JP5962636B2

JP5962636B2 - 電圧検出装置

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Publication number: JP5962636B2
Application number: JP2013247869A
Authority: JP
Inventors: 一隆本多; 牧原　哲哉; 哲哉牧原; 昇吾彦坂
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2013-11-29
Filing date: 2013-11-29
Publication date: 2016-08-03
Anticipated expiration: 2033-11-29
Also published as: CN104678162A; JP2015105869A; US20150153422A1; US9678166B2

Description

本発明は、組電池を構成する電池セルの両端電圧を個別に検出する電圧検出装置に関する。

バイブリッド車や電気自動車、ノートＰＣ等の機器には、複数の二次電池（電池セル）を直列に接続して構成される組電池が搭載されている。このような組電池では、各電池セルの容量計算や保護管理のため、各電池セルの電圧を個別に検出する必要がある。

これを実現する装置として、例えば、Ａ／Ｄ変換器と、電池セルのいずれか一つを選択し、その選択した電池セルの両端電圧を、Ａ／Ｄ変換器の入力電圧範囲内の値にシフトさせるレベルシフト回路とで構成されたものが知られている（例えば特許文献１参照）。

特開２００８−１４５１８０号公報

ところで、レベルシフト回路は、演算増幅器およびコンデンサを利用した積分回路を中心に構成されている。一方、Ａ／Ｄ変換器は様々なタイプのものが存在するが、特に、小型化が期待できるものとして、巡回型のＡ／Ｄ変換器がある。この巡回型Ａ／Ｄ変換器は、変換対象の電圧を、ビット数の少ないＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換結果から生成されるアナログ電圧を変換対象電圧から引いて増幅した残余電圧を生成し、その残余電圧をＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換する手順を繰り返し実行する。その、残余電圧を生成する回路は演算増幅器およびコンデンサを利用した積分回路を中心に構成されている。

このように、どちらの回路にも回路面積が大きく消費電力も大きい演算増幅器が含まれているため、装置全体の回路面積および消費電力を増大させてしまうという問題があった。

本発明は、こうした問題に鑑みてなされたものであり、電圧検出装置の回路面積および消費電力を抑制する技術を提供することを目的とする。

本発明の電圧検出装置は、演算増幅器と、第１部分回路と、Ａ／Ｄ変換回路と、第２部分回路と、切替回路と、制御回路と、を備える。
第１部分回路は、組電池を形成する直列接続された複数の電池セルのうちいずれか一つを選択し、選択した電池セルの両端電圧を表す電圧を抽出して保持するレベルシフト回路を、演算増幅器と共に構成する。Ａ／Ｄ変換回路は、入力された変換対象電圧をデジタル値に変換する。第２部分回路は、変換対象電圧とＡ／Ｄ変換回路での変換結果に応じたアナログ電圧との差電圧を増幅した残余電圧を生成し、この残余電圧を変換対象電圧としてＡ／Ｄ変換回路に供給する残余電圧生成回路を、演算増幅器と共に構成する。切替回路は、演算増幅器を、レベルシフト回路あるいは残余電圧生成回路のうちいずれか一方として動作させ、レベルシフト回路として動作させた時に、レベルシフト回路が保持した電圧が変換対象電圧としてＡ／Ｄ変換回路および残余電圧生成回路に供給されるように第１部分回路および第２部分回路の接続状態を切り替える。制御回路は、切替回路の設定と、第１部分回路および第２部分回路の動作とを制御することで、演算器増幅器をレベルシフト回路として動作させるレベルシフトモードで動作させた後、残余電圧生成回路として動作させるＡ／Ｄ変換モードで動作させる。そして、Ａ／Ｄ変換モードでは、レベルシフト回路から供給される変換対象電圧を、Ａ／Ｄ変換回路および残余電圧生成回路を通して巡回させることで巡回型Ａ／Ｄ変換器としての動作を実行する。

このような構成によれば、レベルシフト回路と残余電圧生成回路とが、一つの演算増幅器を共用するため、装置全体の回路面積および消費電力を抑制することができる。
なお、特許請求の範囲に記載した括弧内の符号は、一つの態様として後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。また、本発明は、前述した電圧検出装置の他、当該電圧検出装置を構成要素とするシステムなど、種々の形態で実現することができる。

第１実施形態の電圧検出装置の全体構成図である。電圧検出装置の動作を表すタイミング図である。レベルシフトモードのリセット期間での接続状態を表す説明図である。レベルシフトモードの保持期間での接続状態を表す説明図である。Ａ／Ｄ変換モードのサンプリング期間での接続状態を表す説明図である。Ａ／Ｄ変換モードのＭＤ／Ａ変換期間での接続状態を表す説明図である。第２実施形態の電圧検出装置の全体構成図である。電圧検出装置の動作を表すタイミング図である。第３実施形態の電圧検出装置における第２部分回路の構成図である。電圧検出装置の動作を表すタイミング図である。電圧検出装置の変形例を表す全体構成図である。

以下に本発明が適用された実施形態について、図面を用いて説明する。
［第１実施形態］
＜全体構成＞
本実施形態の電圧検出装置１は、車載バッテリ等として使用される組電池に適用され、組電池を構成する各電池セルの両端電圧を個別に検出し、Ａ／Ｄ変換した結果を出力するものである。

電圧検出装置１は、図１に示すように、演算増幅器２と、第１部分回路３と、第２部分回路４と、入力切替回路５と、Ａ／Ｄ変換回路６と、制御回路７と、を備える。
組電池ＢＴは、二次電池（例えばリチウムイオン電池）からなる電池セルＢ１〜Ｂ４を直列接続することで構成されている。ここではセル数が４個である場合について説明するが、セル数は２以上であればよい。以下では、各電池セルＢｉ（ｉ＝１〜４）の正極側の電圧をＶ_ｉ、負極側の電圧をＶ_ｉ−１で表すものとする。

電圧検出装置１は、各電池セルＢ１〜Ｂ４の両極の電圧Ｖ０〜Ｖ４を、端子Ｔ０〜Ｔ４を介して取り込む。つまり、端子Ｔ０には電池セルＢ１の負極側の電圧Ｖ０が印加され、端子Ｔ_ｊ（ｊ＝１，２，３）には、電池セルＢ_ｊの正極側であり且つ電池セルＢ_ｊ＋１の負極側の電圧Ｖｊが印加され、端子Ｔ４には電池セルＶ４の正極側の電圧Ｖ４が印加されている。

