JP6178547B2 - インバータ装置、電力変換装置、及び分散電源システム - Google Patents

Description

本発明は、インバータ装置に関する。

従来より、太陽光発電システム等の分散電源システムなどにおいては、直流電力を交流電力に変換するインバータ装置が用いられる。

従来のインバータ回路の一例を図８に示す。図８に示すインバータ回路は、２つの電圧レベルを出力する所謂２レベルインバータであり、入力側には直流電圧が両端に印加される平滑コンデンサＣ１を備え、その後段側には、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４から成るブリッジ部１と、リアクトルＬ１及びＬ２と出力コンデンサＣ２から成るＬＣフィルタ部２を備えている。フィルタ部２の出力側には商用系統又は自立運転出力用コネクタ（いずれも不図示）を切替えて接続可能となっており、系統連系運転と自立運転を切替え可能となっている。

系統連系運転から自立運転に切替える際、自立運転動作の開始前にはＬＣフィルタ部２における出力コンデンサＣ２には電荷が溜まっている場合がある。この場合、後述する自立電圧検出回路を用いて自立運転動作を開始すると、出力コンデンサＣ２の出力電圧波形に直流オフセットが重畳され、自立運転の出力電圧波形が大きく歪んでしまう場合がある。

ここで従来、出力コンデンサＣ２の出力側に、自立運転時の出力電圧を検出する回路である自立電圧検出回路を通常設けている。トランスを用いた自立電圧検出回路の一例を図９に示す。図９に示す自立電圧検出回路３はトランスＴｒ１を備えている。このように自立電圧検出回路がトランスを用いたものであれば、上記のように出力コンデンサＣ２に電荷が溜まっている場合でも、トランスの巻線抵抗により短時間でコンデンサＣ２を放電させることができ、出力コンデンサＣ２の電圧をゼロとして自立運転動作を開始できる。

特開２００２−１７０９１号公報

しかしながら、上記のようなトランスを用いた自立電圧検出回路を用いると、実装面積とコストの面で問題がある。そこで、実装面積とコストの低減を目的として、例えば図１０に示すように、自立電圧検出回路４としてハイインピーダンスの差動増幅回路を用いるとする。この場合、直流に対しても差動増幅回路はハイインピーダンスとなるので、出力コンデンサＣ２の放電に時間がかなりかかる。放電完了まで時間をかけて待ってもよいが、自立運転の起動に時間がかかってしまう。そこで、図１０に示すように出力コンデンサＣ２の出力側に比較的抵抗値の小さな抵抗Ｒ１を設け、放電時間を短縮することが考えられるが、インバータ変換効率が大きく低下する問題がある。

そこで、特許文献１には、自立運転動作の開始前に、出力コンデンサからインバータの入力側への回生モードのスイッチングを行うことにより、出力コンデンサを放電させる技術が開示されている。

しかしながら、出力コンデンサに電荷が溜まっている場合の極性は状況により変化するが、上記特許文献１では、出力コンデンサに充電されている極性を考慮して適切に放電させることについてはなんら考慮されていない。

上記問題点に鑑み、本発明は、出力コンデンサに充電されている極性がいずれの場合でも自立運転動作を適切に開始させることができるインバータ装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明のインバータ装置は、
入力側に設けられた平滑コンデンサと、複数のスイッチング素子と、出力コンデンサとリアクトルを含むフィルタ部と、を有したインバータ回路部と、
自立運転動作の開始前に、前記出力コンデンサの充電の極性に応じた異なるスイッチングパターンで前記スイッチング素子をスイッチング制御することにより、前記出力コンデンサから前記平滑コンデンサへの回生モードの動作を前記インバータ回路部に行わせるスイッチング制御部と、
を備えた構成とする。

このような構成によれば、出力コンデンサに充電された極性がいずれの極性であっても、回生モードの動作により出力コンデンサを確実に放電させることができるので、自立運転動作を適切に開始させることができる。

また、上記構成において、前記スイッチング制御部は、前記出力コンデンサの充電の各極性に応じた回生モード用の異なるスイッチングパターンによるスイッチング制御をシーケンス的に行う構成としてもよい。

