JP6002846B2 - 電圧制御装置および電圧制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、蓄電池であるキャパシタの電圧を変換した直流電圧の制御を行う電圧制御装置および電圧制御方法に関する。

駆動源としてエンジンおよび回転電機が搭載されたハイブリッド作業車両は、回転電機への電源を供給する一方、回転電機によって発電された電力を蓄電するバッテリ等の蓄電池を備えている。このような構成を有するハイブリッド作業車両では、回転電機を駆動するインバータの効率に着目して回転電機の電圧制御を行うのが一般的である。

特許文献１には、ハイブリッド作業車両における回転電機の系統電圧に、キャパシタの電圧を昇圧して出力する昇圧器が記載されている。

国際公開２００８／０９９８８４号

しかし、特許文献１に記載された昇圧器は、回転電機の負荷変動に対して何ら考慮されていない。すなわち、特許文献１に記載された昇圧器は、系統電圧に対してキャパシタ電圧を定格電圧に昇圧して出力しており、昇圧器の出力電圧に余裕がない状態となっている。この状態で、回転電機の負荷が大きくなった場合、昇圧器は出力電圧を増大することができず、回転機器に対して十分な出力を供給することができない。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、負荷変動に対応した出力を得ることができる電圧制御装置および電圧制御方法を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる電圧制御装置は、回転電機に電力を供給するキャパシタと、前記回転電機に接続されたインバータと、直流端子が加極性に直列接続される二つの電圧形インバータおよび前記二つの電圧形インバータの交流端子を結合し、所定の漏れインダクタンスを有するトランスを含み、前記二つの電圧形インバータの一方が前記キャパシタに並列接続され、前記キャパシタのキャパシタ電圧を昇圧した直流電圧を前記インバータへ出力するトランス結合型昇圧器と、前記回転電機が駆動状態で、前記トランス結合型昇圧器の出力が前記トランス結合型昇圧器の出力限界未満の値である所定出力未満である場合、前記直流電圧の上限所定電圧未満、かつ、下限所定電圧以上の範囲内で、所定範囲内の前記キャパシタ電圧に応じた可変の前記直流電圧の指令値を生成して出力する制御部と、を備えたことを特徴とする。

また、本発明にかかる電圧制御装置は、上記の発明において、前記制御部は、さらに前記回転電機の回転数が所定回転数未満であると判断した場合、前記直流電圧の上限所定電圧と下限所定電圧との範囲内で、所定範囲内の前記キャパシタ電圧に応じた可変の前記直流電圧の指令値を生成して出力することを特徴とする。

また、本発明にかかる電圧制御装置は、上記の発明において、前記キャパシタ電圧の所定範囲は、前記キャパシタ電圧に対する前記直流電圧の昇圧比が前記トランス結合型昇圧器の効率が高い最適昇圧比となる前記上限所定電圧に対するキャパシタ電圧の値である可変制御上限閾値未満の範囲であり、前記制御部は、前記キャパシタ電圧の所定範囲内において、前記可変制御上限閾値から前記キャパシタ電圧の下降に伴って前記最適昇圧比となる前記直流電圧の指令値を生成し、前記最適昇圧比における前記直流電圧が下限所定電圧となるときの前記キャパシタ電圧の値である可変制御下限閾値以下の前記キャパシタ電圧である場合、前記下限所定電圧を前記直流電圧の指令値として生成することを特徴とする。

また、本発明にかかる電圧制御装置は、上記の発明において、前記制御部は、前記トランス結合型昇圧器の出力が出力限界未満の値である所定出力未満であるか否かの判断の際、前記所定出力以下の範囲で前記所定出力にヒステリシス特性をもたせることを特徴とする。

また、本発明にかかる電圧制御装置は、上記の発明において、前記制御部は、前記回転電機の回転数が所定回転数未満であるか否かの判断の際、前記所定回転数以下の範囲で前記所定回転数にヒステリシス特性をもたせることを特徴とする。

また、本発明にかかる電圧制御装置は、上記の発明において、前記制御部は、前記回転電機が駆動状態で、前記トランス結合型昇圧器の出力が出力限界未満の値である所定出力未満でない場合、かつ、前記キャパシタ電圧がディレーティング動作閾値以上の場合、前記上限所定電圧を前記直流電圧の指令値として生成することを特徴とする。

また、本発明にかかる電圧制御装置は、上記の発明において、前記制御部は、前記回転電機が駆動状態で、前記トランス結合型昇圧器の出力が出力限界未満の値である所定出力未満でない場合、または、前記回転電機の回転数が所定回転数未満でない場合であって、かつ、前記キャパシタ電圧がディレーティング動作閾値以上の場合、前記上限所定電圧を前記直流電圧の指令値として生成して出力することを特徴とする。

また、本発明にかかる電圧制御装置は、上記の発明において、前記回転電機は、永久磁石モータであることを特徴とする。

また、本発明にかかる電圧制御方法は、回転電機または負荷に電力を供給するキャパシタと、前記回転電機に接続されたインバータと、直流端子が加極性に直列接続される二つの電圧形インバータおよび前記二つの電圧形インバータの交流端子を結合し、所定の漏れインダクタンスを有するトランスを含み、前記二つの電圧形インバータの一方が前記キャパシタに並列接続され、前記キャパシタのキャパシタ電圧を昇圧した直流電圧を前記インバータへ出力するトランス結合型昇圧器と、を備えたシステムの電圧制御方法であって、前記回転電機が駆動状態で、前記トランス結合型昇圧器の出力が前記トランス結合型昇圧器の出力限界未満の値である所定出力未満である場合、前記直流電圧の上限所定電圧未満、かつ、下限所定電圧以上の範囲内で、所定範囲内の前記キャパシタ電圧に応じて可変の前記直流電圧の指令値を生成して出力することを特徴とする。

また、本発明にかかる電圧制御方法は、上記の発明において、さらに前記回転電機の回転数が所定回転数未満の場合に、前記直流電圧の上限所定電圧と下限所定電圧との範囲内で、所定範囲内の前記キャパシタ電圧に応じて可変の前記直流電圧の指令値を生成して出力することを特徴とする。