＜第１部分回路＞
第１部分回路３は、非反転入力端子にグランドラインに接続された演算増幅器２と共にレベルシフト回路を構成する。レベルシフト回路は、電池セルＢ１〜Ｂ４のいずれか一つを選択し、その選択した電池セルＢｉの両端電圧（＝Ｖ_ｉ−Ｖ_ｉ−１）に相当する電圧を、Ａ／Ｄ変換回路６の入力電圧範囲に適合させた値にレベルシフトして出力するものである。

第１部分回路３は、コンデンサＣ１，Ｃ２、スイッチＳＷ０〜ＳＷ５を備える。
コンデンサＣ１，Ｃ２は直列接続され、コンデンサＣ２側の端部が、演算増幅器２の出力端子に接続されている。また、コンデンサＣ２は、演算増幅器２の出力端子と反転入力端子との間に介在するように配置されている。つまり、コンデンサＣ１，Ｃ２の共通接続端が演算増幅器２の反転入力端子に接続されている。

スイッチＳＷ０〜ＳＷ４は、それぞれの一端が共通に接続され、その共通接続端が、直列接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２のコンデンサＣ１側端に接続されている。また、スイッチＳＷ０〜ＳＷ４の共通接続端とは反対の個別端は、それぞれ端子Ｔ０〜Ｔ４に接続されている。スイッチＳＷ５は、コンデンサＣ２と並列に接続されている。

＜入力切替回路＞
入力切替回路５は、演算増幅器２の出力電圧Ｖopまたは外部入力端子Ｔ５に印加される外部入力電圧Ｖinのいずれかを選択し、変換対象電圧Ｖslとして第２部分回路４およびＡ／Ｄ変換回路６に供給する。

＜Ａ／Ｄ変換回路＞
Ａ／Ｄ変換回路６は、予め設定された上位基準電圧Ｖrefpおよび下位基準電圧Ｖrefmの差電圧（Ｖrefp−Ｖrefm）を分圧することで生成される二つの閾値電圧Ｖth1，Ｖth2（＜Ｖth1）を用いて、変換対象電圧Ｖslを、３値を表す２ビットのデジタル変換値ＸＤに変換して出力する、いわゆる１．５ビットＡ／Ｄ変換器からなる。具体的には、Ｖsl＜Ｖth1であれば０（＝００）、Ｖth1≦Ｖsl＜Ｖth2であれば１（＝０１）、Ｖsl≧Ｖth2であれば２（＝１０）を出力する。このようなＡ／Ｄ変換回路６は、例えば、基準電圧Ｖrefp,Ｖrefmから閾値電圧Ｖth1，Ｖth2を生成する分圧抵抗、変換対象電圧Ｖslと閾値電圧Ｖth1，Ｖth2とを比較するコンパレータ、コンパレータの出力をラッチするラッチ回路、ラッチ回路の出力をデジタル変換値ＸＤに変換するエンコーダ等を用いて構成される周知のものである。

＜第２部分回路＞
第２部分回路４は、演算増幅器２と共に、残余電圧生成回路を構成するものであり、コンデンサアレイ回路を構成するコンデンサＣＳ１０，ＣＳ１１、コンデンサＣＦ、スイッチＳ１０〜Ｓ１７を備える。

なお、残余電圧生成回路は、変換対象電圧Ｖslから、その変換対象電圧ＶslのＡ／Ｄ変換結果であるデジタル変換値ＸＤに相当するアナログ電圧を減じ、更にその差電圧を増幅した残余電圧を生成するものである。なお、生成された残余電圧は、次ステップの処理での変換対象電圧Ｖｓｌとなって、Ａ／Ｄ変換回路６および第２部分回路４（即ち、残余電圧生成回路自身）に供給される。また、残余電圧生成回路は、Ａ／Ｄ変換回路６、制御回路７と共に巡回型Ａ／Ｄ変換器を構成する。

スイッチＳ１０，Ｓ１１は、それぞれ、閾値電圧Ｖrefp，Ｖrefmまたは変換対象電圧Ｖｓｌのうちのいずれかを選択して、コンデンサＣＳ１０，ＣＳ１１に供給する。以下では、スイッチＳ１０，Ｓ１１において、変換対象電圧Ｖｓｌを選択する設定をサンプリング設定、閾値電圧Ｖrefp，Ｖrefmのいずれかを選択する設定をＭＤ／Ａ変換設定と呼ぶものとする。

コンデンサＣＳ１０，ＣＳ１１は、互いに等しい静電容量ＣＳを有する。コンデンサＣＳ１０，ＣＳ１１の各一端は、共通に接続され、スイッチＳ１２を介して演算増幅器２の反転入力端子に接続されていると共に、スイッチＳ１３を介してグランドラインに接続されている。コンデンサＣＳ１０の他端には、スイッチＳ１０によって選択された電圧が印加され、コンデンサＣＳ１１の他端には、スイッチＳ１１によって選択された電圧が印加される。

コンデンサＣＦは、コンデンサＣＳ１０，ＣＳ１１の２倍の静電容量ＣＦ（＝２×ＣＳ）を有する。コンデンサＣＦの一端には、変換対象電圧Ｖslが印加されるように接続されている。コンデンサＣＦの他端は、スイッチＳ１５を介して演算増幅器２の反転入力端子に接続されていると共に、スイッチＳ１６を介してグランドラインに接続されている。

スイッチＳ１４は、演算増幅器２の反転入力端子と出力の間に介在し、また、スイッチＳ１７は、演算増幅器２の反転入力端子とコンデンサＣ１，Ｃ２の共通接続端との間に介在するように配置されている。

そして、演算増幅器２は、スイッチＳ１２，Ｓ１４，Ｓ１５がオフ、スイッチＳ１７がオンに設定された状態で、レベルシフト回路として動作し、スイッチＳ１５がオン、スイッチＳ１６，Ｓ１７がオフに設定された状態で、残余電圧生成回路として動作する。以下では、演算増幅器２がレベルシフト回路として動作する動作モードをレベルシフトモード、残余電圧生成回路、ひいては巡回型Ａ／Ｄ変換器として動作する動作モードをＡ／Ｄ変換モードという。

＜制御回路＞
制御回路７は、スイッチＳＷ０〜ＳＷ５，Ｓ１０〜Ｓ１７の設定を切り替える制御信号（図示せず）を生成し、所定の手順に従って、電圧検出装置１の動作モードを、レベルシフトモードまたはＡ／Ｄ変換モードのいずれかに切り替えると共に、Ａ／Ｄ変換モードでの動作時に、Ａ／Ｄ変換回路６から順次出力される複数のデジタル変換値ＸＤに従って、最終的なＡ／Ｄ変換データＤｏを生成する処理を実行する。