このような構成によれば、出力コンデンサに充電された極性を検出することができない場合でも、出力コンデンサを確実に放電させることができる。

また、上記いずれかの構成において、前記インバータ回路部は、
直列接続されたハイサイド側の第１平滑コンデンサ及びローサイド側の第２平滑コンデンサと、
直列接続されて各々に逆並列ダイオードが接続されるハイサイド側の第１スイッチング素子及びローサイド側の第２スイッチング素子と、直列接続されて各々に逆並列ダイオードが接続されるハイサイド側の第３スイッチング素子及びローサイド側の第４スイッチング素子とを有するブリッジ部と、
前記第１平滑コンデンサと前記第２平滑コンデンサの接続点に一端が接続され、他端が前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続点に接続される第１双方向スイッチと、
前記第１平滑コンデンサと前記第２平滑コンデンサの接続点に一端が接続され、他端が前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子の接続点に接続される第２双方向スイッチと、
前記フィルタ部の一端が前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続点に接続され、前記フィルタ部の他端が前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子の接続点に接続され、
前記スイッチング制御部は、前記出力コンデンサの充電の極性に応じて前記第２スイッチング素子または前記第４スイッチング素子のオンオフ制御を行うか、または前記出力コンデンサの充電の極性に応じて前記第１スイッチング素子または前記第３スイッチング素子のオンオフ制御を行う構成としてもよい。

このような構成によれば、出力コンデンサの充電された極性がいずれであっても、昇圧チョッパ動作により第２平滑コンデンサまたは第１平滑コンデンサへの回生モードで出力コンデンサを放電させることができる。

また、上記いずれかの構成において、前記インバータ回路部は、
前記平滑コンデンサの両端間に直列接続されて各々に逆並列ダイオードが接続されるハイサイド側の第１スイッチング素子及びローサイド側の第２スイッチング素子と、前記平滑コンデンサの両端間に直列接続されて各々に逆並列ダイオードが接続されるハイサイド側の第３スイッチング素子及びローサイド側の第４スイッチング素子とを有するブリッジ部と、
前記フィルタ部の一端が前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続点に接続され、前記フィルタ部の他端が前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子の接続点に接続され、
前記スイッチング制御部は、前記出力コンデンサの充電の極性に応じて前記第２スイッチング素子または前記第４スイッチング素子のオンオフ制御を行うか、または前記出力コンデンサの充電の極性に応じて前記第１スイッチング素子または前記第３スイッチング素子のオンオフ制御を行う構成としてもよい。

このような構成によれば、出力コンデンサの充電された極性がいずれであっても、昇圧チョッパ動作により平滑コンデンサへの回生モードで出力コンデンサを放電させることができる。

また、上記いずれかの構成において、前記出力コンデンサの充電の極性を検出する検出部を備え、
前記スイッチング制御部は、前記検出部により検出された極性に応じた回生モード用のスイッチングパターンを選択してスイッチング制御を行う構成としてもよい。

このような構成によれば、自立運転動作開始までの起動時間を短縮できる。

また、本発明の電力変換装置は、上記いずれかの構成のインバータ装置と、当該インバータ装置の前段側に設けられるＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えたことを特徴としている。

また、本発明の分散電源システムは、上記構成の電力変換装置と、当該電力変換装置が有するＤＣ／ＤＣコンバータの前段側に接続される太陽電池、燃料電池または蓄電池を備えることを特徴としている。

本発明によると、出力コンデンサに充電されている極性がいずれの場合でも自立運転動作を適切に開始させることができる。

本発明の第１実施形態に係る分散電源システムの構成図である。 本発明の第１実施形態に係るインバータ装置の各部の信号波形例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る出力コンデンサの放電処理に関するフローチャートである。 出力コンデンサにＵ相を正として充電されている場合の回生モード動作を示す図である。 出力コンデンサにＵ相を正として充電されている場合の回生モード動作を示す図である。 出力コンデンサにＷ相を正として充電されている場合の回生モード動作を示す図である。 出力コンデンサにＷ相を正として充電されている場合の回生モード動作を示す図である。 出力コンデンサの正極側を正として充電された場合の回生モード動作を示す図である。 出力コンデンサの正極側を正として充電された場合の回生モード動作を示す図である。 出力コンデンサの負極側を正として充電された場合の回生モード動作を示す図である。 出力コンデンサの負極側を正として充電された場合に対応する回生モード動作を示す図である。 ２レベルインバータの従来例を示す図である。 トランスを用いた自立電圧検出回路の一例を示す図である。 差動増幅回路である自立電圧検出回路の一例を示す図である。

