JP5972458B2 - 早期電源異常検出回路 - Google Patents

Description

本発明は、電子及び電気デバイスへ電力を供給する交流（ＡＣ；Alternating Current）電圧源によって給電される電源内の電力擾乱検出回路に係る。

パーソナルビデオレコーダ、セットトップボックス、パーソナルコンピュータ、等は、通常、プログラム及びシステム情報を記憶するために様々なメモリデバイスを用いる。メモリデバイスは、ハードディスクドライブ、レコーダブルディスク、半導体メモリデバイス及び同様のものを含む。セットトップボックスは、例えば、データのセーブがもはや実行不可能である低レベルまで供給電圧が落ち込む前に、フラッシュメモリデバイスのような不揮発性メモリにデータがセーブされ得るように、所定のシャットダウンを提供するのに十分な時間を必要とする。

そのようなデバイスに給電するＡＣ電源は、様々な長期の過渡的な擾乱又は電源異常状態に見舞われることがある。ここで使用される語「電力擾乱（power disturbance）」又は「電源異常状態（power fail condition）」は、ＡＣ入力供給電圧の振幅が、値の正常範囲内にあるために求められるよりも小さい状態や、装置の所定のシャットダウンを実行することを余儀なくなさせ得る状態を指す。

所定のシャットダウンのための必要な時間を保証するために、ＡＣメイン供給電圧を示す電圧がモニタリングされる。早期電源異常（ＥＰＦ；Early Power Fail）閾電圧は、ＡＣメイン供給電圧の振幅が、例えば、セットトップボックスにおいて直流（ＤＣ）電源を動作させるのに必要とされる最小値よりも高くなるように、選択される。セットトップボックスのＤＣ電源は、所定のシャットダウンを実行するための十分な時間を可能にするよう、ＥＰＦ閾電圧が検出された後に十分に長くアクティブのままである必要がある。

また、ＡＣ電圧が正常許容範囲内にあるにはあまりにも小さすぎるが、セットトップボックスが無停電正常動作のために実際に必要とするよりも大きい節電状態の間に無停電動作を可能にすることが望ましい。

先行技術の配置では、閾検出器は、ＡＣメイン供給電圧が、ＡＣメイン供給電圧の所与の周期の部分の間、閾振幅を超えていることを示す出力信号を供給する。この状況は、平静なＡＣメイン供給電圧であると見なされる。反対に、検出器の出力信号は、ＡＣメイン供給電圧が周期全体を通じていずれの時点でも閾振幅を超えない場合に、ＡＣメイン供給電圧における擾乱又は電源異常を示す。

通常、電解コンデンサは、ＥＰＦ閾値が検出される時点と、所定のシャットダウンが完了される時点との間の使用のために、十分な量の蓄積電荷を保持するよう使用される。許容範囲、負荷による閾値の変動、等のような条件のために、さもなければ必要であるよりも、ＥＰＦ閾値は高く設定される必要があり、あるいは、より大きい値の電解コンデンサが選択される必要がある。これは、所定のシャットダウンが全てのそのような条件の下で保証され得るように、行われる必要がある。

先行技術の配置では、ＡＣメイン供給電圧の所与の周期の部分の間に閾振幅を超えるであろうＡＣメイン供給電圧の値の範囲が存在する。ＡＣメイン供給電圧の実際の振幅は測定されないので、閾振幅は、最悪の場合の条件を満足するように設定される必要がある。結果として、閾振幅は、ＡＣメイン供給電圧の実際の値が測定されて知られる場合よりも不都合なほどに高い値に設定される必要がある。これは、ＡＣメイン供給電圧の振幅が、ＡＣメイン供給電圧の実際の振幅が測定されて知られる場合よりも不都合なほどに高い場合に、シャットダウンルーチンの起動を必要とする。