＜動作＞
次に、制御回路７が実行する処理の内容、および電圧検出装置１全体の動作について説明する。

制御回路７は、バッテリＢＴを構成する各電池セルＢ１〜Ｂ４の電圧を検出する場合、入力切替回路５を、演算増幅器２の出力側に設定する。この状態で、レベルシフトモードで処理とＡ／Ｄ変換モードでの処理を交互に実行する。但し、両動作モードでの処理を１回ずつ実行する１サイクルの処理を終了する毎に、レベルシフトモードでは、電圧の検出対象となる電池セルを順次切り替える。また、Ａ／Ｄ変換モードでは、レベルシフトモードでの処理の結果である、演算増幅器２の出力電圧Ｖop（即ち、コンデンサＣ２の保持電圧）が、巡回型Ａ／Ｄ変換器の入力となる。

一方、外部入力端子Ｔ５から入力される外部電圧Ｖｉｎを検出する場合、入力切替回路５を外部入力端子Ｔ５側に設定し、Ａ／Ｄ変換モードだけを実行する。但し、入力切替回路５は、残余電圧生成回路によって外部電圧Ｖｉｎが保持されると、演算増幅器２の出力側に切り替わる。

（Ａ）レベルシフトモード
図２に示すように、レベルシフトモードは、リセット／サンプリング期間とホールド期間とで構成される。制御回路７は、レベルシフトモードの全期間に渡って、第２部分回路４を構成するスイッチＳ１０〜Ｓ１７のうち、スイッチＳ１０，Ｓ１１をサンプリング設定とし、スイッチＳ１２，Ｓ１５をオフ、スイッチＳ１３，Ｓ１６，Ｓ１７をオンに設定する。この状態で、スイッチＳ１４および第１部分回路３を構成するスイッチＳＷ０〜ＳＷ５の設定を、リセット／サンプリング期間とホールド期間とで適宜切り替えることによって、選択した一つの電池セルＢｉの両端電圧を表す電圧を、コンデンサＣ２に保持し、演算増幅器２の出力電圧Ｖｏｐとして出力する。

このうち、リセット／サンプリング期間では、制御回路７は、第１部分回路３を構成するスイッチＳＷ０〜ＳＷ５のうち、計測対象とする電池セルＢｉ（図ではＢ４）の正極側に接続されたスイッチＳＷｉ（図ではＳＷ４）およびスイッチＳＷ５をオン、その他（図では、ＳＷ０〜ＳＷ３）をオフに設定する。また、第２部分回路４を構成するスイッチＳ１４をオンに設定する。このときの接続状態を図３に示す。なお、図３では動作に関係する部分を実線、動作とは関係のない部分を点線で示す。以下、図４〜図６も同様である。

つまり、リセット／サンプリング期間では、コンデンサＣ１の一端にはスイッチＳＷ４を介して電池セルＢ４の正極側の電圧Ｖ４が印加され、コンデンサＣ１の他端は、スイッチＳ１７を介して演算増幅器２の反転入力端子の電圧、即ち、イマジナリショートにより反転入力端子に印加されているグランド電圧が印加される。これにより、コンデンサＣ１には電荷Ｑc1（＝Ｃ１×Ｖ４の）が蓄積される。また、コンデンサＣ２，ＣＳ１０，ＣＳ１１，ＣＦは、いずれもその両端にグランド電圧が印加されることにより、電荷がリセット（ここではゼロクリア）される。

図２に戻り、ホールド期間では、制御回路７は、計測対象とする電池セルＢｉの正極側に接続されたスイッチＳＷｉ（図ではＳＷ４）をオフ、負極側に接続されたスイッチＳＷ_ｉ−１（図ではＳＷ３）をオンに切り替えると共に、スイッチＳＷ５およびスイッチＳ１４をオフに切り替える。このときの接続状態を図４に示す。

つまり、ホールド期間ではコンデンサＣ１の一端にはスイッチＳＷ３を介して電池セルＢ４の負極側の電圧Ｖ３が印加されることにより、コンデンサＣ１，Ｃ２の間で電荷が再分配される。具体的には、コンデンサＣ１の電荷Ｑc1はＱc1＝Ｃ１×Ｖ３に変化するため、コンデンサＣ１の電荷Ｑc1の変化量ΔＱc1（＝Ｃ１×（Ｖ４−Ｖ３））と同量の電荷がコンデンサＣ２に蓄積される。その結果、コンデンサＣ２の電圧、即ち、演算増幅器２の出力電圧Ｖopは（１）式で表される。但し、容量Ｃ１，Ｃ２は既知の定数であるため、計測対象とする電池Ｖ４の両端電圧を、Ｃ１／Ｃ２倍に増幅したものがレベルシフト回路の出力電圧Ｖopとなる。

Ｖop＝ΔＱc1／Ｃ２＝（Ｖ４−Ｖ３）×Ｃ１／Ｃ２（１）
また、この出力電圧Ｖｏｐは、入力切替回路５およびスイッチＳ１０，Ｓ１１を介してコンデンサＣＳ１０，ＣＳ１１，ＣＦに印加される。各コンデンサＣＳ１０，ＣＳ１１，ＣＦの他端はスイッチＳ１３，Ｓ１６を介してグランド電圧が印加されているため、コンデンサＣＳ１０，ＣＳ１１，ＣＦには、レベルシフト回路の出力電圧Ｖop、即ち、計測対象の電池セルＢ４の両端電圧（Ｖ４−Ｖ３）に応じた電荷が設定されることになる。具体的には、コンデンサＣＳ１０，ＣＳ１１に蓄積される電荷Ｑcs10，Ｑcs11は（２）式で表され、コンデンサＣＦに蓄積される電荷Ｑcfは（３）式で表される。

