JP6138422B2 - 信号伝送線路とその製造方法 - Google Patents

Description

本発明は、例えば１ＧＨｚ以上のクロック周波数を用いて広帯域の高速ディジタルベースバンド信号を伝送する信号伝送線路とその製造方法に関する。

近年、通信バンド幅がますます拡大して広帯域化し、メタル配線上で見ると、例えば１ＧＨｚ以上のクロック周波数伝送する手段として、差動信号で一方向伝送（往路は別線路）にすると共に、クロックスキューに関係のないパケット通信が主力になっている。この方式はプリント配線ボード内のＬＳＩ間でも同様であり、筐体内ボード間でも同様である。最近ではパッケージ・オン・パッケージ（ＰｏＰ）でも同様である。

例えば、特許文献１では、テーパー部分での高周波信号の反射を低減し、特性インピーダンスを一定に保持することが可能な伝送線路を実現するために、線路の幅がテーパー状に変化する伝送線路において、中央導体と、この中央導体の両端にギャップを介して形成された２つのグランドを備え、中央導体のテーパー部分の縁の形状を微分可能な曲線の形状とすることを特徴としている。

特開２００３−１６３５１０号公報 特開２００６−０３８８０３号公報 特開２００６−０７１４６２号公報

Howard Johnson et al., "High-speed Signal Propagation, Advanced Black Magic", Prentice Hall, pp.41-43, 2003.

しかしながら、この配線長が１００ｍｍを超えるとクロック周波数で１．５ＧＨｚ（バンド幅で３Ｇｂｐｓ／ピン）以上では信号劣化が激しく、アイパターンの目が潰れて、伝送することは困難を極めている。信号劣化を成形するリピータを置くなどの工夫が必要となるが、この工夫は価格高で、もっぱら各部品類を小型にし、配線長を短くすることで対応している。しかしシステム機能が拡大するとその通信能力の増大が求められ、クロック周波数の増大だけでなく、制限配線長の伸張も求められている。

また、上述の特許文献１では、テーパー部分での高周波信号の反射を低減し、特性インピーダンスを一定に保持することが可能な伝送線路を実現することができるが、非常に複雑な演算や方法を必要とするという問題点があった。なお、特許文献１では、伝送する信号のクロック周波数は考慮されていない。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、例えば１ＧＨｚ以上のクロック周波数を用いて広帯域高速信号を伝送可能な信号伝送線路であって、従来技術に比較して簡単な方法で、特性インピーダンスが入力側から見て一定になるような信号伝送線路とその製造方法を提供することにある。

第１の発明に係る信号伝送線路は、線路入力端と線路出力端との間で直流抵抗を有する少なくとも１対の線路導体を備え、線路入力端から線路出力端に向けて一方向で信号を伝送する信号伝送線路であって、
時間領域反射法を用いて線路入力端から線路出力端までの特性インピーダンスを実質的に一定になるように、
（１）上記各線路導体の線路幅を上記各線路導体の長さ方向で漸増的に広くし、
（２）上記各線路導体の厚さを上記各線路導体の長さ方向で漸増的に厚くし、もしくは、
（３）上記各線路導体間の誘電体の厚さを上記各線路導体の長さ方向で漸減的に薄くすることにより、上記各線路導体の直流抵抗のために線路入力側から見た特性インピーダンスが増大することを防止することを特徴とする。

上記信号伝送線路において、上記信号伝送線路は、マイクロストリップ線路、スタックトペア線路、プレーナペア線路、プレーナペア線路、ストリップ線路、又はコプレーナ線路であることを特徴とする。

また、上記信号伝送線路において、上記信号伝送線路は、同軸ケーブル又は円形対ケーブルを用いて形成されたことを特徴とする。

さらに、上記信号伝送線路において、上記信号伝送線路の線路導体は、アルミニウム、アルミニウム合金、銅、銅合金、金、銀、ニッケル、ニッケル合金、又は例えばＩＴＯなどの透明電極であることを特徴とする。

またさらに、上記信号伝送線路において、上記信号伝送線路の線路導体は、印刷又はインジェクションによって形成される金属分散等方性導電ペースト、銀又は銅及び銅合金金属粉末分散エポキシペースト又はカーボン、カーボンナノチューブ粉末分散有機物ペースト、印刷又はインジェクションで線路導体形成加工後樹脂を硬化した線路導体の配線であることを特徴とする。ここに記載された線路導体は一般に抵抗が高く、本発明が特に有効に作用する分野である。

また、上記信号伝送線路において、上記信号伝送線路は、半導体チップ、Ｓｉあるいはセラミックあるいは有機インターポーザ、半導体パッケージ、プリント配線基板、透明電極基板、又はフラットケーブルに設けられたことを特徴とする。

さらに、上記信号伝送線路において、上記信号伝送線路は、１Ｇｂｐｓ以上の高速ディジタルベースバンド信号を伝送するために用いることを特徴とする。

第２の発明に係る信号伝送線路の製造方法は、線路入力端と線路出力端との間で直流抵抗を有する少なくとも１対の線路導体を備え、線路入力端から線路出力端に向けて一方向で信号を伝送する信号伝送線路の製造方法であって、
時間領域反射法を用いて線路入力端から線路出力端までの特性インピーダンスを実質的に一定になるように、
（１）上記各線路導体の線路幅を上記各線路導体の長さ方向で漸増的に広くし、
（２）上記各線路導体の厚さを上記各線路導体の長さ方向で漸増的に厚くし、もしくは、
（３）上記各線路導体間の誘電体の厚さを上記各線路導体の長さ方向で漸減的に薄くするステップを含み、
これにより、上記各線路導体の直流抵抗のために線路入力側から見た特性インピーダンスが増大することを防止することを特徴とする。

従って、本発明に係る信号伝送線路とその製造方法によれば、時間領域反射法を用いて線路入力端から線路出力端までの特性インピーダンスを実質的に一定になるように、
（１）上記各線路導体の線路幅を上記各線路導体の長さ方向で漸増的に広くし、
（２）上記各線路導体の厚さを上記各線路導体の長さ方向で漸増的に厚くし、もしくは、
（３）上記各線路導体間の誘電体の厚さを上記各線路導体の長さ方向で漸減的に薄くすることにより、上記各線路導体の直流抵抗のために線路入力側から見た特性インピーダンスが増大することを防止する。それ故、従来技術に比較して簡単な方法で、特性インピーダンスが入力側から見て一定になるような信号伝送線路を提供することができ、反射損失を大幅に低減でき、例えば１ＧＨｚ以上のクロック周波数を用いて広帯域高速信号を伝送することができる。