以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。

（第１実施形態）
本発明の第１実施形態に係る分散電源システムの構成を図１に示す。本システムは、直流電源を入力として、商用系統と連系して交流電力を出力可能であると共に、商用系統から切り離して所定の出力端子から交流電力を出力する自立運転も可能とする。

図１に示す分散電源システムは、直流電源Ｖｄｃと、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０と、インバータ装置２０と、リレー３１、３２及び３３と、自立運転出力用端子５０を備えている。

インバータ装置２０は、３つの電圧レベルを出力する所謂３レベルインバータであり、インバータ回路部２０１と、ドライバ２０２と、制御部２０３を有している。インバータ回路部２０１の入力側には、直流電源Ｖｄｃが入力側に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ１００の出力側が接続される。直流電源Ｖｄｃは、例えば太陽電池、燃料電池、蓄電池などを採用できる。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０と、インバータ装置２０とからパワーコンディショナ（電力変換装置）が構成される。

インバータ回路部２０１は、平滑コンデンサＣ２１及びＣ２２と、ＭＯＳＦＥＴから構成されるスイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ２７及びＱ２８と、ＩＧＢＴから構成されるスイッチング素子Ｑ２３、Ｑ２４、Ｑ２５及びＱ２６と、リアクトルＬ２１及びＬ２２と、出力コンデンサＣ２３と、抵抗Ｒ２１を有している。スイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ２７及びＱ２８からブリッジ部２０１Ａが構成される。また、リアクトルＬ２１及びＬ２２と、出力コンデンサＣ２３からＬＣフィルタ部２０１Ｂが構成される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のプラス出力端子Ｔ１１には、ハイサイド側の平滑コンデンサＣ２１の一端が接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のマイナス出力端子Ｔ１２には、ローサイド側の平滑コンデンサＣ２２の一端が接続され、平滑コンデンサＣ２１とＣ２２は直列に接続される。

また、プラス出力端子Ｔ１１には、スイッチング素子Ｑ２１のドレインが接続され、マイナス出力端子Ｔ１２には、スイッチング素子Ｑ２７のソースが接続され、スイッチング素子Ｑ２１のソースとスイッチング素子Ｑ２７のドレインが接続される。なお、各スイッチング素子Ｑ２１及びＱ２７のドレイン・ソース間には逆並列ダイオードが接続される。逆並列ダイオードは、寄生ダイオード（内蔵ダイオード）であってもよいし、外付けのダイオードであってもよい（以下、同様）。

平滑コンデンサＣ２１とＣ２２の接続点と、スイッチング素子Ｑ２１とＱ２７の接続点の間には、スイッチング素子Ｑ２３とＱ２４が逆直列に接続される。各スイッチング素子Ｑ２３及びＱ２４のコレクタ・エミッタ間には逆並列ダイオードが接続されており、スイッチング素子Ｑ２３及びＱ２４と逆並列ダイオードから双方向スイッチが構成される。なお、双方向スイッチとしては、２つのスイッチング素子が逆並列に接続されて１つの素子として構成されるものを用いてもよい（以下、同様）。

また、プラス出力端子Ｔ１１には、スイッチング素子Ｑ２２のドレインが接続され、マイナス出力端子Ｔ１２には、スイッチング素子Ｑ２８のソースが接続され、スイッチング素子Ｑ２２のソースとスイッチング素子Ｑ２８のドレインが接続される。なお、各スイッチング素子Ｑ２２及びＱ２８のドレイン・ソース間には逆並列ダイオードが接続される。