Ｑcs10＝Ｑcs11＝Ｃｓ×Ｖop （２）
Ｑcf＝Ｃｆ×Ｖop＝２Ｃｓ×Ｖop （３）
（Ｂ）Ａ／Ｄ変換モード
図２に戻り、Ａ／Ｄ変換モードは、サンプリング期間とＭＤ／Ａ期間とで構成され、両者が交互に繰り返される。制御回路７は、Ａ／Ｄ変換モードの全期間に渡って、第２部分回路４を構成するスイッチＳ１０〜Ｓ１７のうち、スイッチＳ１４，Ｓ１６，Ｓ１７をオフ、スイッチＳ１５をオンに設定し、第１部分回路３を構成するスイッチＳＷ０〜ＳＷ５のうち、スイッチＳＷ５をオンに設定する。この状態で、スイッチＳ１０，Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３の設定を適宜切り替えることによって、コンデンサＣＦに設定された電圧、即ち、演算増幅器２の出力電圧ＶopのＡ／Ｄ変換を実行する。なお、Ａ／Ｄ変換モードでのスイッチＳＷ０〜ＳＷ４の設定は任意であるが、ここではレベルシフトモードでの設定のまま保持するものとする。従って、レベルシフトモードからＡ／Ｄ変換モードへの切り替わり時には、スイッチＳＷ５、スイッチＳ１５，Ｓ１６，Ｓ１７の設定が切り替わることになる。

サンプリング期間では、制御回路７は、スイッチＳ１０，Ｓ１１をサンプリング設定とし、スイッチＳ１２をオフ、スイッチＳ１３をオンに設定する。このときの接続状態を図５に示す。

つまり、サンプリング期間では、スイッチＳ１７によって第１部分回路３が演算増幅器２から切り離された状態となる。また、コンデンサＣＦが演算増幅器２の反転入力端子と出力端子との間に介在した状態となるため、コンデンサＣＦの両端電圧が演算増幅器２の出力電圧Ｖopとなり、この出力電圧Ｖｏｐによって、コンデンサＣＳ１０，ＣＳ１１にはコンデンサＣＦと同じ電圧が設定される。但し、シフトモードからＡ／Ｄ変換モードに切り替わった直後は、コンデンサＣＦおよびコンデンサＣＳ１０，ＣＳ１１には同じ電圧が設定されているため、特に変化することはない。また、Ａ／Ｄ変換回路６は、演算増幅器２の出力Ｖopである変換対象電圧Ｖslからデジタル変換値ＸＤを生成して制御回路７に出力する。

ＭＤ／Ａ期間では、制御回路７は、スイッチＳ１２をオン、スイッチＳ１３をオフに設定すると共に、スイッチＳ１０，Ｓ１１を直前のサンプリング期間で得られたデジタル変換値ＸＤに応じて基準電圧Ｖrefm，Ｖrefpのいずれかに設定する。このときの接続状態を図６に示す。

つまり、ＭＤ／Ａ期間では、演算増幅器２を中心とした積分回路が構成され、コンデンサＣＳ１０，ＣＳ１１，ＣＦの電荷が再分配される。具体的には、サンプリング期間にコンデンサＣＳ１０，ＣＳ１１，ＣＦに設定された電圧をＶhold、デジタル変換値ＸＤに従ってスイッチＳ１０，Ｓ１１が選択した電圧をＶref1，Ｖref2とすると（４）式が成立し、この式を、Ｃｆ＝２×Ｃｓであることを考慮して整理すると（５）式が得られる。

（２Ｃｓ＋Ｃｆ）×Ｖhold＝Ｃｓ×（Ｖref1＋Ｖref2）＋Ｃｆ×Ｖop （４）
Ｖop＝２（Ｖhold−（Ｖref1＋Ｖref2）／２）（５）
但し、Ｖref1，Ｖref2は、ＸＤ＝０の場合はいずれもＶrefmに設定され、ＸＤ＝１の場合は一方がＶrefm，他方がＶrefpに設定され、ＸＤ＝２の場合はいずれもＶrefpに設定される。

この電荷再分配により、コンデンサＣＦが保持する電圧（以下「残余電圧」という）、ひいては演算増幅器２の出力電圧Ｖopは、ホールド電圧Ｖholdから、デジタル変換値ＸＤに応じたＤ／Ａ変換電圧を減じた電圧を２倍した大きさとなることがわかる。このようにＭＤ／Ａ期間では、Ｄ／Ａ変換する動作と、Ｄ／Ａ変換結果を２倍に増幅（Multiplying）する動作を同時に実現する。

続くサンプリング期間では、ＭＤ／Ａ期間でコンデンサＣＦに保持された残余電圧（＝Ｖｏｐ）が、コンデンサＣＳ１０，ＣＳ１１に設定されると共に、この残余電圧に応じたデジタル変換値ＸＤがＡ／Ｄ変換回路６から出力される。

以下、同様の動作を繰り返する。なお、最終的なＡ／Ｄ変換データＤｏの生成に必要なデジタル変換値ＸＤの数をＮ（図２ではＮ＝１０）個とすると、上述したサンプリング期間，ＭＤ／Ａ期間の動作を１サイクルとしてＮ−１サイクルを繰り返すと、Ｎ−１個の変換データが得られると共に、コンデンサＣＦには、残余電圧が設定された状態となる。この残余電圧をサンプリング期間に移行することなく、そのままＡ／Ｄ変換回路６によってＡ／Ｄ変換することによってＫ個目の変換データＸＤが得られる。

制御回路７は、取得したＫ個のデジタル変換値ＸＤ（１）〜ＸＤ（Ｎ）を、１ビットずつ重ねながら順次加算することによって、最終的にＮビットのＡ／Ｄ変換データを算出して出力する。

以下、測定対象とする電池Ｖｉを順次切り替えて、上述したレベルシフトモードの動作とＡ／Ｄ変換モードの動作を繰り返す。
＜効果＞
以上説明したように、電圧検出装置１は、スイッチの設定状態を適宜切り替えることにより、演算増幅器２を、レベルシフト回路として動作させた後、残余電圧生成回路（ひいては巡回型Ａ／Ｄ変換器）として動作させる。

このように、電圧検出装置１では、レベルシフト回路と巡回型Ａ／Ｄ変換器とが一つの演算増幅器２を共用するように構成されており、しかも、その共用を、既存のレベルシフト回路および巡回型Ａ／Ｄ変換器と比較して、スイッチＳ１５，Ｓ１６，Ｓ１７を追加するだけで実現している。従って、電圧検出装置１によれば、装置全体の回路面積および消費電力を抑制することができる。

また、電圧検出装置１は、入力切替回路５を切り替えることによって、レベルシフト回路によって取得される電池セルＢｉの両端電圧に限らず、外部入力端子Ｔ５から入力された外部電圧Ｖinを変換対象電圧ＶslとしてＡ／Ｄ変換することができるため、広い用途に用いることができる。