（ａ）は一般的なプレーナペア線路の構造を示す一部透視斜視図であり、（ｂ）は両端線路をコモンモードで伝送する一般的なコプレーナ線路の構造を示す一部透視斜視図であり、（ｃ）は一般的なマイクロストリップ線路の構造を示す一部透視斜視図である。 （ａ）は一般的なスタックトペア線路の構造を示す一部透視斜視図であり、（ｂ）は上下線路をコモンモードで伝送する一般的なガードスタックトペア線路の構造を示す一部透視斜視図であり、（ｃ）は上下線路をコモンモードで伝送する一般的なストリップ線路の構造を示す一部透視斜視図である。 線路直流抵抗Ｒを考慮した信号伝送線路のラダーモデルの回路図である。 特性インピーダンスが不整合であり信号反射が発生する信号伝送線路モデルのブロック図である。 図４の信号伝送線路モデルにおける多重反射波の状態を示す図である。 本発明の実施形態に係るＴＤＲ（Time Domain Reflection）法を用いたＴＤＲ測定装置１００を用いた特性インピーダンスの測定回路を示すブロック図である。 図６ＡのＴＤＲ測定装置１００を用いて特性インピーダンスを測定した実施形態に係るスタックトペア線路（低抵抗配線）の断面図である。 図６ＡのＴＤＲ測定装置１００を用いて特性インピーダンスを測定した比較例に係るスタックトペア線路（高抵抗配線）の断面図である。 図６Ｂのスタックトペア線路を図６ＡのＴＤＲ装置１００を用いて特性インピーダンスを測定した測定結果を示す図である。 図６Ｃのスタックトペア線路を図６ＡのＴＤＲ装置１００を用いて特性インピーダンスを測定した測定結果を示す図である。 図６Ｂのスタックトペア線路（低抵抗配線）における８Ｇｂｐｓ及び１０Ｇｂｐｓのランダムパルスのアイパターン出力波形、並びに図６Ｃのスタックトペア線路（高抵抗配線）における８Ｇｂｐｓのランダムパルスのアイパターン出力波形を示す図である。 実施例１に係る高抵抗プレーナペア線路（平行線路）のシミュレーションモデルを示す一部透視斜視図である。 図９のプレーナペア線路のＴＤＲシミュレーション結果を示す図である。 図９のプレーナペア線路において線路間隔を線路終端に向かって狭めたとき（不平行線路）の信号伝送線路モデルを示す平面図である。 図１１のプレーナペア線路の比較例に係るＴＤＲシミュレーション特性を示すグラフである。 図１１のプレーナペア線路の実施例に係るＴＤＲシミュレーション特性を示すグラフである。 実施例２に係る１５０ｍｍの平行線路及び不平行線路のプレーナペア線路の通過係数Ｓ２１の周波数特性を示すグラフである。 実施例２に係る１５０ｍｍの平行線路及び不平行線路のプレーナペア線路のＴＤＲシミュレーション特性を示すグラフである。 実施例２に係る１５０ｍｍの平行線路のプレーナペア線路における２０Ｇｂｐｓのランダムパルスのアイパターン出力波形を示す図である。 実施例２に係る１５０ｍｍの不平行線路のプレーナペア線路における２０Ｇｂｐｓのランダムパルスのアイパターン出力波形を示す図である。 実施例３に係る同一線路間隔で線路幅を終端に向かって広げ又は狭めたプレーナペア線路のＴＤＲシミュレーション特性の第１の例を示すグラフである。 実施例３に係る同一線路間隔で線路幅を終端に向かって広げ又は狭めたプレーナペア線路のＴＤＲシミュレーション特性の第２の例を示すグラフである。 本発明の実施形態に係るプレーナペア線路における特性インピーダンスの調整方法を示す一部透過斜視図である。 本発明の第１の変形例に係る両端線路をコモンモードで伝送するコプレーナ線路における特性インピーダンスの調整方法を示す一部透過斜視図である。 本発明の第２の変形例に係るマイクロストリップ線路における特性インピーダンスの調整方法を示す一部透過斜視図である。 本発明の第３の変形例に係るスタックトペア線路における特性インピーダンスの調整方法を示す一部透過斜視図である。 本発明の第４の変形例に係るガードスタックトペア線路における特性インピーダンスの調整方法を示す一部透過斜視図である。 本発明の第５の変形例に係る上下線路をコモンモードで伝送するストリップ線路における特性インピーダンスの調整方法を示す一部透過斜視図である。

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。

本発明の要点．
本発明は、目標として４００ｍｍ配線長さで１０Ｇｂｐｓ／ピン、１００ｍｍ配線長で２０Ｇｂｐｓ／ピンを目指し、それを達成する手段を提供するものである。本発明者らは、一方向、差動伝送線路の信号減衰原因は、線路直流抵抗に原因する線路特性インピーダンスの漸増による信号の微分的多重反射であることを突き止め、少なくとも１線路の線路幅を徐々に拡大する、あるいは差動線路間隔を徐々に狭めることで特性インピーダンスが入力側から見て一定になるように、図６ＡのＴＤＲ測定装置１００を用いて、公知の時間領域反射測定法（以下、ＴＤＲ（Time Domain Reflection）法という。例えば、特許文献２及び３参照）により特性インピーダンスを測定しながら構造的工夫を加えた線路構造を提供するものである。この線路構造を保持することができれば長さの制限がなく、１００ｍ以上のケーブルでも適用できる。

実施形態．
本発明の実施形態に係る信号伝送線路は、少なくとも１対の線路導体を備え、線路入力端（線路始端）から線路出力端（線路終端）に向けて一方向で信号を伝送する信号伝送線路であって、ＴＤＲ法によりＴＤＲ測定装置１００を用いて線路入力端（線路始端）から線路出力端（線路終端）までの特性インピーダンスを実質的に一定になるように、
（１）上記各線路導体の線路幅を上記各線路導体の長さ方向で漸増的に広くし、
（２）上記各線路導体の厚さを上記各線路導体の長さ方向で漸増的に厚くし、もしくは、
（３）上記各線路導体間の誘電体の厚さを上記各線路導体の長さ方向で漸減的に薄くすることにより、上記各線路導体が持つ直流抵抗のために線路入力側から見た特性インピーダンスが増大することを防止することを特徴としている。