また、本発明にかかる電圧制御方法は、上記の発明において、前記キャパシタ電圧の所定範囲は、前記キャパシタ電圧に対する前記直流電圧の昇圧比が前記トランス結合型昇圧器の効率が高い最適昇圧比となる前記上限所定電圧に対するキャパシタ電圧の値である可変制御上限閾値未満の範囲であり、前記制御部は、前記キャパシタ電圧の所定範囲内において、前記可変制御上限閾値から前記キャパシタ電圧の下降に伴って前記最適昇圧比となる前記直流電圧の指令値を生成し、前記最適昇圧比における前記直流電圧が下限所定電圧となるときの前記キャパシタ電圧の値である可変制御下限閾値以下の前記キャパシタ電圧である場合、前記下限所定電圧を前記直流電圧の指令値として生成することを特徴とする。

本発明によれば、回転電機に電力を供給するキャパシタと、前記回転電機に接続されたインバータと、直流端子が加極性に直列接続される二つの電圧形インバータおよび前記二つの電圧形インバータの交流端子を結合し、所定の漏れインダクタンスを有するトランスを含み、前記二つの電圧形インバータの一方が前記キャパシタに並列接続され、前記キャパシタのキャパシタ電圧を昇圧した直流電圧を前記インバータへ出力するトランス結合型昇圧器と、を備え、前記回転電機が駆動状態で、前記トランス結合型昇圧器の出力が前記トランス結合型昇圧器の出力限界未満の値である所定出力未満である場合、前記直流電圧の上限所定電圧未満、かつ、下限所定電圧以上の範囲内で、所定範囲内の前記キャパシタ電圧に応じて可変の前記直流電圧の指令値を生成して出力するようにしている。これにより、トランス結合型昇圧器は、回転電機の負荷変動に対応した出力を得ることができる。

図１は、本発明の実施の形態である電圧制御装置の構成を示すブロック図である。 図２は、図１に示した電圧制御装置が搭載される油圧ショベルの構成を示す図である。 図３は、電圧変換器の構成を示す回路図である。 図４は、コントローラの制御を示すブロック図である。 図５は、電圧変換器制御部による可変電圧制御処理手順を示すフローチャートである。 図６は、キャパシタ電圧に対する出力限界と所定出力との関係を示す図である。 図７は、電圧変換器制御部よる可変電圧制御処理時におけるキャパシタ電圧に対する直流電圧指令値の関係を示す図である。 図８は、所定回転数判断時のヒステリシス特性を示す図である。 図９は、トランス結合型昇圧器の所定出力判断時のヒステリシス特性を示す図である。 図１０は、トランス結合型昇圧器の出力、キャパシタ電圧、直流電圧、ＰＭ回転数、トランス結合型昇圧器の損失の時間変化の一例を示すタイミングチャートである。

以下、添付図面を参照して本発明を実施するための形態について説明する。

（全体構成）
図１は、本発明の実施の形態である電圧制御装置１の構成を示すブロック図である。図１に示した電圧制御装置１は、ハイブリッド作業車両に搭載される電源制御システムである。電圧制御装置１を搭載するハイブリッド作業車両は、例えば、図２に示した油圧ショベル１００である。油圧ショベル１００は、履帯の回転等によって自走する自走部１０１ａと、バケット、ブーム、アーム等の作業機や運転室を有し、自走部１０１ａに対して所定の方向を指向する旋回軸の周りに旋回可能な旋回部１０１ｂとを備える。このような構成を有する油圧ショベル１００に搭載される電圧制御装置１は、駆動軸がエンジンの駆動軸に連結された回転電機を備えるとともに、旋回部１０１ｂの旋回軸と一致する駆動軸を有する旋回用の回転電機を備える。

（電圧制御装置）
電圧制御装置１は、３相励磁タイプのＳＲ（Switched Reluctance：スイッチトリラクタンス）モータ２を回転電機として備える。ＳＲモータ２の駆動軸は、エンジン３の駆動軸に連結されている。また、電圧制御装置１は、旋回用の回転電機として、ＰＭ（Permanent Magnet：永久磁石）モータ４を備える。ＳＲモータ２およびＰＭモータ４には、回転数を検出する図示しない回転センサがそれぞれ設けられている。

ＳＲモータ２およびＰＭモータ４は、電気二重層キャパシタから成る大容量のキャパシタ５から電源の供給を受ける。キャパシタ５は、ＳＲモータ２やＰＭモータ４で発電した電力を蓄電する機能も有する。

ＳＲモータ２は、ＳＲモータ用のインバータであるＳＲドライバ６に接続されている。ＳＲドライバ６は、波形成形やサージ吸収に適したフィルムコンデンサから成るＳＲコンデンサ７に並列接続されている。ＳＲコンデンサ７には、キャパシタ５の電圧を昇圧して出力する電圧変換器８が並列に接続されている。

（電圧変換器）
図３は、電圧変換器８の構成を示す回路図である。図３に示すように、電圧変換器８は、トランス８４を介して、二つの電圧形インバータを交流結合した加極性のトランス結合型昇圧器８１を有する。トランス結合型昇圧器８１は、二つの電圧形インバータである下側インバータ８２および上側インバータ８３を有する。また、トランス結合型昇圧器８１は、下側インバータ８２および上側インバータ８３の交流側を結合するトランス８４を有する。

下側インバータ８２は、通電切り替え用のスイッチング素子として、上下アームに２個ずつの計４個のＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）８２１ａ，８２１ｂ，８２１ｃ，８２１ｄがブリッジ接続されて成る。ＩＧＢＴ８２１ａ，８２１ｂ，８２１ｃ，８２１ｄには、通電切り替え時に発生する還流電流を流すダイオード８２２ａ，８２２ｂ，８２２ｃ，８２２ｄがそれぞれ並列に接続されている。他方、上側インバータ８３は、スイッチング素子として４個のＩＧＢＴ８３１ａ，８３１ｂ，８３１ｃ，８３１ｄを有する。ＩＧＢＴ８３１ａ，８３１ｂ，８３１ｃ，８３１ｄには、ダイオード８３２ａ，８３２ｂ，８３２ｃ，８３２ｄがそれぞれ並列に接続されている。

