッチを経時的に切り替えることによって、第１及び第２のスイッチの両端間に直流電圧が入力されたときに、第１及び第２のスイッチの中間点にある第１の端子と、第２のスイッチの両端のうち第１の端子とは異なる側にある、第２の端子と、の間に矩形波状の電圧を出力するよう構成し、（２）上記共振回路を、第１の端子と第３の端子との間で直列接続されたインダクタと共振回路内キャパシタとを備え、入力回路から矩形波状の電圧の入力を受けたときに、第３の端子と、第２の端子に接続された第４の端子と、の間に交流電圧を出力し、更に交流電圧をトランスにより変圧した上で出力するよう構成することができる。

　また本発明は、本件第１発明及び第２発明の太陽電池調整システムのうち、交流電圧の周波数を変更する手段を備えたいずれかのシステムを用いて、太陽電池モジュール鎖の動作状態を制御する方法であって、太陽電池モジュール鎖の出力電力を計測する段階と、インバータにより出力される交流電圧の周波数を変更する段階と、周波数を変更した後に、太陽電池モジュール鎖の出力電力を計測する段階と、周波数を変更した後に計測された出力電力が、変更する前に計測された出力電力よりも高い場合に、変更が周波数の上昇であったならば周波数を再び上昇させ、変更が周波数の下降であったならば周波数を再び下降させる段階と、周波数を変更した後に計測された出力電力が、変更する前に計測された出力電力よりも低い場合に、変更が周波数の上昇であったならば周波数を下降させ、変更が周波数の下降であったならば周波数を上昇させる段階とを備え、太陽電池モジュール鎖の出力電力の計測と、インバータにより出力される交流電圧の周波数の変更と、を繰り返すことにより太陽電池モジュール鎖の動作状態を制御する方法を提供する（本件第３発明）。この方法により太陽電池モジュール鎖の動作状態を制御すれば、パワーコンディショナやＤＣ－ＤＣコンバータ、負荷等を用いてストリング内の日照モジュールがＭＰＰ付近で動作するよう調整しつつ、インバータが出力する交流電圧の周波数を調整することにより影モジュールがＭＰＰ付近で動作するよう調整することが可能となる。すなわち、日照モジュールと影モジュールとを、互いに異なるＭＰＰの電圧Ｖ_MPに向かって調整することが可能となる。

　さらに、本発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の太陽電池モジュールと、第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧が入力される、入力回路と、定常状態において、スイッチのオン、オフの時比率に応じて合計電圧を変換することにより生成される出力電圧を、第１から第ｎの太陽電池モジュールのうち最も電圧の低い１以上の太陽電池モジュールに対して出力するとともに、最も電圧の低い１以上の太陽電池モジュールに対して優先的に電流を出力するよう構成された、出力回路とを備えた、太陽電池調整システムを提供する（本件第４発明）。

　本発明者はこれまでに、直列接続された蓄電セル用に昇降圧コンバータを多段接続した一石式均等化回路を発明してきた（特許文献５）。この方式は一石式、すなわち１つのスイッチで動作可能であり、その他は全て受動素子で回路を構成することができるため、各種従来のセル電圧均等化回路と比較して回路構成を大幅に簡素化することが可能であった。本発明者は、この方式の回路を太陽電池ストリングに用いることにより、日照モジュールから影モジュールへと補償電流を供給してストリングを高出力で動作させられること、すなわち上記方式の回路が部分影補償装置として機能することを発見した。

　本件第４発明においては、入力回路を、（i）上記合計電圧が入力される入力キャパシタと、（ii）入力キャパシタに対して直列接続されたインダクタと、（iii）入力キャパシタとインダクタとの間に接続されたスイッチとを備えるよう構成し、また出力回路を、（iv）ダイオードとダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路と、（v）第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と、入力回路におけるインダクタとスイッチとの中間点と、の間にそれぞれが接続された、第１から第ｎのキャパシタと、を備えるよう構成することができる。図４１に示されるとおり、ＳＥＰＩＣコンバータの出力側回路部分を第１から第ｎの太陽電池モジュールに対して多段接続することにより構成される、本発明の太陽電池調整システムの一例である。

　また本件第４発明においては、入力回路を、（i）上記合計電圧が入力される入力キャパシタと、（ii）入力キャパシタに対して直列接続されたスイッチと、（iii）入力キャパシタとスイッチとの間に接続されたインダクタとを備えるよう構成し、また出力回路を、（iv）ダイオードとダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路と、（v）第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と、入力回路におけるスイッチとインダクタとの中間点と、の間にそれぞれが接続された、第１から第ｎのキャパシタと、を備えるよう構成することができる。図４２に示されるとおり、Ｚｅｔａコンバータの出力側回路部分を第１から第ｎの太陽電池モジュールに対して多段接続することにより構成される、本発明の太陽電池調整システムの一例である。

　また本件第４発明においては、入力回路を、（i）入力キャパシタとインダクタとを備えた第１の閉回路と、（ii）エネルギー伝送キャパシタと一次巻線とを備えた第２の閉回路とを、スイッチを介して接続してなるよう構成し、出力回路を、（iii）ダイオードとダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路と、（iv）第１のダイオード－インダクタ回路のダイオードのアノードに一端が接続された二次巻線と、（ｖ）第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と二次巻線の他端との間にそれぞれが接続された、第１から第ｎのキャパシタと、を備えるよう構成し、一次巻線に印加される電圧の極性を反転させて二次巻線に印加するよう構成することができる。図４３に示されるとおり、Ｃｕｋコンバータに基づいて構成される本発明の太陽電池調整システムの一例である。Ｃｕｋコンバータは入出力の極性が入れ替わる「反転型コンバータ」であるため、上記のとおり一次、二次巻線間で電圧の極性を反転させる構成がとられている。

　本件第４発明の太陽電池調整システムには、（i）出力回路を介して第１から第ｎの太陽電池モジュールの各々に流れ込む補償電流のうち、最小の補償電流を検出する最小補償電流検出器と、（ii）最小の補償電流と基準電流を比較する比較器と、（iii）比較の結果に基づき、スイッチの時比率を制御する、時比率制御手段とを備えることが望ましい。

　既に述べたとおり、本発明者により発明された、１つのスイッチで動作可能な方式の均等化回路を太陽電池ストリングに用いることにより、日照モジュールから影モジュールへと補償電流を供給してストリングを高出力で動作させることができる。しかし、このようなセル電圧均等化回路は原理的に全てのセル電圧が自動的に均一となるよう動作するため、これらのセル電圧均等化回路を部分影補償装置として応用する場合には、後述のように適切に制御を行わなければ影モジュールのみならず日照モジュールに対しても過剰な補償電流が供給されて、部分影補償装置内で不要な電力損失を招く恐れがある。よって、各太陽電池モジュールの発電電力を有効活用するためには適切な制御手法とともに部分影補償装置を用いることが望ましい。上記のとおり、最小補償電流を検出し、これを基準電流と比較し、比較結果に基づきスイッチの時比率を制御する構成を用いれば、そのような損失の発生を抑えることができる。

　最小補償電流検出器を、（i）電源と比較器との間に接続されたプルアップ抵抗器と、（ii）第１から第ｎの太陽電池モジュールに流れ込む補償電流をそれぞれ検出する、第１から第ｎの補償電流センサと、（iii）プルアップ抵抗器と第１から第ｎの補償電流センサのそれぞれの間に、プルアップ抵抗器から補償電流センサへと流れる電流を遮断しないようそれぞれ接続された、第１から第ｎの検出器内ダイオードとを備えるよう構成し、更に、第１から第ｎの補償電流センサのうち最小の補償電流を検出した補償電流センサ、に接続された検出器内ダイオードが導通することにより、最小の補償電流に対応する電圧が比較器に対して入力されるよう構成することができる。最小補償電流を検出するための、アナログ回路を用いる構成の一例である。

　上記アナログ回路を用いる構成以外にも、例えば上述の第１から第ｎの補償電流センサから出力される、電流検出値を示す信号をＡ／Ｄコンバータを介してデジタル信号へと変換した上で比較器へと入力し、比較器で各補償電流センサの電流検出値を比較して最小電流を特定し、更に比較器において基準電流と当該最小電流を比較するような構成によっても、同様の機能を得ることができる（この場合、「最小補償電流検出器」は、第１から第ｎの補償電流センサ、Ａ／Ｄコンバータ、及び比較器から構成される。基準電流と最小補償電流との比較を行う比較器と、各補償電流センサの電流検出値を比較する比較器は、同一のものであっても別個のものであってもよい。）。

　また本発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の太陽電池モジュールと、ダイオードとダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路と、第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点にそれぞれが接続された、第１から第ｎのキャパシタと、を備えた第１の出力回路と、ダイオードとダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第ｎ＋１から第２ｎのダイオード－インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第ｎ＋１から第２ｎのダイオード－インダクタ回路と、第ｎ＋１から第２ｎのダイオード－インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点にそれぞれが接続された、第ｎ＋１から第２ｎのキャパシタと、を備えた第２の出力回路と、第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧の入力を受けて、入力された合計電圧を交流電圧に変換し、交流電圧をトランスにより変圧した上で出力する、容量性素子と誘導性素子とを備えたインバータとを備え、トランスの二次巻線の一端が第１の出力回路に接続され、二次巻線の他端が第２の出力回路に接続された、太陽電池調整システムを提供する（本件第５発明。図５４，図５９に示すコモンカソード構成に対応。）。

　上述のセル電圧均等化回路ではセルの接続位置に応じて比較的大きなリプル電流が流れる傾向にある。上述のとおり、一般的に太陽電池の動作点は電流に大きく依存し大きなリプル電流が重畳した状態では動作電圧が不安的になる傾向があるため、太陽電池用として用いられる電力変換器（パワーコンディショナ等）は低リプル電流特性が好まれる。よって、セル電圧均等化回路を部分影補償装置として応用する場合には、低リプル電流特性を有するよう回路を変形することが望ましい。後述の実施例において詳しく説明するとおり、本件第５発明に従う太陽電池調整システムを用いれば、太陽電池モジュールに流れるリプル電流を低減させることが可能となる。

　本件第５発明の別の態様として、本発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の太陽電池モジュールと、ダイオードとダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路と、第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点にそれぞれが接続された、第１から第ｎのキャパシタと、を備えた第１の出力回路と、ダイオードとダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第ｎ＋１から第２ｎのダイオード－インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第ｎ＋１から第２ｎのダイオード－インダクタ回路と、第ｎ＋１から第２ｎのダイオード－インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点にそれぞれが接続された、第ｎ＋１から第２ｎのキャパシタと、を備えた第２の出力回路と、第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧の入力を受けて、入力された合計電圧を交流電圧に変換し、交流電圧をトランスにより変圧した上で出力する、容量性素子と誘導性素子とを備えたインバータとを備え、トランスの二次巻線の一端が第１の出力回路に接続され、二次巻線の他端が第２の出力回路に接続された、太陽電池調整システムを提供する（図５７，図６０に示すコモンアノード構成に対応。）。

　後述の実施例において説明するとおり、各ダイオード－インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの並び順を交換しても、本件第５発明のシステムは同様の原理で動作可能である。

　本件第５発明において、上記インバータを、第１のスイッチと第２のスイッチとを直列接続してなるスイッチ鎖と、２つのインバータ内キャパシタを直列接続してなり、スイッチ鎖に並列接続されたキャパシタ鎖とを備えるよう構成し、更に、スイッチ鎖における２つのスイッチの中間点と、キャパシタ鎖における２つのインバータ内キャパシタの中間点と、の間にトランスの一次巻線を接続することによりハーフブリッジ型インバータとして構成し、一次巻線に印加される電圧を変圧して二次巻線に印加するよう構成することが可能である。

　あるいは、本件第５発明において、上記インバータを、第１のスイッチと第２のスイッチとを直列接続してなる第１のスイッチ鎖と、第３のスイッチと第４のスイッチとを直列接続してなり、第１のスイッチ鎖に並列接続された第２のスイッチ鎖とを備えるよう構成し、更に、第１，第２のスイッチの中間点と、第３，第４のスイッチの中間点と、の間にトランスの一次巻線を接続することによりフルブリッジ型インバータとして構成し、一次巻線に印加される電圧を変圧して二次巻線に印加するよう構成することが可能である。

　本件第５発明の太陽電池調整システムにおいては、（i）第１，第２の出力回路を介して第１から第ｎの太陽電池モジュールの各々に流れ込む補償電流のうち、最小の補償電流を検出する最小補償電流検出器と、（ii）最小の補償電流と基準電流を比較する比較器と、（iii）比較の結果に基づき、インバータの出力電流を制御する、電流制御手段とを備えることが望ましい。本件第４発明と同様に、本件第５発明の太陽電池調整システムにおいても、最小補償電流を検出し、これを基準電流と比較し、比較結果に基づき、インバータに含まれるスイッチの時比率を制御する等してインバータの出力電流を制御する構成を用いれば、過剰な補償電流が供給されることによる不要な電力損失を避けることができる。

　本件第５発明の太陽電池調整システムにおいても、最小補償電流検出器を、（i）電源と比較器との間に接続されたプルアップ抵抗器と、（ii）第１から第ｎの太陽電池モジュールに流れ込む補償電流をそれぞれ検出する、第１から第ｎの補償電流センサと、（iii）プルアップ抵抗器と前記第１から第ｎの補償電流センサのそれぞれの間に、プルアップ抵抗器から補償電流センサへと流れる電流を遮断しないようそれぞれ接続された、第１から第ｎの検出器内ダイオードとを備えるよう構成し、更に、第１から第ｎの補償電流センサのうち最小の補償電流を検出した補償電流センサ、に接続された検出器内ダイオードが導通することにより、最小の補償電流に対応する電圧が比較器に対して入力されるよう構成することができる。既に述べたとおり、このようなアナログ回路を用いる構成以外にも、例えば上述のとおり第１から第ｎの補償電流センサ、Ａ／Ｄコンバータ、及び比較器から最小補償電流検出器を構成することが可能である。

　本発明は更に、電源に接続されたプルアップ抵抗器と、第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の回路要素に流れる電流をそれぞれ検出する、第１から第ｎの電流センサと、プルアップ抵抗器と第１から第ｎの電流センサのそれぞれの間に、プルアップ抵抗器から電流センサへと流れる電流を遮断しないようそれぞれ接続された、第１から第ｎのダイオードと、プルアップ抵抗器に接続された比較器とを備え、第１から第ｎの電流センサのうち最小の電流を検出した電流センサ、に接続されたダイオードが導通することにより、最小の電流に対応する電圧が比較器に対して入力され、比較器が最小の電流と基準電流とを比較するよう構成されている、最小電流検出システムを提供する（本件第６発明）。

　このような最小電流検出システムは、上述の太陽電池モジュールに限らず、任意の回路要素に流れる電流を検出し、複数の回路要素に流れる電流のうち最小の電流を検出して基準電流と比較するために用いることができる。このような構成により、目的の回路要素以外の要素に流れる電流が基準以下であるかをチェックすること等が可能となる。

　本発明は更に本件第６発明の更なる態様として、電源に接続されたプルアップ抵抗器と、第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の回路要素に流れる電流をそれぞれ検出する、第１から第ｎの電流センサと、プルアップ抵抗器と第１から第ｎの電流センサのそれぞれの間に、プルアップ抵抗器から電流センサへと流れる電流を遮断しないようそれぞれ接続された、第１から第ｎのダイオードと、プルアップ抵抗器に接続された比較器と、第１から第ｎの回路要素に流れる電流を制御する、電流制御手段とを備え、第１から第ｎの電流センサのうち最小の電流を検出した電流センサ、に接続されたダイオードが導通することにより、最小の電流に対応する電圧が比較器に対して入力され、比較器が最小の電流と基準電流とを比較し、比較の結果に基づき電流制御手段が第１から第ｎの回路要素に流れる電流を制御するよう構成されている、最小電流制御システムを提供する。

　複数の回路要素に流れる電流のうち最小の電流を検出して基準電流と比較するための構成に加え、比較結果に基づき回路要素に流れる電流を制御するための手段を備えた態様である。一例として、スイッチの時比率に応じて変化するコンバータの出力電圧を複数の回路要素（太陽電池モジュール、蓄電セル、抵抗器、インダクタ等、任意である。）へと印加する（すなわち時比率に応じて複数の回路要素に流れる電流が変化する）システムに対して上記最小電流制御システムを用いる場合、電流制御手段はスイッチ制御回路として構成可能であり、スイッチ制御回路を用いてスイッチの時比率を制御することにより、各回路要素に流れる電流を制御することができる。

（本件第１～第３発明）
　本発明の太陽電池調整システムを用いれば、部分影発生時に影モジュールの動作電圧を日照モジュールの電圧と比べて相対的に下げることができるため、部分影発生時の太陽電池の電気特性を加味し、等価出力抵抗Ｒ_outを適切に設定することにより、部分影発生時においても日照モジュールと影モジュールの両方をＭＰＰ近傍で動作させることが可能となる。すなわち、本発明の太陽電池調整システムは部分影補償装置として機能する。また、部分影の発生状況に応じて部分影補償装置の周波数を制御し、等価出力抵抗Ｒ_outを調整することでも同様の目的（部分影発生時においても各モジュールをＭＰＰ近傍で動作させる）を達成することが可能である。典型的な一態様において、部分影補償装置の主回路は、２つのスイッチを用いる二石式の構成であり、その他は受動部品のみで構成可能なため、各種従来の部分影補償装置と比較して回路構成を大幅に簡素化することが可能である。また、本部分影補償装置を構成する多段倍電圧整流回路を対称型構成とすることで、太陽電池モジュールに流れるリプル電流を低減することが可能である。

（本件第４～第６発明）
　本発明の太陽電池調整システムを用いれば、部分影発生時に日照モジュールから影モジュールへと補償電流を供給することにより太陽電池ストリング全体として高出力で動作することが可能となる。すなわち本発明の太陽電池調整システムは部分影補償装置として機能する。典型的な態様において、本発明による部分影補償装置の主回路は少数個のスイッチ（最低１個）で構成可能な回路構成を有しており、その他は受動部品のみで構成可能なため、各種従来の部分影補償装置と比較して回路構成を大幅に簡素化することが可能である。また、本発明の提案する最小電流検出システムや最小電流制御システムを用いることで、部分影補償装置から影モジュールに対して補償電流を供給しつつ、日照モジュールに対して供給される補償電流を最小化することにより部分影補償装置内で発生する電力損失を最小限に抑えることが可能である。この最小電流検出システム、制御システムは、太陽電池モジュールに限らず任意の回路要素に流れる電流を検出、制御するために利用可能である。また、本発明による部分影補償装置の出力部分を多段接続カレントダブラ構成とすることによって、各太陽電池モジュールに対して供給される電流のリプル成分を大幅に低減することが可能である。