信号伝送線路とは差動伝送信号を伝送可能な、例えば１対のペア線路で、信号（電磁波）伝送方向に直角な断面構造が長さに対して変化しない構造にあるとき、その特性インピーダンスが一定であるものを規定している。実用上、折れ曲がり部を設けて線路引き回しの自由度を保有している。この代表的な線路の構造を示すと図１（ａ）〜図２（ｃ）のようになる。この例は均質な絶縁材料（例えば誘電体基板又は誘電体層４０）の中、すなわち上記の内層に相当するが、上部配線が絶縁板から露出していても適用可能で、それを表層配線と名づけている。

図１（ａ）は一般的なプレーナペア線路の構造を示す一部透視斜視図である。図１（ａ）において、当該プレーナペア線路は、誘電体層４０内において、導体間隔ｓの１対のストリップ導体（線路導体）１１，１２により構成されたペア線路ＬＰ１と、導体間隔ｓの１対のストリップ導体（線路導体）１３，１４により構成されたペア線路ＬＰ２とが同一平面上で互いに線路間隔２ｓで離隔して形成されて構成される。

図１（ｂ）は両端線路をコモンモードで伝送する一般的なコプレーナ線路の構造を示す一部透視斜視図である。図１（ｂ）において、当該コプレーナ線路は、誘電体層４０内において、１本のストリップ導体（線路導体）１１を１対のストリップ接地導体１５，１６で挟設されてなる第１のコプレーナ線路ＬＣ１と、１本のストリップ導体（線路導体）１２を１対のストリップ接地導体１７，１８で挟設されてなる第２のコプレーナ線路ＬＣ２とが同一平面上で互いに線路間隔ｓで離隔して形成されて構成される。

図１（ｃ）は一般的なマイクロストリップ線路の構造を示す一部透視斜視図である。図１（ｃ）において、当該マイクロストリップ線路は、誘電体層４０内において、接地導体１９上であってかつ接地導体１９から所定の間隔ｓだけ離隔して、２本のストリップ導体１１，１２が互いに導体間隔２ｓだけ離隔して同一平面上で形成されて構成される。

図２（ａ）は一般的なスタックトペア線路の構造を示す一部透視斜視図である。図２８ａ）において、当該スタックトペア線路は、誘電体層４０内において、上下方向の導体間隔ｓの１対のストリップ導体（線路導体）１１，２１により構成されたペア線路ＬＰ３と、上下方向の導体間隔ｓの１対のストリップ導体（線路導体）１２，２２により構成されたペア線路ＬＰ４とが互いに線路間隔２ｓで離隔して形成されて構成される。

図２（ｂ）は上下線路をコモンモードで伝送する一般的なガードスタックトペア線路の構造を示す一部透視斜視図である。図２（ｂ）において、当該ガードスタックトペア線路は、誘電体層４０内において、誘電体層４０内において、１本のストリップ導体（線路導体）１１を上下方向で１対のストリップ接地導体１５，１６で挟設されてなる第１のコプレーナ線路ＬＣ３と、１本のストリップ導体（線路導体）１２を上限方向で１対のストリップ接地導体１７，１８で挟設されてなる第２のコプレーナ線路ＬＣ４とが互いに線路間隔ｓで離隔して形成されて構成される。

図２（ｃ）は上下線路をコモンモードで伝送する一般的なストリップ線路の構造を示す一部透視斜視図である。図２（ｃ）において、当該ストリップ線路は、誘電体層４０内において、互いに導体間隔２ｓで離隔された１対のストリップ導体１１，１２が上下から１対の接地導体１９ａ，１９ｂにより挟設されて構成される。

以上説明した図１（ａ）〜図２（ｃ）の信号伝送線路は、はすべて１対の線路となっていて、１対の線路間の距離ｓに対して他対の線路間はそれぞれの伝送線路で各図に示された間隔ｓ又は２ｓの距離以上離すことが、クロストークを防止するために必要な好ましい値とされている。

図３は線路直流抵抗Ｒを考慮した信号伝送線路のラダーモデルの回路図である。上述の信号伝送線路の電気回路としての表示は図３のようなＬＣＲＧのラダーモデルで代表して表すことができる。このように塊のモデル（lumped model）として表現すると、共振周波数を持つが、信号伝送線路は共振周波数を持たない。従って、この解釈は無限に小さく細分化して、インダクタンスＬ、キャパシタンスＣ、抵抗Ｒ及びコンダクタンスＧが同じ場所に同時に存在するというモデルが正しく、表現上ラダー回路となっている。すなわち、単位長さ当たりのインダクタンスＬ、キャパシタンスＣ、抵抗Ｒ及びコンダクタンスＧはそれぞれ一定であることから、これらをそれぞれＬ_０、Ｃ_０、Ｒ_０、Ｇ_０と表現する。これを用いて特性インピーダンスＺ_０を表現すると、次式で表される。

式（１）から明らかなように、特性インピーダンスＺ_０は実数部分と虚数部分に分かれる。しかしながら、単位はΩであり、長さに関係なく、水のパイプの間口のコンダクタンスの逆数に相当するイメージを持つ。この特性インピーダンスＺ_０は、周波数変化と長さによる変化要因を持つ。いま、コンダクタンスＧ_０は無視できるため、それを非特許文献１に開示された数学的近似式であらわすと、次式で表される。

抵抗Ｒの周波数依存が表皮効果であり、表皮厚みδとすると、交流抵抗Ｒ_ＡＣは次式で表される。

ここでσは導電率、ｐは断面の有効表面長さ、ｋ_ｐはカップリング強さ、ｋ_ｒは表面粗度に関与する定数である。以上の式では長さ方向の要素ｘが考慮されていないため、それを配慮すると次式で表される。

抵抗Ｒの長さの依存による抵抗Ｒ_ｘは、本発明者らの新しく導いた原理である。すなわち、単純に考えて、次式で表される。

交流抵抗Ｒ_ＡＣと、長さに依存する抵抗Ｒ_ｘは単純に合成できないが、特性インピーダンスＺ_０は長さに対して変化するという概念は信号伝送に対して非常に重要で次のような問題を提起する。いま、仮に特性インピーダンスＺ_０の周波数依存を無視し、実数のみと仮定すると、ｘ点から見たｘ＋ｄｘの特性インピーダンスは次式で表される。