本発明の態様を具現するＥＰＦ検出回路は、ＡＣメイン供給電圧の周波数に対してフィルタリングされていない整流された周期波形を閾検出器へ適用する。先行技術と対照的に、ＡＣメイン供給電圧の振幅（例えば、ＲＭＳ又はピーク）が許容可能な振幅にある場合及び擾乱が起こる場合の両方で、本発明の検出器は、各周期の間、増大する波形が第１の方向において閾振幅をまたぐ時点と、低減する波形が逆方向において閾レベルをまたぐ時点とを検出する。時間測定デバイス、例えば、マイクロプロセッサは、閾値を交差する時点の間のインターバルの長さを測定する。代替的に、それは、閾検出器の出力信号のデューティサイクルを計算する。それらの結果の夫々は、メイン供給電圧の振幅（例えば、ＲＭＳ又はピーク）を間接的に示す。より長いデューティサイクル又はより長い長さは、より高い振幅を示し、逆もまた同様である。間接的に測定された振幅の結果に基づき、マイクロプロセッサは、例えば、プログラム割り込みルーチンによって、装置の所定の制御された電力シャットダウンを開始し実行することができる。ＡＣメイン供給電圧の実際の振幅（例えば、ＲＭＳ又はピーク）の間接的な測定により、シャットダウンのための閾振幅は、先行技術で必要とされるよりも有利に低い振幅のＡＣメイン供給電圧で確立され得る。ＡＣメイン供給電圧の振幅を正確に間接的に測定することによって、セットトップボックスは、シャットダウンを開始する前に先行技術の電源で必要とされるよりも有利に低い振幅のＡＣメインにより無停電動作を続けることができる。また、それは、例えば、セットトップボックスを、ＡＣメイン供給電圧の有限な数の周期においてしか擾乱が起こらないＡＣドロップアウトの有利により長いインターバルの間動作させる柔軟性を提供する。

本発明の特徴を具現する装置は、交流（ＡＣ）入力メイン電圧によって給電される電子デバイスのための早期電源異常（ＥＰＦ）インジケーションを提供する装置であって、閾検出器を含む。該閾検出器は、前記ＡＣ入力メイン電圧に応答して、前記ＡＣ入力メイン電圧の周期の部分の間に前記ＡＣ入力メイン電圧の瞬時振幅が当該閾検出器の閾振幅を超える場合に、出力信号を生成する。前記周期の対応する部分は、前記ＡＣ入力メイン電圧が正常動作範囲内にある場合及び電源異常状態が前記ＡＣ入力メイン電圧において起こる場合の両方で現れる。プロセッサは、前記閾検出器の出力信号の前記周期の部分の長さを示す値を測定し、該長さを示す値に従って前記早期電源異常インジケーションを提供する。

電気デバイスに給電する電源と、本発明の実施形態に従う電力擾乱検出回路とを、部分的にブロック図形式において及び部分的に詳細な回路図において表す。 図１の電力擾乱検出回路の動作を説明する波形を表す。

図１は、電気デバイスに給電する電源１００を部分的にブロック図形式において及び部分的に詳細な回路図において表す。それはまた、本発明の実施形態に従う電力擾乱又は早期電源異常（ＥＰＦ）検出回路２００を表す。ＥＰＦ検出回路２００は、入力供給電圧Ｖａｃを電源１００へ供給する交流（ＡＣ）メイン供給電圧源１０５における電力擾乱を検出する。