［第２実施形態］
第２実施形態について説明する。但し、第１実施形態と共通する構成については説明を省略し、相違点を中心に説明する。

＜構成＞
電圧検出装置１０は、図７に示すように、演算増幅器２０と、第１部分回路３０と、第２部分回路４０と、入力切替回路５０と、Ａ／Ｄ変換回路６０と、制御回路７０と、を備える。なお、演算増幅器２０は、通常の出力端子（以下「非反転出力端子」という）に加え、反転出力端子を備えた差動出力型の演算増幅器を用いている。

＜第１部分回路＞
第１部分回路３０は、演算増幅器２０と共にレベルシフト回路を構成するものであり、サンプリング部３１、シフト部３２，３３を備える。

サンプリング部３１は、一対のコンデンサＣ１ａ，Ｃ１ｂ（いずれも静電容量Ｃ１）、スイッチＳＷｉＬ，ＳＷｉＨ（ｉ＝１〜４）、スイッチＳＷ６を備える。
コンデンサＣ１ａ，Ｃ１ｂは、一端がスイッチＳＷ６を介して互いに接続され、コンデンサＣ１ａの他端はそれぞれシフト部３２、コンデンサＣ１ｂの他端はシフト部３３に接続されている。スイッチＳＷｉＨは、いずれも一端がコンデンサＣ１ａに接続され、他端が電池セルＢｉの正極側の端子Ｔ_ｉに接続されている。スイッチＳＷｉＬは、いずれも一端がコンデンサＣ１ｂに接続され他端が電池セルＢｉの負極側の端子Ｔ_ｉ−１に接続されている。

シフト部３２は、コンデンサＣ２ａ（静電容量Ｃ２）、スイッチＳＷ７ａ，ＳＷ８ａを備える。コンデンサＣ２ａは、一端がコンデンサＣ１ａに接続され、他端がスイッチＳＷ７ａを介して演算増幅器２０の非反転出力端子に接続されている。コンデンサＣ２ａのスイッチＳＷ７ａ側端は、スイッチＳＷ８ａを介して基準電圧ＶＡを印加できるように構成されている。

シフト部３３は、コンデンサＣ２ｂ（静電容量Ｃ２）、スイッチＳＷ７ｂ，ＳＷ８ｂを備える。コンデンサＣ２ｂは、一端がコンデンサＣ１ｂに接続され、他端がスイッチＳＷ７ｂを介して演算増幅器２０の反転出力端子に接続されている。コンデンサＣ２ｂのスイッチＳＷ７ｂ側端は、スイッチＳＷ８ｂを介して基準電圧ＶＢを印加できるように構成されている。

なお、シフト部３２，３３は、電源電圧とグランド電圧との中間レベルをコモン電圧にして、演算増幅器２０のゲインや帯域や帯域等の特性が劣化しない範囲で演算増幅器２０の出力をスイングさせるためのものである。このシフト部３２，３３の動作や、基準電圧ＶＡ，ＶＢの設定方法については、例えば、特許第５１５２３１０号公報等に開示された公知のものであるため、ここでは説明を省略する。

＜第２部分回路＞
第２部分回路４０は、演算増幅器２０の反転入力端子と非反転出力端子の組合せと、非反転入力端子と反転出力端子の組合せのそれぞれについて、第１実施形態で説明した第２部分回路４と同様の回路が設けられている。なお、第２部分回路４の構成要素のうち、前者の組合せに対応するものの符号にはａ、後者の組合せに対応するものの符号にはｂを付加して、両者を区別するものとする。また、スイッチＳ１７ａの第１部分回路３０側端は、コンデンサＣ１ａ，Ｃ２ａの共通接続端に、スイッチＳ１７ｂの第１部分回路３０側端は、コンデンサＣ１ｂ，Ｃ２ｂの共通接続端に接続されている。

＜入力切替回路，Ａ／Ｄ変換回路，制御回路＞
入力切替回路５０は、演算増幅器２０の二つの出力に対応した二つのスイッチ５０ａ，５０ｂからなり、一対の外部入力端子Ｔ５ａ，Ｔ５ｂに印加される差動電圧（ＶｉｐーＶｉｍ）と、演算増幅器２０が出力する差動電圧（Ｖop−Ｖom）のいずれか一方を選択するように構成されている。

更に、Ａ／Ｄ変換回路６０は、入力切替回路５０を介して供給される差動電圧（Ｖsp−Ｖsm）をＡ／Ｄ変換するように構成されている。
制御回路７０は、第１部分回路３０および第２部分回路４０を構成する各スイッチの設定を切り替える制御信号（図示せず）を生成し、所定の手順に従って、電圧検出装置１０の動作モードを、レベルシフトモードまたはＡ／Ｄ変換モードのいずれかに切り替えると共に、Ａ／Ｄ変換モードでの動作時に、Ａ／Ｄ変換回路６０から順次出力される複数のデジタル変換値ＸＤに従って、最終的なＡ／Ｄ変換データＤｏを生成する処理を実行する。

＜動作＞
次に、制御回路７０が実行する処理の内容、および電圧検出装置１０全体の動作について説明する。但し、電圧検出装置１０では、レベルシフトモードでの動作が電圧検出装置１とは異なるだけであり、Ａ／Ｄ変換モードでの動作は、同様の回路が二重に存在するだけで全く同様であるため、以下ではレベルシフトモードについてのみ説明する。

なお、スイッチＳＷｉＨとスイッチＳＷｉＬは同じタイミング動作し、また、スイッチＳｊａとスイッチＳｊｂも同じタイミングで動作するため、以下では簡単のために、単にＳＷｉ，Ｓｊで表記するものとする。

図８に示すように、レベルシフトモードは、リセット／サンプリング期間とホールド期間とで構成される。制御回路７０は、第２部分回路４０を構成するスイッチＳ１０〜Ｓ１７の設定は、第１実施形態の場合と同様であり、第１部分回路３０を構成するスイッチＳＷ１〜ＳＷ４，ＳＷ６〜ＳＷ８の設定を適宜切り替えることによって、選択した電池セルＢｉの両端電圧を表す差動電圧を、コンデンサＣ２ａ，Ｃ２ｂに保持し、演算増幅器２０の出力電圧として出力する。

サンプリング期間では、制御回路７０は、第１部分回路３０を構成するスイッチＳＷ１〜ＳＷ４のうち、計測対象とする電池セルＢｉ（図ではＢ４）に対応するスイッチＳＷｉをオン、その他をオフに設定する。また、スイッチＳＷ６，ＳＷ７はオフ、スイッチＳＷ８はオンに設定する。