平滑コンデンサＣ２１とＣ２２の接続点と、スイッチング素子Ｑ２２とＱ２８の接続点の間には、スイッチング素子Ｑ２５とＱ２６が逆直列に接続される。各スイッチング素子Ｑ２５及びＱ２６のコレクタ・エミッタ間には逆並列ダイオードが接続されており、スイッチング素子Ｑ２５及びＱ２６と逆並列ダイオードから双方向スイッチが構成される。

そして、スイッチング素子Ｑ２２とＱ２８の接続点がリアクトルＬ２１の一端に接続され、スイッチング素子Ｑ２１とＱ２７の接続点がリアクトルＬ２２の一端に接続される。リアクトルＬ２１の他端とリアクトルＬ２２の他端は、出力コンデンサＣ２３の各端部に接続される。出力コンデンサＣ２３の出力側には回路損失に大きく影響しない程度の抵抗Ｒ２１が並列に接続される。

抵抗Ｒ２１は、保護用のリレー３１と、リレー３２を介して商用系統４０に接続可能である。また、抵抗Ｒ２１は、リレー３３を介して自立運転出力用コネクタ５０にも接続可能である。

制御部２０３は、例えば複数のマイコンから構成され、ゲート駆動手段であるドライバ２０２を介してスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２８をオンオフ制御する。また、制御部２０３は、リレー３１、３２及び３３の開閉を制御すると共に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の駆動制御も行う。

ここで、平滑コンデンサＣ２１とＣ２２の直列接続された組の両端電圧をＶｉｎとし、ハイサイド側の平滑コンデンサＣ２１の両端電圧Ｖ１とローサイド側の平滑コンデンサＣ２２の両端電圧Ｖ２が、中間点電位（コンデンサＣ２１とＣ２２の接続点の電位）が中間値で安定することにより、Ｖ１＝Ｖ２＝Ｖｉｎ／２の関係であるとする。

この場合、スイッチング素子Ｑ２２及びＱ２７をオンとすることにより、ブリッジ部２０１Ａの出力電圧はＶｉｎとなる。また、スイッチング素子Ｑ２６及びＱ２７をオンとすることにより、ブリッジ部２０１Ａの出力電圧はＶｉｎ／２となる。また、スイッチング素子Ｑ２６及びＱ２３をオンとすることにより、ブリッジ部２０１Ａの出力電圧はゼロとなる。

さらに、スイッチング素子Ｑ２１及びＱ２８をオンとすることにより、ブリッジ部２０１Ａの出力電圧は−Ｖｉｎとなる。また、スイッチング素子Ｑ２４及びＱ２８をオンとすることにより、ブリッジ部２０１Ａの出力電圧は−Ｖｉｎ／２となる。

このようなスイッチ素子のスイッチングパターンを切り替えることにより、例えば図２に示すように、３つのレベルを有したブリッジ部２０１Ａの出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる。そして、出力電圧ＶｏｕｔをＬＣフィルタ部２０１Ｂによりフィルタリングすることにより、商用系統４０との連係運転時では正弦波状の出力電流Ｉｏｕｔを商用系統４０へ出力することができ、自立運転時では正弦波状の出力電圧Ｖｏｕｔ２を自立運転出力用端子５０から出力できる。

次に、本実施形態に係るインバータ装置２０における自立運転動作開始前の出力コンデンサ放電処理について、図３に示すフローチャートを用いて説明する。

ここでまず、リレー３１及び３２が閉状態であり、リレー３３が開状態であり、商用系統４０との連係運転が行われているとし、その運転中に不図示のリモコン装置において運転停止操作がされたとする。すると、制御部２０３は、インバータ回路部２０１及びＤＣ／ＤＣコンバータ１０の運転を停止させ、リレー３１及び３２を開状態に、リレー３３は開状態のままに制御する。

その後、リモコン装置において自立運転開始操作がされると、図３に示すフローチャートが開始される。なおこのとき、図３に示すフローチャートとは別途に、制御部２０３は、出力コンデンサＣ２３に２００Ｖ系である商用系統のピーク電圧である２８０Ｖが充電された場合に抵抗Ｒ２１による放電により１００Ｖ系のピーク電圧である１４１Ｖまで電圧が低下するまでの時間、即ち出力コンデンサＣ２３の電圧が１４１Ｖまで低下するのに必要な最長時間（例えば９ｓ）だけ待機し、待機後にリレー３３を閉状態とする。これにより、自立運転出力用端子５０に接続された１００Ｖ系で駆動する負荷に高電圧が印加されて負荷が故障することを抑制できる。