図２Ａ、２Ｂ及び２Ｃは、ＥＰＦ検出回路２００の動作を説明するための波形を表す。図１及び図２Ａ乃至２Ｃにおける同じ符号及び数字は、同じ項目又は機能を示す。

図１の電源１００は、図２Ａの電圧Ｖａｃの正の部分Ｖａｃ１を整流するために、電圧源１０５の端子１０５ａへ結合されるアノードを備えた整流器Ｄ１０１によって形成される従来の全波ブリッジ整流器を含む。図１の電圧源１０５の端子１０５ｂは、図２Ａの電圧Ｖａｃの負の部分Ｖａｃ２を整流するために、ダイオードＤ１０１のカソードへ結合されるカソードを備えた整流器Ｄ１０２のアノードへ結合される。図１の整流器Ｄ１０１及びＤ１０２のカソードどうしの間の接合端子は、詳細には図示されない、スイッチモード電源のような従来の電源コンバータ５００へ結合される。電源コンバータ５００は、例えば、セットトップボックス（図示せず。）に給電するための供給電圧（それらの一部は図示せず。）を生成する。電源コンバータ５００のコモン又は接地端子３００は、端子１０５ｂへ結合されるカソードを備えたブリッジ整流器の整流器Ｄ１０４のアノードへ結合される。接地端子３００は、端子１０５ａへ結合されるカソードを備えたブリッジ整流器の整流器Ｄ１０３のアノードへ結合される。

図１のＥＰＦ検出回路２００において、源１０５の端子１０５ａは、図２Ａの電圧Ｖａｃの正の部分Ｖａｃ１を整流するために、端子１１０ａへ結合されるカソードを備えた整流器Ｄ４０６のアノードへ結合される。電圧源１０５の図１の端子１０５ｂは、図２Ａの電圧Ｖａｃの負の部分Ｖａｃ２を整流するために、ダイオードＤ４０６及びＤ４０５のカソードの接合部にある接合端子１１０ａへ結合されるカソードを備えたダイオードＤ４０５のアノードへ結合される。結果として、図１の全波整流された周期波形１１０ｂは、ＡＣメイン供給電圧Ｖａｃの６０Ｈｚ周波数に対してフィルタリングされていない電圧Ｖａｃの２倍の周波数６０×２＝１２０Ｈｚで現れる。周期波形１１０ｂは、波形１１０ｂの分圧された部分である周期波形１１０ｄを抵抗Ｒ４０１及びＲ４０２の接合端子１０１ｃで生成するよう、抵抗Ｒ４０２と直列に結合された抵抗Ｒ４０１によって形成される分圧器を介して結合される。

抵抗Ｒ４０２と並列に結合される図１のキャパシタＣ４０１は、周期波形１１０ｄの周波数１２０Ｈｚがよりずっと低いために周期波形１１０ｄに作用しない高周波フィルタリングを提供する。抵抗Ｒ４０２と並列に結合されるツェナーダイオードＤ４０１は、２．５Ｖの閾レベルを有するシャントレギュレータ集積回路ＴＬ４３１によってこの場合に形成されるコンパレータ４００の入力端子１０１ｃで過電圧保護を提供する。コンパレータ４００の出力端子１１０ｅは、光カプラ１１２のダイオードＤ２０１のカソードへ結合される。ダイオードＤ２０１と直列に結合される抵抗Ｒ２０３は、ダイオードＤ２０１が順方向バイアスをかけられる場合にダイオードＤ２０１に電流を流すために、ダイオードＤ２０１のアノードへ供給電圧＋ＶＤＤ＿ＩＣ（この例では、１２Ｖ）を印加する。電圧＋ＶＤＤ＿ＩＣは、電源５００によって生成され、あらゆる都合のよい電圧であることができる。

図２Ｂは、異なる振幅での波形１１０ｄの２つの例、すなわち、波形１１０ｄ１及び１１０ｄ２を表し、波形１１０ｄ１は波形１１０ｄ２よりも大きい。図１の抵抗Ｒ４０１及びＲ４０２の値の間の比は、図２Ａの電圧Ｖａｃが１２０Ｖの正常な振幅にある場合に、０Ｖと波形１１０ｄ１のピーク電圧との間の中ほどにある図２Ｂの波形１１０ｄ１の瞬時電圧が、図１のコンパレータ４００の閾レベルである２．５Ｖにあるように、選択される。

