JP5858755B2

JP5858755B2 - レーダ装置

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Publication number: JP5858755B2
Application number: JP2011260385A
Authority: JP
Inventors: 康弘原沢; 照幸原; 内田　浩司; 浩司内田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2011-11-29
Filing date: 2011-11-29
Publication date: 2016-02-10
Anticipated expiration: 2031-11-29
Also published as: JP2013113722A

Description

この発明はレーダ装置に関し、特に、アンテナからパルス電波を目標物に照射して反射電波を受信し、受信信号に含まれる静止物体（目標物以外）からの不要反射エコーであるクラッタを抑圧して、目標物を検出するレーダ装置に関するものである。

一般に、レーダ装置においては、パルス状の電波を空間に放射し、目標物からのエコーを抽出して距離計測が行われるが、受信時には目標物からの反射エコー以外に、クラッタと呼ばれる、目標物以外の他の物体からの不要な反射エコーも同時に受信することが多い。特に、地表面などのように動いていない物体からの反射エコーは静止クラッタと呼ばれる。このようなクラッタは正確な目標検出処理を妨げるため、従来から捜索系のレーダ装置には、静止クラッタを抑圧する方式として例えばＭＴＩ（ＭｏｖｉｎｇＴａｒｇｅｔＩｎｄｉｃａｔｏｒｓ）が備えられている（例えば、特許文献１参照）。

ＭＴＩは、「移動する目標からのエコーにはドップラー周波数が発生するが、地面や建築物からのエコーである静止クラッタにはドップラー周波数が発生しないこと」を利用して、静止クラッタのみを抑圧する一種の高域通過フィルタである。つまり、ＭＴＩは各レンジビンの受信信号において、１パルス遅延させた受信信号を差し引くことにより、ドップラー周波数が０付近にその電力が集中するクラッタを抑圧する方式である。よく使用されるＭＴＩとして、伝達関数が「１−ｚ^-1」で表されるＭＴＩは、単一消去器と呼ばれ、また、（１−ｚ^-1）^Ｍ（Ｍ＞１）で表されるＭＴＩは、多重消去器と呼ばれる。

ＭＴＩにおいては、多重化する（フィルタ次数を増やす）ほど、阻止域幅が広くなり、かつ阻止域減衰量が大きくなってクラッタ抑圧性能が高くなる傾向がある。しかしながら、フィルタの零点を多重化させることでのみ、阻止域減衰量を調整していることになり、次数が高いＭＴＩは、高いクラッタ抑圧性能を示すが、通過帯域幅が狭いという欠点がある。すなわち、ＭＴＩによってクラッタが抑圧される一方で、目標信号もＭＴＩ処理によって減衰する可能性が高いということになる。

一方、ＭＴＩのようなクラッタ抑圧フィルタは、一般的なトランスバーサル型のＦＩＲ（ＦｉｎｉｔｅＩｍｐｕｌｓｅＲｅｓｐｏｎｃｅ）フィルタで実現することもできる。フィルタ次数を高くすれば抑圧性能を保ちつつ通過域幅を広くすることも可能である。しかしながら、設計方法によっては通過域に大きなリップルが発生して目標信号電力を低下させる場合がある。

特公昭５８−５５４７４号公報

従来のレーダ装置は以上のように構成されているので、ＭＴＩフィルタにより静止クラッタを抑圧した場合、目標物の移動速度によっては、目標信号がＭＴＩフィルタにより大きく減衰して目標検出が困難になるという課題があった。また、通過帯域が広いＦＩＲフィルタを静止クラッタ抑圧フィルタとして使用した場合、通過域のリップルの影響で目標信号が大きく減衰して目標検出が困難になるという課題があった、さらに、従来のレーダ装置に置けるＭＴＩフィルタでは移動している物体からの不要反射エコーである移動クラッタを抑圧することができないため、静止クラッタだけでなく移動クラッタを同時に受信した場合には目標検出性能が劣化するという課題があった。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、クラッタ抑圧性能と目標信号保存性能を両立させると同時に、静止クラッタと移動クラッタを抑圧することができるレーダ装置を得ることを目的とする。