図３のフローチャートが開始されると、まずステップＳ１で、制御部２０３は、外部から入力されるアナログ信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ機能の初期化を行う。そして、ステップＳ２で、制御部２０３は、インバータ回路部２０１の入力電圧（＝ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電圧）が上昇により３５０Ｖ以上になっているか否かを判定し、３５０Ｖ以上になっていなければ３５０Ｖ以上になるまで待機する。ここでは、後述するように動作トポロジーが回生モード（昇圧回路）であるため、入力電圧が上昇するまで待機している。

入力電圧が３５０Ｖ以上となれば（ステップＳ２のＹ）、ステップＳ３に進み、制御部２０３は、双方向スイッチを構成するスイッチング素子Ｑ２３及びＱ２５をオンとする。

そして、ステップＳ４で、制御部２０３が１ｍｓ待機してから、ステップＳ５で、制御部２０３によりブリッジ部２０１Ａのスイッチング素子Ｑ２７がオンとされる。その状態で制御部２０３は２５μｓ待機する（ステップＳ６）。次に、ステップＳ７で、制御部２０３によりスイッチング素子Ｑ２７はオフとされ、ステップＳ８で制御部２０３は２５μｓ待機する。

ここで、ステップＳ５〜Ｓ８の動作について、図４Ａ及び図４Ｂを用いて説明する。本実施形態では、自立運転時のインバータ回路部２０１の出力電圧を検出する自立電圧検出回路として例えば図１０のように交流結合された差動増幅回路等（図１で不図示）を用いるので、インバータ回路部２０１の出力電圧の直流成分は検出できない。そのため、出力コンデンサＣ２３にＵ相（リアクトルＬ２２側）／Ｗ相（リアクトルＬ２１側）のいずれを正として充電されているかを制御部２０３は検出することができない。

出力コンデンサＣ２３にＵ相を正として充電されている場合、ステップＳ５のスイッチング素子Ｑ２７のオンにより、図４Ａに実線矢印で示すように、出力コンデンサＣ２３のＵ相側、リアクトルＬ２２、スイッチング素子Ｑ２７、スイッチング素子Ｑ２８の逆並列ダイオード、リアクトルＬ２１、及び出力コンデンサＣ２３のＷ相側の順の経路で電流が還流する。その後、ステップＳ７のスイッチング素子Ｑ２７のオフにより、図４Ｂに実線矢印で示すように、出力コンデンサＣ２３のＵ相側、リアクトルＬ２２、スイッチング素子Ｑ２４の逆並列ダイオード、スイッチング素子Ｑ２３、平滑コンデンサＣ２２、スイッチング素子Ｑ２８の逆並列ダイオード、リアクトルＬ２１、及び出力コンデンサＣ２３のＷ相側の順の経路で電流が還流する。従って、昇圧チョッパ動作による回生モードにより、ローサイド側の平滑コンデンサＣ２２を充電し、出力コンデンサＣ２３を放電させる。

仮に、出力コンデンサＣ２３にＷ相を正として充電されている場合でも、平滑コンデンサＣ２２の電位が高ければ電流は流れない。また、流れたとすると、スイッチング素子Ｑ２７の逆並列ダイオードを経由して還流が発生するが、リカバリ電流による短絡モードは生じないので問題とならない。

ステップＳ８の後、ステップＳ９で、制御部２０３は、スイッチング回数が３０回以上になったか否かを判定し、３０回より少なければ（ステップＳ９のＮ）、ステップＳ５に戻り、ローサイド側の平滑コンデンサＣ２２への回生モードの動作を再度行う。

ステップＳ９でスイッチング回数が３０回以上となれば（ステップＳ９のＹ）、ステップＳ１０に進み、制御部２０３は、１ｍｓ待機する。そして、ステップＳ１１に進み、制御部２０３によりブリッジ部２０１Ａのスイッチング素子Ｑ２８がオンとされる。その状態で制御部２０３は２５μｓ待機する（ステップＳ１２）。次に、ステップＳ１３で、制御部２０３によりスイッチング素子Ｑ２８はオフとされ、ステップＳ１４で制御部２０３は２５μｓ待機する。