図２Ｂの所与の周期Ｔの時間ｔ１で、波形１１０ｄ１は、図１のコンパレータ４００の２．５Ｖ閾を超え、従って、一方向において２．５Ｖ閾をまたぐ。このため、コンパレータ４００の出力端子１１０ｅは、ダイオードＤ２０１をオンし、電圧Ｖｆｗの波形の図２Ｃの時間ｔ１で立ち上がり６００を有してダイオードＤ２０１で順電圧Ｖｆｗを生成するよう、電流経路を形成する。結果として、光カプラ１１２の図１のトランジスタＱ３０１はオンされる。トランジスタＱ３０１のコレクタ端子でのコレクタ電圧は、略０Ｖへの移行を有する。他方で、図２Ａ乃至２Ｃの周期Ｔの時間ｔ２で、波形１１０ｄ１は、もはや図１のコンパレータ４００の２．５Ｖ閾を超えず、従って、逆方向において２．５Ｖ閾をまたぐ。このため、コンパレータ４００の出力端子１１０ｅは、もはや電流経路を形成せず、ダイオードＤ２０１をオフし、ダイオードＤ２０１の両端に０Ｖで順電圧Ｖｆｗを生成する。このように、電圧Ｖｆｗは、図２Ｃの時間ｔ２で立ち下がり７００を有する。結果として、光カプラ１１２の図１のトランジスタＱ３０１はオフされる。トランジスタＱ３０１のコレクタ端子でのコレクタ電圧は、プルアップ抵抗Ｒ３０１の動作によって、略３．３Ｖへの移行を有する。このように、ダイオードＤ２０１は、インターバルｔ１−ｔ２の間、導通する。３．３Ｖ供給電圧は標準的であるが、システムロジック及びマイクロプロセッサ３００と互換性がある他の電圧であることができる。

図２Ｂの波形１１０ｄ１の代わりに、より低い振幅又は大きさでの波形１１０ｄ２が適用される場合に、図1のダイオードＤ２０１は、インターバルｔ１−ｔ２よりも短いインターバルｔ１’−ｔ２’の間、導通する。同様に、図２Ｃの電圧Ｖｆｗのいわゆるデューティサイクルは、より低い振幅での波形１１０ｄ２が適用される場合に、より小さい。図１のトランジスタＱ３０１のコレクタ端子での電圧は、マイクロプロセッサ３００の入力へ印加され、マイクロプロセッサ３００は、従来通りに、例えば、クロックサイクルをカウントすることによって（図示せず。）、例えば、図２Ｃの電圧Ｖｆｗのデューティサイクル又は、代替的に、図２Ｂのインターバルｔ１−ｔ２若しくはｔ１’−ｔ２’の長さを測定する。図２Ｂのインターバルｔ１’−ｔ２’の長さが、例えば、短すぎる場合に、マイクロプロセッサ３００は、電源異常状態が図１のＡＣ入力メイン電圧Ｖａｃで起こると決定する。

例えば、図２Ｂのインターバルｔ１−ｔ２の長さを測定するために、図１のマイクロプロセッサ３００は、図２Ｃの立ち上がり６００が起こる時間ｔ１から、立ち下がり７００が起こる時間ｔ２までの、例えば、実時間クロック（図示せず。）のパルスをカウントする。代替的に、図１のマイクロプロセッサ３００は、独立したクロックパルスカウンタ（図示せず。）として動作する入出力（Ｉ／Ｏ）デバイス（図示せず。）を含むことができる。この場合に、図１のマイクロプロセッサ３００は、図２Ｃの立ち上がり６００が起こる場合に、かかるカウンタに含まれるカウント数を記録又は初期化し、次いで、立ち下がり７００が起こる場合に、かかるカウンタに含まれるカウント数を記録する。カウント数の差がインターバルｔ１−ｔ２の長さに対応する。図１のマイクロプロセッサ３００は、先に得られたインターバルｔ１−ｔ２の長さを、６０Ｈｚの周波数を有する図１の電圧Ｖａｃについて略８．３３ミリ秒である２分の１周期の長さで割ることで、図２Ｃの電圧Ｖｆｗのデューティサイクルを計算することができる。