一般的な太陽電池の動作特性を表すグラフ。部分影が発生している場合、していない場合のそれぞれにおける、ストリング全体に印加される電圧Ｖ_String、ストリング全体を流れる電流Ｉ_String、及びストリング全体の出力電力Ｐｏｗｅｒの関係を表すグラフ。昇降圧コンバータを用いた従来方式の部分影補償装置の回路図。マルチステージ昇降圧コンバータを用いた従来方式の部分影補償装置の回路図。スイッチトキャパシタコンバータを用いた従来の部分影補償装置の回路図。日照モジュールと影モジュールの、それぞれの動作特性を表すグラフ。本発明の太陽電池調整システムの概念図。本発明の太陽電池調整システムとＤＣ－ＤＣコンバータとを併用した構成の回路図。本発明の一実施形態である太陽電池調整システムの回路図。図８の太陽電池調整システムを動作させたときの、各素子を流れる電流、及び各素子に印加される電圧の時間変化を表わす波形図。太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかっている状態で図８の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード２の期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかっている状態で図８の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード３の期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかっている状態で図８の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード４の期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかっている状態で図８の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード１の期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかっている状態での、図８の太陽電池調整システム内の各部における矩形波状電圧波形と、これらの一次高調波近似から得られる正弦波状波形を示す図。図８の太陽電池調整システムのうち、図１１に示された回路部分の交流等価回路図。日照量変動時における太陽電池モジュールの特性例を表すグラフ。太陽電池モジュールＰＶ１のみに影がかかっている状態を擬似的に表す、実験に用いた回路構成図。太陽電池アレイ・シミュレータを用いて行った、太陽電池調整システムの動作実験の結果を示すグラフ（スイッチング周波数を変化させたときの、影モジュールＰＶ１の出力特性）。太陽電池アレイ・シミュレータを用いて行った、太陽電池調整システムの動作実験の結果を示すグラフ（各モジュールの動作特性）。太陽電池アレイ・シミュレータを用いて行った、太陽電池モジュール鎖全体の動作実験の結果を示すグラフ（太陽電池調整システムを用いたとき、用いないときの動作特性の比較）。動作実験で、太陽電池調整システムを用いないときに各太陽電池モジュールに接続されたバイパスダイオードの接続態様を示す図。本発明の太陽電池調整システムを用いて太陽電池モジュール鎖の動作状態を制御するためのシステム構成例。本発明による、太陽電池モジュール鎖の動作状態制御方法の一例を示すフローチャート。本発明による、太陽電池モジュール鎖の動作状態制御方法の一例を示すフローチャート。スイッチング周波数を変動させた際（即ちＲ_outを変動させた際）における影モジュールの動作点の変化の様子の一例を示す図。太陽電池モジュールＰＶ３に影がかかっている状態で図８の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード２の期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ３に影がかかっている状態で図８の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード３の期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ３に影がかかっている状態で図８の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード４の期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ３に影がかかっている状態で図８の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード１の期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ３に影がかかっている状態での、図８の太陽電池調整システム内の各部における矩形波状電圧波形と、これらの一次高調波近似から得られる正弦波状波形を示す図。図８の太陽電池調整システムのうち、図２４に示された回路部分の交流等価回路図。本発明の一実施形態である太陽電池調整システムの回路図。太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかっている状態で図２６の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード２の期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかっている状態で図２６の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード３の期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかっている状態で図２６の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード４の期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかっている状態で図２６の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード１の期間中において流れる電流の経路を示す図。本発明の一実施形態である太陽電池調整システムの回路図。太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかっている状態で図２８の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード２の期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかっている状態で図２８の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード３の期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかっている状態で図２８の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード４の期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかっている状態で図２８の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード１の期間中において流れる電流の経路を示す図。本発明の一実施形態である太陽電池調整システムの回路図。太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかっている状態で図３０の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード２の期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかっている状態で図３０の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード３の期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかっている状態で図３０の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード４の期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかっている状態で図３０の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード１の期間中において流れる電流の経路を示す図。ハーフブリッジ型セルの回路図。フルブリッジ型セルの回路図。直列共振回路の回路図。並列共振回路の回路図。直並列共振回路の回路図。ＬＬＣ回路の回路図。本発明の太陽電池調整システムの概念図。本発明の太陽電池調整システムとＤＣ－ＤＣコンバータとを併用した構成の回路図。ＳＥＰＩＣコンバータの回路図。Ｚｅｔａコンバータの回路図。Ｃｕｋコンバータの回路図。本発明の一実施形態である、ＳＥＰＩＣコンバータを基礎とした太陽電池調整システムの回路図。本発明の一実施形態である、Ｚｅｔａコンバータを基礎とした太陽電池調整システムの回路図。本発明の一実施形態である、Ｃｕｋコンバータを基礎とした太陽電池調整システムの回路図。図４１の太陽電池調整システムを動作させたときの、各素子を流れる電流、及び各素子に印加される電圧の時間変化を表わす波形図。太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図４１の太陽電池調整システムを動作させたとき、スイッチのオン期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図４１の太陽電池調整システムを動作させたとき、スイッチのオフ期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図４２の太陽電池調整システムを動作させたとき、スイッチのオン期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図４２の太陽電池調整システムを動作させたとき、スイッチのオフ期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図４３の太陽電池調整システムを動作させたとき、スイッチのオン期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図４３の太陽電池調整システムを動作させたとき、スイッチのオフ期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ１，ＰＶ２に影がかかっている状態で図４１の太陽電池調整システムを動作させたとき、スイッチのオン期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ１，ＰＶ２に影がかかっている状態で図４１の太陽電池調整システムを動作させたとき、スイッチのオフ期間中において流れる電流の経路を示す図。部分影補償時における電流供給のイメージ図（過剰補償時）。部分影補償時における電流供給のイメージ図（補償不足時）。部分影補償時における電流供給のイメージ図（最適補償時）。図４９ｃに示される最適補償を実現するための、最小電流制御システムの構成図。実験に用いた各太陽電池モジュールの特性。本発明の太陽電池調整システムを動作させたときの、太陽電池モジュールＰＶ１の動作特性に関する実験結果。本発明の太陽電池調整システムを動作させたときの、太陽電池モジュールＰＶ２の動作特性に関する実験結果。本発明の太陽電池調整システムを動作させたときの、太陽電池モジュールＰＶ３の動作特性に関する実験結果。本発明の太陽電池調整システムを動作させたときの、太陽電池モジュールＰＶ４の動作特性に関する実験結果。本発明の太陽電池調整システムを用いた場合、用いなかった場合にそれぞれ測定した、ストリングの動作特性を示す実験結果。本発明の一実施形態である、ハーフブリッジインバータとコモンカソード多段接続カレントダブラを用いた太陽電池調整システムの回路図。図５４の太陽電池調整システムを動作させたときの、各素子を流れる電流、及び各素子に印加される電圧の時間変化を表わす波形図。太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図５４の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード１の期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図５４の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード２の期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図５４の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード３の期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図５４の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード４の期間中において流れる電流の経路を示す図。本発明の一実施形態である、ハーフブリッジインバータとコモンアノード多段接続カレントダブラを用いた太陽電池調整システムの回路図。太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図５７の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード１の期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図５７の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード２の期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図５７の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード３の期間中において流れる電流の経路を示す図。太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている状態で図５７の太陽電池調整システムを動作させたとき、モード４の期間中において流れる電流の経路を示す図。本発明の一実施形態である、フルブリッジインバータとコモンカソード多段接続カレントダブラを用いた太陽電池調整システムの回路図。本発明の一実施形態である、フルブリッジインバータとコモンアノード多段接続カレントダブラを用いた太陽電池調整システムの回路図。

（本件第１～第３発明）
　これより図面を用いて、本件第１～第３発明に係る太陽電池調整システム、及び太陽電池モジュール鎖の動作状態制御方法を説明する。但し、本件第１～第３発明に係る太陽電池調整システム、及び太陽電池モジュール鎖の動作状態制御方法の構成は、各図面にて示される特定の具体的構成へと限定されるわけではなく、本発明の範囲内で適宜変更可能である。例えば、以下において各キャパシタは主に単独の蓄電素子であるとして説明するが、これらは充放電可能な任意の素子、複数の素子からなるモジュール、あるいはそれらモジュールを用いて構成される任意の装置であってもよい。各蓄電素子の容量も、それぞれ異なっていてよい。また以下の実施例では４つの太陽電池モジュールにより太陽電池モジュール鎖（ストリング）が構成されるが、４に限らず任意の直列数で太陽電池モジュール鎖を構成できる。各スイッチについても、以下においてはＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチであるとして説明するが、任意の電子スイッチ、あるいは機械式スイッチを用いることも可能である。

　太陽電池調整システムの概念
　４直列の太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４を用いて構成される、本発明による太陽電池調整システムの概念図を図６に示す。図６中、Ｖ_PV1～Ｖ_PV4，Ｉ_PV1～Ｉ_PV4は、それぞれ太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４に印加される電圧、及びそれらから出力される電流を表し、Ｉ_eq1～Ｉ_eq4は、それぞれ太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４に対してＰＶ疑似均等化器から供給される電流を表す。Ｉ_stringは、太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４から構成される太陽電池モジュール鎖全体に流れる電流を表し、この電流が、太陽電池モジュール鎖に対して接続される負荷（不図示）へと出力される負荷電流Ｉ_Loadと、ＰＶ擬似均等化器への入力電流Ｉ_eq-inとに寄与する。Ｖ_Stringは太陽電池モジュール鎖の両端に印加される電圧である。

　ＰＶ擬似均等化器にはＶ_PV1～Ｖ_PV4の合計電圧であるＶ_Stringが入力電圧として印加され、また太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４からの入力電流Ｉ_eq-inが供給される。各太陽電池モジュールは直列に接続されているため、全ての太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４が同一の大きさの電流Ｉ_Stringを流そうと動作する。しかし、図５で示したように、影モジュールの供給可能な電流は日照モジュールのそれと比較して小さいため、多くの場合において影モジュールはＩ_Stringの電流を供給できなくなってしまう。

　太陽電池調整システムの利用態様の例としては、図７に示すとおり、ＤＣ－ＤＣコンバータを介して太陽電池モジュール鎖に負荷を接続する構成が挙げられる。図７に示すＤＣ－ＤＣコンバータは昇圧形コンバータであり、スイッチＱ_DC-DCの時比率（スイッチング周期全体に対するオン期間の割合）をＤとすれば、太陽電池モジュール鎖の出力電圧Ｖ_Stringと負荷電圧Ｖ_Loadの間には、

　　　　　　　　　　　　（１）
の関係が成り立つ。例えば定電圧負荷を用いる場合Ｖ_Loadは一定となるため、検出回路によって太陽電池モジュール鎖、あるいは各太陽電池モジュールの発生する電力を検出しつつ、ＤＣ－ＤＣコンバータ制御回路によって時比率Ｄを制御することにより、最大電力が得られるよう各太陽電池モジュールの電圧を制御することができる。日照モジュールから最大電力を得るためには図５の破線Ｂで示される電圧を印加するべきであるが、このとき日照モジュールに流れる電流は影モジュールが流しうる最大電流を超えている。したがって、日照モジュールの最大電力に対応する電流は影モジュールを流れることができず、一切の電流補償手段がないならば影モジュールから最大電力を得ることは不可能となる。

　本発明の太陽電池調整システムは、ＰＶ擬似均等化器を用いることにより、影モジュールも擬似的にＩ_Stringの電流を供給可能となるよう影モジュールに対して補償電流Ｉ_eqを供給する。例えば太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかっており、日照モジュールＰＶ２～ＰＶ４が流そうとする電流を供給することができない場合、影モジュールＰＶ１にはＰＶ擬似均等化器から補償電流Ｉ_eq1が供給される。したがって、影モジュールＰＶ１からは自己が供給する電流Ｉ_PV1と補償電流Ｉ_eq1とが流れるため、

　　　　　　　　　　　　（２）
で表される電流Ｉ_Stringを、太陽電池モジュール鎖が流しうることとなる。

　太陽電池調整システムの構成
　４直列の太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４に対する本発明の太陽電池調整システムの第１の実施形態を図８に示す。図８の回路構成は、図６，図７のＰＶ擬似均等化器が直列共振形インバータと多段倍電圧整流回路により構成される例である。

　直列共振形インバータ
　直列共振形インバータは、直列接続されたスイッチＱａ，Ｑｂの各々にフライホイールダイオードＤａ，Ｄｂを並列接続することにより構成されるハーフブリッジ型セルに、キャパシタＣｒとインダクタＬｒとを直列接続し、更に多段倍電圧整流回路との間にトランスを設けることにより構成される。ここで、図８中、ｉ_Sa，ｉ_SbはスイッチＱａ，Ｑｂにそれぞれ流れる電流を表し、Ｖ_DSa，Ｖ_DSbはスイッチＱａ，Ｑｂそれぞれに印加される電圧を表し、ｉ_LrはインダクタＬｒに流れる電流を表し、Ｖ_TP，Ｖ_TSは、それぞれトランスの一次電圧、二次電圧を表す。なお、図８中、直列共振形インバータ内の１～４の数字は、便宜上付けられた端子番号に対応する。

　多段倍電圧整流回路
　多段倍電圧整流回路は、直列接続されたキャパシタＣｏｕｔ１～Ｃｏｕｔ４と、各々のキャパシタに対して２つの直列接続されたダイオードを並列に接続してなる、ダイオードＤ１～Ｄ８と、２つの直列接続されたダイオードの各々における中間点にキャパシタを接続してなる、中間キャパシタＣ１～Ｃ４とから構成される。ここで、図８中、ｉ_C1～ｉ_C4は、中間キャパシタＣ１～Ｃ４にそれぞれ流れる電流を表す。なお、キャパシタの直列接続数は、４に限らず２以上の任意の数であってよい。

　太陽電池調整システムの動作
　直列共振形インバータは直列接続された太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４により駆動され、多段倍電圧整流回路に対してトランス二次巻線の部位において正弦波状の交流電流を供給する。一方、多段倍電圧整流回路はその正弦波状の交流電流により駆動され、動作時においては直列接続された太陽電池モジュールの中で電圧の最も低いモジュールに対して優先的に電力を分配するよう動作する。図７に示すとおり負荷を接続する等して、直列接続された太陽電池モジュールを使用する場合、一般的に影モジュールの電圧はその他の日照モジュールの電圧よりも低くなる。したがって、本部分影補償装置を用いることで全モジュール（影モジュールも含む）から影モジュールへと電力を分配し、影モジュールにおける電力不足分を補償することができる。以下、詳細な動作原理について説明を行う。

　太陽電池調整システムの動作
　図７に示すとおり、ＤＣ－ＤＣコンバータを介して負荷を接続する等して、太陽電池モジュール鎖全体に電圧が印加されており、太陽電池モジュールＰＶ１にのみ影がかかっているとする。従来の一般的な共振形インバータと同様に、キャパシタＣｒとインダクタＬｒからなる直列回路の共振周波数よりも高いスイッチング周波数で、スイッチＱａのみがオンの状態とスイッチＱｂのみがオンの状態とを、両スイッチについて５０％以下の時比率で交互に切り替える。このようにして本発明の太陽電池調整システムを動作させたときに各素子を流れる電流、及び各素子に印加される電圧の波形を図９に示し、動作中に実現される４つのモード期間中にシステム内を流れる電流の経路を図１０ａ～図１０ｂに示す（キャパシタＣｏｕｔ１～Ｃｏｕｔ４は平滑キャパシタとして機能するため、これらに流れる電流は無視する）。なお、図９のグラフ中、Ｖ_GSa，Ｖ_GSbは、スイッチＱａ，Ｑｂのゲート電圧をそれぞれ表し、ｉ_D1，ｉ_D2はダイオードＤ１，Ｄ２に流れる電流をそれぞれ表す。

　便宜上、まずモード２の動作を説明する（図１０ａ）。モード２の期間中においては、図９中、Ｖ_GSのグラフが示すとおり、スイッチＱａがオンとされ、スイッチＱｂがオフとされており、キャパシタＣｒ及びインダクタＬｒを含む共振回路に対して、正電圧（図８中、Ｖ_DSbを示す矢印の向きに上昇する電圧。図９中、Ｖ_DSbのグラフ参照。）が出力される。これによりキャパシタＣｒ及びインダクタＬｒに正の電流（図８中、ｉ_Lrを示す矢印の向きに流れる電流。太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４から、オン状態のスイッチＱａを通ってキャパシタＣｒ及びインダクタＬｒへと流れ込む。）が流れる。キャパシタＣｒとインダクタＬｒの共振現象により、ｉ_Lrは正弦波状に変化する（図９中、ｉ_Lrのグラフ参照。）。トランスの一次巻線には交流電圧が印加され、これが変圧されて二次電圧として多段倍電圧整流回路に出力される（図９中、Ｖ_TSのグラフ参照。）。二次電圧による補償電流は影モジュールＰＶ１に（及び、本実施例においては経路上にある日照モジュールＰＶ２に）優先的に流れ込む。

　スイッチＱａをオフとすることにより、モード２においてスイッチＱａを流れていた電流がフライホイールダイオードＤｂへと転流し、動作はモード３へと移行する（図１０ｂ）。このとき、共振回路に入力される電圧Ｖ_DSbはゼロとなるが（図９中、Ｖ_DSbのグラフ参照。）、共振現象により、インダクタＬｒを流れる電流ｉ_Lrは引き続き正弦波状に変化する（図９中、ｉ_Lrのグラフ参照。）。共振周波数よりも高い周波数でスイッチングを行っているため、モード３への移行時において、インダクタＬｒを流れる電流ｉ_Lrは依然として正である。インダクタＬｒが誘導性素子であるため、電流ｉ_Lrはモード３への移行時において連続である一方、モード２においてｉ_Lrと等しかった電流ｉ_Saは、モード３への移行と同時にゼロとなる（図９中、ｉ_Saのグラフ参照。）。これに対応して、モード２においてゼロであった電流ｉ_Sbが、モード３への移行と同時にｉ_Lrと等しい大きさを有することとなる（図８に示すとおり電流ｉ_Sbの極性を定義しているため、電流ｉ_Sbと電流ｉ_Lrの正負は逆となる。図９中、電流ｉ_Sb，ｉ_Lrのグラフ参照。）。多段倍電圧整流回路から太陽電池モジュール鎖へと流れる電流の経路は、モード２の期間中における経路と同様である。

　モード３の期間中に、スイッチＱｂがオンとされる。インダクタＬｒの電流ｉ_Lrが負に切り替わるタイミングで、動作はモード４へと移行する（図１０ｃ）。

　モード４の期間中においては、モード３の期間中と同様に、共振回路に入力される電圧Ｖ_Dsbはゼロであるが（図９中、Ｖ_DSbのグラフ参照。）、共振現象により、インダクタＬｒを流れる電流ｉ_Lrは引き続き正弦波状に変化する（図９中、ｉ_Lrのグラフ参照。）。モード４においてはｉ_Lrの極性がモード２，３と逆であり、多段倍電圧整流回路に対して入力される交流電圧の極性も逆となる（図９中、Ｖ_TSのグラフ参照。）。これに伴い、多段倍電圧整流回路及び太陽電池モジュール鎖を流れる電流の経路も、図１０ｃに示すとおり変化する。中間キャパシタＣ１がダイオードＤ２を介して放電しており、この放電電流は、モード２，３とは逆向きに日照モジュールＰＶ２を流れる。