ここで、ステップＳ１１〜Ｓ１４の動作について、図５Ａ及び図５Ｂを用いて説明する。出力コンデンサＣ２３にＷ相を正として充電されている場合、ステップＳ１１のスイッチング素子Ｑ２８のオンにより、図５Ａに実線矢印で示すように、出力コンデンサＣ２３のＷ相側、リアクトルＬ２１、スイッチング素子Ｑ２８、スイッチング素子Ｑ２７の逆並列ダイオード、リアクトルＬ２２、及び出力コンデンサＣ２３のＵ相側の順の経路で電流が還流する。その後、ステップＳ１３のスイッチング素子Ｑ２８のオフにより、図５Ｂに実線矢印で示すように、出力コンデンサＣ２３のＷ相側、リアクトルＬ２１、スイッチング素子Ｑ２６の逆並列ダイオード、スイッチング素子Ｑ２５、平滑コンデンサＣ２２、スイッチング素子Ｑ２７の逆並列ダイオード、リアクトルＬ２２、及び出力コンデンサＣ２３のＵ相側の順の経路で電流が還流する。従って、昇圧チョッパ動作による回生モードにより、ローサイド側の平滑コンデンサＣ２２を充電し、出力コンデンサＣ２３を放電させる。

仮に、出力コンデンサＣ２３にＵ相を正として充電されている場合でも、平滑コンデンサＣ２２の電位が高ければ電流は流れない。また、流れたとすると、スイッチング素子Ｑ２８の逆並列ダイオードを経由して還流が発生するが、リカバリ電流による短絡モードは生じないので問題とならない。

ステップＳ１４の後、ステップＳ１５で、制御部２０３は、スイッチング回数が３０回以上になったか否かを判定し、３０回より少なければ（ステップＳ１５のＮ）、ステップＳ１１に戻り、ローサイド側の平滑コンデンサＣ２２への回生モードの動作を再度行う。

ステップＳ１５でスイッチング回数が３０回以上となれば（ステップＳ１５のＹ）、ステップＳ１６に進み、制御部２０３は、全てのスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２８をオフとする。これにより、図３に示すフローチャートは完了するが、その後、制御部２０３により、インバータ回路部２０１の自立運転動作が開始される。

このように本実施形態によれば、出力コンデンサＣ２３に充電された極性に応じた異なるスイッチングパターンのスイッチング制御による回生モードの動作をシーケンス的に行う。これにより、充電の極性が検出できなくても、いずれの極性で充電されている場合でも出力コンデンサＣ２３を確実に放電させることができ、自立運転動作を適切に開始させることができる。

なお、本実施形態の変形例として、出力コンデンサＣ２３の充電の極性に応じてスイッチング素子Ｑ２１またはＱ２２をオンオフ制御することにより、ハイサイド側の平滑コンデンサＣ２１への回生モードで出力コンデンサＣ２３を放電させてもよい。

（第２実施形態）
本発明は先述した２レベルインバータ（図８）に適用することも可能である。２レベルインバータを用いる本発明の実施形態においても、上記第１実施形態と同様に、出力コンデンサに充電された極性に応じた異なるスイッチングパターンのスイッチング制御による回生モードの動作をシーケンス的に行う。

図６Ａ及び図６Ｂは、２レベルインバータにおける出力コンデンサＣ２の正極側を正として充電された場合に対応する回生モードの動作を示す。図６Ａのようにスイッチング素子Ｑ３をオンとすると、出力コンデンサＣ２の正極側、リアクトルＬ１、スイッチング素子Ｑ３、スイッチング素子Ｑ４の逆並列ダイオード、リアクトルＬ２、及び出力コンデンサＣ２の負極側の順の経路で電流が還流する。そして、図６Ｂのようにスイッチング素子Ｑ３をオフとすれば、出力コンデンサＣ２の正極側、リアクトルＬ１、スイッチング素子Ｑ１の逆並列ダイオード、平滑コンデンサＣ１、スイッチング素子Ｑ４の逆並列ダイオード、リアクトルＬ２、及び出力コンデンサＣ２の負極側の順の経路で電流が還流する。このように、昇圧チョッパ動作による回生モードにより、入力側の平滑コンデンサＣ１を充電し、出力コンデンサＣ２を放電させる。