図１のメイン供給電圧Ｖａｃの振幅（例えば、ＲＭＳ又はピーク）は、例えば、図２Ｂのインターバルｔ１−ｔ２の夫々の測定された長さ又は計算されたデューティサイクルについて電圧Ｖａｃの対応する振幅を含むルックアップテーブル（図示せず。）を用いて、マイクロプロセッサ３００によって求められ得る。このルックアップテーブルは、図１のマイクロプロセッサ３００において図１の電圧Ｖａｃの既知の値を適用し且つ図２Ｂのインターバルｔ１−ｔ２の対応する長さを測定することによって、取得され得る。代替的に、このルックアップテーブルは、図１のマイクロプロセッサ３００において電圧Ｖａｃの既知の値を適用し且つ図２Ｃの電圧Ｖｆｗの対応する計算されたデューティサイクルを記録することによって、取得され得る。

このように、それらの測定結果の夫々は、図１のメイン供給電圧Ｖａｃの振幅（例えば、ＲＭＳ又はピーク）を間接的に示す。図２Ｂの所与の周期Ｔにおける電圧Ｖａｃの間接的に測定された振幅に基づき、そして、場合により、図２Ｂの複数の周期Ｔの夫々の間の測定を解析することに基づき、図１のマイクロプロセッサ３００は、例えば、プログラム割り込みルーチンによって、例えば、セットトップボックス（図示せず。）の所定の電力シャットダウンを開始し実行するように、ＥＰＦインジケーションを提供することができる。メイン供給電圧Ｖａｃの実際の振幅（例えば、ＲＭＳ又はピーク）を間接的に測定することによって、制御されたシャットダウンが、先行技術において必要とされるよりも有利に低い振幅の図１のＡＣメイン供給電圧Ｖａｃで、開始され得る。このように、有利に、例えば、セットトップボックスを動作させる過程において起こり得る中断は少なくなる。ＡＣメイン供給電圧Ｖａｃの振幅を正確にモニタリングすることによって、ＡＣ電圧が正常許容誤差又は範囲内にあるにはあまりにも小さすぎるが、電源５００によって給電されるセットトップボックスが無停電正常動作のために実際に必要とするよりも大きい節電状態の間に無停電動作を可能にすることが可能である。

図１の同じ電源１００は、１１０Ｖ、６０Ｈｚのメイン供給電圧Ｖａｃ及び２３０Ｖ、５０Ｈｚのメイン供給電圧Ｖａｃの夫々により動作するよう適合してよい。上述されたように、マイクロプロセッサ３００は、供給電圧Ｖａｃが６０Ｈｚ又は５０Ｈｚのいずれであるかを決定するよう、図２Ｂの長さ周期Ｔを測定することができる。これは、有利に、別個のルックアップテーブルが、いつシャットダウンルーチンを開始すべきかの決定を更に最適化するよう、６０Ｈｚでの電圧Ｖａｃ及び５０Ｈｚでの電圧Ｖａｃの夫々のために同じシステムで使用されることを可能にする。例えば、供給電圧Ｖａｃが５０Ｈｚである場合に、周期Ｔは、供給電圧Ｖａｃが６０Ｈｚである場合よりも長くなり得る。図１の電源１００の出力供給電圧が過度に低下しないことを保証するために、擾乱の間、マイクロプロセッサ３００は、供給電圧Ｖａｃが６０Ｈｚである場合よりも高い電圧Ｖａｃでシャットダウンルーチンを開始してよい。

工場での試験中に適用される特定のＡＣ電圧Ｖａｃによれば、図２Ｂのインターバルｔ１−ｔ２の長さ又はデューティサイクルは、電圧検出器閾値の正確さを更に高めるように、整流器ダイオード等における順方向降下を計算に入れるよう予め設定され得る。アライメント値は、フラッシュ又はＥＥＰＲＯＭ不揮発性メモリ（図示せず。）に記憶されてよい。ソフトウェアアルゴリズムは、必要とされるシャットダウン時間を保証するよう、最低限必要とされる閾電圧を設定するために使用される。