　スイッチＱｂをオフとすることにより、モード４においてスイッチＱｂを流れていた電流がフライホイールダイオードＤａへと転流し、動作はモード１へと移行する（図１０ｄ）。このとき、インダクタＬｒを含む共振回路に対して、ほぼ一定の正電圧ｖ_DSbが出力される（図９中、ｖ_DSbのグラフ参照。）。共振周波数よりも高い周波数でスイッチングを行っているため、モード１への移行時においてインダクタＬｒを流れる電流ｉ_Lrは負であるが、上記正電圧ｖ_DSb、及び共振現象により経時的に上昇する。インダクタＬｒが誘導性素子であるため、電流ｉ_Lrはモード１への移行時において連続である一方、モード４においてｉ_Lrと大きさが等しかった電流ｉ_Sbは、モード１への移行と同時にゼロとなる（図９中、ｉ_Sbのグラフ参照。）。これに対応して、モード４においてゼロであった電流ｉ_Saが、モード１への移行と同時にｉ_Lrと等しくなる（図９中、電流ｉ_Sa，ｉ_Lrのグラフ参照。）。多段倍電圧整流回路から太陽電池モジュール鎖へと流れる電流の経路は、モード４の期間中における経路と同様である。

　モード１の期間中に、スイッチＱａがオンとされる。インダクタＬｒの電流ｉ_Lrが正に切り替わるタイミングで、動作はモード２へと移行する。以降、同様に各モードが経時的に実現される。

　図１０ａ～図１０ｄに示したように、太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかった状態で、多段倍電圧整流回路内において電流が流れる素子は中間キャパシタＣ１、ダイオードＤ１，Ｄ２であり、これらは太陽電池モジュールＰＶ１と対になる素子である。影モジュールと対になる素子のみに電流が流れる点は、他の太陽電池モジュールに影がかかった場合も基本的に同様である。図１０ａ～図１０ｄから明らかなように、影モジュールに対応する素子が導通することで影モジュールに対して補償電流が供給される。

　一方、図１０ａ～図１０ｄに示す電流経路によれば、多段倍電圧整流回路からは日照モジュールＰＶ２に対しても電流が流れていることが分かる（後述のとおり、例えば太陽電池モジュールＰＶ３が影モジュールとなる場合、このような電流は生じない。）。ただし、多段倍電圧整流回路から日照モジュールＰＶ２へと供給される電流は、モード１～４全体について平均をとればゼロである（図９中、ｉ_C1のグラフ参照。）。すなわち日照モジュールＰＶ２に対して正味の補償電流は流れない。しかし、この電流は日照モジュールＰＶ２に対してリプル電流として重畳するため、日照モジュールＰＶ２の動作電圧がリプル電流により変動し不安定化する恐れがある。リプル電流を低減しうる回路構成については、後述の実施例２にて説明を行う。

　太陽電池調整システムの動作の、理論的考察
　直列共振形インバータと多段倍電圧整流回路を組み合わせたシステムは、本発明者による、先の出願（特願２０１２－０４６５６９）に係る発明でも用いられていた（非特許文献５も参照。）。先の出願においては、多段倍電圧整流回路に接続された蓄電セル鎖のセル電圧にばらつきがある場合に、当該蓄電セル鎖の合計セル電圧を直列共振形インバータに入力し、インバータが発生した交流電圧を、多段倍電圧整流回路を介して当該蓄電セル鎖に入力することによって、電圧の低い蓄電セルを充電してセル電圧を均等化していた。

　これに対し、本発明においては、多段倍電圧整流回路に太陽電池モジュール鎖が接続される。部分影の存在により太陽電池モジュール電圧間にばらつきがある場合であっても、当該太陽電池モジュール電圧の合計電圧をインバータに入力し、インバータが発生した交流電圧を、多段倍電圧整流回路を介して当該太陽電池モジュール鎖に入力することによって、電圧の低い影モジュールに優先的に補償電流を流す。影モジュールから自己の出力電流と補償電流が放出されることにより、太陽電池モジュール鎖全体としての高い出力電流を維持することができる。

　すなわち、影モジュールに供給される補償電流は太陽電池モジュール鎖の出力電流として放出されるため、この補償電流により影モジュールが「充電されて」太陽電池モジュールの電圧が均等化されることにはならない。これにより、電圧の低い影モジュールには優先的に補償電流が流れ続ける。このとき、インバータ及び多段倍電圧整流回路内に存在するキャパシタやインダクタ、及び抵抗に起因して、補償電流の経路上にインピーダンスが発生することにより、影モジュールに電圧降下が生じる。以上のメカニズムによって影モジュールは電圧を日照モジュールの電圧と比べて相対的に低い状態に維持される。また、インピーダンスの値を制御することにより、上記電圧降下の大きさを調整して影モジュールをＭＰＰ近傍に導くことも可能となる。以下、この点について詳しく説明する。

　図１１に、上記動作に関連する各部の電圧波形と、一次高調波近似により得られる、それらの正弦波状近似波形を示す。ただし、図１１中のＰＶ－ｍ，ＰＶ－ｎは、本実施例における影モジュールＰＶ１と日照モジュールＰＶ２に相当する。またＲ_r，ｒ_m，ｒ_nは、それぞれの電流経路に生じる抵抗成分を表す。なお、図１１ではキャパシタＣｏｕｔ１，Ｃｏｕｔ２を省いた。

　キャパシタＣｒとインダクタＬｒよりなる直列共振回路に対する入力電圧Ｖ_DSbは振幅Ｖ_in＝Ｖ_PV1＋Ｖ_PV2＋Ｖ_PV3＋Ｖ_PV4の矩形波状電圧であるため、一次高調波近似により正弦波状電圧に近似することができる。ここでは、入力電圧Ｖ_DSbを、

　　　　　　　　　　　　（３）
で表される振幅Ｖ_m-inの正弦波状電圧で近似する。

　また、図８中、ダイオードＤ１，Ｄ２の中間点、及びダイオードＤ３，Ｄ４の中間点のグラウンドに対する電位Ｖ_A及びＶ_B（図１１参照）は、偶数番号のダイオードが導通するときにはそれぞれＶ_PV-m＋Ｖ_D，Ｖ_PV-n＋Ｖ_PV-m＋Ｖ_Dであり（太陽電池モジュールＰＶ－ｍ，ＰＶ－ｎの電圧をそれぞれＶ_PV-m，Ｖ_PV-nとし、ダイオードの順方向電圧降下をＶ_Dとした。）、奇数番号のダイオードが導通するときにはそれぞれ－Ｖ_D，Ｖ_PV-m－Ｖ_Dである。すなわち電位Ｖ_A及びＶ_Bは、上記動作においては、それぞれ振幅がＶ_PV-m＋２Ｖ_DとＶ_PV-n＋２Ｖ_Dの矩形波状電圧である。入力電圧Ｖ_DSbと同様に、これらの電圧も一次高調波近似により正弦波状電圧で近似する。ここでは、上記電位Ｖ_A及びＶ_Bを、それぞれ振幅が

　　　　　　　　　　　　　　　　　（４）

　　　　　　　　　　　　　　　　　（５）
で表される正弦波状電圧で近似する。

　上記のとおり一次高調波近似により得られる振幅Ｖ_m-in，Ｖ_m-A，Ｖ_m-Bの正弦波状電圧を発生させる、仮想的な交流電源を用いて、本発明の太陽電池調整システムを図１２の等価回路で置き換えることができる。図１２中のＶ_m-in，Ｖ_m-A，Ｖ_m-Bは、それぞれの交流電源が発生させる交流電圧の振幅に対応する。また、図１２中のＺ_r，Ｚ_m，Ｚ_nは、それぞれ図１１中の抵抗Ｒ_r、キャパシタＣ_r、及びインダクタＬ_rによるインピーダンス、抵抗ｒ_m及びキャパシタＣ_mによるインピーダンス、抵抗ｒ_n及びキャパシタＣ_nによるインピーダンスであり、それぞれ次式で表される。

　　　　　　　　　　　　　　　　　（６）

　　　　　　　　　　　　　　　　　（７）

　　　　　　　　　　　　　　　　　（８）
ただしｊは虚数単位を表し、Ｒ_r，ｒ_m，ｒ_nはそれぞれ同符号で表される抵抗の大きさを表し、Ｃ_r，Ｃ_m，Ｃ_nはそれぞれ同符号で表されるキャパシタの容量を表し、Ｌ_rは同符号で表されるインダクタのインダクタンスを表し、ωはスイッチＱａ，Ｑｂのスイッチングの角周波数を表す。

　太陽電池調整システムが動作する（図１０ａ～図１０ｄに示す電流が０Ａ以上で流れる）ためには、図１２に示される各部のインピーダンスがゼロの場合を想定し、次式を満足する必要がある。

　　　　　　　　　　　　　　　　　（９）

　　　　　　　　　　　　　　　　　（１０）
ただしＮはトランスの巻き数比である（一次巻線の巻き数：二次巻線の巻き数＝Ｎ：１）。

　上記（３）～（５）式と（９），（１０）式より、

　　　　　　　　　　　　　　　　　（１１）

　　　　　　　　　　　　　　　　　（１２）
が得られる。

　（３）～（５）式が示すとおり、Ｖ_m-in，Ｖ_m-A，Ｖ_m-Bはそれぞれ入力電圧Ｖ_in、影モジュールＰＶ－ｍの電圧Ｖ_PV-m、日照モジュールＰＶ－ｎの電圧Ｖ_PV-nを反映していることから、図１２の等価回路においては、入力電圧Ｖ_inによって供給された電力が、抵抗Ｒ_r、キャパシタＣ_r、インダクタＬ_rからなる直列回路（図１２中Ｚ_rで表される。）を介してトランスに伝達され、更にトランス二次側（多段倍電圧整流回路側）で、キャパシタＣ_mと抵抗ｒ_mからなる直列回路（図１２中Ｚ_mで表される。）と、キャパシタＣ_nと抵抗ｒ_nからなる直列回路（図１２中Ｚ_nで表される。）をそれぞれ介して、影モジュールＰＶ－ｍと日照モジュールＰＶ－ｎへとそれぞれ電力が分配されると理解できる。

　ここにおいて、振幅Ｖ_m-Aの仮想交流電源と振幅Ｖ_m-Bの仮想交流電源は、それぞれＺ_mとＺ_nで表される直列回路を介して、トランス二次巻線に対し共通に接続されている。したがって、仮に振幅Ｖ_m-A，Ｖ_m-Bが同じ大きさであり、それらに対応する仮想交流電源の位相が等しく、且つ、インピーダンスＺ_m，Ｚ_nが等しければ、振幅Ｖ_m-Aの仮想交流電源と振幅Ｖ_m-Bの仮想交流電源には等しい電流が流れることが分かる。また、振幅Ｖ_m-A，Ｖ_m-Bは（４），（５）で示したように各太陽電池モジュールの電圧Ｖ_PV-m，Ｖ_PV-nを反映しているため、太陽電池モジュール間に電圧差が発生している場合には電圧の低い太陽電池モジュールに対して優先的に電流が流れることが分かる。本実施例においては太陽電池モジュールＰＶ－ｍが影モジュールであり、一般的に、直列接続した太陽電池モジュール鎖においては影モジュールの動作電圧がその他の日照モジュールの動作電圧よりも低くなる。したがって、本太陽電池調整システムを用いることにより、直列接続した全太陽電池モジュールから影モジュール（すなわち、直列接続された太陽電池モジュールのうち電圧の低い太陽電池モジュール）に対して電力を再分配することにより、影モジュールにおける電力不足分を補償することが可能となる。

　また、式（６）～（８）に示したように、各部のインピーダンスはスイッチＱａ，Ｑｂのスイッチング周波数に依存する。本発明の太陽電池調整システムを固定周波数にて動作させた場合、影モジュールＰＶ－ｍに流れ込む補償電流Ｉ_eqmの増加に伴い、インピーダンスＺ_mに起因して電圧降下が起こり、影モジュールＰＶ－ｍの電圧Ｖ_PV-mは低下すると考えられる。言い換えれば、本発明の太陽電池調整システムによって影モジュールに補償電流を供給するとき、回路内には影モジュールの電圧降下を引き起こす抵抗（以下、「等価出力抵抗Ｒ_out」と呼ぶ。）が発生するとみなせる。等価出力抵抗Ｒ_outを利用すれば、影モジュールの電圧を日照モジュールと比べて相対的に低下させることができ、すなわち日照モジュールの電圧を相対的に高く保ちつつ、部分影が発生したときのＭＰＰ近傍へと影モジュールの動作状態を導くことができる。

　一般的に、太陽電池モジュールのＶ_MPは日射量に大きく依存し、典型的には図１３に示すように、日照量に応じて動作特性が変化する。日射量の比較的高い領域においては、Ｖ_MPの軌跡は図１３中の破線が示すとおり直線で近似できる。この直線の傾きを次のように定義する。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１３）
ただし、Ｖ_MP，Ｉ_MPは、日照モジュールにおけるＭＰＰでの電圧と電流であり、Ｖ_MP-shaded，Ｉ_MP-shadedは、上記日照量よりも小さい、ある日照量におけるＭＰＰでの電圧と電流である。

　図６を用いて説明したように、本発明の太陽電池調整システムを用いた際には、疑似的に全てのモジュールが同一の電流Ｉ_Stringを出力可能となるよう、影モジュールに補償電流Ｉ_eqが供給される。すなわち、日照モジュールと影モジュールがそれぞれＶ_MPとＶ_MP-shadedの電圧で動作しておりＩ_MPとＩ_MP-shadedの電流を発生する場合、補償電流Ｉ_eqは（１３）式のΔＩ_MPに相当することになる。

　例として、本実施例のように４直列の太陽電池モジュールのうち１つの太陽電池モジュールに影がかかった場合を考える。このとき影モジュールには補償電流Ｉ_eqが供給されるが、Ｉ_eqの増加に伴う出力電圧低下分をＩ_eq×Ｒ_outの形式で表せると仮定すると、上記（１１），（１２）式から次式が得られる。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１４）

　上記（１４）式は、補償電流が全く流れていない時点（Ｉ_eq＝０）や、補償電流が小さく補償が不十分な時点でも成り立つ式である。十分な補償電流が流れている状態では、電圧のつり合いにより以下の（１５）式が成り立つ。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１５）

　上記（１５）式中でＩ_eq＝ΔＩ_MPとすると、（１３）式を用いて、

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１６）
が得られる。太陽電池調整システムの等価出力抵抗Ｒ_outが（１６）式を満たす場合、日照モジュールのみならず、影モジュールもその時の最大電力点電圧近傍で動作させることが可能になる。

　太陽電池調整システムの動作に関する実験
　図８の回路構成を備えた本発明の太陽電池調整システムについて、以下のとおり実験を行った。

　（等価出力抵抗Ｒ_outの測定）
　まず、図８の回路構成を備えた太陽電池調整システムを構築した。なお、中間キャパシタＣ１～Ｃ４の容量は３３μＦであり、平滑キャパシタＣｏｕｔ１～Ｃｏｕｔ４の容量は６６μＦであり、ダイオードＤ１～Ｄ８は順方向電圧降下Ｖ_D＝０．４３Ｖのショットキーダイオードであり、キャパシタＣｒの容量は２２０ｎＦであり、インダクタＬｒのインダクタンスは１８．６μＨであり、トランスの一次巻線の巻き数は２３、二次巻線の巻き数は６であった（巻き数比Ｎ＝２３／６）。

　次に、太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４を取り除き、直列共振形インバータの入力部（スイッチ群Ｑａ，Ｑｂの両端）に外部直流電源を接続し、更にキャパシタＣｏｕｔ１に対してのみ可変抵抗器Ｒｏｕｔ１を接続することで、太陽電池モジュールＰＶ１のみに影がかかっている状態を擬似的に構成した（図１４）。

　スイッチＱａのみがオンの状態とスイッチＱｂのみがオンの状態とを固定周波数で交互に切り替えて、図１４のシステムを動作させた。可変抵抗器の抵抗値を変化させつつシステムを動作させ、可変抵抗器を流れる電流を補償電流として電流値を測定し、併せてキャパシタＣｏｕｔ１の電圧（Ｖ_PV1を擬似的に表す。）を測定し、それらの相関を直線で近似した。当該電流値の変化と当該電圧値の変化の比（近似曲線の傾き）として特定周波数に対する等価出力抵抗Ｒ_outを算出した。

　さまざまな固定周波数（８５ｋＨｚ，９３．５ｋＨｚ，１０２ｋＨｚ，１１０．５ｋＨｚ）について、上記方法により等価出力抵抗Ｒ_outを算出するとともに、擬似的なＶ_PV1に応じて変化する出力電力（可変抵抗器Ｒｏｕｔ１に対する電力）と電力変換効率（外部直流電源から入力される電力と可変抵抗器Ｒｏｕｔ１で消費される電力の比）を測定した。測定結果を図１５のグラフに表す。いずれのスイッチング周波数においても出力電流－出力電圧の関係は概ね直線で近似可能であり、近似直線から図１５中に書き込まれているとおり等価出力抵抗Ｒ_outを算出した。上述のとおり、太陽電池調整システム内の各部のインピーダンスには周波数依存性があるため、等価出力抵抗Ｒ_outも周波数とともに変化した。

　（太陽電池モジュール、及び太陽電池モジュール鎖の動作特性の測定）
　次に、太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４として太陽電池アレイ・シミュレータ（Ａｇｉｌｅｎｔ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ社製、Ｅ４３５０Ｂ）を図８と同じ回路構成のシステムに接続し、部分影が発生している状態を擬似的に実現した。具体的には、４つの（擬似）太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４により構成される太陽電池モジュール鎖の中で太陽電池モジュールＰＶ１にのみ影がかかった場合を想定し、太陽電池モジュールＰＶ２～ＰＶ４のＶ_MPとＩ_MPはそれぞれ１２Ｖ，４．０Ａにシミュレータで設定し、太陽電池モジュールＰＶ１のＶ_MP-shadedとＩ_MP-shadedはそれぞれ９．０Ｖ，２．０Ａと設定した。このような条件の下、スイッチＱａ，Ｑｂのスイッチング周波数を８５ｋＨｚとして（Ｒ_out＝５９５ｍΩ）、太陽電池モジュール鎖に印加する電圧を変えつつ太陽電池調整システムを動作させた。

　図１６に、この実験で得られた日照モジュールＰＶ２～ＰＶ４と影モジュールＰＶ１それぞれの動作特性曲線を示す。ＰＶ１（ｗ／　Ｅｑ）は、補償電流を電流値に含めた、影モジュールＰＶ１の擬似的な動作特性を表し、ＰＶ１（ｗ／ｏ　Ｅｑ）は影モジュールＰＶ１の真の動作特性を表す。Ｉ_String＝４．０Ａで太陽電池モジュール鎖を動作させたとき、太陽電池モジュールＰＶ２～ＰＶ４の動作点は図１６中のＡ点となる。一方、太陽電池調整システムは影モジュールＰＶ１の発生電流と補償電流Ｉ_eq1の合計が４．０Ａとなるよう動作する。よって、太陽電池調整システムにより補償された影モジュールＰＶ１の擬似的動作点はＩ_String＝４．０Ａの直線上に存在することになる。（１６）式より、影モジュールＰＶ１の擬似的動作点（補償電流と影モジュールＰＶ１の出力電流との合計電流で電流を規定し、影モジュールＰＶ１の電圧で電圧を規定した時の動作点）ならびに実動作点は図１６中のＢ点ならびにＣ点となる。図１６中の斜め破線はＩ_String＝４．０Ａ時におけるＲ_out＝５９５ｍΩの特性を表したものであり、影モジュールＰＶ１の動作点がこの直線上に存在することを意味している。