つまり、サンプリング期間では、演算増幅器２０の反転入力端子に接続されたコンデンサＣ１ａ，Ｃ１ｂ，Ｃ２ａ，Ｃ２ｂの各一端は、演算増幅器２０のイマジナリショートにより同一電圧に保持される。コンデンサＣ１ａの他端には電池セルＢｉの正極側の電圧Ｖ_ｉ、コンデンサＣ１ｂの他端には電池セルＢｉの負極側の電圧Ｖ_ｉ−１、コンデンサＣ２ａの他端には基準電圧ＶＡ、コンデンサＣ２ｂの他端には基準電圧ＶＢが印加される。これにより、各コンデンサＣ１ａ，Ｃ１ｂ，Ｃ２ａ，Ｃ２ｂには、印加電圧に応じた電荷がそれぞれ蓄積される。

次に、レベルシフト期間では、制御回路７０は、スイッチＳＷ６，ＳＷ７をオン、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４，ＳＷ８をオフに設定する。
これにより、コンデンサＣ１ａ，Ｃ２ａの間、およびコンデンサＣ１ｂ，Ｃ２ｂの間のそれぞれで電荷再分配が実行される。その結果、演算増幅器２０の差動出力Ｖop−Ｖomは（６）式で表されるものとなる。

Ｖop−Ｖom＝Ｃ１／Ｃ２（Ｖ_ｉ−Ｖ_ｉ−１）＋（ＶＡ−ＶＢ）（６）
以下、Ａ／Ｄ変換モードでの動作は、第１実施形態の場合と全く同様である。
＜効果＞
以上説明したように、電圧検出装置１０は、第１実施形態の電圧検出装置１と同様の効果が得られるだけでなく、オフセットを持つレベルシフト回路や外部入力端子Ｔ５ａ，Ｔ５ｂから供給される差動電圧信号（Ｖip−Ｖim）を、入力ダイナミックレンジを適切に維持しながらＡ／Ｄ変換することができる。また、回路構成が対称となっているため、コモンモードノイズや、各スイッチ回路の切り替え時に発生するフィードスルーノイズなどによる誤差を相殺することができ、より高い変換精度を得ることができる。

更に、電圧検出装置１０では、計測対象となる電池セルＢｉの両端の電圧を同じタイミングでサンプリングするため、個々の電池セルの電圧検出精度をより向上させることができる。

［第３実施形態］
第３実施形態について説明する。本実施形態は、第２実施形態とは、第１部分回路３０のサンプリング部３１ａの構成が異なるだけであるため、共通する構成については説明を省略し、相違点を中心に説明する。

＜サンプリング部＞
サンプリング部３１ａは、図９に示すように、各端子Ｔ_ｉ，Ｔ_ｉ−１間、即ち、電池セルＢｉ毎に、同一の構成を有する個別回路Ｐｉを備えている。また、個別回路Ｐｉは、一対のコンデンサＣ１ｉ，Ｃ１ｉと、一対のスイッチＳＷｉＡ，ＳＷｉＡと、スイッチＳＷｉＢと、一対のスイッチＳＷｉＣ，ＳＷｉＣ、一対のスイッチＳＷｉＤ，ＳＷｉＤと、を備えている。コンデンサＣ１ｉ，Ｃ１ｉの一端には、端子Ｔ_ｉ，Ｔ_ｉ−１との間にスイッチＳＷｉＡ，ＳＷｉＡが設けられ、そのコンデンサＣ１ｉ，Ｃ１ｉの一端同士の間にスイッチＳＷｉＢが設けられている。コンデンサＣ１ｉ，Ｃ１ｉの他端には、スイッチＳＷｉＣ，ＳＷｉＣが設けられていると共に、基準電圧Ｖref との間にスイッチＳＷｉＤ，ＳＷｉＤが設けられている。但し、端子Ｔ_ｉ側に位置するコンデンサＣ１ｉは、スイッチＳＷｉＤを介してシフト部３２に接続され、端子Ｔ_ｉ−１側に位置するコンデンサＣ１ｉは、スイッチＳＷｉＤを介してシフト部３３に接続されている。

＜動作＞
このように構成されたサンプリング部３１ａを備えた電圧検出装置の動作は、第２実施形態の場合と比較して、レベルシフトモードでの動作が異なる。

図１０に示すように、レベルシフトモードは、サンプリング期間，リセット期間，ホールド期間で構成される。
サンプリング期間では、制御回路７０は、全ての個別回路Ｐｉについて、スイッチＳＷｉＡ，ＳＷｉＤをオン、スイッチＳＷｉＢ，ＳＷｉＣをオフに設定する。このとき、シフト部３２，３３を構成するスイッチＳＷ７，ＳＷ８は、いずれもオフに設定する。

これにより、コンデンサＣ１ｉ，Ｃ１ｉの一端には電圧Ｖ_ｉ，Ｖ_ｉ−１が印加され、他端には、基準電圧Ｖref が印加されることにより、これらの印加電圧に応じた電荷が蓄積される。つまり、全ての電池セルＢ１〜Ｂ４の両端の電圧が同時にサンプリングされる。

続く、リセット期間、ホールド期間におけるシフト部３２，３３の動作は、第２実施形態におけるサンプリング／リセット期間、ホールド期間での動作と同様であるため、サンプリング部３１ａの動作についてのみ説明する。

即ち、リセット期間では、制御回路７０は、全ての個別回路Ｐｉについて、スイッチＳＷｉＡをオフに設定する。これにより、コンデンサＣ１ｉは電池セルＢｉから切り離されるため、このタイミングでの電池セルＢｉの状態がコンデンサＣ１ｉ，Ｃ１ｉに保持されることになる。なお、このとき、第２実施形態で説明したように、シフト部３２，３３や第２部分回路４０の状態がリセットされる。

ホールド期間では、制御回路７０は、選択した一つの個別回路Ｐｉについて、スイッチＳＷｉＡをオフ、スイッチＳＷｉＢ，ＳＷｉＣをオンに設定する。この動作によって、演算増幅器２０からは、第２実施形態におけるレベルシフト回路の出力と同様の出力が得られる。

続く、Ａ／Ｄ変換モードでは、ホールド期間で選択された一つの個別回路ＰｉについてスイッチＳＷｉＣをオフに設定する。
Ａ／Ｄ変換モードを実行した後、再びレベルシフトモードを実行する時には、サンプリング期間の処理を省略し、リセット期間およびホールド期間の処理を実行する。但し、ホールド期間では、先のサンプリング期間時にサンプリングが実行されたが、未だホールド処理の対象となっていないものの中から一つの個別回路Ｐｉを選択する。全ての個別回路について処理が終了すると、次回のレベルシフトモードでは、再びサンプリング期間の動作を実行する。