図７Ａ及び図７Ｂは、出力コンデンサＣ２の負極側を正として充電された場合に対応する回生モードの動作を示す。図７Ａのようにスイッチング素子Ｑ４をオンとすると、出力コンデンサＣ２の負極側、リアクトルＬ２、スイッチング素子Ｑ４、スイッチング素子Ｑ３の逆並列ダイオード、リアクトルＬ１、及び出力コンデンサＣ２の正極側の順の経路で電流が還流する。そして、図７Ｂのようにスイッチング素子Ｑ４をオフとすれば、出力コンデンサＣ２の負極側、リアクトルＬ２、スイッチング素子Ｑ２の逆並列ダイオード、平滑コンデンサＣ１、スイッチング素子Ｑ３の逆並列ダイオード、リアクトルＬ１、及び出力コンデンサＣ２の正極側の順の経路で電流が還流する。このように、昇圧チョッパ動作による回生モードにより、入力側の平滑コンデンサＣ１を充電し、出力コンデンサＣ２を放電させる。

そして、図６Ａ及び図６Ｂのスイッチング制御を繰り返す動作と、図７Ａ及び図７Ｂのスイッチング制御を繰り返す動作をシーケンス的に行い、その後、自立運転動作を開始させればよい。

このような本実施形態によれば、２レベルインバータの出力コンデンサにおける充電の極性が検出できなくても、いずれの極性で充電されている場合でも出力コンデンサを確実に放電させることができ、自立運転動作を適切に開始させることができる。

なお、本実施形態の変形例として、出力コンデンサＣ２の充電の極性に応じてスイッチング素子Ｑ１またはＱ２をオンオフ制御することにより、平滑コンデンサＣ１への回生モードで出力コンデンサＣ２を放電させてもよい。

以上本発明の実施形態について説明したが、本発明の趣旨の範囲内であれば、実施形態は種々変形が可能である。

例えば、図３における処理では、スイッチング回数を固定値の所定回数（図３では３０回）としていたが、出力コンデンサの放電電圧を監視しつつスイッチング制御を停止するタイミングを決定してもよい。

また、実施例ではスイッチングのデューティ比を固定にしていたが、これを可変しても良い。例えば、開始時は回路にとって大電流とならない程度の小さなデューティ比で動作させ、コンデンサ電圧が低下すると固定デューティ比の動作では放電しにくくなるため、スイッチング回数を経る毎にデューティ比を大きくするような動作としても良い。

また、上記実施形態では、出力コンデンサの充電の極性が検出できない場合について説明したが、出力コンデンサの充電の極性を検出できる、直流測定が可能な場合は、検出された充電の極性に対応した回生モードを選択して動作させるようにしてもよい。これによれば、自立運転動作開始までの起動時間を短縮できる。

１ ブリッジ部
２ ＬＣフィルタ部
３、４ 自立電圧検出回路
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｃ２ 出力コンデンサ
Ｌ１、Ｌ２ リアクトル
Ｔｒ１ トランス
Ｒ１ 抵抗
１０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
２０ インバータ装置
２０１ インバータ回路部
２０１Ａ ブリッジ部
２０１Ｂ ＬＣフィルタ部
２０２ ドライバ
２０３ 制御部
３１、３２、３３ リレー
４０ 商用系統
５０ 自立運転出力用端子
Ｃ２１、Ｃ２２ 平滑コンデンサ
Ｑ２１〜Ｑ２８ スイッチング素子
Ｌ２１、Ｌ２２ リアクトル
Ｃ２３ 出力コンデンサ
Ｒ２１ 抵抗
Ｖｄｃ 直流電源
Ｔ１１ プラス出力端子
Ｔ１２ マイナス出力端子

Claims (8)