入力側から信号伝送線路を見たときの特性インピーダンスＺ_０ｉｎ（ｘ）は距離により変化することとなる。すなわち、次式で表される。

図４は特性インピーダンスが不整合であり信号反射が発生する信号伝送線路モデルのブロック図である。図４において、特性インピーダンスの不連続部分の影響は、図４のように５０Ωの信号伝送線路Ｌ１，Ｌ３の途中にＺΩの信号伝送線路Ｌ２が挿入されると、特性インピーダンスの不整合部分で信号エネルギーは反射する。信号伝送線路Ｌ２の両端（信号伝送線路Ｌ１，Ｌ３との接続点）において反射を繰り返して、信号伝送線路Ｌ１から信号伝送線路Ｌ３へとすべてが伝送される。以下、これについて説明する。

上記の仮定であるとすれば、信号伝送線路Ｌ２から信号伝送線路Ｌ１へ反射をすべて合算するならば、零とならなくては、エネルギー的に矛盾が生じる。そこで、信号伝送線路Ｌ２から信号伝送線路Ｌ１へ戻る電流を合算すればゼロになることを確認する。

（１）５０Ωの信号伝送線路Ｌ１からＺΩの信号伝送線路Ｌ２への反射係数Γは次式で表される。

Γ＝（Ｚ−５０）／（Ｚ＋５０） （８）

（２）ＺΩの信号伝送線路Ｌ２から５０Ωの信号伝送線路Ｌ１への反射係数Γ’は次式で表される。

Γ’＝（５０−Ｚ）／（５０＋Ｚ）＝−Γ （９）

従って、初期電圧Ｖが信号伝送線路Ｌ２に行く電圧Ｖ_１２は次式で表される。

Ｖ_１２＝Ｖ（１＋Γ） （１０）

しかし、ここで、信号伝送線路Ｌ２を通る際の損失は無視する。そこで、信号伝送線路Ｌ２側から信号伝送線路Ｌ３側まで行き反射して帰る分の電圧Ｖ_３２１は次式で表される。

Ｖ_３２１＝−ΓＶ（１＋Γ） （１１）

そして、信号伝送線路Ｌ１の端面まで戻ってきて、信号伝送線路Ｌ１に通過して行く電圧（Ｖ_１２１）は次式で表される。

Ｖ_ＡＢ１＝−ΓＶ（１＋Γ）（１＋（−Γ））＝−ΓＶ（１−Γ^２） （１２）

再度、信号伝送線路Ｌ３方向へ反射してゆく電圧Ｖ_２１１は次式で表される。

Ｖ_２１１＝−ΓＶ（１＋Γ）ｘ（−Γ）＝Γ^２Ｖ（１＋Γ） （１３）

以上のように反射を何段も繰り返す様子を図５に示す。図５は図４の信号伝送線路モデルにおける多重反射波の状態を示す図である。

上記信号伝送線路Ｌ２に入ってから信号伝送線路Ｌ１へ戻ってくる電圧の合計Ｓ（Ｓｎでｎ→∞）は次式で表される。

Ｓ
＝−ΓＶ（１−Γ^２）−Γ^３Ｖ（１−Γ^２）−Γ^５Ｖ（１−Γ^２）−Γ^７Ｖ（１−Γ^２）−…
＝−ΓＶ（１−Γ^２）（１＋Γ^２＋Γ^４＋Γ^６＋Γ^８＋Γ^１０＋…）
＝−ΓＶ（１−Γ^２）／（１−Γ^２）
＝−ΓＶ （１４）

そして、当初、信号伝送線路Ｌ１から信号伝送線路Ｌ２の入口で反射されてしまっていた電圧ΓＶを加えると、次式で表される。

ΓＶ−ΓＶ＝０ （１５）

重要な結論は、途中の信号伝送線路Ｌ２のインピーダンス不整合が起こっても、エネルギーは時間が経てば（反射を繰り返すことによる時間経過）すべて通過することになる。しかし、繰り返し反射の過渡期の現象が波形の乱れを伴い、時間遅れで送信される。波形がなまるという現象が起こる。

以上の現象により、信号伝送線路の入力端から見た特性インピーダンスＺ_０ｉｎ（ｘ）が距離と共に累積で大きくなるということは、微分的に微小な多重反射を繰り返していることになる。小さな直流抵抗であってもこの現象による波形なまりが大きく、高速信号伝送の妨げになっていることを従来は知られていない。本発明はここに注目したものである。

図６Ａは本発明の実施形態に係るＴＤＲ（Time Domain Reflection）法を用いたＴＤＲ測定装置１００を用いた特性インピーダンスの測定回路を示すブロック図である。また、図６Ｂは図６ＡのＴＤＲ測定装置１００を用いて特性インピーダンスを測定した実施形態に係るスタックトペア線路（低抵抗配線）の断面図である。さらに、図６Ｃは図６ＡのＴＤＲ測定装置１００を用いて特性インピーダンスを測定した比較例に係るスタックトペア線路（高抵抗配線）の断面図である。本実施形態では、直流抵抗の大きな配線を小さな配線と比較して、どの程度特性インピーダンスが異なるか、伝送特性が異なるかを比較した。配線長さはどちらも６０ｍｍである。

実施形態に係る図６Ｂのスタックトペア線路（低抵抗配線）において、誘電体基板３０上であって誘電体層３２〜３５中において、１対のペア線路を構成するストリップ導体１１，２１と、１対のペア線路を構成するストリップ導体１２，２２が形成されている。ここで、ストリップ導体１１，１２の線路幅ｗ１は０．４４ｍｍであり、ストリップ導体２１，２２の線路幅ｗ２は０．３７ｍｍである。なお、誘電体基板３０及び誘電体層３２〜３５の各厚さを図６Ｂに図示する。

また、比較例に係る図６Ｃのスタックトペア線路（高抵抗配線）において、誘電体基板３０上であって誘電体層３１〜３５中において、１対のペア線路を構成するストリップ導体１１，２１と、１対のペア線路を構成するストリップ導体１２，２２が形成されている。ここで、ストリップ導体１１，１２の線路幅ｗ１は３３μｍであり、ストリップ導体２１，２２の線路幅ｗ２は２５μｍである。なお、誘電体基板３０及び誘電体層３１〜３５の各厚さを図６Ｃに図示する。

そして、図６Ａに図示するように、ストリップ導体１１及びストリップ導体２１（接地側）をＴＤＲ測定装置１００に接続してＴＤＲ法により線路始端から線路終端までの特性インピーダンスを測定した。図６Ｂのスタックトペア線路（低抵抗配線）では、特性インピーダンスの最低値は５０．２Ωであり、その最高値は５２．３Ωであった。また、図６Ｃのスタックトペア線路（高抵抗配線）では、特性インピーダンスの最低値は３９．１Ωであり、その最高値は７０．５Ωであった。