なお、図１０中、スイッチＳＷｉＡ，ＳＷｉＢ，ＳＷｉＣについて、電池セルＢ３を選択するレベルシフトモードの期間に示した破線は、スイッチＳＷ３Ａ，ＳＷ３Ｂ，ＳＷ３Ｃの動作に対応する。

＜効果＞
本実施形態では、第２実施形態の場合と同様の効果を得ることができる。
また、本実施形態では、一つの電池セルＢｉだけでなく、全ての電池セルＢ１〜Ｂ４の両端の電圧を、同じタイミングでサンプリングすることができるため、個々の電池セルＢｉの電圧検出精度だけでなく、組電池ＢＴ全体としての電圧検出精度を向上させることができ、その電圧の検出結果から、組電池ＢＴの特性を精度よく求めることができる。

なお、本実施形態では、サンプリング期間において、全ての個別回路Ｐ１〜Ｐ４を動作させているが、測定する必要のある１ないし複数の電池セルＢｉに対応した個別回路Ｐｉだけを動作させるようにしてもよい。

［他の実施形態］
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は、上記実施形態に限定されることなく、種々の形態を採り得ることは言うまでもない。

（１）上記実施形態では、レベルシフト回路で使用するコンデンサＣ２と、残余電圧生成回路で使用するコンデンサＣＦを個別に設けたが、これを演算増幅器２と同様に、両回路で共用するように構成してもよい。具体的には、第１実施形態を元にして考えた場合、図１１に示す電圧検出回路１ａのように、第１部分回路３ａは、第１部分回路３からコンデンサＣ２およびスイッチＳＷ５を省略した構成とし、制御回路７は、コンデンサＣＦ、スイッチＳ１４が、コンデンサＣ２，スイッチＳＷ５の代わりとして動作するように各スイッチを制御すればよい。この場合、部品点数の削減により回路構成を更に縮小することができる。

（２）上記実施形態では、Ａ／Ｄ変換回路６，６０として、いわゆる１．５ビットＡ／Ｄ変換器を使用しているが、複数ビットのＡ／Ｄ変換器を使用してもよい。この場合、デジタル変換値ＸＤのビット数に応じて、コンデンサアレイ回路を構成するコンデンサの数やそのコンデンサに変換対象電圧Ｖslまたはデジタル変換値ＸＤに相当するアナログ電圧を供給するスイッチを適宜変更すればよい。

（３）本発明の各構成要素は概念的なものであり、上記実施形態に限定されない。例えば、一つの構成要素が有する機能を複数の構成要素に分散させたり、複数の構成要素が有する機能を一つの構成要素に統合したりしてもよい。また、上記実施形態の構成の少なくとも一部を、同様の機能を有する公知の構成に置き換えてもよい。また、上記実施形態の構成の少なくとも一部を、他の上記実施形態の構成に対して付加、置換等してもよい。

１，１ａ，１０…電圧検出装置２，２０…演算増幅器３，３ａ，３０…第１部分回路４，４０…第２部分回路５，５０…入力切替回路６，６０…Ａ／Ｄ変換回路７，７０…制御回路３１，３１ａ…サンプリング部３２，３３…シフト部