下側インバータ８２と上側インバータ８３は、下側インバータ８２の正極直流端子と上側インバータ８３の負極直流端子とが加極性に直列接続されている。トランス結合型昇圧器８１に外部から印加される電圧は、下側インバータ８２と上側インバータ８３とによって分圧される。

下側インバータ８２には、サージ吸収を主な目的とするコンデンサ８５が並列接続されている。このコンデンサ８５の容量は、キャパシタ５の容量と比較して顕著に小さい。上側インバータ８３にも、下側インバータ８２と同様に、サージ吸収用の小容量のコンデンサ８６が並列に接続されている。コンデンサ８５の容量はコンデンサ８６の容量より大きい方が好ましい。これは、電圧変換器８の外側に出る配線に接続する側のコンデンサ８５に発生するサージの量が、コンデンサ８６に発生するサージの量よりも大きいからである。また、コンデンサ８６の容量を抑えることによってコンデンサ８６の容積を必要以上に大きくしないで済むため、省スペース化を図ることができるという利点も有している。

下側インバータ８２は、トランス８４のコイル８４ａに接続される。一方、上側インバータ８３は、トランス８４のコイル８４ｂに接続される。下側インバータ８２および上側インバータ８３の直流電圧の定格電圧がほぼ等しい場合には、コイル８４ａとコイル８４ｂの巻線比を１対１とするのが好ましい。このため、本実施の形態では、コイル８４ａとコイル８４ｂとの巻線比を１対１とするが、巻線比は適宜変更可能である。

トランス８４は、一定の漏れインダクタンス（Ｌとする）を有している。電圧変換器８では、漏れインダクタンスが、コイル８４ａ側にＬ／２、コイル８４ｂ側にＬ／２となるように等分割されている。トランス８４は、漏れインダクタンスに一時的に蓄積させた電力を、下側インバータ８２や上側インバータ８３の高速スイッチング制御によってキャパシタ５などへ伝送する。一般に、トランスは一次コイルと二次コイルとの間隙が広がると漏れインダクタンスが増加することが知られている。このため、トランスを形成する際には、一次コイルと二次コイルを密着させて形成することが多い。これに対して、本実施の形態においては、一次コイルと二次コイルとの間隙、すなわちコイル８４ａとコイル８４ｂとの間隙を調整することにより、所望の漏れインダクタンスを積極的に作り出している。なお、トランス８４の外部にインダクタンスを付加することも可能である。

（電圧変換器との接続構成）
電圧変換器８のコンデンサ８５は、キャパシタ５に並列接続される。キャパシタ５とコンデンサ８５との間には、コンタクタ９が直列に接続されている。コンタクタ９が接続されると、電圧変換器８は、キャパシタ５の電圧（一次側電圧）を昇圧し、この昇圧した電圧（二次側電圧）をＳＲモータ２やＰＭモータ４へ供給する。

電圧変換器８は、二次側でＳＲモータ２を励磁する励磁電源１０に直列接続されている。ここで、電圧制御装置１に励磁電源１０を設ける理由を説明する。一般に、ＳＲモータ２は、電気エネルギーを供給すると大きな回生エネルギーを生成する特性を有しており、内部の回転子が単に回転駆動されただけでは発電機として動作しない。このような特性を有するＳＲモータ２を発電機として動作させるためには、ＳＲモータ２内のコイルを予め励磁する必要がある。ところが、エンジン３の始動時に、ＳＲコンデンサ７の電荷はゼロである上、エンジン３の始動時にコンタクタ９をオンしてキャパシタ５によってＳＲモータ２を励磁することはできない。そこで、本実施の形態では、エンジン３の始動時にＳＲモータ２を励磁するため、励磁電源１０が設けられている。

電圧変換器８と励磁電源１０との間には、ダイオード１１およびリレー１２が直列に接続されている。ダイオード１１は、ＳＲコンデンサ７の電圧が励磁電源１０の電圧よりも大きくなったとき、励磁電源１０を遮断する。また、リレー１２は、オン・オフ動作によって励磁電源１０の投入・遮断を制御する。

ＰＭモータ４は、ＰＭインバータ１３に接続されている。ＰＭインバータ１３は、フィルムコンデンサから成るＰＭコンデンサ１４に並列接続されている。ＰＭコンデンサ１４には、電圧変換器８が並列に接続されている。

ＳＲモータ２とＳＲドライバ６との間には、電流センサ１５が直列に接続されている。また、ＰＭモータ４とＰＭインバータ１３との間には、電流センサ１６が直列に接続されている。

キャパシタ５、ＳＲコンデンサ７、ＰＭコンデンサ１４、コンデンサ８５，８６には、電圧センサである電圧計１７，１８，１９，８９，９０がそれぞれ並列に接続されている。キャパシタ５には、絶縁センサ２０が接続されている。

（コントローラ）
電圧制御装置１は、コントローラ２１を備える。コントローラ２１は、油圧ショベル１００の車体制御を行う車体制御部２２と、ＳＲドライバ６を制御することによってＳＲモータ２の速度およびトルクを制御するＳＲモータ制御部２３と、ＰＭインバータ１３を制御することによってＰＭモータ４の速度を制御するＰＭモータ制御部２４と、電圧変換器８の制御を行う電圧変換器制御部２５と、コンタクタ９のオン・オフを制御するコンタクタ制御部２６と、を有する。

図４は、コントローラ２１の制御を示すブロック図である。コントローラ２１の車体制御部２２は、エンジン３やＳＲモータ２の動作指令を生成するパワーマネジメント部２２１と、ＰＭモータ４の動作指令を生成する旋回操作部２２２とを有し、キャパシタ５の電圧とオペレータによる操作レバーＬｖの操作に基づいた車体制御を行う。パワーマネジメント部２２１は、キャパシタ５の電圧、操作レバーＬｖの操作状態、および旋回操作部２２２から送られてくる旋回動作状態に応じてエンジン回転数指令を生成し、エンジン３へ出力する。また、パワーマネジメント部２２１は、ＳＲモータ２の速度指令およびトルク指令を生成し、ＳＲモータ制御部２３へ出力する。また、旋回操作部２２２は、キャパシタ５の電圧とレバー操作状態に応じてＰＭモータ４の速度指令を生成し、ＰＭモータ制御部２４へ出力する。