　図１７は、上記太陽電池アレイ・シミュレータを負荷に接続して測定した、太陽電池調整システムを用いた場合と用いない場合における、太陽電池モジュール鎖全体としての特性の測定結果である。太陽電池調整システムを用いない場合（図１８に示すとおりバイパスダイオードを用いた場合）は、部分影の影響により２つの最大電力点（Ｖ_String＝３５Ｖと５０Ｖ近傍）が存在したのに対して、太陽電池調整システムを用いた場合は１つの最大電力点（Ｖ_String＝４５Ｖ近傍）のみであった。得られる最大電力も太陽電池調整システムを用いた場合は１５８Ｗ程度であり、用いない場合の１４０Ｗ程度と比べて向上している。

　これらの実験により、日照モジュールのＶ_MPと影モジュールのＶ_MP-shadedが大きく異なる条件の下でも、太陽電池調整システムの等価出力抵抗Ｒ_outを活用することでいずれのモジュールも最大電力点近傍で動作可能であることが示された。

　太陽電池モジュール鎖の動作状態制御方法
　以上では、固定のスイッチング周波数における等価出力抵抗Ｒ_outを利用して影モジュールに補償電流を供給し、且つインピーダンスの効果により影モジュールの電圧を日照モジュールの電圧と比べて相対的に降下させるという動作について説明を行った。しかしながら、太陽電池の特性は日射量のみならず温度にも大きく影響を受け、更に長期の使用においては特性が劣化する。これらの特性変化・劣化に伴い、図１３で示したＲ_PVの値も変化する。（１６）式で示したように、本発明の太陽電池調整システムにおいて影モジュールの電力を最大限に活用するためにはＲ_PVの値を考慮してＲ_outを適切に設定する必要がある。しかし、固定のスイッチング周波数ではＲ_outを動的に調整できないため、特性変化・劣化に伴うＲ_PVの変化に対応することができない。

　この問題には、太陽電池モジュールの特性変化・劣化に伴うＲ_PVの変動に応じて直列共振インバータのスイッチング周波数を変化させ、等価出力抵抗Ｒ_outを随時調節することで対処できる。スイッチング周波数を変化させることにより等価出力抵抗Ｒ_outを調節しつつ太陽電池調整システムを動作させるためのシステム構成、及びフローチャートを図１９，図２０に示す。

　図１９に示すとおり、太陽電池調整システムには、太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４の合計電力（太陽電池モジュール鎖の電力）を測定するための出力電力検出回路が接続される。出力電力検出回路で検出された合計電力は出力電力比較回路に送信され、少なくとも所定期間は当該比較回路に記憶される。出力電力比較回路は、記憶された出力電力のうち、異なる測定タイミングで測定された２つの出力電力値の比較を行うよう構成されている。比較結果（先に測定された出力電力と後に測定された出力電力のどちらが大きいか）を示す信号は、スイッチ制御回路に送信される。

　スイッチ制御回路は、スイッチＱａ，Ｑｂのいずれか一方のみがオンとなった状態と他方のみがオンとなった状態とを（任意で両スイッチがオフのデッドタイムを設けつつ）特定の周波数で切り替えるよう、スイッチＱａ，Ｑｂを制御する回路であり、特に周波数を上昇及び下降させる機能を有している。上昇幅、下降幅は、あらかじめ固定値としてスイッチ制御回路に入力されていてもよいし、任意のタイミングで外部回路（不図示）から入力可能であってもよい。さらにスイッチ制御回路は、少なくとも所定期間は、最後に行った周波数の変更が上昇であったか下降であったかを記憶する。スイッチ制御回路は、出力電力比較回路から比較結果を受信し、先に測定された出力電力よりも後に測定された出力電力の方が大きかった場合には、次回の周波数変更を前回の周波数変更と同様の変更とし、後に測定された出力電力よりも先に測定された出力電力の方が大きかった場合には、次回の周波数変更を前回の周波数変更と逆の変更とするよう構成される（両出力電力が同じであった場合は、次回の周波数変更を前回と同じにしても、逆にしてもよい。どちらにするかは、あらかじめ設定により決められているとする。）。

　次に、図１９のシステムを用いた太陽電池モジュール鎖の動作状態制御方法を図２０のフローチャートに従い説明する。なお、各ステップの実行タイミングは、任意のクロック回路（不図示）等を用いて制御されているものとする。

　まず、太陽電池モジュール鎖の出力電力（Ｉ_String×Ｖ_String、もしくは負荷電流Ｉ_Load×Ｖ_String）の初期値Ｐ₀を出力電力検出回路が測定する（ステップ２００１）。次にスイッチ制御回路が、スイッチング周波数を上昇（すなわちＲ_outを増大）させる（ステップ２００２）。その後、出力電力検出回路が再び太陽電池モジュール鎖の出力電力Ｐ₁を測定する（ステップ２００３）。出力電力比較回路は測定された電力Ｐ₀，Ｐ₁を検出回路から受信して記憶しており、両電力値の大きさを比較する。Ｐ₁＞Ｐ₀であれば再びフローチャートの最初のステップ２００１に戻り、スイッチ制御回路はスイッチング周波数を更に上昇させ、同じ動作を繰り返す。Ｐ₁＜Ｐ₀であれば、スイッチ制御回路は逆にスイッチング周波数を減少させＲ_outが低下する方向へと動作させる（ステップ２００５）。その際においても周波数の変動前後における太陽電池ストリングの電力Ｐ₂とＰ₃を出力電力検出回路が計測し（ステップ２００４，２００６）、出力電力比較回路がＰ₂，Ｐ₃の大小関係を判断する。スイッチ制御回路は、比較結果に基づいてフローチャートに示されているとおり周波数を上昇又は下降させる。

　なお、図２０のフローチャートにおいては電力Ｐ₀，Ｐ₁の比較、及び電力Ｐ₂，Ｐ₃の比較の後に出力電力が再び測定されることとなっているが、この測定は省いてもよい。すなわち、図２０のフローチャートを図２１のように修正してもよい。図２１のフローチャートに従うとき、例えばステップ２００２でスイッチング周波数を上げてステップ２００３で電力Ｐ₁を測定した後、Ｐ₁＞Ｐ₀だった場合に、出力電力比較回路が当該Ｐ₁をＰ₀のメモリ領域に記憶し、Ｐ₁のメモリ領域に記憶された測定値を消去してから、スイッチ制御回路がステップ２００２を行う。同様に、ステップ２００５でスイッチング周波数を下げてステップ２００６で電力Ｐ₃を測定した後、Ｐ₃＞Ｐ₂だった場合に、出力電力比較回路が当該Ｐ₃をＰ₂のメモリ領域に記憶し、Ｐ₃のメモリ領域に記憶された測定値を消去してから、スイッチ制御回路がステップ２００５を行う。同様に、ステップ２００５でスイッチング周波数を下げてステップ２００６で電力Ｐ₃を測定した後、Ｐ₃＞Ｐ₂でなかった場合に、出力電力比較回路が当該Ｐ₃をＰ₀のメモリ領域に記憶し、Ｐ₃のメモリ領域に記憶された測定値を消去してから、スイッチ制御回路がステップ２００２を行う。なお、ステップ２００３，２００６の次に行われる電力値の比較で両電力が等しかった場合には、最大電力点に到達したとして処理を終了してもよいし、動作特性の変化に備えてスタートまで戻り処理を再開してもよい。また、ステップ２００２とステップ２００５を入れ替えてもよい。

　スイッチング周波数を変動させた際（即ちＲ_outを変動させた際）における影モジュールの動作点の変化の様子の一例を図２２に示す。ここでは便宜上、影モジュールの特性のみを描いている。影モジュールの初期の動作点がａであった場合に、図２０又は図２１のフローチャートに基づきスイッチング周波数を増大させＲ_outを増大させたとする。その結果、影モジュールの動作点がｂに移行し、結果として太陽電池ストリングの出力電力は増加するため、フローチャートに基づきスイッチング周波数を更に増大させ、Ｒ_outを更に増大させる。その結果、影モジュールの動作点はｃに移動するため、結果として太陽電池ストリングの出力電力は低下する。よって、フローチャートに基づき、今度はスイッチング周波数を下げてＲ_outを低減させる。その結果、影モジュールの動作点は再びｂ点に戻り、太陽電池ストリングの出力電力は上昇するため、フローチャートに基づきスイッチング周波数を更に下げてＲ_outを更に低減させる。その結果、動作点はａに移動するため太陽電池ストリングの電力は低下する。以上のように、周波数の変動（Ｒ_outの変動）に伴い影モジュールの動作点はａ～ｃで変動する。影モジュールの動作点は変動するものの、図２０又は図２１のフローチャートに基づき制御を行うことで太陽電池モジュールに特性変化・劣化があった場合においても影モジュールを最大電力点近傍で動作させることが可能となる。

　太陽電池モジュールＰＶ１以外に影がかかっている場合
　以上においては、図８の回路中で主に太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかっている場合について説明したが、他のモジュールに影がかかっている場合であっても、本発明の太陽電池調整システムは同様の原理で動作可能である。

　一例として、太陽電池モジュールＰＶ３に影がかかっている場合に、図９のＶ_GSのグラフに従ってスイッチＱａ，Ｑｂのオンオフを切り替えたときに回路内を流れる、各モードでの電流の経路を図２３ａ～図２３ｄに示す。

　まずモード２の期間中（図２３ａ）においては、図９中、Ｖ_GSのグラフが示すとおり、スイッチＱａがオンとされ、スイッチＱｂがオフとされており、キャパシタＣｒ及びインダクタＬｒを含む共振回路に対して、正電圧（図８中、Ｖ_DSbを示す矢印の向きに上昇する電圧）が出力される。これによりキャパシタＣｒ及びインダクタＬｒに正の電流（図８中、ｉ_Lrを示す矢印の向きに流れる電流。太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４から、オン状態のスイッチＱａを通ってキャパシタＣｒ及びインダクタＬｒへと流れ込む。）が流れる。キャパシタＣｒとインダクタＬｒの共振現象により、ｉ_Lrは正弦波状に変化する。トランスの一次巻線には交流電圧が印加され、これが変圧されて二次電圧として多段倍電圧整流回路に出力される。この二次電圧により、キャパシタＣ３が充電される。

　スイッチＱａをオフとすることにより、モード２においてスイッチＱａを流れていた電流がフライホイールダイオードＤｂへと転流し、動作はモード３へと移行する（図２３ｂ）。このとき、共振回路に入力される電圧Ｖ_DSbはゼロとなるが、共振現象により、インダクタＬｒを流れる電流ｉ_Lrは引き続き正弦波状に変化する。共振周波数よりも高い周波数でスイッチングを行っているため、モード３への移行時において、インダクタＬｒを流れる電流ｉ_Lrは依然として正である。インダクタＬｒが誘導性素子であるため、電流ｉ_Lrはモード３への移行時において連続である一方、モード２においてｉ_Lrと等しかった電流ｉ_Saは、モード３への移行と同時にゼロとなる。これに対応して、モード２においてゼロであった電流ｉ_Sbが、モード３への移行と同時にｉ_Lrと等しい大きさを有することとなる。多段倍電圧整流回路から太陽電池モジュール鎖へと流れる電流の経路は、モード２の期間中における経路と同様である。

　モード３の期間中に、スイッチＱｂがオンとされる。インダクタＬｒの電流ｉ_Lrが負に切り替わるタイミングで、動作はモード４へと移行する（図２３ｃ）。

　モード４の期間中においては、モード３の期間中と同様に、共振回路に入力される電圧Ｖ_DSbはゼロであるが、共振現象により、インダクタＬｒを流れる電流ｉ_Lrは引き続き正弦波状に変化する。モード４においてはｉ_Lrの極性がモード２，３と逆であり、多段倍電圧整流回路に対して入力される交流電圧の極性も逆となる。これに伴い、多段倍電圧整流回路及び太陽電池モジュール鎖を流れる電流の経路も、図２３ｃに示すとおり変化する。キャパシタＣ３がダイオードＤ６を介して放電しており、この放電電流は、補償電流として影モジュールＰＶ３に供給される。

　スイッチＱｂをオフとすることにより、モード４においてスイッチＱｂを流れていた電流がフライホイールダイオードＤａへと転流し、動作はモード１へと移行する（図２３ｄ）。このとき、インダクタＬｒを含む共振回路に対して、ほぼ一定の正電圧ｖ_DSbが出力される。共振周波数よりも高い周波数でスイッチングを行っているため、モード１への移行時においてインダクタＬｒを流れる電流ｉ_Lrは負であるが、上記正電圧ｖ_DSb、及び共振現象により経時的に上昇する。インダクタＬｒが誘導性素子であるため、電流ｉ_Lrはモード１への移行時において連続である一方、モード４においてｉ_Lrと大きさが等しかった電流ｉ_Sbは、モード１への移行と同時にゼロとなる。これに対応して、モード４においてゼロであった電流ｉ_Saが、モード１への移行と同時にｉ_Lrと等しくなる。多段倍電圧整流回路から太陽電池モジュール鎖へと流れる電流の経路は、モード４の期間中における経路と同様である。

　このように、太陽電池モジュールＰＶ３に影がかかっている場合も、当該太陽電池モジュール電圧の合計電圧をインバータに入力し、インバータが発生した交流電圧を、多段倍電圧整流回路を介して当該太陽電池モジュール鎖に入力することによって、電圧の低い影モジュールＰＶ３に優先的に補償電流を流すことができる。また補償電流の経路上に発生するインピーダンスにより、影モジュールＰＶ３に電圧降下が生じるため、このインピーダンスの値を制御することにより影モジュールＰＶ３をＭＰＰ近傍に導くことも可能となる。

　図１１と同様に、太陽電池モジュールＰＶ３に影がかかっているときの、上記動作に関連する各部の電圧波形と、一次高調波近似により得られる、それらの正弦波状近似波形を図２４に示す。ただし、図２４中のＰＶ－ｍは、本実施例における影モジュールＰＶ３に相当する。またＲ_r，ｒ_mは、それぞれの電流経路に生じる抵抗成分を表す。なお、図２４でも、図１１と同様にキャパシタＣｏｕｔ３を省いた。

　この場合も、一次高調波近似により、入力電圧Ｖ_DSbと図２４中のＶ_Aで示される電圧を、それぞれ振幅が上記式（３）と（４）で表される正弦波状電圧で近似することができる。これら正弦波状電圧を発生させる仮想的な交流電源を用いて、本発明の太陽電池調整システムを図２５の等価回路で置き換えることができる。図２５中のＶ_m-in，Ｖ_m-Aは、それぞれの交流電源が発生させる交流電圧の振幅に対応する。また、図２５中のＺ_r，Ｚ_mは、それぞれ図２４中の抵抗Ｒ_r、キャパシタＣ_r、及びインダクタＬ_rによるインピーダンス、抵抗ｒ_m及びキャパシタＣ_mによるインピーダンスであり、それぞれ上記（６），（７）式で表される。上記式（９）～（１６）を用いて既に説明した理由から、今の場合においても太陽電池調整システムの等価出力抵抗Ｒ_outが（１６）式を満たす場合に、日照モジュールのみならず、影モジュールも最大電力点電圧近傍で動作させることが可能になる。等価出力抵抗Ｒ_outの調整は、例えば図２０，図２１のフローチャートに従って行うことができる。

　本発明の太陽電池調整システムの、第２の実施形態を図２６に示す。図８で示した第１の実施形態に更に第２の多段倍電圧整流回路を用いて対称型の回路構成をとることで各モジュールに流れるリプル電流を低減可能とした回路構成である。

　図２６に示す本発明の太陽電池調整システムにおいて、太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかっている場合に、図９のＶ_GSのグラフに従ってスイッチＱａ，Ｑｂのオンオフを切り替えたときに回路内を流れる、各モード２～４，１での電流の経路を図２７ａ～図２７ｄに示す。ただし、キャパシタＣｏｕｔ１ａ～Ｃｏｕｔ４ａ，Ｃｏｕｔ１ｂ～Ｃｏｕｔ４ｂは省略する。モード２，３においては、トランス二次巻線を経由した中間キャパシタＣ１ｂの放電電流がダイオードＤ２ｂを介して影モジュールＰＶ１に補償電流として流れ込み、またこの電流がダイオードＤ１ａを経由して中間キャパシタＣ１ａを充電する（図２７ａ，図２７ｂ）。モード４，１においては、トランス二次巻線を経由した中間キャパシタＣ１ａの放電電流がダイオードＤ２ａを経由して影モジュールＰＶ１に補償電流として流れ込み、またこの電流がダイオードＤ１ｂを経由して中間キャパシタＣ１ｂを充電する（図２７ｃ，図２７ｄ）。なお、各素子を流れる電流や各素子に印加される電圧の基本的な動作波形は図９に示したものと同一である。

　図１０ａ～図１０ｄで示した、第１の実施形態における電流経路では、多段倍電圧整流回路から影モジュールＰＶ１に補償電流を供給する際に日照モジュールＰＶ２にも電流が流れていた（トランス二次巻線を経由して供給される電流）。多段倍電圧整流回路から日照モジュールＰＶ２に供給される平均電流は０であるため日照モジュールＰＶ２には実質的に補償電流は供給されないが、リプル電流は図示のとおり流れる。このリプル電流成分が大きいと、日照モジュールＰＶ２の動作点がＶ_MP近傍で変動し、動作が不安定になる恐れがある。

　対照的に、図２７ａ～図２７ｂに示す電流経路において、トランス二次巻線を経由した補償電流は影モジュールＰＶ１のみを流れる。太陽電池モジュールＰＶ３に影がかかっている場合も、モード２，３においては、トランス二次巻線を経由した中間キャパシタＣ３ｂの放電電流がダイオードＤ６ｂを介して影モジュールＰＶ３に補償電流として流れ込み、またこの電流がダイオードＤ５ａを経由して中間キャパシタＣ３ａを充電し、またモード４，１においては、トランス二次巻線を経由した中間キャパシタＣ３ａの放電電流がダイオードＤ６ａを経由して影モジュールＰＶ３に補償電流として流れ込み、またこの電流がダイオードＤ５ｂを経由してキャパシタ中間Ｃ３ｂを充電するため、同様に補償電流は影モジュールＰＶ３のみを流れる。

　このように、第２の実施形態では影モジュールに対してのみトランス二次巻線から電流が供給され、その他の日照モジュールに対してはトランス二次巻線からの電流が流れないため、第１の実施形態と比較して日照モジュールにおけるリプル電流を低減することが可能となる。

　また、図８に示したシステムと同様に、図２６の太陽電池調整システムにおいても、インバータ及び多段倍電圧整流回路内に存在するキャパシタやインダクタ、及び抵抗に起因して、補償電流の経路上にインピーダンスが発生することにより、影モジュールに電圧降下が生じる。したがって影モジュールは日照モジュールの電圧と比べて相対的に電圧の低い状態に維持されるし、またインピーダンスの値を、例えば図２０，図２１のフローチャートに基づいた周波数制御によって制御することにより、上記電圧降下の大きさを調整して影モジュールをＭＰＰ近傍に導くことも可能となる。なお、図２６には記載されていないが、通常太陽電池モジュール鎖には別途ＤＣ－ＤＣコンバータ等を介して負荷を接続する（図７）。典型的な使用態様としては、ＤＣ－ＤＣコンバータの制御により太陽電池モジュール鎖全体に印加される電圧を調整しつつ、図２６中のスイッチＱａ，Ｑｂの周波数調整により影モジュールの電圧降下を調整して、全ての太陽電池モジュールをモジュールごとに異なるＭＰＰへと近づける。