図７Ａは図６Ｂのスタックトペア線路を図６ＡのＴＤＲ装置１００を用いて特性インピーダンスを測定した測定結果を示す図である。また、図７Ｂは図６Ｃのスタックトペア線路を図６ＡのＴＤＲ装置１００を用いて特性インピーダンスを測定した測定結果を示す図である。図７Ａ及び図７Ｂから明らかなように、どちらも出発点はＺ_０＝５０Ωにもかかわらず、線路終端では直流抵抗の低いスタックトペア線路は５２．３Ω、抵抗の高いスタックトペア線路は７０．５Ωとなって、徐々に特性インピーダンスが上昇している。非特許文献１において開示された式（３）ではこのような配慮が無い。ここで導入した式（７）の正しさがこのデータで証明されたことになる。

図８は図６Ｂのスタックトペア線路（低抵抗配線）における８Ｇｂｐｓ及び１０Ｇｂｐｓのランダムパルスのアイパターン出力波形、並びに図６Ｃのスタックトペア線路（高抵抗配線）における８Ｇｂｐｓのランダムパルスのアイパターン出力波形を示す図である。すなわち、図８では、信号伝送能力の指標としてよく用いられているランダムパルス入力時の出力アイパターンを示している。図８の左側のアイパターン出力波形では、スタックトペア線路（高抵抗配線）は８Ｇｂｐｓの伝送能力を有するのに対して、図８の右側のアイパターン出力波形では、スタックトペア線路（低抵抗配線）は１０Ｇｂｐｓまで伸びていることがわかる。

半導体集積回路装置の微細化に伴い微再配線を余儀なくされ、悪い伝送特性になることから、高速性能が作れない欠点が出てきて、これが大きな問題となる。本発明は、高抵抗配線であっても、低抵抗配線と同様な構造にする提案であり、材料系は全く変更なしに構造寸法を変更するだけのコストの高くならない方法を提供するものである。

上述したようにＧＨｚ帯域の伝送方式は、一方向伝送（往路は別線路）にすると共に、クロックスキューに関係のないパケット通信が主力になっていることから、入力端と出力端は固定されているため、本発明はこの一方向伝送方式により始めて実現できるものであり、従来考えられていなかった、新規な線路構造である。

本発明の基本原理は距離の関数となっている式（７）を、見かけ上距離に無関係に一定にするようにリアクタンス成分（Ｌ_０及びＣ_０）を調整をすることで達成できる。具体的な一例は、図６Ｃの３３μｍ線幅のＴＤＲプロファイルを、図６Ｂの０．４４ｍｍ線幅のようにＴＤＲプロファイルを再現するように調整することで達成できる。すなわち、ＴＤＲ法を用いてＴＤＲ測定装置１００を用いて、線路始端から線路終端までの特性インピーダンスが一定になるように、線路の線幅を調整することで達成することができる。

本発明者らは一つの例題をシミュレーションした。図１（ａ）のプレーナペア線路で抵抗を大きくするため、銅配線の１００倍の抵抗率を持つ架空の材料としている。

図９は実施例１に係る高抵抗プレーナペア線路（平行線路）のシミュレーションモデルを示す一部透視斜視図である。また、図１０は図９のプレーナペア線路（平行線路）のＴＤＲシミュレーション結果を示す図である。図９において、誘電体基板３０上にプレーナペア線路の１対のストリップ導体１１，１２を形成し、その上に誘電体層３２を形成した。当該シミュレーションの仕様値は以下の表１の通りである。

［表１］
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（１）導体金属は銅の導電率の１／１００である。
（２）線路長さ＝５０ｍｍ
（３）線路導体幅＝１ｍｍ
（４）線路導体間隔＝０．４ｍｍ
（５）線路導体厚さ＝５０μｍ
（６）誘電体基板の材料＝ＦＲ４（εｒ＝４．４，ｔａｎδ＝０．０２）
―――――――――――――――――――――――――――――――――――

なお、ＦＲ４は、Flame Retardant Type 4の略で、ガラス繊維の布にエポキシ樹脂をしみ込ませ熱硬化処理を施し板状にしたもので、難燃性と低導電率を両立した素材である。このＦＲ４の板を基材として、これに銅箔を貼り付けたものが「ガラスエポキシ基板」であってプリント基板の材料として多用されている。

図１０から明らかなように、図７Ｂの３３μｍ線幅の線路の実測のように距離（電磁波伝送時間経過）と共に特性インピーダンスＺ_０ｉｎ（ｘ）が増大している。これを一定にするため、本発明者らは線路間隔０．４ｍｍを変化させたものを２種類のシミュレーションを行った。

図１１は図９のプレーナペア線路において線路間隔を線路終端に向かって狭めたとき（不平行線路）の信号伝送線路モデルを示す平面図であり、図１１において、誘電体層３２の図示を省略している。また、図１２Ａは図１１のプレーナペア線路の比較例に係るＴＤＲシミュレーション特性を示すグラフである。さらに、図１２Ｂは図１１のプレーナペア線路の実施例に係るＴＤＲシミュレーション特性を示すグラフである。図１１において、誘電体基板３０上のストリップ導体１１，１２（線路幅ｗ１は同一）の間隔を線路終端にｓ１からｓ２に狭めて不平行線路を構成し、以下の２種類のシミュレーションを行った。

（１）比較例に係る図１２Ａのシミュレーションにおいて、ｓ１＝０．４ｍｍ、ｓ２＝０．２２ｍｍである。
（２）実施例に係る図１２Ｂのシミュレーションにおいて、ｓ１＝０．４ｍｍ、ｓ２＝０．３１ｍｍである。

図１２Ａ及び図１２Ｂにおいて、入力側から見た特性インピーダンスＺ_０ｉｎ（ｘ）及び出力側から見た特性インピーダンスＺ_０ｉｎ（ｘ）を重ねて図示されている。図１２Ａのシミュレーション結果は調整のしすぎであり、この半分の角度調整で行った図１２Ｂのシミュレーション結果は入力側から見た特性インピーダンスＺ_０ｉｎ（ｘ）は距離によらず一定となり、出力側から見ると特性インピーダンスＺ_０ｉｎ（ｘ）が増大している異方性線路となっている。基板配線上でこのような寸法制御は設計マスク上で実現すればよいわけで、プロセス上の工夫は全く不要であり、これで高周波対応ができるため、非常に有効な発見であるといえる。