ＳＲモータ制御部２３は、車体制御部２２から出力された速度指令およびトルク指令、ＳＲモータ２の回転数、および電圧変換器８が出力した直流電圧を用いてＳＲモータ２の動作指令であるＳＲ出力指令を生成し、ＳＲドライバ６へ出力する。

ＰＭモータ制御部２４は、車体制御部２２から出力されたＰＭモータ４の速度指令、ＰＭモータ４の回転数、および電圧変換器８が出力した直流電圧を用いてＰＭモータ４の動作指令であるＰＭ出力指令を生成し、ＰＭインバータ１３へ出力する。

電圧変換器制御部２５は、制御部に対応し、電圧変換器８が出力した直流電圧、ＳＲモータ制御部２３が出力するＳＲモータ２の動作指令、ＰＭモータ制御部２４が出力するＰＭモータ４の動作指令、ＰＭモータ４の回転数、電圧計１７が検出するキャパシタ電圧に基づいて直流電圧指令を生成し、電圧変換器８へ出力する。

（電圧変換器制御部による可変電圧制御処理）
つぎに、図５に示したフローチャートを参照して、電圧変換器制御部２５による可変電圧制御処理手順について説明する。なお、ＳＲモータ２及びＰＭモータ４は、５００Ｖ（下限所定電圧Ｖlow）〜５５０Ｖ（上限所定電圧Ｖhigh）で動作する。上限所定電圧は、トランス結合型昇圧器８１内のＩＧＢＴ素子などの耐圧限界により規定される。また、下限所定電圧は、この電圧以下であると、例えば、所望のモータ特性による良好なモータ制御が困難となる電圧である。

図５に示すように、電圧変換器制御部２５は、まず、ＰＭモータ４の回転数であるＰＭ回転数Ｓｐを取得する（ステップＳ１０１）。その後、電圧変換器制御部２５は、ＰＭ回転数Ｓｐの絶対値が６０００ｒｐｍ（所定回転数）未満であるか否かを判断する（ステップＳ１０２）。ＰＭ回転数Ｓｐの絶対値が６０００ｒｐｍ未満である場合（ステップＳ１０２，Ｙｅｓ）、電圧変換器制御部２５は、さらに、トランス結合型昇圧器８１の出力Ｐ及び現在のキャパシタ電圧Ｖcapを取得する（ステップＳ１０３）。トランス結合型昇圧器８１の出力Ｐは、ＳＲモータ制御部２３が出力するＳＲ出力指令及びＰＭモータ制御部２４が出力するＰＭ出力指令によって得ることができる。なお、直接、電圧計１８，１９及び電流センサ１５，１６の検出値から出力Ｐを求めてもよい。なお、上述した５００Ｖ（下限所定電圧Ｖlow）、５５０Ｖ（上限所定電圧Ｖhigh）、６０００ｒｐｍ（所定回転数）などの値は一例であって、これらの値に限定されるものではない。

その後、電圧変換器制御部２５は、トランス結合型昇圧器８１の出力Ｐが、現在のキャパシタ電圧Ｖcapに対応する出力限界Ｐmaxの５０％（所定出力）未満であるか否かを判断する（ステップＳ１０４）。なお、ここでの出力限界Ｐmaxは、直流電圧が５００Ｖの場合における出力限界としている。なお、これに限定されず、出力限界Ｐmaxは、直流電圧が５５０Ｖの場合における出力限界としてもよい。

出力限界Ｐmaxは、図６に示すように、キャパシタ電圧Ｖcapに応じて、直流電圧が５００Ｖの場合、特性曲線Ｌ１，Ｌ１´となり、直流電圧５５０Ｖの場合、特性曲線Ｌ２，Ｌ２´となる。したがって、直流電圧が５００Ｖの場合、出力限界Ｐmaxの５０％は、キャパシタ電圧Ｖcapに応じて特性曲線Ｌ５０，Ｌ５０´のように変化する。この特性曲線Ｌ５０，Ｌ５０´は、キャパシタ電圧Ｖcapの減少に応じて減少する特性を有する。

その後、電圧変換器制御部２５は、トランス結合型昇圧器８１の出力Ｐが、現在のキャパシタ電圧Ｖcapに対応する出力限界Ｐmaxの５０％未満である場合（ステップＳ１０４，Ｙｅｓ）、キャパシタ電圧Ｖcapの２倍の値が、５００Ｖを越え、かつ、５５０Ｖ未満であるか否かを判断する。すなわち、キャパシタ電圧Ｖcapの値が、２５０Ｖ（可変制御下限閾値Ｖth2）を越え、かつ、２７５Ｖ未満（可変制御上限閾値Ｖth1）であるか否かを判断する（ステップＳ１０５）。

電圧変換器制御部２５は、キャパシタ電圧Ｖcapの値が、２５０Ｖを越え、かつ、２７５Ｖ未満である場合（ステップＳ１０５，Ｙｅｓ）、トランス結合型昇圧器８１に対する直流電圧指令Ｖdcがキャパシタ電圧Ｖcapの２倍の値となるように出力する可変電圧制御を行い（ステップＳ１０６）、ステップＳ１０１にリターンして上述した処理を繰り返す。

一方、電圧変換器制御部２５は、キャパシタ電圧Ｖcapの値が、２５０Ｖを越え、かつ、２７５Ｖ未満でない場合（ステップＳ１０５，Ｎｏ）、さらに、キャパシタ電圧Ｖcapの２倍の値が、３１０Ｖを越え、かつ、５００Ｖ以下であるか否かを判断する。すなわち、電圧変換器制御部２５は、キャパシタ電圧Ｖcapの値が、１５５Ｖ（可変制御第２下限閾値Ｖth3）を越え、かつ、２５０Ｖ（可変制御下限閾値Ｖth2）以下であるか否かを判断する（ステップＳ１０７）。