（具体的回路構成のバリエーション）
　本発明の太陽電池調整システムの具体的回路構成は、図８や図２７に示した構成に限らず、本発明の範囲内で適宜変更可能である。

　例えば、インバータと多段倍電圧整流回路との接続点は任意に選択可能である。一例として、図８の回路構成において上記接続点を変更してなる、本発明の太陽電池調整システムの回路構成を図２８に示す。このような回路構成のシステムも、上述の実施形態と同様の原理で動作可能である。

　図２８に示す本発明の太陽電池調整システムにおいて、太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかっている場合に、図９のＶ_GSのグラフに従ってスイッチＱａ，Ｑｂのオンオフを切り替えたときに回路内を流れる、各モード２～４，１での電流の経路を図２９ａ～図２９ｄに示す。モード２，３においては、トランス二次巻線を経由したキャパシタＣ１の放電電流がダイオードＤ２を介して影モジュールＰＶ１に補償電流として流れ込む（図２９ａ，図２９ｂ）。モード４，１においては、トランス二次巻線を経由した電流がダイオードＤ１を経由して中間キャパシタＣ１を充電する（図２９ｃ，図２９ｄ）。各素子を流れる電流や各素子に印加される電圧の基本的な動作波形は図９に示したものと同一である。

　その他の変更例として、トランスを用いずに本発明の太陽電池調整システムを構成することも可能である。図３０に、そのようなシステムの回路構成の一例を示す。

　図３０に示す本発明の太陽電池調整システムにおいて、太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかっている場合に、図９のＶ_GSのグラフに従ってスイッチＱａ，Ｑｂのオンオフを切り替えたときに回路内を流れる、各モード２～４，１での電流の経路を図３１ａ～図３１ｄに示す。影モジュールＰＶ１に対しては、モード３（図３１ｂ），モード１（図３１ｄ）で補償電流が流れ込む一方で、日照モジュールへと供給される補償電流はモード１～４全体の平均をとればゼロである。

　図８に示したシステムと同様に、図２８，図３０の太陽電池調整システムにおいても、インバータ及び多段倍電圧整流回路内に存在するキャパシタやインダクタ、及び抵抗に起因して、補償電流の経路上にインピーダンスが発生することにより、影モジュールに電圧降下が生じる。したがって影モジュールは電圧の低い状態に維持されるし、またインピーダンスの値を、例えば図２０，図２１のフローチャートに基づいた周波数制御によって制御することにより、上記電圧降下の大きさを調整して影モジュールをＭＰＰ近傍に導くことも可能となる。典型的な使用態様として、図７に示すとおりＤＣ－ＤＣコンバータ等を介して負荷を接続し、ＤＣ－ＤＣコンバータの制御により太陽電池モジュール鎖全体に印加される電圧を調整しつつ、Ｑａ，Ｑｂの周波数調整により影モジュールの電圧降下を調整して、全ての太陽電池モジュールをモジュールごとに異なるＭＰＰへと近づけることも可能である。

　その他、上述の各実施例においては、ハーフブリッジ型セル、及び、キャパシタＣｒとインダクタＬｒとを直列接続してなる共振回路を接続することによりインバータを構成していたが、本発明の太陽電池調整システムに用いられるインバータはこれに限らない。太陽電池モジュール鎖の電圧を交流電圧へと変換し、多段倍電圧整流回路に当該交流電圧を入力することができるインバータであれば、同様の原理で本発明のシステムを動作させることができる。

　例えば、ハーフブリッジ型セル（図３２）の代わりにフルブリッジ型セル（図３３）を用いてもよい。フルブリッジセル型は、スイッチＱａ，Ｑｂを直列接続してなるスイッチ組と、スイッチＱｃ，Ｑｄを直列接続してなるスイッチ組と、を並列接続し、さらに各々のスイッチにフライホイールダイオードＤａ～Ｄｄを並列接続することにより構成される。スイッチＱａ，Ｑｂの両端間（スイッチＱｃ，Ｑｄの両端間）に電圧Ｖｉｎが入力された状態で、スイッチＱａ及びＱｄをオンとする状態と、スイッチＱｂ及びＱｃをオンとする状態と、の間で接続状態を経時的に切り替えることによって、端子１，２の間には、ピーク電圧Ｖｉｎ、ボトム電圧－Ｖｉｎの矩形状の電圧が出力される。なお、入力回路としてフルブリッジ型セルを用いる場合、後段にはトランスを備えた共振回路を用いる等して、フルブリッジ回路と多段倍電圧整流回路との電圧レベルを独立させる必要がある。

　また、キャパシタＣｒとインダクタＬｒとを直列接続してなる共振回路（図３４）の代わりには、並列共振回路（図３５）、直並列共振回路（図３６）、ＬＬＣ回路（図３７）等を用いても、入力された直流電圧を交流電圧に変換して本発明の太陽電池調整システムを動作させることが可能である。いずれの共振回路を用いる場合も、図中の端子３，４の間に導線を設け、これをコアに対して巻回し、更に二次巻線をコアに対して巻回することによりトランスを形成すれば、端子３，４の間に印加される交流電圧を変圧した上で、二次巻線の両端に接続される多段倍電圧整流回路へと出力することが可能となる。

　なお、以上の実施例においてはスイッチング周波数を変更することにより等価出力抵抗Ｒ_outを制御する例について説明したが、周波数制御が不可能であったとしても、上述のとおり補償電流の経路上に発生するインピーダンスによる電圧降下や影モジュールが「充電」されないことに起因して、影モジュールの電圧を少なくとも日照モジュールの電圧より低くすることが可能であるので、従来よりも影モジュールをＭＰＰに近い動作点に導くことは可能である。

（本件第４～第６発明）
　これより図面を用いて、本件第４～第６発明に係る太陽電池調整システム、最小電流検出システム、及び最小電流制御システムを説明する。但し、本件第４～第６発明に係る各システムの構成は、各図面にて示される特定の具体的構成へと限定されるわけではなく、本発明の範囲内で適宜変更可能である。例えば、以下において各キャパシタは主に単独の蓄電素子であるとして説明するが、これらは充放電可能な任意の素子、複数の素子からなるモジュール、あるいはそれらモジュールを用いて構成される任意の装置であってもよい。各蓄電素子の容量や、ダイオード、インダクタ等、その他の回路素子の特性も、それぞれ異なっていてよい。また以下の実施例では４つの太陽電池モジュールによりストリング（太陽電池モジュール鎖）が構成されるが、４に限らず任意の直列数でストリングを構成できる。各スイッチについても、以下においてはＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチであるとして説明するが、任意の電子スイッチを用いることも可能である。

　太陽電池調整システムの概念
　４直列の太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４を用いて構成される、本発明による太陽電池調整システムの概念図を図３８に示す。図３８中、Ｖ_PV1～Ｖ_PV4，Ｉ_PV1～Ｉ_PV4は、それぞれ太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４の電圧、及びそれらから出力される電流を表し、Ｉ_eq1～Ｉ_eq4は、それぞれ太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４に対してＰＶ疑似均等化器から供給される電流を表す。Ｉ_stringは、太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４から構成されるストリング全体に流れる電流を表し、この電流が、ストリングに対して接続される負荷（不図示）へと出力される負荷電流Ｉ_Loadと、ＰＶ疑似均等化器への入力電流Ｉ_eq-inとに寄与する。Ｖ_Stringはストリングの両端に印加される電圧である。

　ＰＶ疑似均等化器にはＶ_PV1～Ｖ_PV4の合計電圧であるＶ_Stringが入力電圧として印加され、また太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４からの入力電流Ｉ_eq-inが供給される。各太陽電池モジュールは直列に接続されているため、全ての太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４が同一の大きさの電流Ｉ_Stringを流そうと動作する。しかし、影モジュールの供給可能な電流は日照モジュールのそれと比較して小さいため、多くの場合において影モジュールはＩ_Stringの電流を供給できなくなってしまう。

　太陽電池調整システムの利用態様の例としては、図３９に示すとおり、ＤＣ－ＤＣコンバータを介してストリングに負荷を接続する構成が挙げられる。図３９に示すＤＣ－ＤＣコンバータは昇圧形コンバータであり、スイッチＱ_DC-DCの時比率（スイッチング周期全体に対するオン期間の割合）をＤとすれば、ストリングの出力電圧Ｖ_Stringと負荷電圧Ｖ_Loadの間には、

　　　　　　　　　　　　　　　　（１７）
の関係が成り立つ。例えば定電圧負荷を用いる場合Ｖ_Loadは一定となるため、検出回路によってストリング、あるいは各太陽電池モジュールの発生する電力を検出しつつ、ＤＣ－ＤＣコンバータ制御回路によって時比率Ｄを制御することにより、最大電力が得られるよう各太陽電池モジュールの電圧を制御することができる。日照モジュールの動作特性曲線が図１のグラフで表される場合、日照モジュールから最大電力を得るためには図１中Ｖ_mpで示される電圧を印加するべきであるが、このとき日照モジュールに流れる電流は、多くの場合影モジュールが流しうる最大電流を超えている。したがって、日照モジュールの最大電力に対応する電流は影モジュールを流れることができず、一切の電流補償手段がないならば影モジュールから最大電力を得ることは不可能となる。

　本発明の太陽電池調整システムは、ＰＶ疑似均等化器を用いることにより、影モジュールも疑似的にＩ_Stringの電流を供給可能となるよう影モジュールに対して補償電流Ｉ_eqを供給する。例えば太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっている場合、日照モジュールＰＶ１，ＰＶ３，ＰＶ４はＩ_Stringの電流を供給可能なため、Ｉ_PV1＝Ｉ_PV3＝Ｉ_PV4＝Ｉ_Stringとなる一方、影モジュールＰＶ２にはＰＶ疑似均等化器から補償電流Ｉ_eq2が供給される。したがって、影モジュールＰＶ２からは自己が供給する電流Ｉ_PV2と補償電流Ｉ_eq2とが流れるため、

　　　　　　　　　　　　　　　　（１８）
で表される電流Ｉ_Stringを、ストリングが流しうることとなる。

　本件第４発明に係る太陽電池調整システムは、一例において、図４０ａ～図４０ｃに示すＳＥＰＩＣ，Ｚｅｔａ，Ｃｕｋコンバータのいずれかの昇降圧コンバータを、後述のとおりストリングに対して多段接続することにより得られる。なお、Ｃｕｋコンバータは入出力の極性が入れ替わる「反転型コンバータ」であるため、本件第４発明の太陽電池調整システムに応用する場合には図４０ｃに示すようにトランスを用いた構成を基礎とする必要がある。

　太陽電池調整システムの構成
　４直列の太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４に対して図４０ａ～図４０ｃに示すＳＥＰＩＣ，Ｚｅｔａ，Ｃｕｋコンバータのいずれかを多段接続することにより得られる、本発明の太陽電池調整システムの第１～第３の実施形態を図４１～図４３に示す。図３８，図３９中のＰＶ疑似均等化器が、図４１～図４３中、太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４以外の回路要素により構成されている。Ｃ１～Ｃ４はキャパシタ、Ｄ１～Ｄ４はダイオード、Ｌ１～Ｌ４はインダクタであり、Ｃｉｎは入力キャパシタ、Ｑはスイッチ、Ｌｉｎはインダクタを表す。図４３中のＣａはエネルギー伝送キャパシタを表す。ここで、図４１中、ｉ_LinはインダクタＬｉｎに流れる電流を表し、ｉ_L1～ｉ_L4はインダクタＬ１～Ｌ４にそれぞれ流れる電流を表し、ｉ_D1～ｉ_D4はダイオードＤ１～Ｄ４にそれぞれ流れる電流を表し、ｉ_C1～ｉ_C4はキャパシタＣ１～Ｃ４にそれぞれ流れる電流を表す。図４２，図４３の回路中で各素子を流れる電流も同様の記号で表わす。

　図４１～図４３の太陽電池調整システムは、それぞれ図４０ａに示したＳＥＰＩＣコンバータ、図４０ｂに示したＺｅｔａコンバータ、及び図４０ｃに示したＣｕｋコンバータの回路において、入力電源Ｖｉｎをストリングとし、キャパシタＣ－ダイオードＤ－インダクタＬｏｕｔにより構成される回路部分を各太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４に多段接続した構成に対応する。

　入力キャパシタＣｉｎは太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４に接続されており、太陽電池調整システムはＰＶ１～ＰＶ４の各太陽電池モジュールのうち、電圧の低いモジュールに対して優先的に補償電流を供給する。一般的に、太陽電池モジュールを直列に接続してストリングを構成して使用する場合、影モジュールの電圧はその他の日照モジュールよりも低くなるため、本発明の太陽電池調整システムを用いることで全モジュール（影モジュールも含む）から影モジュールへと電力を再分配し、影モジュールにおける電力不足分を補償することができる。

　具体的には、スイッチＱのオン、オフを繰り返し切り替えることにより、太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４から入力キャパシタＣｉｎへと入力された電圧が変換され、後述のとおり太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４のうち最も電圧の低いモジュールに対して出力される。以下、図４１，図４２の構成においては入力キャパシタＣｉｎ、スイッチＱ、及びインダクタＬｉｎから構成される回路を入力回路と呼び、図４３の構成においては、入力キャパシタＣｉｎ、スイッチＱ、インダクタＬｉｎ、エネルギー伝送キャパシタＣａ、及びこれに直列接続された一次巻線から構成される回路を入力回路と呼ぶ。また図４１，図４２の構成においては、キャパシタＣ１～Ｃ４、ダイオードＤ１～Ｄ４、及びインダクタＬ１～Ｌ４から構成される回路を出力回路と呼び、図４３の構成においては、キャパシタＣ１～Ｃ４、ダイオードＤ１～Ｄ４、インダクタＬ１～Ｌ４、及び二次巻線から構成される回路を出力回路と呼ぶ。以下、図４１～図４３に示す太陽電池調整システムの詳細な動作原理について説明を行う。

　太陽電池調整システムの動作
　まず、図４１に示す太陽電池調整システムについて説明する。図３９に示すとおり、ＤＣ－ＤＣコンバータを介して負荷を接続する等して、ストリング全体に電圧が印加されており、太陽電池モジュールＰＶ２にのみ影がかかっているとする。スイッチＱのオン、オフを繰り返し切り替えることにより、太陽電池調整システムを動作させる。このとき各素子を流れる電流、及び各素子に印加される電圧の波形を図４４に示し、スイッチＱのオン期間中、オフ期間中にシステム内を流れる電流の経路を図４５ａ，図４５ｂに示す。なお、図４４のグラフ中、ｖ_DSはスイッチＱに印加される電圧を表す。

　まず、スイッチＱがオンである期間中の電流について、図４５ａを用いて説明する。図４５ａは、各素子を経由して回路内を流れる電流の経路、及び極性（向き）を、矢印付きの実線及び破線で表したものである。なお、図４５ａ中の破線はインダクタＬ１，Ｌ３，Ｌ４及びコンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ４を流れるリプル電流を表しているが、その向きはスイッチＱのオン期間内、及びオフ期間内のそれぞれにおいて切り替わるものであるため（図４４中、ｉ_Li及びｉ_Ciのグラフ参照。これらはｉ＝２以外のインダクタＬｉ，キャパシタＣｉに流れる電流を表す。）、これに対応して当該破線の両端に矢印が付されている。

　図４５ａに示されるとおり、太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４から流れ出した電流は入力キャパシタＣｉｎへと入力される。同時に入力キャパシタＣｉｎはインダクタＬｉｎに対して放電を行い、Ｌｉｎにエネルギーが蓄えられ、その電流ｉ_Linは直線的に増加する（図４４中、ｉ_Linのグラフ参照）。さらに、キャパシタＣ２はインダクタＬ２に対して放電を行い、インダクタＬ２にエネルギーが蓄えられ、その電流ｉ_L2は直線的に増加する（図４４中、ｉ_L2及びｉ_C2のグラフ参照）。

　次に、スイッチＱがオフである期間中の電流について、図４５ｂを用いて説明する。図４５ｂに示すとおり、スイッチＱのオフ期間中、最低電圧の影モジュールＰＶ２に対応するダイオードＤ２のみが導通されている。すなわち、スイッチＱのオン期間中にインダクタＬｉｎが蓄えたエネルギーはスイッチＱのオフ期間中に放出されるが、このエネルギーを担う出力電流は、キャパシタＣ２及びダイオードＤ２を経由して最も電圧の低い影モジュールＰＶ２へと優先的に流れ込む。この電流は、インダクタＬｉｎがエネルギーを失うにつれて直線的に減少する（図４４中、ｉ_Lin，ｉ_C2及びｉ_D2のグラフ参照）。また、インダクタＬ２からはダイオードＤ２を経由して影モジュールＰＶ２へと電流が流れ込み、これにより、スイッチＱのオン期間中にインダクタＬ２が蓄えたエネルギーは影モジュールＰＶ２へと放出される。この電流も、インダクタＬ２がエネルギーを失うにつれて直線的に減少する（図４４中、ｉ_L2のグラフ参照）。なお、スイッチＱのオフ期間中においても、太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４から流れ出した電流は入力キャパシタＣｉｎへと入力されており、同時にインダクタＬ１，Ｌ３，Ｌ４及びキャパシタＣ１，Ｃ３，Ｃ４にはリプル電流が流れている（図４４中、ｉ_Li及びｉ_Ciのグラフ参照）。

　スイッチＱにおけるオン、オフのスイッチングを繰り返すことにより、上述した電流によって太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４から影モジュールＰＶ２へと補償電流が供給され、ストリング全体として高出力が達成される。

　上述のとおり、スイッチングの１周期の間に各キャパシタには充放電電流が流れる。キャパシタＣ１，Ｃ３，Ｃ４に流れる電流はリプル電流成分のみであるため十分小さいが、キャパシタＣ２には比較的大きな充放電電流が流れる。スイッチＱのオン期間中、キャパシタＣ２の電流は太陽電池モジュールＰＶ１を経由して流れる一方、スイッチＱのオフ期間中、キャパシタＣ２の電流は太陽電池モジュールＰＶ１，ＰＶ２に流れる。このように、動作に伴い各モジュール（図４５ａ，図４５ｂの例の場合、太陽電池モジュールＰＶ１とＰＶ２）の電流は大きく変動するのであり、すなわち大きなリプル電流が流れることになる。一般的に、太陽電池の動作電圧は電流に大きく依存するため（図１）、モジュールに比較的大きなリプル電流が流れる場合その動作電圧が不安定になってしまう。この問題に関しては、後述の実施例４に示すシステムによって解決可能である。

　ここで、時比率Ｄを、スイッチＱのスイッチング周期に対するスイッチのオン期間の割合として定義する（この定義より明らかなとおり、０≦Ｄ≦１である。）。太陽電池調整システムの定常状態において影モジュールＰＶ２に出力される電圧は、入力キャパシタＣｉｎに印加される電圧Ｖ_Stringと上記時比率Ｄとに応じて決定される。以下、具体的に影モジュールＰＶ２への出力電圧を導出する。

　太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４の電圧Ｖ_PV1～Ｖ_PV4は、スイッチングの一周期に亘って一定であるとみなす。
このとき、上記Ｖ_Stringは、

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１９）
と表される。

　また、キャパシタＣ１～Ｃ４の電圧の、スイッチング周期に関する時間平均をＶ_C1～Ｖ_C4とする。定常状態においてインダクタＬｉｎ，及びＬ１～Ｌ４の電圧の時間平均は全てゼロとなるため、Ｖ_String，Ｖ_PV1～Ｖ_PV4，及びＶ_C1～Ｖ_C4の間には以下の関係式が成立する。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２０）