次いで、本発明者らは、実施例２に係る２０Ｇｂｐｓ動作確認用基板を用いてシミュレーションを行った。当該シミュレーションでは、１００Ωプレーナペア線路の線路間隔を調整して特性インピーダンスを線路始端から線路終端まで一定となるように整合させた。なお、線路導体として、３５μｍの線路幅を採用し、１５０ｍｍの線路導体の直流抵抗は２．１１Ωであった。また、調整前の線路間隔は８８μｍであり、調整後の線路間隔は線路始端で８８μｍで線路終端で８０μｍであった。さらに、調整前の特性インピーダンスは１００Ωで、調整後の特性インピーダンスは線路始端で１００Ωで線路終端で９５．８Ωであった。

図１３は実施例２に係る１５０ｍｍの平行線路及び不平行線路のプレーナペア線路の通過係数Ｓ２１の周波数特性を示すグラフである。図１３から明らかなように、不平行線路の通過係数Ｓ２１（１３２）は、平行線路の通過係数Ｓ２１（１３１）に比較して、２０ＧＨｚにおいて１ｄＢ程度の若干損失が増大していることがわかる。

図１４は実施例２に係る１５０ｍｍの平行線路及び不平行線路のプレーナペア線路のＴＤＲシミュレーション特性を示すグラフである。図１４から明らかなように、不平行線路のＴＤＲの特性インピーダンス（１４２）は、平行線路のＴＤＲの特性インピーダンス（１４１）に比較して平坦となって整合がとれており、ほぼ予想平均値（１４２Ａ）に沿って調整できていることがわかる。

図１５Ａは実施例２に係る１５０ｍｍの平行線路のプレーナペア線路における２０Ｇｂｐｓのランダムパルスのアイパターン出力波形を示す図である。また、図１５Ｂは実施例２に係る１５０ｍｍの不平行線路のプレーナペア線路における２０Ｇｂｐｓのランダムパルスのアイパターン出力波形を示す図である。図１５Ａ及び図１５Ｂから明らかなように、図１５Ｂの不平行線路は、図１５Ａの平行線路に比較して、アイパターンの開口部が大きくなっており、信号伝送を良好に行うことができることを示している。

なお、実施例２において、本発明者らは、上述と同様に３００ｍｍの平行線路及び不平行線路のプレーナペア線路についてシミュレーションを行った。ＴＤＲシミュレーション結果では、線路の４箇所の折り曲げ部でインピーダンス不整合が発生しているほかは、インピーダンス整合を行うことはでき、２０Ｇｂｐｓの高速信号の伝送に成功した。なお、線路導体として、３５μｍの線路幅を採用し、３００ｍｍの線路導体の直流抵抗は４．２２Ωであった。また、調整前の線路間隔は８８μｍであり、調整後の線路間隔は線路始端で８８μｍで線路終端で７４μｍであった。さらに、調整前の特性インピーダンスは１００Ωで、調整後の特性インピーダンスは線路始端で１００Ωで線路終端で９１．６Ωであった。

さらに、本発明者らは、実施例３に係る１対のプレーナペア線路において、線路間隔は同じであるが、線路幅を線路始端から線路終端に向けて大きくすることで、特性インピーダンスを線路始端から線路終端まで一定となるように整合させた。なお、シミュレーションでは、線路長さ方向を所定の間隔で３２分割して行った。

図１６Ａは実施例３に係る同一線路間隔で線路幅を終端に向かって広げ又は狭めたプレーナペア線路のＴＤＲシミュレーション特性の第１の例を示すグラフである。また、図１６Ｂは実施例３に係る同一線路間隔で線路幅を終端に向かって広げ又は狭めたプレーナペア線路のＴＤＲシミュレーション特性の第２の例を示すグラフである。各例の仕様値は、以下の表２及び表３の通りである。

［表２］
図１６Ａの第１の例
――――――――――――――――――――
Ｃｕ配線（５８００００００Ｓ／ｍ）
線路間隔：５０μｍ
線路長：５０ｍｍ
（１）線路幅を広げた場合
線路始端の線路幅：３５μｍ
線路終端の線路幅：７０μｍ
（２）線路幅を狭めた場合
線路始端の線路幅：７０μｍ
線路終端の線路幅：３５μｍ
――――――――――――――――――――

［表３］
図１６Ｂの第２の例
――――――――――――――――――――
はんだ配線（７００００００Ｓ／ｍ）
線路間隔：５０μｍ
線路長：５０ｍｍ
（１）線路幅を広げた場合
線路始端の線路幅：３５μｍ
線路終端の線路幅：７０μｍ
（２）線路幅を狭めた場合
線路始端の線路幅：７０μｍ
線路終端の線路幅：３５μｍ
――――――――――――――――――――

表２及び表３の比較から明らかなように、第１の例に係る線路導体のコンダクタンスが、第２の例に係る線路導体のコンダクタンスの約８倍となっている。

実施例３に係る第１の例において、図１６Ａの１６１は、線路始端から線路終端に向かって線路幅を広げた場合であって、特性インピーダンスは線路始端で１１１Ωであり、線路終端で１１０Ωである。また、図１６Ａの１６２は、線路始端から線路終端に向かって線路幅を狭めた場合であって、特性インピーダンスは線路始端で１０３Ωであり、線路終端で１１１Ωである。

実施例３に係る第２の例において、図１６Ｂの１６３は、線路始端から線路終端に向かって線路幅を広げた場合であって、特性インピーダンスは線路始端で１１６Ωであり、線路終端で１１３Ωである。また、図１６Ｂの１６４は、線路始端から線路終端に向かって線路幅を狭めた場合であって、特性インピーダンスは線路始端で１０７Ωであり、線路終端で１２０Ωである。

以上説明したように、プレーナペア線路において、線路始端から線路終端に向かって線路幅を広げ、もしくは狭めることにより、特性インピーダンスを調整することが可能であることを確認した。

実施形態及び変形例．
本発明の実施形態に係る基本原理から、図１及び図２のすべての伝送線路構造に対してその概念的信号伝送線路モデルを示すと、図１７Ａ〜図１７Ｆのようになる。図１７Ａ〜図１７Ｆにおいて、信号伝送線路の隣接対（２対）のうち１対を省略して１対のみ図示しているが、他方の線路も同様に調整を行う。