1. 入力側に設けられた平滑コンデンサと、複数のスイッチング素子と、出力コンデンサとリアクトルを含むフィルタ部と、を有したインバータ回路部と、
   自立運転動作の開始前に、前記出力コンデンサが充電されている極性に応じて放電させるための異なるスイッチングパターンで前記スイッチング素子をスイッチング制御することにより、前記出力コンデンサから前記平滑コンデンサへの回生モードの動作を前記インバータ回路部に行わせるスイッチング制御部と、
   を備え、
   前記インバータ回路部は、
   直列接続されたハイサイド側の第１平滑コンデンサ及びローサイド側の第２平滑コンデンサと、
   直列接続されて各々に逆並列ダイオードが接続されるハイサイド側の第１スイッチング素子及びローサイド側の第２スイッチング素子と、直列接続されて各々に逆並列ダイオードが接続されるハイサイド側の第３スイッチング素子及びローサイド側の第４スイッチング素子とを有するブリッジ部と、
   前記第１平滑コンデンサと前記第２平滑コンデンサの接続点に一端が接続され、他端が前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続点に接続される第１双方向スイッチと、
   前記第１平滑コンデンサと前記第２平滑コンデンサの接続点に一端が接続され、他端が前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子の接続点に接続される第２双方向スイッチと、
   前記フィルタ部の一端が前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続点に接続され、前記フィルタ部の他端が前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子の接続点に接続され、
   前記スイッチング制御部は、前記出力コンデンサの充電の極性に応じて前記第２スイッチング素子または前記第４スイッチング素子のオンオフ制御を行うか、または前記出力コンデンサの充電の極性に応じて前記第１スイッチング素子または前記第３スイッチング素子のオンオフ制御を行うことを特徴とするインバータ装置。
2. 入力側に設けられた平滑コンデンサと、複数のスイッチング素子と、出力コンデンサとリアクトルを含むフィルタ部と、を有したインバータ回路部と、
   自立運転動作の開始前に、前記出力コンデンサが充電されている極性に応じて放電させるための異なるスイッチングパターンで前記スイッチング素子をスイッチング制御することにより、前記出力コンデンサから前記平滑コンデンサへの回生モードの動作を前記インバータ回路部に行わせるスイッチング制御部と、
   を備え、
   前記インバータ回路部は、
   前記平滑コンデンサの両端間に直列接続されて各々に逆並列ダイオードが接続されるハイサイド側の第１スイッチング素子及びローサイド側の第２スイッチング素子と、前記平滑コンデンサの両端間に直列接続されて各々に逆並列ダイオードが接続されるハイサイド側の第３スイッチング素子及びローサイド側の第４スイッチング素子とを有するブリッジ部と、
   前記フィルタ部の一端が前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続点に接続され、前記フィルタ部の他端が前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子の接続点に接続され、
   前記スイッチング制御部は、前記出力コンデンサの充電の極性に応じて前記第２スイッチング素子または前記第４スイッチング素子のオンオフ制御を行うか、または前記出力コンデンサの充電の極性に応じて前記第１スイッチング素子または前記第３スイッチング素子のオンオフ制御を行うことを特徴とするインバータ装置。
3. 前記スイッチング制御部は、前記出力コンデンサの充電の各極性に応じた回生モード用の異なるスイッチングパターンによるスイッチング制御をシーケンス的に行うことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のインバータ装置。
4. 前記出力コンデンサの充電の極性を検出する検出部を備え、
   前記スイッチング制御部は、前記検出部により検出された極性に応じた回生モード用のスイッチングパターンを選択してスイッチング制御を行うことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のインバータ装置。
5. 請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載のインバータ装置と、当該インバータ装置の前段側に設けられるＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えたことを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項５に記載の電力変換装置と、当該電力変換装置が有するＤＣ／ＤＣコンバータの前段側に接続される太陽電池と、を備えることを特徴とする分散電源システム。
7. 請求項５に記載の電力変換装置と、当該電力変換装置が有するＤＣ／ＤＣコンバータの前段側に接続される燃料電池と、を備えることを特徴とする分散電源システム。
8. 請求項５に記載の電力変換装置と、当該電力変換装置が有するＤＣ／ＤＣコンバータの前段側に接続される蓄電池と、を備えることを特徴とする分散電源システム。

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