　さらに、上記各インダクタにおいて印加される電圧と時間の積の、上記スイッチング周期に亘る合計は定常状態においてゼロとなるため、以下の関係式が成立する（ダイオードの順方向電圧降下をＶ_Dとする。）。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２１）

　上記（２０），（２１）式を用いれば、最低電圧の影モジュールＰＶ２への出力電圧Ｖ_PV2を以下のとおり表すことができる。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２２）

　太陽電池調整システムの定常状態においては、上記（２２）式に示されるとおり、太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４の電圧の合計電圧Ｖ_Stringを時比率Ｄに応じて変換してなる出力電圧が影モジュールＰＶ２へと出力されるとともに、影モジュールＰＶ２に対して優先的に電流が出力される。上記（２２）式中にはストリング全体の電圧Ｖ_Stringと影モジュールＰＶ２の電圧Ｖ_PV2が含まれており、その他の個別の日照モジュールの電圧は含まれていない。これはすなわち、本発明の太陽電池調整システムの動作は主にストリング全体と影モジュールにより決定されることを示唆している。

　図４２に示すＺｅｔａコンバータに基づくシステム、及び図４３に示すＣｕｋコンバータに基づくシステムも同様の原理で動作し、太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４の合計電圧Ｖ_Stringを、時比率Ｄに応じて変換した上で影モジュールに対して出力しつつ、当該影モジュールに優先的に電流を出力する。

　図４２のシステムを動作させたときにスイッチＱのオン期間とオフ期間とでそれぞれ実現される電流経路を、図４６ａ，図４６ｂに示す。

　まず、スイッチＱのオン期間中（図４６ａ）、太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４から流れ出した電流は入力キャパシタＣｉｎへと入力される。同時に入力キャパシタＣｉｎはインダクタＬｉｎに対して放電を行い、Ｌｉｎにエネルギーが蓄えられ、その電流ｉ_Linは直線的に増加する。さらに、キャパシタＣ２はインダクタＬ２に対して放電を行い、インダクタＬ２にエネルギーが蓄えられ、その電流ｉ_L2は直線的に増加する。

　次に、スイッチＱのオフ期間中（図４６ｂ）、最低電圧の影モジュールＰＶ２に対応するダイオードＤ２が導通されている。スイッチＱのオン期間中にインダクタＬｉｎが蓄えたエネルギーはスイッチＱのオフ期間中に放出されるが、このエネルギーを担う出力電流はキャパシタＣ２を充電する。この電流は、インダクタＬｉｎがエネルギーを失うにつれて直線的に減少する。また、インダクタＬ２からはダイオードＤ２を経由して影モジュールＰＶ２へと電流が流れ込み、これにより、スイッチＱのオン期間中にインダクタＬ２が蓄えたエネルギーは影モジュールＰＶ２へと放出される。この電流も、インダクタＬ２がエネルギーを失うにつれて直線的に減少する。なお、スイッチＱのオフ期間中においても、太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４から流れ出した電流は入力キャパシタＣｉｎへと入力されており、同時にインダクタＬ１，Ｌ３，Ｌ４及びキャパシタＣ１，Ｃ３，Ｃ４にはリプル電流が流れている。

　ここで、定常状態において各インダクタの電圧の時間平均は全てゼロとなること、及び各インダクタにおいて印加される電圧と時間の積の、上記スイッチング周期に亘る合計は定常状態においてゼロとなることを利用して、上記（２０），（２１）と同様に以下の（２３），（２４）式が得られる。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２３）

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２４）

　上記（２３），（２４）式を用いれば、最低電圧の影モジュールＰＶ２への出力電圧Ｖ_PV2を以下のとおり表すことができる。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２５）

　図４３のシステムを動作させたときにスイッチＱのオン期間とオフ期間とでそれぞれ実現される電流経路を、図４７ａ，図４７ｂに示す。

　まず、スイッチＱのオン期間中（図４７ａ）、太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４から流れ出した電流は入力キャパシタＣｉｎへと入力される。同時に入力キャパシタＣｉｎはインダクタＬｉｎに対して放電を行い、Ｌｉｎにエネルギーが蓄えられ、その電流ｉ_Linは直線的に増加する。さらに、キャパシタＣａは、一次巻線に対して電圧を出力し、これがトランスで変圧されて出力回路に印加される。出力回路において、キャパシタＣ２はインダクタＬ２に対して放電を行い、インダクタＬ２にエネルギーが蓄えられ、その電流ｉ_L2は直線的に増加する。

　次に、スイッチＱのオフ期間中（図４７ｂ）、最低電圧の影モジュールＰＶ２に対応するダイオードＤ２が導通されている。スイッチＱのオン期間中にインダクタＬｉｎが蓄えたエネルギーはスイッチＱのオフ期間中に放出されるが、このエネルギーを担う出力電流はキャパシタＣａを充電する。この電流は、インダクタＬｉｎがエネルギーを失うにつれて直線的に減少する。また、インダクタＬ２からはダイオードＤ２を経由して影モジュールＰＶ２へと電流が流れ込み、これにより、スイッチＱのオン期間中にインダクタＬ２が蓄えたエネルギーは影モジュールＰＶ２へと放出される。またトランス二次巻線からの電流によりキャパシタＣ２が充電される。なお、スイッチＱのオフ期間中においても、太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４から流れ出した電流は入力キャパシタＣｉｎへと入力されており、同時にインダクタＬ１，Ｌ３，Ｌ４及びキャパシタＣ１，Ｃ３，Ｃ４にはリプル電流が流れている。

　ここで、定常状態において各インダクタの電圧の時間平均は全てゼロとなること、及び各インダクタにおいて印加される電圧と時間の積の、上記スイッチング周期に亘る合計は定常状態においてゼロとなることを利用して、上記（２０），（２１）と同様に以下の（２６），（２７）式が得られる。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２６）
ここで、Ｎはトランスの一次巻線と二次巻線の比である。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２７）

　上記（２６），（２７）式を用いれば、最低電圧の影モジュールＰＶ２への出力電圧Ｖ_PV2を以下のとおり表すことができる。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２８）

　以上、ＳＥＰＩＣ，Ｚｅｔａ，Ｃｕｋコンバータを基礎とする太陽電池調整システムにおいて、太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４のうち、特にＰＶ２に影がかかっている場合の動作を説明した。影がかかっているモジュールがＰＶ１，ＰＶ３，ＰＶ４のいずれかである場合にも、同様の原理により影モジュールに補償電流を供給することができるし、また影モジュールが複数個ある場合にも、同様の原理により補償電流を供給することができる。

　一例として、太陽電池モジュールＰＶ１，ＰＶ２に影がかかり、その電圧が同じ大きさになっており、且つ日照モジュールＰＶ３，ＰＶ４の電圧は影モジュール電圧より高いときの、図４１に示す太陽電池調整システムの動作を説明する。

　まず、スイッチＱがオンである期間中（図４８ａ）、太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４から流れ出した電流は入力キャパシタＣｉｎへと入力される。同時に入力キャパシタＣｉｎはインダクタＬｉｎに対して放電を行い、Ｌｉｎにエネルギーが蓄えられ、その電流ｉ_Linは直線的に増加する。さらに、キャパシタＣ１，Ｃ２はインダクタＬ１，Ｌ２に対してそれぞれ放電を行い、インダクタＬ１，Ｌ２にエネルギーが蓄えられ、その電流ｉ_L1，ｉ_L2は直線的に増加する。

　次に、スイッチＱがオフである期間中（図４８ｂ）、最低電圧の影モジュールＰＶ１，ＰＶ２に対応するダイオードＤ１，Ｄ２が導通されている。すなわち、スイッチＱのオン期間中にインダクタＬｉｎが蓄えたエネルギーはスイッチＱのオフ期間中に放出されるが、このエネルギーを担う出力電流は、キャパシタＣ１及びダイオードＤ１を経由して最も電圧の低い影モジュールＰＶ１へと、及び、キャパシタＣ２及びダイオードＤ２を経由して最も電圧の低い影モジュールＰＶ２へと、優先的に流れ込む。この電流は、インダクタＬｉｎがエネルギーを失うにつれて直線的に減少する。また、インダクタＬ１，Ｌ２からは、それぞれダイオードＤ１，Ｄ２を経由して影モジュールＰＶ１，ＰＶ２へと電流が流れ込み、これにより、スイッチＱのオン期間中にインダクタＬ１，Ｌ２が蓄えたエネルギーは影モジュールＰＶ１，ＰＶ２へと放出される。この電流も、インダクタＬ１，Ｌ２がエネルギーを失うにつれて直線的に減少する。

　この場合、定常状態における各素子電圧間の関係は、上記（１９），（２０）式、及び以下の（２９）式で表される。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２９）
　これらを解くことにより、以下の（３０）式が得られる。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（３０）

　すなわち、太陽電池モジュールＰＶ２のみに影がかかっていたときと同様に、影モジュールＰＶ１，ＰＶ２には、Ｖ_Stringが変換されてなる出力電圧｛Ｄ／（１－Ｄ）｝Ｖ_String－Ｖ_Dが出力されるのであり、このような状態において影モジュールＰＶ１，ＰＶ２へと優先的に補償電流が供給される。

　複数の影モジュールに対しても補償電流を供給できる点は、図４２，図４３の太陽電池調整システムにおいても同様である。また、ここではＳＥＰＩＣ，Ｚｅｔａ，Ｃｕｋコンバータを基礎とする構成について説明したが、本発明の太陽電池調整システムはこれらを基礎とする構成に限られるわけではなく、任意のコンバータの出力回路部分を多段接続することにより構成可能である。

　最小電流の検出及び制御システム
　以上、本件第４発明の太陽電池調整システムの動作を理論的に説明した。上記説明においては最低電圧の影モジュールに対して優先的に供給される補償電流のみを考えたが、実際にはこれ以外のモジュールに供給される補償電流もゼロとはならない場合がある。太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４に供給される補償電流の大きさは、スイッチの時比率を制御することにより全体的に調整することができる。以下、補償電流を検出してその大きさを調整するためのシステムを説明する。

　図４９ａ～図４９ｃに、本発明の太陽電池調整システム（後述の実施例４において説明するシステムを含む。）を用いた際における補償電流の供給イメージを示す。ここでは例として、４直列の太陽電池モジュールのＰＶ１～ＰＶ４のうちＰＶ１とＰＶ２に影が掛かっており、ＰＶ１の方がより広範囲に渡って影が掛かっているものとする。また、ここでは太陽電池調整システムは各太陽電池モジュールに対して等しい電圧Ｖ_eを出力するものとして等価的に描かれている。

　図４９ａは過剰補償時における補償電流の供給イメージである。ＰＶ₁とＰＶ₂には影の程度に応じて補償電流Ｉ_eq1とＩ_eq2が供給される一方で、日照モジュールであるＰＶ₃とＰＶ₄に対しても比較的大きな補償電流Ｉ_eq3とＩ_eq4が供給されている状態である。ＰＶ₃とＰＶ₄は補償される必要性が無いにも関わらず補償電流が供給されているため、これらの補償電流分に起因した不要な電力変換損失が部分影補償装置の内部で発生することになる。

　これに対して、図４９ｂは補償不足時における補償電流の供給イメージである。日照モジュールであるＰＶ₃とＰＶ₄に対しては補償電流が供給されないため、図４９ａの過剰補償時のような不要な電力損失は発生しない。しかし、本来補償を必要としているＰＶ₂に補償電流が供給されておらず、更にはＰＶ₁に対する補償電流も不十分であるため、部分影による影響を完全に補償することが出来ない。

　図４９ｃは最適補償時における補償電流の供給イメージである。ＰＶ₁とＰＶ₂には影の程度に応じた補償電流Ｉ_eq1とＩ_eq2を供給する一方、日照モジュールであるＰＶ₃とＰＶ₄に対しては微小な補償電流Ｉ_eq3とＩ_eq4のみが供給されている状態である。最適補償時においては電圧の高い日照モジュールに対しても補償電流が若干供給されている状態であるため、電圧の低い影モジュールに対しては十分な補償電流が常に供給されていることになる。また、日照モジュールに供給される補償電流は微小なため、これらの補償電流に起因する不要な電力変換損失を最小限に抑えることが可能である。

　図４９ｃの最適補償を実現するために用いることができる、最小電流制御システムの一例を図５０に示す。最小電流制御システムは、電源Ｖｃｃに接続されたプルアップ抵抗器と、太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４に流れる補償電流をそれぞれ検出する、第１から第４の電流センサと、プルアップ抵抗器と第１から第４の電流センサのそれぞれの間に、プルアップ抵抗器から電流センサへと流れる電流を遮断しないようそれぞれ接続された、第１から第４のダイオードと、プルアップ抵抗器に接続されたエラーアンプ（比較器）と、太陽電池調整システムのスイッチＱの時比率を制御して太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４に流れる補償電流を制御する、時比率制御回路（電流制御手段）と、を備える。

　以下、最小電流制御システムの動作を説明する。図４１の太陽電池調整システムを例にとれば、第１から第４の電流センサは、ダイオードＤ１～Ｄ４に接続される等して、それぞれ太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４に流れる補償電流Ｉ_eq1～Ｉ_eq4を検出する。各電流センサは、検出された電流値を電圧に変換（例えば１Ａを１Ｖに変換する。）して出力する。太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４に流れる補償電流が、それぞれ１．３Ａ，０．６Ａ，０．１Ａ，０．１Ａであったならば、第１から第４の電流センサは、それぞれ１．３Ｖ，０．６Ｖ，０．１Ｖ，０．１Ｖの電圧を出力する。このとき、最低電圧を出力する第３，第４の電流センサと接続された第３，第４のダイオードが導通する。電源Ｖｃｃからプルアップ抵抗器を経て導通したダイオードに流れ込んだ電流は、電流センサと当該ダイオードとの間に接続された抵抗器へと流れ込む。なお、第１～第４の電流センサがシンクとして動作する場合には、これら抵抗器は不要である。

　０．１Ａの最低補償電流を検出して０．１Ｖの電圧を出力した第３，第４の電流センサにより、電源Ｖｃｃからプルアップ抵抗器を介してエラーアンプへと至る経路には０．１Ｖのバイアスがかかる。したがって、電源Ｖｃｃの電圧が５．０Ｖであったとすれば、プルアップ抵抗器の電圧降下は４．９Ｖとなる。この電圧降下に対応する信号（すなわち、補償電流Ｉ_eq1～Ｉ_eq4のうち最小補償電流値Ｉ_eq-min＝０．１Ａを示す信号）がエラーアンプに入力される。

　エラーアンプは最小補償電流Ｉ_eq-minと、外部から入力された基準電流Ｉ_refとの比較に基づいて誤差信号を出力し、その誤差信号が時比率制御回路に入力される。時比率制御回路は、Ｉ_ref－Ｉ_eq-minで表わされる誤差が負であれば、補償電流を全体的に小さくするべく、図４１～図４３のスイッチＱの時比率を下げたり（オン期間の割合がより小さいパルス幅変調波を発生）、誤差が正であれば補償電流を全体的に大きくするべくスイッチＱの時比率を上げたり（オン期間の割合がより大きいパルス幅変調波を発生）して、誤差をゼロに近づける。以上の動作を繰り返し行うことにより、太陽電池調整システムの動作状態を図４９ｃの最適補償状態に近づけることができる。

　この最小電流制御システムを用いて本発明の太陽電池調整システムを動作させるとＩ_eq-min＝Ｉ_refとなるよう動作するため、上述のように太陽電池調整システム内の不要な電力変換損失を最小限に抑えるためにはＩ_ref≒０と設定することが望ましい。なお、ここでは、アナログ回路を用いて最小補償電流Ｉ_eq-minを検出して制御を行う回路について説明を行ったが、デジタル制御を用いた場合でも容易に同様の制御を実現可能である。例えば、第１から第４の電流センサからの電圧信号を、Ａ／Ｄコンバータ（不図示）を介してデジタル信号に変換してから第２の比較器（不図示）に入力し、第２の比較器で電流値の比較を行って最低補償電流Ｉ_eq-minを特定し、最低補償電流Ｉ_eq-minを示す信号をエラーアンプに入力してもよい。

　なお、上記最小電流制御システムは、本発明の太陽電池調整システムに限らず、複数の回路要素を備えた任意の回路に対して適用可能である。太陽電池モジュールに限らず、任意の複数の回路要素のそれぞれに、図５０と同様の、あるいは上記デジタル制御を用いたシステムを接続すれば（図５０において、各電流センサを、太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４に限らず任意の回路要素に接続する。なお、回路要素の数は４以外の任意の数であってよいし、各回路要素が同種の要素である必要はない。）、回路要素にそれぞれ流れる電流のうち最小の電流を特定して基準電流と比較し、比較結果に基づいて、回路要素に流れる電流を制御することができる。ここにおける「回路要素に流れる電流の制御」とは、上述の例と同様に回路内に含まれるスイッチの時比率制御であってもよいし、例えば各回路要素に可変抵抗が接続されている場合には、任意の制御回路（不図示。「電流制御手段」の一例。）を介してその抵抗値を変更することであってもよい。また、本発明の最小電流制御システムから、時比率制御回路等の電流制御手段を除いたシステムも、本発明の最小電流検出システムとして単独で動作可能である。

　本発明の太陽電池調整システムを用いた実験
　図４１に示した本発明の太陽電池調整システムを用いた実験結果の例を、図５１及び図５２ａ～図５２ｄに示す。なお、実験に用いた入力キャパシタＣｉｎの容量は２０μＦ，インダクタＬｉｎのインダクタンスは１００μＨ，インダクタＬ１～Ｌ４のインダクタンスは３３μＨ，キャパシタＣ１～Ｃ４の容量は２０μＦ，スイッチＱのオン抵抗は３９ｍΩ，ダイオードＤ１～Ｄ４の順方向電圧降下は０．６５Ｖであり、スイッチＱのスイッチング周波数は１００ｋＨｚとした。また図５０の最小電流制御システムも動作させ、基準電流Ｉ_ref＝１００ｍＡとした。

　実験時は図４９ａ～図４９ｃと同様、太陽電池モジュールＰＶ１とＰＶ２に影が発生した状況を想定して、各モジュール特性を図５１のように設定して実験を行った。なお、太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４としては太陽電池アレイ・シミュレータ（Ａｇｉｌｅｎｔ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ社製、Ｅ４３５０Ｂ）を用いた。図５２ａ～図５２ｄに、補償時における各モジュールの個別の特性を示す。日照モジュールＰＶ３，ＰＶ４には１００ｍＡ程度の微小な補償電流（Ｉ_eq3とＩ_eq4）が流れている一方（図５２ｃ，図５２ｄ）、影モジュールＰＶ１，ＰＶ２には特性に応じて相当量の補償電流（Ｉ_eq1は１．２Ａ程度、Ｉ_eq2は０．５Ａ程度）が流れており（図５２ａ，図５２ｂ）、図４９ｃで説明した最適補償の状態が実現されていることが分かる。モジュール単体の特性（図５１の特性および図５２ａ～図５２ｄ中の破線）は各モジュールで大きく異なるのに対して、補償時における各モジュールの、Ｖ_PViに対するＩ_Loadの特性は等価的にほぼ同一となっていることがわかる。