図１７Ａは本発明の実施形態に係るプレーナペア線路における特性インピーダンスの調整方法を示す一部透過斜視図である。図１７Ａにおいて、プレーナペア線路のペア線路ＬＰ１の１対のストリップ導体（線路導体）１１，１２の線路幅を線路始端から線路終端に向かって広くし、ストリップ導体（線路導体）１１，１２間の間隔をｓからｓ−αにテーパー形状で狭めることで、ＴＤＲ法によりＴＤＲ測定装置１００を用いて線路始端から線路終端までの特性インピーダンスを実質的に一定になるように調整する。

図１７Ｂは本発明の第１の変形例に係る両端線路をコモンモードで伝送するコプレーナ線路における特性インピーダンスの調整方法を示す一部透過斜視図である。図１７Ｂにおいて、コプレーナ線路の各ストリップ導体１１及びストリップ接地導体１５，１６のそれぞれの線路幅を線路始端から線路終端に向かって広くし、それらの隣接する線路間隔をｓからｓ−αにテーパー形状で狭めることで、ＴＤＲ法によりＴＤＲ測定装置１００を用いて線路始端から線路終端までの特性インピーダンスを実質的に一定になるように調整する。

図１７Ｃは本発明の第２の変形例に係るマイクロストリップ線路における特性インピーダンスの調整方法を示す一部透過斜視図である。図１７Ｃにおいて、マイクロストリップ線路のストリップ導体１１の線路幅を線路始端から線路終端に向かってｗからｗ＋αにテーパー形状で広くすることで、ＴＤＲ法によりＴＤＲ測定装置１００を用いて線路始端から線路終端までの特性インピーダンスを実質的に一定になるように調整する。

図１７Ｄは本発明の第３の変形例に係るスタックトペア線路における特性インピーダンスの調整方法を示す一部透過斜視図である。図１７Ｄにおいて、スタックトペア線路のペア線路ＬＰ３のストリップ導体１１，２１の線路幅を線路始端から線路終端に向かってｗからｗ＋αにテーパー形状で広くすることで、ＴＤＲ法によりＴＤＲ測定装置１００を用いて線路始端から線路終端までの特性インピーダンスを実質的に一定になるように調整する。

図１７Ｅは本発明の第４の変形例に係るガードスタックトペア線路における特性インピーダンスの調整方法を示す一部透過斜視図である。図１７Ｅにおいて、ガードスタックトペア線路のコプレーナ線路ＬＣ３のストリップ導体１１，１５，１６の線路幅を線路始端から線路終端に向かってｗからｗ＋αにテーパー形状で広くすることで、ＴＤＲ法によりＴＤＲ測定装置１００を用いて線路始端から線路終端までの特性インピーダンスを実質的に一定になるように調整する。

図１７Ｆは本発明の第５の変形例に係る上下線路をコモンモードで伝送するストリップ線路における特性インピーダンスの調整方法を示す一部透過斜視図である。図１７Ｆにおいて、ストリップ線路のストリップ導体１１の線路幅を線路始端から線路終端に向かってｗからｗ＋αにテーパー形状で広くすることで、ＴＤＲ法によりＴＤＲ測定装置１００を用いて線路始端から線路終端までの特性インピーダンスを実質的に一定になるように調整する。

以上の実施形態及び実施例において、ＴＤＲ法を用いてＴＤＲ測定装置１００を用いて線路入力端（線路始端）から線路出力端（線路終端）までの特性インピーダンスを実質的に一定になるように、
（１）上記各線路導体の線路幅を上記各線路導体の長さ方向で漸増的に広くし、もしくは
（２）上記各線路導体の厚さを上記各線路導体の長さ方向で漸増的に厚くすることにより、上記各線路導体が持つ直流抵抗のために線路入力側から見た特性インピーダンスが増大することを防止している。本発明はこれに限らず、ＴＤＲ法を用いてＴＤＲ測定装置１００を用いて線路入力端（線路始端）から線路出力端（線路終端）までの特性インピーダンスを実質的に一定になるように、
（３）上記各線路導体間の誘電体の厚さを上記各線路導体の長さ方向で漸減的に薄くすることにより、上記各線路導体が持つ直流抵抗のために線路入力側から見た特性インピーダンスが増大することを防止することができる。このことは、上記式（７）から、誘電体の厚さを薄くすれば、単位長さ当たりのキャパシタンスＣ_０が大きくなることから明らかである。

すなわち、プレーナペア線路とコプレーナ線路においては、対間線路の誘電体層の厚みを線路始端から線路終端に向けて減じる方向であり、必要に応じて線路幅の線路終端に向けて漸増することも併用できる。その他の線路構造では線路幅を線路終端に向けて増大することで、特性インピーダンスを調整でき、線路始端から線路終端までの間で特性インピーダンスを実質的に一定にすることができる。

線路導体の材料と線路断面積で直流抵抗は決まるため、その設定は例えば２．５次元電磁界シミュレータを用いて求める必要があるが、線路始端から見た整合条件を求めて、配線設計に反映するだけでよい。

同軸ケーブルあるいは対ケーブルにおいて線径を受信端側に向けて線路始端から見た特性インピーダンス漸増させるか線間の絶縁物厚みを漸減させる方法は製造上難しいが、実現する方法はある。例えば、より線であればより線の本数を少しずつ増やすという手段がある。あるいは被覆線の被覆工程の治具温度を徐々に上昇させながら被覆することで、被覆厚みを漸減させる方法などがある。その後厚みの漸減する単線を対にしてツイストすれば達成できる。

以上の実施形態、実施例及び変形例において、線路導体の材料は金属であり、例えばアルミニウム、アルミニウム合金、銅、銅合金、金、銀、ニッケル、ニッケル合金、又は例えばＩＴＯなどの透明電極である。

以上の実施形態、実施例及び変形例において、線路導体は、例えば印刷又はインジェクションによって形成される金属分散等方性導電ペーストである。また、線路導体は、例えば銀又は銅及び銅合金金属粉末分散エポキシペースト、カーボンあるいはカーボンナノチューブ粉末分散有機物ペーストである。さらに、線路導体は、印刷又はインジェクションで線路導体形成加工後樹脂を硬化した線路導体の配線である。ここに記載された線路導体は一般に抵抗が高く、本発明が特に有効に作用する分野である。