電圧変換器制御部２５は、キャパシタ電圧Ｖcapの値が、１５５Ｖを越え、かつ、２５０Ｖ以下である場合（ステップＳ１０７，Ｙｅｓ）、トランス結合型昇圧器８１に対する直流電圧指令Ｖdcが５００Ｖ（下限所定電圧Ｖlow）となるように出力する可変電圧制御を行い（ステップＳ１０８）、ステップＳ１０１にリターンして上述した処理を繰り返す。

一方、ＰＭ回転数Ｓｐの絶対値が６０００ｒｐｍ未満でない場合（ステップＳ１０２，Ｎｏ）、トランス結合型昇圧器８１の出力Ｐが、現在のキャパシタ電圧Ｖcapに対応する出力限界Ｐmaxの５０％未満でない場合（ステップＳ１０４，Ｎｏ）、キャパシタ電圧Ｖcapの値が、１５５Ｖを越え、かつ、２５０Ｖ以下でない場合（ステップＳ１０７，Ｎｏ）、さらに、キャパシタ電圧Ｖcapの値が１８０Ｖ（ディレーティング動作閾値Ｖth4）以上であるか否かを判断する（ステップＳ１０９）。キャパシタ電圧Ｖcapの値が１８０Ｖ以上である場合（ステップＳ１０９，Ｙｅｓ）、電圧変換器制御部２５は、トランス結合型昇圧器８１に対する直流電圧指令Ｖdcが５５０Ｖ（上限所定電圧Ｖhigh）となるように出力する一定電圧制御を行い（ステップＳ１１０）、ステップＳ１０１にリターンして上述した処理を繰り返す。一方、キャパシタ電圧Ｖcapの値が１８０Ｖ以上でない場合（ステップＳ１０９，Ｎｏ）、電圧変換器制御部２５は、トランス結合型昇圧器８１を保護するために、ディレーティング動作を行い（ステップＳ１１１）、ステップＳ１０１にリターンして上述した処理を繰り返す。

なお、上述したステップＳ１０２の判断処理を削除し、ステップＳ１０４のみの判断処理を行う可変電圧制御処理を行うようにしてもよい。

さらに、図７を参照して、電圧変換器制御部２５による可変電圧制御処理について説明する。図７において、直線Ｌ１０及び直線Ｌ１１は、ステップＳ１０６，Ｓ１０８に示した可変電圧制御のルートである。

直線Ｌ１０は、ステップＳ１０６に示した可変電圧制御のルートである。直線Ｌ１０は、キャパシタ電圧Ｖcapが可変制御上限閾値Ｖth1と可変制御下限閾値Ｖth2との間の範囲ΔＶ１において、直流電圧指令Ｖdcが示す直流電圧がキャパシタ電圧Ｖcapの２倍となるように倍電圧制御を行うルートである。直線Ｌ１０は、可変制御上限閾値Ｖth1が２７５Ｖのときの直流電圧指令Ｖdcが示す直流電圧が５５０Ｖの点Ｐ１と、可変制御下限閾値Ｖth2が２５０Ｖのときの直流電圧が５００Ｖの点Ｐ２とを結んでいる。直流電圧指令Ｖdcが示す直流電圧がキャパシタ電圧Ｖcapの２倍のときがトランス８４を流れる電流が最も小さく、デバイス総損失が小さくなる。ここでいう「デバイス総損失」は、各ＩＧＢＴの導通損失、トランス８４の抵抗（直流抵抗、表皮効果、渦電流損等の交流抵抗を含む）を含むものであり、トランス８４を流れる電流の大きさに比例する。すなわち、この倍電圧制御を行うことによって、トランス結合型昇圧器８１の損失を小さくしてトランス結合型昇圧器８１の効率を高めることができる。本実施の形態では、トランス８４のコイル８４ａとコイル８４ｂとの巻線比を１対１としているため、昇圧比を１対２とする倍電圧制御を行っている。したがって、一般の巻線比の場合、この巻線比に応じた昇圧比とする一定昇圧比制御を行うことによって昇圧器の効率を高めることができる。

直線Ｌ１１は、ステップＳ１０８に示した可変電圧制御のルートである。直線Ｌ１１は、キャパシタ電圧Ｖcapが可変制御下限閾値Ｖth2と可変制御第２下限閾値Ｖth3との間の範囲ΔＶ２において、直流電圧指令Ｖdcが示す直流電圧を５００Ｖとする可変電圧制御を行う。範囲ΔＶ２においても倍電圧制御を行うことが効率上、好ましいが、ＳＲモータ２及びＰＭモータ４の動作電圧制限（５００Ｖ〜５５０Ｖ）を考慮し、最も巻線比に近い昇圧比となるように、５００Ｖ一定とする可変電圧制御を行っている。なお、キャパシタ電圧Ｖcapの所定範囲は、範囲ΔＶ１及び範囲ΔＶ２である。

一方、直線Ｌ２０及び直線Ｌ２１は、ステップＳ１０９に示した、５５０Ｖ（上限所定電圧Ｖhigh）となるように出力する一定電圧制御のルートである。ただし、直線Ｌ２１は、キャパシタ電圧Ｖcapがディレーティング動作閾値Ｖth4（１８０Ｖ）未満の場合、ディレーティング動作閾値Ｖth4のときに直流電圧５５０Ｖとなる点Ｐ４から、キャパシタ電圧Ｖcapが可変制御第２下限閾値Ｖth3のときに直流電圧が５００Ｖとなる点Ｐ３まで、直線で直流電圧を降下させるディレーティング動作を行うルートである。このディレーティング動作によって、トランス結合型昇圧器８１を保護している。

なお、キャパシタ電圧Ｖcapが可変制御上限閾値Ｖth1以上の場合は、直線Ｌ３０で示すように、直流電圧を５５０Ｖ一定とする制御を行う。また、キャパシタ電圧Ｖcapが可変制御第２下限閾値Ｖth3以下の場合は、ディレーティング動作を行う。