　図５３は、本発明の太陽電池調整システムの有無によるストリング特性を比較したものである。太陽電池調整システムを用いない場合（破線グラフ。太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４に対してバイパスダイオードを並列接続した場合）、３つのＭＰＰが存在しており抽出可能な最大電力は約４０Ｗ（Ｖ_String≒３０Ｖの時）である。これに対して、太陽電池調整システムを用いた場合（実線グラフ）、ＭＰＰは１つのみであり、最大電力も約５０Ｗ（Ｖ_String≒３８Ｖの時）と大幅に向上している。このように、本発明の太陽電池調整システムを用いることで複数のＭＰＰの発生を防止しつつ、抽出可能な最大電力も大幅に向上させることが可能である。

　太陽電池調整システムの構成
　実施例３で説明した通り、図４１～図４３に示す太陽電池調整システムでは、その動作時において太陽電池モジュールに比較的大きなリプル電流が発生するため、それに伴い太陽電池の動作電圧が不安的になる恐れがある。これに対し、図５４に示す回路構成の太陽電池調整システムを用いれば、部分影を補償しつつ、動作時において各太陽電池モジュールに流れるリプル電流を大幅に低減することができる。

　図５４の太陽電池調整システムにおいて、Ｃ１ａ～Ｃ４ａ，Ｃ１ｂ～Ｃ４ｂはキャパシタ、Ｌ１ａ～Ｌ４ａ，Ｌ１ｂ～Ｌ４ｂはインダクタ、Ｄ１ａ～Ｄ４ａ，Ｄ１ｂ～Ｄ４ｂはダイオードを表し、これらからなり、且つトランスの二次巻線に接続された多段接続カレントダブラが太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４に接続されている。多段接続カレントダブラは図４１に示したＣ－Ｄ－Ｌの多段接続回路を各モジュールに対して対称に配置したものと等価である。なお、Ｒ－Ｂｉａｓは、各キャパシタの電圧値が不定値になるのを防止するためのバイアス抵抗である。また図５４の太陽電池調整システムは、スイッチＱａ，Ｑｂ，ダイオードＤａ，Ｄｂ，キャパシタＣａ，Ｃｂ，Ｃｂｋ，インダクタＬｋｇ（トランスの漏洩インダクタンスを表している。）を備え、トランスの一次巻線に接続されたハーフブリッジインバータを備えている。ハーフブリッジインバータは、太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４の合計電圧の入力を受け、スイッチＱａ，Ｑｂのオンオフを交互に切り替えることにより矩形状の交流電圧を発生させ、トランスを介して変圧された交流電圧を多段接続カレントダブラに出力する。ここで、図５４中、ｉ_L1a～ｉ_L4a，ｉ_L1b～ｉ_L4bはインダクタＬ１ａ～Ｌ４ａ，Ｌ１ｂ～Ｌ４ｂにそれぞれ流れる電流を表し、ｉ_D1a～ｉ_D4a，ｉ_D1b～ｉ_D4bはダイオードＤ１ａ～Ｄ４ａ，Ｄ１ｂ～Ｄ４ｂにそれぞれ流れる電流を表し、ｉ_C1a～ｉ_C4a，ｉ_C1b～ｉ_C4bはキャパシタＣ１ａ～Ｃ４ａ，Ｃ１ｂ～Ｃ４ｂにそれぞれ流れる電流を表し、Ｉ_eq-inはストリングからハーフブリッジインバータに入力される電流を表し、ｉ_Qa，ｉ_QbはスイッチＱａ，Ｑｂにそれぞれ流れる電流を表し、ｖ_DSa，ｖ_DSbはスイッチＱａ，Ｑｂにそれぞれ印加される電圧を表し、ｉ_LkgはインダクタＬｋｇに流れる電流を表し、ｖ_Pは一次巻線に印加される電圧を表す。なお、図５４は、対称に配置されたＣ－Ｄ－Ｌ回路におけるダイオードＤがカソードを共通に接続された（すなわち、ダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂのカソード同士、ダイオードＤ２ａ，Ｄ２ｂのカソード同士、ダイオードＤ３ａ，Ｄ３ｂのカソード同士、ダイオードＤ４ａ，Ｄ４ｂのカソード同士がそれぞれ共通接続された）コモンカソードの形態を示しているが、後述のコモンアノードの形態（図５７）も同様に動作可能である。

　太陽電池調整システムの動作
　太陽電池モジュールＰＶ２に影がかかっているときに、スイッチＱａ，Ｑｂのオン、オフを交互に繰り返し切り替えることにより図５４の太陽電池調整システムを動作させた場合における、各素子を流れる電流、及び各素子に印加される電圧の波形を図５５に示し、動作中に実現されるモード１～４の期間中にそれぞれシステム内を流れる電流の経路を図５６ａ～図５６ｄに示す。なお、図５５のグラフ中、ｖ_GSa，ｖ_GSbは、それぞれスイッチＱａ，Ｑｂのゲート電圧を表す。

　ハーフブリッジインバータにおいて、図５５中、ｖ_GSのグラフが示すとおりスイッチＱａ，Ｑｂが交互に導通することで、ｖ_Pのグラフが示すとおりトランス一次巻線に矩形波交流電圧が印加される。ｖ_GSのグラフに示される４つの動作モードに応じてトランス二次巻線の電圧は変動し、その電圧により多段接続カレントダブラ回路が駆動され、図５６ａ（モード１）～図５６ｄ（モード４）に示すとおり回路内に電流が流れる。図５６ａ～図５６ｄ中では、リプル電流成分のみが流れる電流経路は破線で示している。また、同一モード期間中に向きが切り替わる電流の経路には、両端に矢印を付した。

　便宜上、まずモード２の動作を説明する（図５６ｂ）。モード２の期間中においては、スイッチＱａがオンとされ、スイッチＱｂがオフとされており、キャパシタＣｂｋ，インダクタＬｋｇ，一次巻線に対して、一定の正電圧（図５４中、ｖ_Pを示す矢印の向きに上昇する電圧。図５５中、ｖ_Pのグラフ参照。）が出力される。これにより、インダクタＬｋｇを流れる電流は直線的に増加する（図５５中、ｉ_Lkgのグラフ参照。）。一次巻線に印加される電圧はトランスにより変圧されて多段接続カレントダブラ回路を駆動させる。トランスを介して印加される電圧によりキャパシタＣ２ａ，ダイオードＤ２ａを介して影モジュールＰＶ２に補償電流が流れ込み、この電流はインダクタＬ２ｂ，キャパシタＣ２ｂへと流れる。これらの電流も、上記正電圧により直線的に増加する（図５５中、対応するグラフ参照。）。また影モジュールＰＶ２には、インダクタＬ２ａがエネルギーを放出することによる補償電流も供給される。この電流は、インダクタＬ２ａがエネルギーを失うにつれて減少する（図５５中、ｉ_L2aのグラフ参照。）。太陽電池調整システムの動作によりモード２の期間中に影モジュールＰＶ２に流れる電流はｉ_L2aとｉ_L2bの和に相当する。多段接続カレントダブラ内で影モジュールＰＶ２に対応するインダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂ以外のインダクタに流れる電流はリプル電流成分のみである。

　スイッチＱａをターンオフすると同時にＱａを流れていた電流はスイッチＱｂの逆並列ダイオードであるダイオードＤｂへと転流し、動作はモード３へと移行する（図５６ｃ）。モード３の開始時において、ダイオードＤｂには順方向に電流が流れ、キャパシタＣｂｋ，インダクタＬｋｇ，一次巻線に流れる電流もモード２の期間中と同じ向きであるが、キャパシタＣｂからの電圧により、それらの電流は直線的に低下していく。ｉ_Lkgの極性が反転する前にＱ_bに対してゲート電圧ｖ_GSbを印加しておくことで（図５５中、ｖ_GSbのグラフ参照。）、ｉ_Lkgの極性が反転すると同時にスイッチＱｂはゼロ電圧でターンオンされる。モード３におけるトランスの巻線電圧は０であり、多段接続カレントダブラ内ではインダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂが影モジュールＰＶ２へと補償電流を供給することに伴ってダイオードＤ２ａ，Ｄ２ｂが導通する。インダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂがエネルギーを放出するに従い、ｉ_L2a，ｉ_L2bは低下する（図５５中、ｉ_L2a，ｉ_L2bのグラフ参照。）。モード３の期間中においてもモード２の期間中と同様、太陽電池調整システムから影モジュールＰＶ２に供給される補償電流はｉ_L2aとｉ_L2bの和に相当する。ダイオードＤ２ａの電流ｉ_D2aが０になると同時に動作は次のモード４へと移行する。

　モード４の期間中（図５６ｄ）においては、スイッチＱａがオフとされ、スイッチＱｂがオンとされており、キャパシタＣｂｋ，インダクタＬｋｇ，一次巻線に対して、一定の負電圧（図５４中、ｖ_Pを示す矢印の向きに上昇する電圧を正としている。図５５中、ｖ_Pのグラフ参照。）が出力される。これにより、インダクタＬｋｇを流れる電流は直線的に低下（絶対値は増加）する（図５５中、ｉ_Lkgのグラフ参照。）。一次巻線に印加される電圧はトランスにより変圧されて多段接続カレントダブラ回路を駆動させる。トランスを介して印加される電圧によりキャパシタＣ２ｂ，ダイオードＤ２ｂを介して影モジュールＰＶ２に補償電流が流れ込み、この電流はインダクタＬ２ａ，キャパシタＣ２ａへと流れる。これらの電流の絶対値も、上記負電圧により直線的に増加する（図５５中、対応するグラフ参照。）。また影モジュールＰＶ２には、インダクタＬ２ｂがエネルギーを放出することによる補償電流も供給される。この電流は、インダクタＬ２ｂがエネルギーを失うにつれて減少する（図５５中、ｉ_L2bのグラフ参照。）。太陽電池調整システムの動作によりモード４の期間中に影モジュールＰＶ２に流れる電流はｉ_L2aとｉ_L2bの和に相当する。多段接続カレントダブラ内で影モジュールＰＶ２に対応するインダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂ以外のインダクタに流れる電流はリプル電流成分のみである。

　スイッチＱｂをターンオフすると同時にＱｂを流れていた電流はスイッチＱａの逆並列ダイオードであるダイオードＤａへと転流し、動作はモード１へと移行する（図５６ａ）。モード１の開始時において、ダイオードＤａには順方向に電流が流れ、キャパシタＣｂｋ，インダクタＬｋｇ，一次巻線に流れる電流もモード４の期間中と同じ向きであるが、キャパシタＣａからの電圧により、それらの電流は直線的に上昇していく（絶対値は低下）。ｉ_Lkgの極性が反転する前にＱａに対してゲート電圧ｖ_GSaを印加しておくことで（図５５中、ｖ_GSaのグラフ参照。）、ｉ_Lkgの極性が反転すると同時にスイッチＱａはゼロ電圧でターンオンされる。モード１におけるトランスの巻線電圧は０であり、多段接続カレントダブラ内ではインダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂが影モジュールＰＶ２へと補償電流を供給することに伴ってダイオードＤ２ａ，Ｄ２ｂが導通する。インダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂがエネルギーを放出するに従い、ｉ_L2a，ｉ_L2bは低下する（図５５中、ｉ_L2a，ｉ_L2bのグラフ参照。）。モード１の期間中においてもモード４の期間中と同様、太陽電池調整システムから影モジュールＰＶ２に供給される補償電流はｉ_L2aとｉ_L2bの和に相当する。ダイオードＤ２ｂの電流ｉ_D2bが０になると同時に動作は次のモード２へと移行する。以降、同様に各モードが経時的に実現される。

　既に述べたとおり、図４１～図４３の回路構成では動作モードに応じてキャパシタの充放電電流が異なる電流経路で太陽電池モジュールに流れるため、各モジュールは比較的大きなリプル電流に晒されてしまい動作電圧が不安定になる恐れがある。それに対して、図５４の回路構成を用いた際には影モジュールＰＶ２に対して流れる電流は常にインダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂの電流の和と等しく、図５６ａ～図５６ｄの電流経路からも分かるとおりキャパシタＣ２ａ，Ｃ２ｂに対する充放電電流はＰＶ２以外のモジュールに対しては流れない。よって、図４１～図４３の実施形態と比較して動作時に各モジュールに流れるリプル電流を大幅に低減することが可能となる。

　図５４ではハーフブリッジインバータを用いてコモンカソード形態の多段接続カレントダブラ回路を駆動させる回路構成について説明したが、図５７に示すとおり、ダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂのアノード同士、ダイオードＤ２ａ，Ｄ２ｂのアノード同士、ダイオードＤ３ａ，Ｄ３ｂのアノード同士、ダイオードＤ４ａ，Ｄ４ｂのアノード同士がそれぞれ共通接続されたコモンアノード形態の多段接続ダブラ回路を用いても、リプル電流を低減しつつ影モジュールに対して補償電流を供給することができる。図５５のｖ_GSのグラフが示すとおり、図５４のシステムと同様にスイッチＱａ，Ｑｂを交互に切り替えて図５７のシステムを動作させたとき、各モード期間中に流れる電流経路を図５８ａ（モード１）～図５８ｄ（モード４）に示す。

　便宜上、まずモード２の動作を説明する（図５８ｂ）。モード２の期間中においては、スイッチＱａがオンとされ、スイッチＱｂがオフとされており、キャパシタＣｂｋ，インダクタＬｋｇ，一次巻線に対して、一定の正電圧（図５７中、ｖ_Pを示す矢印の向きに上昇する電圧。）が出力される。これにより、インダクタＬｋｇを流れる電流は直線的に増加する。一次巻線に印加される電圧はトランスにより変圧されて多段接続カレントダブラ回路を駆動させる。トランスを介して印加される電圧によりキャパシタＣ２ａ，インダクタＬ２ａを介して影モジュールＰＶ２に補償電流が流れ込み、この電流はダイオードＤ２ｂ，キャパシタＣ２ｂへと流れる。これらの電流の絶対値も、上記正電圧により直線的に増加する。また影モジュールＰＶ２には、インダクタＬ２ｂがエネルギーを放出することによる補償電流も供給される。この電流は、インダクタＬ２ｂがエネルギーを失うにつれて減少する。太陽電池調整システムの動作によりモード２の期間中に影モジュールＰＶ２に流れる電流はｉ_L2aとｉ_L2bの和に相当する。多段接続カレントダブラ内で影モジュールＰＶ２に対応するインダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂ以外のインダクタに流れる電流はリプル電流成分のみである。

　スイッチＱａをターンオフすると同時にＱａを流れていた電流はスイッチＱｂの逆並列ダイオードであるダイオードＤｂへと転流し、動作はモード３へと移行する（図５８ｃ）。モード３の開始時において、ダイオードＤｂには順方向に電流が流れ、キャパシタＣｂｋ，インダクタＬｋｇ，一次巻線に流れる電流もモード２の期間中と同じ向きであるが、キャパシタＣｂからの電圧により、それらの電流は直線的に低下していく。ｉ_Lkgの極性が反転する前にＱ_bに対してゲート電圧ｖ_GSbを印加しておくことで、ｉ_Lkgの極性が反転すると同時にスイッチＱｂはゼロ電圧でターンオンされる。モード３におけるトランスの巻線電圧は０であり、多段接続カレントダブラ内ではインダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂが影モジュールＰＶ２へと補償電流を供給することに伴ってダイオードＤ２ａ，Ｄ２ｂが導通する。インダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂがエネルギーを放出するに従い、ｉ_L2a，ｉ_L2bは低下する。モード３の期間中においてもモード２の期間中と同様、太陽電池調整システムから影モジュールＰＶ２に供給される補償電流はｉ_L2aとｉ_L2bの和に相当する。ダイオードＤ２ｂの電流ｉ_D2bが０になると同時に動作は次のモード４へと移行する。

　モード４の期間中（図５８ｄ）においては、スイッチＱａがオフとされ、スイッチＱｂがオンとされており、キャパシタＣｂｋ，インダクタＬｋｇ，一次巻線に対して、一定の負電圧（図５７中、ｖ_Pを示す矢印の向きに上昇する電圧を正としている。）が出力される。これにより、インダクタＬｋｇを流れる電流は直線的に低下（絶対値は増加）する。一次巻線に印加される電圧はトランスにより変圧されて多段接続カレントダブラ回路を駆動させる。トランスを介して印加される電圧によりキャパシタＣ２ｂ，インダクタＬ２ｂを介して影モジュールＰＶ２に補償電流が流れ込み、この電流はダイオードＤ２ａ，キャパシタＣ２ａへと流れる。これらの電流の絶対値も、上記負電圧により直線的に増加する。また影モジュールＰＶ２には、インダクタＬ２ａがエネルギーを放出することによる補償電流も供給される。この電流は、インダクタＬ２ａがエネルギーを失うにつれて減少する。太陽電池調整システムの動作によりモード４の期間中に影モジュールＰＶ２に流れる電流はｉ_L2aとｉ_L2bの和に相当する。多段接続カレントダブラ内で影モジュールＰＶ２に対応するインダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂ以外のインダクタに流れる電流はリプル電流成分のみである。

　スイッチＱｂをターンオフすると同時にＱｂを流れていた電流はスイッチＱａの逆並列ダイオードであるダイオードＤａへと転流し、動作はモード１へと移行する（図５８ａ）。モード１の開始時において、ダイオードＤａには順方向に電流が流れ、キャパシタＣｂｋ，インダクタＬｋｇ，一次巻線に流れる電流もモード４の期間中と同じ向きであるが、キャパシタＣａからの電圧により、それらの電流は直線的に上昇していく（絶対値は低下）。ｉ_Lkgの極性が反転する前にＱａに対してゲート電圧ｖ_GSaを印加しておくことで、ｉ_Lkgの極性が反転すると同時にスイッチＱａはゼロ電圧でターンオンされる。モード１におけるトランスの巻線電圧は０であり、多段接続カレントダブラ内ではインダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂが影モジュールＰＶ２へと補償電流を供給することに伴ってダイオードＤ２ａ，Ｄ２ｂが導通する。インダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂがエネルギーを放出するに従い、ｉ_L2a，ｉ_L2bは低下する。モード１の期間中においてもモード４の期間中と同様、太陽電池調整システムから影モジュールＰＶ２に供給される補償電流はｉ_L2aとｉ_L2bの和に相当する。ダイオードＤ２ａの電流ｉ_D2aが０になると同時に動作は次のモード２へと移行する。以降、同様に各モードが経時的に実現される。

　図５４，図５７の回路構成では、インバータとしてハーフブリッジ型インバータを用いたが、これに限らず、太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４の合計電圧を交流電圧に変換することができるインバータであれば、フルブリッジインバータや非対称ハーブブリッジインバータ等の他のインバータを用いてもよい。図５９，図６０に、フルブリッジインバータを用いて構成された本発明の太陽電池調整システムの回路構成を示す。フルブリッジインバータを用いても、スイッチＱ１，Ｑ４がオンの状態とスイッチＱ２，Ｑ３がオンの状態とを交互に切り替えることにより図５５中ｖ_pと同様の交流電圧を出力できるため、図５４，図５７の回路と同様の原理で多段接続カレントダブラを動作させてリプル電流を低減しつつ影モジュールに補償電流を供給することができる。