Claims

演算増幅器（２，２０）と、
組電池を形成する直列接続された複数の電池セルのうちいずれか一つを選択し、選択した電池セルの両端電圧を表す電圧を抽出して保持するレベルシフト回路を、前記演算増幅器と共に構成する第１部分回路（３，３０）と、
入力された変換対象電圧をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換回路（６，６０）と、
前記変換対象電圧と前記Ａ／Ｄ変換回路での変換結果に応じたアナログ電圧との差電圧を増幅した残余電圧を生成し、該残余電圧を前記変換対象電圧として前記Ａ／Ｄ変換回路に供給する残余電圧生成回路を、前記演算増幅器と共に構成する第２部分回路（４，４０）と、
前記演算増幅器を、前記レベルシフト回路あるいは前記残余電圧生成回路のうちいずれか一方として動作させ、前記レベルシフト回路として動作させた時に、該レベルシフト回路が保持した電圧が前記変換対象電圧として前記Ａ／Ｄ変換回路および前記残余電圧生成回路に供給されるように前記第１部分回路および前記第２部分回路の接続状態を切り替える切替回路（Ｓ１５〜Ｓ１７）と、
前記切替回路の設定と、前記第１部分回路および前記第２部分回路の動作とを制御することで、前記演算増幅器をレベルシフト回路として動作させるレベルシフトモードで動作させた後、前記残余電圧生成回路として動作させるＡ／Ｄ変換モードで動作させ、該Ａ／Ｄ変換モードでは、前記レベルシフト回路から供給される前記変換対象電圧を、前記Ａ／Ｄ変換回路および前記残余電圧生成回路を通して巡回させることで巡回型Ａ／Ｄ変換器としての動作を実行する制御回路（７，７０）と、
を備え、
前記第１部分回路は、前記演算増幅器の入出力端子間に介在し、抽出した電圧を保持する保持コンデンサ（Ｃ２）を備え、
前記第２部分回路は、前記演算増幅器の入出力端子間に介在する積分コンデンサ（ＣＦ）を備え、
前記切替回路は、
前記演算増幅器の入力端子と前記保持コンデンサとの間に介在する第１切替スイッチ（Ｓ１７）と、
前記演算増幅器の入力端子と前記積分コンデンサとの間に介在し、前記積分コンデンサの一端を、前記演算増幅器の入力端子または予め設定された基準電圧を供給する基準線のいずれかに接続する第２切替スイッチ（Ｓ１５，Ｓ１６）と、
を備え、
前記制御回路は、
前記演算増幅器をレベルシフト回路として動作させる時には、前記第１切替スイッチをオン、前記第２切替スイッチを前記基準線側に設定し、前記残余電圧生成回路として動作
させる時には、前記第１切替スイッチをオフ、前記第２切替スイッチを前記演算増幅器の入力端子側に設定することを特徴とする電圧検出装置。
前記第２部分回路は、
一端が共通に接続された１または複数のコンデンサ（ＣＳ１０，ＣＳ１１）からなるコンデンサアレイ回路と、
前記演算増幅器の入出力端子間に介在し前記積分コンデンサの電荷をリセットする第１制御スイッチ（Ｓ１４）と、
前記コンデンサアレイ回路を構成する各コンデンサの共通接続端と前記演算増幅器の入力端子との間に介在し、前記共通接続端を、前記演算増幅器の入力端子または前記基準線のいずれかに接続する第２制御スイッチ（Ｓ１２，Ｓ１３）と、
前記コンデンサアレイ回路を構成する各コンデンサの前記共通接続端とは反対側の個別端に、前記演算増幅器の出力電圧または前記Ａ／Ｄ変換回路の変換結果に応じたアナログ電圧を印加する第３制御スイッチ（Ｓ１０，Ｓ１１）と、
を更に備えることを特徴とする請求項１に記載の電圧検出装置。
演算増幅器（２，２０）と、
組電池を形成する直列接続された複数の電池セルのうちいずれか一つを選択し、選択した電池セルの両端電圧を表す電圧を抽出して保持するレベルシフト回路を、前記演算増幅器と共に構成する第１部分回路（３ａ，３０）と、
入力された変換対象電圧をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換回路（６，６０）と、
前記変換対象電圧と前記Ａ／Ｄ変換回路での変換結果に応じたアナログ電圧との差電圧を増幅した残余電圧を生成し、該残余電圧を前記変換対象電圧として前記Ａ／Ｄ変換回路に供給する残余電圧生成回路を、前記演算増幅器と共に構成する第２部分回路（４）と、
前記演算増幅器を、前記レベルシフト回路あるいは前記残余電圧生成回路のうちいずれか一方として動作させ、前記レベルシフト回路として動作させた時に、該レベルシフト回路が保持した電圧が前記変換対象電圧として前記Ａ／Ｄ変換回路および前記残余電圧生成回路に供給されるように前記第１部分回路および前記第２部分回路の接続状態を切り替える切替回路（Ｓ１５〜Ｓ１７）と、
前記切替回路の設定と、前記第１部分回路および前記第２部分回路の動作とを制御することで、前記演算増幅器をレベルシフト回路として動作させるレベルシフトモードで動作させた後、前記残余電圧生成回路として動作させるＡ／Ｄ変換モードで動作させ、該Ａ／Ｄ変換モードでは、前記レベルシフト回路から供給される前記変換対象電圧を、前記Ａ／Ｄ変換回路および前記残余電圧生成回路を通して巡回させることで巡回型Ａ／Ｄ変換器としての動作を実行する制御回路（７）と、
を備え、
前記第２部分回路は、
一端が共通に接続された１または複数のコンデンサ（ＣＳ１０，ＣＳ１１）からなるコンデンサアレイ回路と、
前記演算増幅器の入出力端子間に介在する積分コンデンサ（ＣＦ）と、
前記演算増幅器の入出力端子間に介在し前記積分コンデンサの電荷をリセットする第１制御スイッチ（Ｓ１４）と、
前記コンデンサアレイ回路を構成する各コンデンサの共通接続端と前記演算増幅器の入力端子との間に介在し、前記共通接続端を、前記演算増幅器の入力端子または予め設定された基準電圧を供給する基準線のいずれかに接続する第２制御スイッチ（Ｓ１２，Ｓ１３）と、
前記コンデンサアレイ回路を構成する各コンデンサの前記共通接続端とは反対側の個別端に、前記演算増幅器の出力電圧または前記Ａ／Ｄ変換回路の変換結果に応じたアナログ電圧を印加する第３制御スイッチ（Ｓ１０，Ｓ１１）と、
を備え、
前記レベルシフト回路は、抽出した電圧を保持する保持コンデンサとして前記積分コンデンサを使用し、
前記切替回路は、
前記演算増幅器の入力端子と前記保持コンデンサとの間に介在する第１切替スイッチ（Ｓ１７）を備えることを特徴とする電圧検出装置。
前記演算増幅器（２０）は、反転出力端子と非反転出力端子とを有し、
前記レベルシフト回路は、選択された前記電池セルの両端電圧を、両者の差電圧によって表す一対の電圧を生成保持し、
前記第１部分回路（３０）および前記切替回路は、前記演算増幅器の反転入力端子および非反転出力端子に接続され、前記レベルシフト回路が保持する一対の電圧のうち一方を第１変換対象電圧として動作する部位と、前記演算増幅器の非反転入力端子および反転出力端子に接続され、前記一対の電圧のうち他方を第２変換対象電圧として動作する部位とを備え、
前記Ａ／Ｄ変換回路（６０）は、前記第１変換対象電圧と第２変換対象電圧の差電圧をＡ／Ｄ変換することを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電圧検出装置。
前記第１部分回路は、計測対象となる電池セルの両端の電圧を同じタイミングで保持することを特徴とする請求項４に記載の電圧検出装置。
前記第１部分回路は、全ての電池セルについて、該電池セルの両端の電圧を同じタイミングで保持し、計測対象となる電池セルの両端の電圧を順次選択して出力することを特徴とする請求項４に記載の電圧検出装置。
前記第１部分回路は、前記電池セル毎に、同一の構成を有する個別回路を備え、
前記個別回路（Ｐ１〜Ｐ４）は、
一対のコンデンサ（Ｃ１１〜Ｃ１４）と、
当該個別回路に対応付けられた前記電池セルの両端に接続された各端子と前記一対のコンデンサの各一端との間にそれぞれ設けられた一対の第１スイッチ（ＳＷ１Ａ〜ＳＷ４Ａ）と、
前記一対のコンデンサにおける前記第１スイッチとの各接続端の間に設けられた第２スイッチ（ＳＷ１Ｂ〜ＳＷ４Ｂ）と、
前記演算増幅器の非反転入力端子および反転出力端子と前記一対のコンデンサにおける前記第１スイッチとの接続端とは反対側の各他端との間にそれぞれ設けられた一対の第３スイッチ（ＳＷ１Ｃ〜ＳＷ４Ｃ）と、
前記一対のコンデンサにおける前記第３スイッチとの各接続端と予め設定された基準電圧が付与された電圧線との間にそれぞれ設けられた一対の第４スイッチ（ＳＷ１Ｄ〜ＳＷ４Ｄ）と、
を備え、全ての前記個別回路について、前記第１スイッチと前記第４スイッチをオンに設定することで前記一対のコンデンサに各電池セル電圧に対応する電荷を充電し、前記第１スイッチをオフに設定することで電荷を前記一対のコンデンサに保持した後、計測対象となる電池セルを順次選択し、選択された電池セルに対応づけられた前記個別回路について、前記第２スイッチと前記第３スイッチを閉じることにより、各電池セルの電圧を出力することを特徴とする請求項６に記載の電圧検出装置。