すなわち、上述した直線Ｌ１０，Ｌ１１は、トランス結合型昇圧器８１の効率を良くする可変電圧制御のルートである。したがって、この可変電圧制御のルート上で制御することが好ましい。

しかし、ＰＭ回転数Ｓｐが６０００ｒｐｍ以上の場合、ＰＭモータ４は永久磁石モータであるので、回転子の回転によって逆起電力（誘起電圧）が発生する。ＰＭモータ４が６０００ｒｐｍ以上の高回転になると、誘起電圧も大きくなるので、直流電圧が誘起電圧未満となるとＰＭモータ４に電流を流しこめなくなり、ＰＭモータ４を駆動できなくなる。したがって、ＰＭ回転数Ｓｐが６０００ｒｐｍ以上の高回転時には、この誘起電圧に打ち勝つ直流電圧を得るために、直線Ｌ２０で示した、５５０Ｖ（上限所定電圧Ｖhigh）となるように出力する一定電圧制御を行って、安定駆動を行うことが好ましい。このため、ステップＳ１０２では、ＰＭ回転数Ｓｐが６０００ｒｐｍ未満か否かを判断している。なお、大きな逆起電力を弱めるための弱め界磁制御を行うと、このための別電力が必要となり、モータ効率が悪くなるので好ましくない。

一方、ＰＭ回転数Ｓｐが６０００ｒｐｍ未満の場合には、逆起電力が小さいため、この逆起電力に対する対策が不要であり、可変電圧制御を行ってもモータ効率が低下することがない。したがって、ＰＭ回転数Ｓｐが６０００ｒｐｍ未満の場合には、上述した可変電圧制御を行うことが好ましい。

さらに、トランス結合型昇圧器８１の出力には、出力限界Ｐmaxが存在する。そして、直流電圧が下がると、出力限界Ｐmaxも下がる。したがって、出力Ｐが大きい状態では、直流電圧を下げない高い直流電圧での一定電圧制御を行うことが好ましい。そして、例えば、直流電圧が５５０Ｖ（上限所定電圧Ｖhigh）未満である可変電圧制御を行っている状態が、トランス結合型昇圧器８１の出力限界Ｐmaxの状態であると、ＰＭモータ４などに負荷変動が生じた場合、直流電圧を、例えば５５０Ｖまで上げて、さらにトランス結合型昇圧器８１の出力Ｐを大きくすることができない。したがって、ステップＳ１０４では、トランス結合型昇圧器８１の出力Ｐが、現在のキャパシタ電圧Ｖcapに対応する出力限界Ｐmaxの５０％未満であるか否かを判断している。

すなわち、可変電圧制御を行う場合、負荷変動が生じても、トランス結合型昇圧器８１の出力Ｐを大きくできる余裕のある状態のときに行うことが好ましい。特に、出力を増大したい場合、直流電圧を大きくするのみで、迅速に出力増大を図ることができる。本実施の形態では、モータの負荷変動が大きいため、トランス結合型昇圧器８１の出力限界Ｐmaxの５０％を、可変電圧制御にするか、一定電圧制御にするかの閾値としている。したがって、負荷変動が小さい場合には、閾値を大きくしてもよい。例えば、トランス結合型昇圧器８１の出力限界Ｐmaxの７０％を閾値としてもよい。

なお、可変電圧制御を行う場合における上述したステップＳ１０２，Ｓ１０４の制限は、ＰＭモータ４を用いることによるものであり、ＳＲモータ２に対する制限はない。すなわち、直流電圧（系統電圧）は、ＳＲモータ２及びＰＭモータ４に共通であるため、ＳＲモータ２は、ＰＭモータ４に対する制限下で動作する。

（チャタリング防止）
ところで、ステップＳ１０２では、所定回転数（６０００ｒｐｍ）という１つの閾値で判断を行っている。この場合、ＰＭ回転数Ｓｐが所定回転数近傍を上下すると、可変電圧制御状態（ステップＳ１０６，Ｓ１０８）への移行と、一定電圧制御状態（ステップＳ１０９）への移行とが頻繁に行われ、不安定な制御状態となる。そこで、本実施の形態では、図８に示すように、第１の閾値である所定回転数（６０００ｒｐｍ）と、所定回転数以下の第２の閾値（５８００ｒｐｍ）とを設け、状態移行にヒステリシス特性を持たせるようにしている。

同様に、ステップＳ１０４では、所定出力（Ｐmax×５０％）という１つの閾値で判断を行っている。この場合、出力Ｐが所定出力（Ｐmax×５０％）近傍を上下すると、可変電圧制御状態（ステップＳ１０６，Ｓ１０８）への移行と、一定電圧制御状態（ステップＳ１０９）への移行とが頻繁に行われ、不安定な制御状態となる。そこで、本実施の形態では、図９に示すように、第１の閾値である所定出力（Ｐmax×５０％）と、所定出力以下の第２の閾値（Ｐmax×３０％）とを設け、状態移行にヒステリシス特性を持たせるようにしている。

（電圧変換器制御部による可変電圧制御の具体例）
図１０は、トランス結合型昇圧器８１の出力Ｐ、キャパシタ電圧Ｖcap、直流電圧、ＰＭ回転数Ｓｐ、トランス結合型昇圧器８１の損失の時間変化の一例を示すタイミングチャートである。なお、図１０（ｂ）には、比較のため、常に直流電圧を５５０Ｖ一定とする従来の固定制御時における直流電圧の時間変化を含めて示している。また、図１０（ｄ）には、比較のため、常に直流電圧を５５０Ｖ一定とする従来の固定制御時におけるトランス結合型昇圧器の損失の時間変化を含めて示している。

図１０（ａ）の特性Ｌ５１は、トランス結合型昇圧器８１の出力Ｐの変化を示している。また、特性Ｌ５２，Ｌ５５は、それぞれ力行時及び回生時の所定出力（Ｐmax×５０％）の時間変化を示している。また、特性Ｌ５３，Ｌ５４は、それぞれ力行時及び回生時のヒステリシス制御を行うための所定出力未満の閾値（Ｐmax×３０％）の時間変化を示している。