Claims (12)

1. ＡＣ入力メイン電圧によって給電される電子デバイスのための早期電源異常インジケーションを提供する方法であって、
   前記ＡＣ入力メイン電圧を閾検出器へ適用するステップと、
   前記ＡＣ入力メイン電圧の瞬時振幅が前記閾検出器に関連する閾振幅を超える場合に現れる周期部分である前記ＡＣ入力メイン電圧の周期の対応する部分の長さを、前記閾検出器の出力に従って測定して、該測定された長さを含むカウントを生成するステップと、
   前記カウントが値域外にあることに応答して前記早期電源異常インジケーションを提供するステップと
   を有する方法。
2. 前記測定するステップは、前記ＡＣ入力メイン電圧の振幅が一方向において前記閾検出器の閾レベルをまたぐ時点と、前記ＡＣ入力メイン電圧の振幅が逆方向において前記閾レベルをまたぐ時点との間に起こるクロックサイクルをカウントすることによって、実行される、
   請求項１に記載の方法。
3. 前記ＡＣ入力メイン電圧の周波数に対してフィルタリングされていない全波整流電圧を生成するために前記ＡＣ入力メイン電圧を整流するステップを更に有し、
   前記整流電圧は、前記閾検出器の入力へ適用される、
   請求項１に記載の方法。
4. 前記長さを示すカウントは、前記閾検出器の出力によって生成される信号のデューティサイクルを測定することによって取得される、
   請求項１に記載の方法。
5. 前記早期電源異常インジケーションが提供される場合に前記電子デバイスのプロセッサにおいてシャットダウンルーチンを起動するステップを更に有する
   請求項１に記載の方法。
6. 前記早期電源異常インジケーションは、前記ＡＣ入力メイン電圧の周期を１よりも多く測定することにおいて測定される長さを示すカウントに基づく、
   請求項１に記載の方法。
7. ＡＣ入力メイン電圧によって給電される電子デバイスのための、早期電源異常を示す信号を提供する装置であって、
   前記ＡＣ入力メイン電圧に応答する閾検出器であり、前記ＡＣ入力メイン電圧の周期の間に、前記ＡＣ入力メイン電圧の瞬時振幅が当該閾検出器に関連する閾振幅を超える場合に現れる前記周期の部分を検出する閾検出器と、
   前記周期の部分の長さを示す値を測定して該長さを示すカウントを生成し、該長さを示すカウントに従って前記早期電源異常を示す信号を生成する信号プロセッサと
   を有する装置。
8. 前記閾検出器は、前記ＡＣ入力メイン電圧の周期波形が当該閾検出器の閾値を一方向においてまたぐ場合と、前記ＡＣ入力メイン電圧の前記周期波形が当該閾検出器の閾値を逆方向においてまたぐ場合とを検出する、
   請求項７に記載の装置。
9. 前記長さを示すカウントは、前記ＡＣ入力メイン電圧の前記周期波形が前記閾検出器の閾値を一方向においてまたぐ時点と、前記ＡＣ入力メイン電圧の前記周期波形が前記閾検出器の閾値を逆方向においてまたぐ時点との間のクロックサイクルをカウントすることによって、測定される、
   請求項８に記載の装置。
10. 前記ＡＣ入力メイン電圧の周波数に対してフィルタリングされていない全波整流電圧を生成するために前記ＡＣ入力メイン電圧を整流する整流器を更に有し、
    前記整流電圧は、前記閾検出器の入力へ適用される、
    請求項７に記載の装置。
11. 前記長さを示すカウントは、前記閾検出器の出力によって生成される信号のデューティサイクルに従って生成される、
    請求項７に記載の装置。
12. 前記早期電源異常を示す信号が生成される場合に、前記信号プロセッサはシャットダウンルーチンを起動する、
    請求項７に記載の装置。

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