以上の実施形態、実施例及び変形例において、本発明の実施形態に係る信号伝送線路が適用される場所は、一方向で信号伝送する伝送線路を目的としたものであればその場所を問わない。例えば半導体チップ、Ｓｉあるいはセラミックあるいは有機インターポーザ、半導体パッケージ、プリント配線基板、透明電極基板（透明電極板上の配線）、又はフラットケーブルに設けて適用することができる。

以上の実施形態、実施例及び変形例において、信号伝送線路の線路として、同軸又は円形対ケーブルを用いて形成してもよい。線路始端から見た特性インピーダンスが一定になるようワイヤ径を線路終端側に向けて漸増させるか、対ケーブル絶縁厚みを漸減させるか、あるいはその両方を採用することで、線路始端から線路終端に向かって特性インピーダンスが一定になるように調整することができる。

以上の実施形態、実施例及び変形例において、本発明の実施形態に係る信号伝送線路は、例えば１Ｇｂｐｓ以上の広帯域の高速ディジタルベースバンド信号を伝送するために用いることができる。

以上詳述したように、本発明に係る信号伝送線路とその製造方法によれば、時間領域反射法を用いて線路入力端から線路出力端までの特性インピーダンスを実質的に一定になるように、
（１）上記各線路導体の線路幅を上記各線路導体の長さ方向で漸増的に広くし、
（２）上記各線路導体の厚さを上記各線路導体の長さ方向で漸増的に厚くし、もしくは、
（３）上記各線路導体間の誘電体の厚さを上記各線路導体の長さ方向で漸減的に薄くすることにより、上記各線路導体の直流抵抗のために線路入力側から見た特性インピーダンスが増大することを防止する。それ故、従来技術に比較して簡単な方法で、特性インピーダンスが入力側から見て一定になるような信号伝送線路を提供することができ、反射損失を大幅に低減でき、例えば１ＧＨｚ以上のクロック周波数を用いて広帯域高速信号を伝送することができる。

本発明に係る信号伝送線路は、特に、例えば１Ｇｂｐｓ以上の広帯域の高速ディジタルベースバンド信号を伝送するために有用である。

１１〜１４…ストリップ導体、
１５〜１８…ストリップ接地導体、
１９，１９ａ，１９ｂ…接地導体、
３０…誘電体基板、
３１〜３５…誘電体層、
４０…誘電体層、
１００…ＴＤＲ測定装置、
Ｌ１，Ｌ３…５０Ωの信号伝送線路、
Ｌ２…ＺΩの信号伝送線路、
ＬＣ１〜ＬＣ４…コプレーナ線路、
ＬＰ１〜ＬＰ４…ペア線路。

Claims (4)

1. 線路入力端と線路出力端との間で直流抵抗を有する少なくとも１対の線路導体を備え、線路入力端から線路出力端に向けて一方向で、１Ｇｂｐｓ以上の高速ディジタルベースバンド信号を伝送する信号伝送線路であって、
   上記信号伝送線路の線路導体は、
   （１）印刷又はインジェクションによって形成される金属分散等方性導電ペーストである線路導体と、
   （２）銀又は銅及び銅合金金属粉末分散エポキシペーストである線路導体と、
   （３）カーボン又はカーボンナノチューブにてなる粉末分散有機物のペーストである線路導体と、
   （４）印刷又はインジェクションで線路導体を樹脂上に形成した後、当該樹脂を硬化することで上記信号伝送線路を形成したときの当該線路導体と
   のいずれかであり、
   上記信号伝送線路は、
   時間領域反射法を用いて線路入力端から線路出力端までの信号伝送線路の特性インピーダンスを、線路入力端から測定し、上記測定された特性インピーダンスが実質的に一定になるように、
   上記各線路導体（１１，１５，１６，２１）の線路間隔（ｓ）を同一にし、かつ
   上記各線路導体（１１，１５，１６，２１）の線路幅（ｗ〜ｗ＋α）を、線路入力端から線路出力端への上記各線路導体の長さ方向で漸増的に広くすることにより、
   上記各線路導体（１１，１５，１６，２１）の線路幅（ｗ）が同一である場合に比較して、
   反射損失を低減して上記高速ディジタルベースバンド信号を伝送させることを特徴とする信号伝送線路。
2. 上記信号伝送線路は、スタックトペア線路、又はガードスタックトペア線路であることを特徴とする請求項１記載の信号伝送線路。
3. 上記信号伝送線路は、
   （１）半導体チップと、
   （２）Ｓｉインターポーザと、
   （３）セラミックインターポーザと、
   （４）有機インターポーザと、
   （５）半導体パッケージと、
   （６）プリント配線基板と、
   （７）透明電極基板と、
   （８）フラットケーブルと
   （９）上記樹脂と
   のいずれかに設けられ、
   上記信号伝送線路が上記各インターポーザ又は上記フラットケーブルに設けられるときは、上記各インターポーザ自体又は上記フラットケーブル自体の信号線として設けられたことを特徴とする請求項１又は２記載の信号伝送線路。
4. 線路入力端と線路出力端との間で直流抵抗を有する少なくとも１対の線路導体を備え、線路入力端から線路出力端に向けて一方向で、１Ｇｂｐｓ以上の高速ディジタルベースバンド信号を伝送する信号伝送線路の製造方法であって、
   上記信号伝送線路の線路導体は、
   （１）印刷又はインジェクションによって形成される金属分散等方性導電ペーストである線路導体と、
   （２）銀又は銅及び銅合金金属粉末分散エポキシペーストである線路導体と、
   （３）カーボン又はカーボンナノチューブにてなる粉末分散有機物のペーストである線路導体と、
   （４）印刷又はインジェクションで線路導体を樹脂上に形成した後、当該樹脂を硬化することで上記信号伝送線路を形成したときの当該線路導体と
   のいずれかであり、
   上記製造方法は、
   時間領域反射法を用いて線路入力端から線路出力端までの信号伝送線路の特性インピーダンスを、線路入力端から測定するステップと、
   上記測定された特性インピーダンスが実質的に一定になるように、
   上記各線路導体（１１，１５，１６，２１）の線路間隔（ｓ）を同一にし、かつ
   上記各線路導体（１１，１５，１６，２１）の線路幅（ｗ〜ｗ＋α）を、線路入力端から線路出力端への上記各線路導体の長さ方向で漸増的に広くするステップとを含み、
   これにより、
   上記各線路導体（１１，１５，１６，２１）の線路幅（ｗ）が同一である場合に比較して、
   反射損失を低減して上記高速ディジタルベースバンド信号を伝送させることを特徴とする信号伝送線路の製造方法。

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