図１０（ｂ）の特性Ｌ６１は、本実施の形態によるトランス結合型昇圧器８１の直流電圧の時間変化を示している。また、特性Ｌ１６１は、従来の固定制御時における直流電圧の時間変化を示している。また、特性Ｌ６２は、キャパシタ電圧Ｖcapの時間変化を示している。

図１０（ｃ）の特性Ｌ７１は、ＰＭ回転数Ｓｐの時間変化を示している。また、図１０（ｄ）の特性Ｌ８１は、本実施の形態によるトランス結合型昇圧器８１の損失の時間変化を示している。また、特性Ｌ１８１は、従来の固定制御時におけるトランス結合型昇圧器８１の損失の時間変化を示している。

図１０において、時点ｔ１から時点ｔ２までの間は、ＰＭ回転数Ｓｐが所定回転数（６０００ｒｐｍ）未満であり、トランス結合型昇圧器８１の出力Ｐも所定出力（Ｐmax×５０％）未満であり、さらにキャパシタ電圧Ｖcapが２５０Ｖ（Ｖth2）から２７５Ｖ（Ｖth1）の間の値であるため、倍電圧による可変電圧制御（特性Ｌ６１参照）が行われる。この結果、図１０（ｄ）の特性Ｌ８１は、従来の特性Ｌ１８１に比してトランス結合型昇圧器８１の損失が低減されている。

時点ｔ２から時点ｔ３までの間は、ＰＭ回転数Ｓｐが所定回転数（６０００ｒｐｍ）未満であり、トランス結合型昇圧器８１の出力Ｐも所定出力（Ｐmax×５０％）未満であり、可変電圧制御が行われるが、キャパシタ電圧Ｖcapが２５０Ｖ（Ｖth2）以下となるため、直流電圧を５００Ｖとする可変電圧制御（特性Ｌ６１参照）が行われる。この場合も、図１０（ｄ）の特性Ｌ８１は、従来の特性Ｌ１８１に比してトランス結合型昇圧器８１の損失が低減されている。

時点ｔ３から時点ｔ４までの間は、時点ｔ３で出力Ｐが回生時の所定出力（Ｐmax×５０％）以上となるため、直流電圧を５５０Ｖとする一定電圧制御が行われる。なお、ヒステリシス処理を行うため、出力Ｐが回生時の所定出力未満の閾値（Ｐmax×３０％）以下となる時点ｔ４まで一定電圧制御が行われる。この場合における図１０（ｄ）の特性Ｌ８１は、従来の特性Ｌ１８１と同じ損失となる。

時点ｔ５から時点ｔ６までの間は、ＰＭ回転数Ｓｐが所定回転数（６０００ｒｐｍ）未満であり、トランス結合型昇圧器８１の出力Ｐも所定出力（Ｐmax×５０％）未満であり、可変電圧制御が行われる。その後、時点ｔ６から時点ｔ７までの間は、ヒステリシス処理によって、トランス結合型昇圧器８１の出力Ｐが所定出力（Ｐmax×５０％）以上と判断されるため、一定電圧制御が行われる。そして、時点ｔ７以降は、ヒステリシス処理によって、トランス結合型昇圧器８１の出力Ｐが所定出力（Ｐmax×５０％）未満と判断されるため、再び可変電圧制御が開始される。この結果、時点ｔ５，ｔ６間、及び時点ｔ７以降における図１０（ｄ）の特性Ｌ８１は、従来の特性Ｌ１８１に比してトランス結合型昇圧器８１の損失が低減されている。

本実施の形態では、ＰＭ回転数Ｓｐが所定回転数未満、かつ、トランス結合型昇圧器８１の出力Ｐが所定出力未満とする所定条件下で、トランス結合型昇圧器８１が低損失となる可変電圧制御を行い、所定条件を満足しない場合、直流電圧を高い５５０Ｖ一定として高出力が可能な一定電圧制御を行うようにしている。この結果、トランス結合型昇圧器８１は、ＰＭモータ４の負荷変動に対応した出力を得ることができ、かつ、トランス結合型昇圧器８１の効率を上げることができる。

１ 電圧制御装置
２ ＳＲモータ
３ エンジン
４ ＰＭモータ
５ キャパシタ
６ ＳＲドライバ
７ ＳＲコンデンサ
８ 電圧変換器
９ コンタクタ
１０ 励磁電源
１１ ダイオード
１２ リレー
１３ ＰＭインバータ
１４ ＰＭコンデンサ
１５，１６ 電流センサ
１７，１８，１９，８９，９０ 電圧計
２０ 絶縁センサ
２１ コントローラ
２２ 車体制御部
２３ ＳＲモータ制御部
２４ ＰＭモータ制御部
２５ 電圧変換器制御部
２６ コンタクタ制御部
８１ トランス結合型昇圧器
８２ 下側インバータ
８３ 上側インバータ
８４ トランス
８４ａ，８４ｂ コイル
８５，８６ コンデンサ
１００ 油圧ショベル
１０１ａ 自走部
１０１ｂ 旋回部
２２１ パワーマネジメント部
２２２ 旋回操作部
８２１ａ，８２１ｂ，８２１ｃ，８２１ｄ，８３１ａ，８３１ｂ，８３１ｃ，８３１ｄ ＩＧＢＴ
８２２ａ，８２２ｂ，８２２ｃ，８２２ｄ，８３２ａ，８３２ｂ，８３２ｃ，８３２ｄ ダイオード
Ｌ１，Ｌ１´，Ｌ２，Ｌ２´，Ｌ５０，Ｌ５０´ 特性曲線
Ｌ１０，Ｌ１１，Ｌ２０，Ｌ２１，Ｌ３０ 直線
Ｌｖ 操作レバー
Ｐ 出力
Ｐ１〜Ｐ４ 点
Ｐmax 出力限界
Ｓｐ ＰＭ回転数
ｔ１〜ｔ７ 時点
Ｖcap キャパシタ電圧
Ｖdc 直流電圧指令
Ｖhigh 上限所定電圧
Ｖlow 下限所定電圧
Ｖth1 可変制御上限閾値
Ｖth2 可変制御下限閾値
Ｖth3 可変制御第２下限閾値
Ｖth4 ディレーティング動作閾値
ΔＶ１，ΔＶ２ 範囲