　なお、図５４，図５７，図５９，図６０の太陽電池調整システムに対しても、図４９ｃの最適補償を実現するべく図５０の最小電流制御システムを用いることが可能である。図５０を用いて既に説明したとおり太陽電池モジュールＰＶ１～ＰＶ４の補償電流を検出した上で、図５４，図５７のシステムにおいては、スイッチＱａ，Ｑｂをオンとする期間の長さを、図５９，図６０のシステムにおいては、スイッチＱ１，Ｑ４をオンとする期間の長さと、スイッチＱ２，Ｑ３をオンとする期間の長さを、図５０中の時比率制御回路で制御することにより、インバータの出力電流を制御し、各太陽電池モジュールに流れる補償電流を調整することができる。例えば図５４，５７の回路では、スイッチＱａ，Ｑｂの時比率を大きくすると（デッドタイムを短くすると）インバータの出力電流が上がり（補償電流も上昇）、図５９，６０の回路ではＱ１，Ｑ４のオン期間とＱ２，Ｑ３のオン期間の時比率を大きくすると（デッドタイムを短くすると）インバータの出力電流が上がる（補償電流も上昇）。

　本発明は、太陽電池モジュールを直列に接続して太陽電池ストリングを構成する電源に広く適用できる。

（本件第１～第３発明）
ＰＶ１～ＰＶ４　　　　　　　　　　　　　　太陽電池モジュール
Ｑ１～Ｑ８，Ｑ_DC-DC，Ｑａ～Ｑｄ　　　　　　スイッチ
Ｌ１～Ｌ３，Ｌｒ，Ｌｒ１，Ｌｒ２，Ｌ_DC-DC　インダクタ
Ｄ１～Ｄ８，Ｄ１ａ～Ｄ８ａ，Ｄ１ｂ～Ｄ８ｂ，Ｄａ～Ｄｄ，Ｄ_DC-DC
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　ダイオード
Ｃ１～Ｃ４，Ｃ１ａ～Ｃ４ａ，Ｃ１ｂ～Ｃ４ｂ，Ｃｒ，Ｃｒ１，Ｃｒ２，Ｃｍ，Ｃｎ，Ｃ_DC-DC
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　キャパシタ
Ｃｏｕｔ１～Ｃｏｕｔ４，Ｃｏｕｔ１ａ～Ｃｏｕｔ４ａ，Ｃｏｕｔ１ｂ～Ｃｏｕｔ４ｂ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　平滑キャパシタ
Ｒｒ，ｒｍ，ｒｎ，Ｒ_out1　　　　　　　　　　　抵抗成分
（本件第４～第６発明）
ＰＶ１～ＰＶ４　　　　　　　　　　　　　　　太陽電池モジュール
Ｑ，Ｑ１～Ｑ８，Ｑ_DC-DC，Ｑａ，Ｑｂ　　　　　スイッチ
Ｌ１～Ｌ４，Ｌ１ａ～Ｌ４ａ，Ｌ１ｂ～Ｌ４ｂ，Ｌ_DC-DC，Ｌｉｎ，Ｌｏｕｔ，Ｌｋｇ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　インダクタ
Ｄ，Ｄ１～Ｄ４，Ｄ１ａ～Ｄ４ａ，Ｄ１ｂ～Ｄ４ｂ，Ｄ_DC-DC，Ｄａ，Ｄｂ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　ダイオード
Ｃ，Ｃ１～Ｃ４，Ｃ１ａ～Ｃ４ａ，Ｃ１ｂ～Ｃ４ｂ，Ｃ_DC-DC，Ｃｉｎ，Ｃｏｕｔ，Ｃａ，Ｃｂ，Ｃｂｋ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　キャパシタ
Ｖｉｎ，Ｖ_CC　　　　　　　　　　　　　　　　電源
Ｌｏａｄ　　　　　　　　　　　　　　　　　　負荷
Ｒ－ｂｉａｓ　　　　　　　　　　　　　　　　バイアス抵抗

Claims

　直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）のキャパシタの各々に対して、２つの直列接続されたダイオードが並列に接続され、更に、該２つの直列接続されたダイオードの各々における中間点に中間キャパシタが接続された、多段倍電圧整流回路と、
　第ｋ（ｋ＝１，２，…ｎ）の前記キャパシタに対して並列接続された第ｋの太陽電池モジュールとして与えられる第１から第ｎの太陽電池モジュールを直列接続してなる、太陽電池モジュール鎖と、
　前記第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧の入力を受けて、該入力された合計電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧を前記多段倍電圧整流回路に出力する、容量性素子と誘導性素子とを備えたインバータと
を備えた、太陽電池調整システム。
　前記インバータが前記交流電圧の周波数を変更する手段を備えた、請求項１に記載の太陽電池調整システム。
　前記インバータが、
　　前記第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧の入力を受けて、スイッチの切り替え状態に応じた電圧を出力する、スイッチを備えた入力回路と、
　　前記入力回路から出力された電圧を交流電圧に変換し、前記多段倍電圧整流回路に対して該交流電圧を出力する、容量性素子と誘導性素子とを備えた共振回路と
を備えた、請求項２に記載の太陽電池調整システム。
　前記共振回路が、トランスにより前記交流電圧を変圧した上で前記多段倍電圧整流回路に出力するよう構成された、請求項３に記載の太陽電池調整システム。
　前記入力回路は、直列接続された第１及び第２のスイッチの各々にフライホイールダイオードを並列接続してなり、
　前記第１及び第２のスイッチのうちオンとするスイッチを経時的に切り替えることによって、該第１及び第２のスイッチの両端間に直流電圧が入力されたときに、該第１及び第２のスイッチの中間点にある第１の端子と、該第２のスイッチの両端のうち該第１の端子とは異なる側にある、第２の端子と、の間に矩形波状の電圧を出力するよう構成され、
　前記共振回路は、前記第１の端子と第３の端子との間で直列接続されたインダクタと共振回路内キャパシタとを備え、前記入力回路から矩形波状の電圧の入力を受けたときに、前記第３の端子と、前記第２の端子に接続された第４の端子と、の間に交流電圧を出力し、更に該交流電圧をトランスにより変圧した上で前記多段倍電圧整流回路に出力するよう構成された、請求項４に記載の太陽電池調整システム。
　第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の太陽電池モジュールを直列接続してなる、太陽電池モジュール鎖と、
　第ｋ（ｋ＝１，２，…ｎ）の前記太陽電池モジュールに対して並列接続された第ｋのキャパシタとして与えられる、第１から第ｎのキャパシタと、２つの直列接続されたダイオードからなり、第ｋ（ｋ＝１，２，…ｎ）の前記キャパシタに対して並列接続された第ｋのダイオードペアとして与えられる、第１から第ｎのダイオードペアと、該第１から第ｎのダイオードペア各々における２つの直列接続されたダイオードの中間点に接続された、第１から第ｎの中間キャパシタと、を備えた第１の多段倍電圧整流回路と、
　第ｋ（ｋ＝１，２，…ｎ）の前記太陽電池モジュールに対して並列接続された第ｎ＋ｋのキャパシタとして与えられる、第ｎ＋１から第２ｎのキャパシタと、２つの直列接続されたダイオードからなり、第ｎ＋ｋの前記キャパシタに対して並列接続された第ｎ＋ｋのダイオードペアとして与えられる、第ｎ＋１から第２ｎのダイオードペアと、該第ｎ＋１から第２ｎのダイオードペア各々における２つの直列接続されたダイオードの中間点に接続された、第ｎ＋１から第２ｎの中間キャパシタと、を備えた第２の多段倍電圧整流回路と、
　前記第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧の入力を受けて、該入力された合計電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧をトランスにより変圧した上で出力する、容量性素子と誘導性素子とを備えたインバータと
を備え、
　前記トランスの二次巻線の一端が前記第１の多段倍電圧整流回路に接続され、該二次巻線の他端が前記第２の多段倍電圧整流回路に接続された、太陽電池調整システム。
　前記インバータが前記交流電圧の周波数を変更する手段を備えた、請求項６に記載の太陽電池調整システム。
　前記インバータが、
　　前記第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧の入力を受けて、スイッチの切り替え状態に応じた電圧を出力する、スイッチを備えた入力回路と、
　　前記入力回路から出力された電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧をトランスにより変圧した上で出力する、容量性素子と誘導性素子とを備えた共振回路と
を備えた、請求項７に記載の太陽電池調整システム。
　前記入力回路は、直列接続された第１及び第２のスイッチの各々にフライホイールダイオードを並列接続してなり、
　前記第１及び第２のスイッチのうちオンとするスイッチを経時的に切り替えることによって、該第１及び第２のスイッチの両端間に直流電圧が入力されたときに、該第１及び第２のスイッチの中間点にある第１の端子と、該第２のスイッチの両端のうち該第１の端子とは異なる側にある、第２の端子と、の間に矩形波状の電圧を出力するよう構成され、
　前記共振回路は、前記第１の端子と第３の端子との間で直列接続されたインダクタと共振回路内キャパシタとを備え、前記入力回路から矩形波状の電圧の入力を受けたときに、前記第３の端子と、前記第２の端子に接続された第４の端子と、の間に交流電圧を出力し、更に該交流電圧をトランスにより変圧した上で出力するよう構成された、請求項８に記載の太陽電池調整システム。
　請求項２乃至５、及び７乃至９のいずれか一項に記載の太陽電池調整システムを用いて、前記太陽電池モジュール鎖の動作状態を制御する方法であって、
　前記太陽電池モジュール鎖の出力電力を計測する段階と、
　前記インバータにより出力される交流電圧の周波数を変更する段階と、
　前記周波数を変更した後に、前記太陽電池モジュール鎖の出力電力を計測する段階と、　前記周波数を変更した後に計測された出力電力が、変更する前に計測された出力電力よりも高い場合に、該変更が該周波数の上昇であったならば該周波数を再び上昇させ、該変更が該周波数の下降であったならば該周波数を再び下降させる段階と、
　前記周波数を変更した後に計測された出力電力が、変更する前に計測された出力電力よりも低い場合に、該変更が該周波数の上昇であったならば該周波数を下降させ、該変更が該周波数の下降であったならば該周波数を上昇させる段階と
を備え、前記太陽電池モジュール鎖の出力電力の計測と、前記インバータにより出力される交流電圧の周波数の変更と、を繰り返すことにより該太陽電池モジュール鎖の動作状態を制御する方法。
　直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の太陽電池モジュールと、
　前記第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧が入力される、入力回路と、
　　定常状態において、スイッチのオン、オフの時比率に応じて前記合計電圧を変換することにより生成される出力電圧を、前記第１から第ｎの太陽電池モジュールのうち最も電圧の低い１以上の太陽電池モジュールに対して出力するとともに、
　　前記最も電圧の低い１以上の太陽電池モジュールに対して優先的に電流を出力する
　よう構成された、出力回路と
　を備えた、太陽電池調整システム。
　前記入力回路は、
　　前記合計電圧が入力される入力キャパシタと、
　　前記入力キャパシタに対して直列接続されたインダクタと、
　　前記入力キャパシタと前記インダクタとの間に接続された前記スイッチと
　を備え、
　前記出力回路は、
　　ダイオードと該ダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路と、
　　該第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と、前記入力回路における前記インダクタと前記スイッチとの中間点と、の間にそれぞれが接続された、第１から第ｎのキャパシタと、
　を備える、請求項１１に記載の太陽電池調整システム。
　前記入力回路は、
　　前記合計電圧が入力される入力キャパシタと、
　　前記入力キャパシタに対して直列接続された前記スイッチと、
　　前記入力キャパシタと前記スイッチとの間に接続されたインダクタと
　を備え、
　前記出力回路は、
　　ダイオードと該ダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路と、
　　該第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と、前記入力回路における前記スイッチと前記インダクタとの中間点と、の間にそれぞれが接続された、第１から第ｎのキャパシタと、
　を備える、請求項１１に記載の太陽電池調整システム。
　前記入力回路は、入力キャパシタとインダクタとを備えた第１の閉回路と、エネルギー伝送キャパシタと一次巻線とを備えた第２の閉回路とを、前記スイッチを介して接続してなり、
　前記出力回路は、
　　ダイオードと該ダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路と、
　　前記第１のダイオード－インダクタ回路のダイオードのアノードに一端が接続された二次巻線と、
　　該第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と前記二次巻線の他端との間にそれぞれが接続された、第１から第ｎのキャパシタと、
　を備え、前記一次巻線に印加される電圧の極性を反転させて前記二次巻線に印加するよう構成された、請求項１１に記載の太陽電池調整システム。
　前記出力回路を介して前記第１から第ｎの太陽電池モジュールの各々に流れ込む補償電流のうち、最小の補償電流を検出する最小補償電流検出器と、
　前記最小の補償電流と基準電流を比較する比較器と、
　前記比較の結果に基づき、前記スイッチの時比率を制御する、時比率制御手段と
　を備えた請求項１１乃至１４のいずれか一項に記載の太陽電池調整システム。
　前記最小補償電流検出器は、
　　電源と前記比較器との間に接続されたプルアップ抵抗器と、
　　前記第１から第ｎの太陽電池モジュールに流れ込む補償電流をそれぞれ検出する、第１から第ｎの補償電流センサと、
　　前記プルアップ抵抗器と前記第１から第ｎの補償電流センサのそれぞれの間に、該プルアップ抵抗器から該補償電流センサへと流れる電流を遮断しないようそれぞれ接続された、第１から第ｎの検出器内ダイオードと
を備え、
　前記第１から第ｎの補償電流センサのうち最小の補償電流を検出した補償電流センサ、に接続された前記検出器内ダイオードが導通することにより、該最小の補償電流に対応する電圧が前記比較器に対して入力されるよう構成されている、請求項１５に記載の太陽電池調整システム。
　直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の太陽電池モジュールと、
　　ダイオードと該ダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路と、
　　該第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点にそれぞれが接続された、第１から第ｎのキャパシタと、
　を備えた第１の出力回路と、
　　ダイオードと該ダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第ｎ＋１から第２ｎのダイオード－インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第ｎ＋１から第２ｎのダイオード－インダクタ回路と、
　　該第ｎ＋１から第２ｎのダイオード－インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点にそれぞれが接続された、第ｎ＋１から第２ｎのキャパシタと、
　を備えた第２の出力回路と、
　前記第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧の入力を受けて、該入力された合計電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧をトランスにより変圧した上で出力する、容量性素子と誘導性素子とを備えたインバータと
を備え、
　前記トランスの二次巻線の一端が前記第１の出力回路に接続され、該二次巻線の他端が前記第２の出力回路に接続された、太陽電池調整システム。
　直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の太陽電池モジュールと、
　　ダイオードと該ダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路と、
　　該第１から第ｎのダイオード－インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点にそれぞれが接続された、第１から第ｎのキャパシタと、
　を備えた第１の出力回路と、
　　ダイオードと該ダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの太陽電池モジュールのそれぞれに対して並列に接続される、第ｎ＋１から第２ｎのダイオード－インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第ｎ＋１から第２ｎのダイオード－インダクタ回路と、
　　該第ｎ＋１から第２ｎのダイオード－インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点にそれぞれが接続された、第ｎ＋１から第２ｎのキャパシタと、
　を備えた第２の出力回路と、
　前記第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧の入力を受けて、該入力された合計電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧をトランスにより変圧した上で出力する、容量性素子と誘導性素子とを備えたインバータと
を備え、
　前記トランスの二次巻線の一端が前記第１の出力回路に接続され、該二次巻線の他端が前記第２の出力回路に接続された、太陽電池調整システム。
　前記インバータは、
　　第１のスイッチと第２のスイッチとを直列接続してなるスイッチ鎖と、
　　２つのインバータ内キャパシタを直列接続してなり、該スイッチ鎖に並列接続されたキャパシタ鎖と
　を備え、
　前記スイッチ鎖における２つのスイッチの中間点と、前記キャパシタ鎖における２つのインバータ内キャパシタの中間点と、の間に前記トランスの一次巻線が接続されることによりハーフブリッジ型インバータとして構成され、該一次巻線に印加される電圧を変圧して前記二次巻線に印加するよう構成されている、請求項１７又は１８に記載の太陽電池調整システム。
　前記インバータは、
　　第１のスイッチと第２のスイッチとを直列接続してなる第１のスイッチ鎖と、
　　第３のスイッチと第４のスイッチとを直列接続してなり、該第１のスイッチ鎖に並列接続された第２のスイッチ鎖と
　を備え、
　前記第１，第２のスイッチの中間点と、前記第３，第４のスイッチの中間点と、の間に前記トランスの一次巻線が接続されることによりフルブリッジ型インバータとして構成され、該一次巻線に印加される電圧を変圧して前記二次巻線に印加するよう構成されている、請求項１７又は１８に記載の太陽電池調整システム。
　前記第１，第２の出力回路を介して前記第１から第ｎの太陽電池モジュールの各々に流れ込む補償電流のうち、最小の補償電流を検出する最小補償電流検出器と、
　前記最小の補償電流と基準電流を比較する比較器と、
　前記比較の結果に基づき、前記インバータの出力電流を制御する、電流制御手段と
　を備えた請求項１７乃至２０のいずれか一項に記載の太陽電池調整システム。
　前記最小補償電流検出器は、
　　電源と前記比較器との間に接続されたプルアップ抵抗器と、
　　前記第１から第ｎの太陽電池モジュールに流れ込む補償電流をそれぞれ検出する、第１から第ｎの補償電流センサと、
　　前記プルアップ抵抗器と前記第１から第ｎの補償電流センサのそれぞれの間に、該プルアップ抵抗器から該補償電流センサへと流れる電流を遮断しないようそれぞれ接続された、第１から第ｎの検出器内ダイオードと
を備え、
　前記第１から第ｎの補償電流センサのうち最小の補償電流を検出した補償電流センサ、に接続された前記検出器内ダイオードが導通することにより、該最小の補償電流に対応する電圧が前記比較器に対して入力されるよう構成されている、請求項２１に記載の太陽電池調整システム。
　電源に接続されたプルアップ抵抗器と、
　第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の回路要素に流れる電流をそれぞれ検出する、第１から第ｎの電流センサと、
　前記プルアップ抵抗器と前記第１から第ｎの電流センサのそれぞれの間に、該プルアップ抵抗器から該電流センサへと流れる電流を遮断しないようそれぞれ接続された、第１から第ｎのダイオードと、
　前記プルアップ抵抗器に接続された比較器と
を備え、
　前記第１から第ｎの電流センサのうち最小の電流を検出した電流センサ、に接続された前記ダイオードが導通することにより、該最小の電流に対応する電圧が前記比較器に対して入力され、該比較器が該最小の電流と基準電流とを比較するよう構成されている、最小電流検出システム。
　電源に接続されたプルアップ抵抗器と、
　第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の回路要素に流れる電流をそれぞれ検出する、第１から第ｎの電流センサと、
　前記プルアップ抵抗器と前記第１から第ｎの電流センサのそれぞれの間に、該プルアップ抵抗器から該電流センサへと流れる電流を遮断しないようそれぞれ接続された、第１から第ｎのダイオードと、
　前記プルアップ抵抗器に接続された比較器と、
　前記第１から第ｎの回路要素に流れる電流を制御する、電流制御手段と
を備え、
　前記第１から第ｎの電流センサのうち最小の電流を検出した電流センサ、に接続された前記ダイオードが導通することにより、該最小の電流に対応する電圧が前記比較器に対して入力され、該比較器が該最小の電流と基準電流とを比較し、該比較の結果に基づき前記電流制御手段が前記第１から第ｎの回路要素に流れる電流を制御するよう構成されている、最小電流制御システム。