Claims (11)

1. 回転電機に電力を供給するキャパシタと、
   前記回転電機に接続されたインバータと、
   直流端子が加極性に直列接続される二つの電圧形インバータおよび前記二つの電圧形インバータの交流端子を結合し、所定の漏れインダクタンスを有するトランスを含み、前記二つの電圧形インバータの一方が前記キャパシタに並列接続され、前記キャパシタのキャパシタ電圧を昇圧した直流電圧を前記インバータへ出力するトランス結合型昇圧器と、
   少なくとも動作指令を出力し前記回転電機が駆動状態とした場合に、前記トランス結合型昇圧器の出力が前記トランス結合型昇圧器の出力限界未満の値である所定出力未満である場合、前記直流電圧の上限所定電圧未満、かつ、下限所定電圧以上の範囲内で、所定範囲内の前記キャパシタ電圧に応じた可変の前記直流電圧の指令値を生成して出力する制御部と、
   を備えたことを特徴とする電圧制御装置。
2. 前記制御部は、さらに前記回転電機の回転数が所定回転数未満であると判断した場合、前記直流電圧の上限所定電圧と下限所定電圧との範囲内で、所定範囲内の前記キャパシタ電圧に応じた可変の前記直流電圧の指令値を生成して出力することを特徴とする請求項１に記載の電圧制御装置。
3. 前記キャパシタ電圧の所定範囲は、前記キャパシタ電圧に対する前記直流電圧の昇圧比が前記トランス結合型昇圧器の効率が高い最適昇圧比となる前記上限所定電圧に対するキャパシタ電圧の値である可変制御上限閾値未満の範囲であり、
   前記制御部は、前記キャパシタ電圧の所定範囲内において、前記可変制御上限閾値から前記キャパシタ電圧の下降に伴って前記最適昇圧比となる前記直流電圧の指令値を生成し、前記最適昇圧比における前記直流電圧が下限所定電圧となるときの前記キャパシタ電圧の値である可変制御下限閾値以下の前記キャパシタ電圧である場合、前記下限所定電圧を前記直流電圧の指令値として生成することを特徴とする請求項１または２に記載の電圧制御装置。
4. 前記制御部は、前記トランス結合型昇圧器の出力が出力限界未満の値である所定出力未満であるか否かの判断の際、前記所定出力以下の範囲で前記所定出力にヒステリシス特性をもたせることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の電圧制御装置。
5. 前記制御部は、前記回転電機の回転数が所定回転数未満であるか否かの判断の際、前記所定回転数以下の範囲で前記所定回転数にヒステリシス特性をもたせることを特徴とする請求項２に記載の電圧制御装置。
6. 前記制御部は、前記回転電機が駆動状態で、前記トランス結合型昇圧器の出力が出力限界未満の値である所定出力未満でない場合、かつ、前記キャパシタ電圧がディレーティング動作閾値以上の場合、前記上限所定電圧を前記直流電圧の指令値として生成することを特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに記載の電圧制御装置。
7. 前記制御部は、前記回転電機が駆動状態で、前記トランス結合型昇圧器の出力が出力限界未満の値である所定出力未満でない場合、または、前記回転電機の回転数が所定回転数未満でない場合であって、かつ、前記キャパシタ電圧がディレーティング動作閾値以上の場合、前記上限所定電圧を前記直流電圧の指令値を生成して出力することを特徴とする請求項２〜６のいずれか一つに記載の電圧制御装置。
8. 前記回転電機は、永久磁石モータであることを特徴とする請求項１〜７のいずれか一つに記載の電圧制御装置。
9. 回転電機に電力を供給するキャパシタと、前記回転電機に接続されたインバータと、直流端子が加極性に直列接続される二つの電圧形インバータおよび前記二つの電圧形インバータの交流端子を結合し、所定の漏れインダクタンスを有するトランスを含み、前記二つの電圧形インバータの一方が前記キャパシタに並列接続され、前記キャパシタのキャパシタ電圧を昇圧した直流電圧を前記インバータへ出力するトランス結合型昇圧器と、を備えたシステムの電圧制御方法であって、
   少なくとも動作指令を出力し前記回転電機が駆動状態とした場合に、前記トランス結合型昇圧器の出力が前記トランス結合型昇圧器の出力限界未満の値である所定出力未満である場合、前記直流電圧の上限所定電圧未満、かつ、下限所定電圧以上の範囲内で、所定範囲内の前記キャパシタ電圧に応じて可変の前記直流電圧の指令値として生成して出力することを特徴とする電圧制御方法。
10. さらに前記回転電機の回転数が所定回転数未満の場合に、前記直流電圧の上限所定電圧と下限所定電圧との範囲内で、所定範囲内の前記キャパシタ電圧に応じて可変の前記直流電圧の指令値を生成して出力することを特徴とする請求項９に記載の電圧制御方法。
11. 前記キャパシタ電圧の所定範囲は、前記キャパシタ電圧に対する前記直流電圧の昇圧比が前記トランス結合型昇圧器の効率が高い最適昇圧比となる前記上限所定電圧に対するキャパシタ電圧の値である可変制御上限閾値未満の範囲であり、
    前記制御部は、前記キャパシタ電圧の所定範囲内において、前記可変制御上限閾値から前記キャパシタ電圧の下降に伴って前記最適昇圧比となる前記直流電圧の指令値を生成し、前記最適昇圧比における前記直流電圧が下限所定電圧となるときの前記キャパシタ電圧の値である可変制御下限閾値以下の前記キャパシタ電圧である場合、前記下限所定電圧を前記直流電圧の指令値として生成することを特徴とする請求項９または１０に記載の電圧制御方法。

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