この発明に係るレーダ装置は、パルス電波の送受信を行い、受信信号を生成する送受信処理手段と、送受信処理手段が生成した受信信号の周波数分析を行うスペクトル計算手段と、スペクトル計算手段の周波数分析結果を参照し、受信信号の移動クラッタを検出し、検出した移動クラッタのピーク周波数を検出する移動クラッタピーク検出手段と、受信信号の静止クラッタを抑圧するＦＩＲフィルタと、受信信号の静止クラッタを抑圧するＭＴＩフィルタと、移動クラッタピーク検出手段の検出結果に基づいて、ＦＩＲフィルタおよびＭＴＩフィルタの出力を制御する出力制御手段と、移動クラッタピーク検出手段が検出した移動クラッタのピーク周波数に基づいて、フィルタ係数を調整するノッチ周波数補正手段と、ノッチ周波数補正手段が調整したフィルタ係数を用いて、ＦＩＲフィルタの出力信号の移動クラッタを抑圧する移動クラッタ用ＦＩＲフィルタと、ＦＩＲフィルタまたは移動クラッタ用ＦＩＲフィルタの出力信号に対してコヒーレント積分を行う第１のＦＦＴ処理手段と、ＭＴＩフィルタの出力信号に対してコヒーレント積分を行う第２のＦＦＴ処理手段と、ＦＩＲフィルタとＭＴＩフィルタのうち振幅利得の高いフィルタからの出力信号への切り替えを示す切替周波数値を記憶する切替周波数データベースと、移動クラッタピーク検出手段の検出結果に基づいて、切替周波数データベースを参照して設定した切替周波数値に応じて第１のＦＦＴ処理手段からの出力信号と第２のＦＦＴ処理手段からの出力信号のいずれか一方の出力信号を選択するＦＦＴ出力選択手段と、ＦＦＴ出力選択手段が選択した出力信号から目標を検出する目標検出手段とを備えるものである。

この発明によれば、ＭＴＩフィルタと、ＭＴＩフィルタよりも通過帯域幅が広いＦＩＲフィルタを組み合わせることにより、クラッタ抑圧性能と目標信号保存性能を両立させることができる。また移動クラッタに対応するＦＩＲフィルタを設けることにより、静止クラッタだけでなく移動クラッタを同時に受信した場合にも、静止クラッタと移動クラッタ
の双方を抑圧することができ、目標検出性能を向上させることができる。

実施の形態１によるレーダ装置の構成を示すブロック図である。実施の形態１によるレーダ装置のＦＩＲフィルタおよびＭＴＩフィルタの振幅特性を示す図である。実施の形態１によるレーダ装置のフィルタ切替周波数を示す図である。実施の形態１によるレーダ装置のトランスバーサル型フィルタの構成を示す図である。実施の形態１によるレーダ装置の移動クラッタ用ＦＩＲフィルタの振幅特性を示す図である。実施の形態２によるレーダ装置の構成を示すブロック図である。実施の形態２によるレーダ装置の静止・移動クラッタ用ＦＩＲフィルタの特性を示す図である。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１によるレーダ装置の構成を示すブロック図である。図１において、レーダ装置１００は、送受信回路（送受信手段）１、ＦＩＲフィルタ２、ＭＴＩフィルタ３、スペクトル計算部（スペクトル計算手段）１１、移動クラッタピーク検出部（移動クラッタピーク検出手段）１２、スイッチ部（切替手段）４、ノッチ周波数補正部１３、移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ１４、第１のＦＦＴ処理部５ａ、第２のＦＦＴ処理部５ｂ、ＦＦＴ出力選択部６、目標検出部７、表示部（出力手段）８および切替周波数データベース９で構成されている。

送受信回路１は、パルス状の電波を送信する送信アンテナと当該電波の反射波を受信する受信アンテナを備えている。また、受信した反射波を受信信号に変換する処理を行う。ＦＩＲフィルタ２は、送受信回路１から入力される受信信号のクラッタを抑圧する第１のクラッタ抑圧フィルタである。ＭＴＩフィルタ３は、送受信回路１から入力される受信信号のクラッタを抑圧する第２のクラッタ抑圧フィルタである。

スペクトル計算部１１は、送受信回路１から入力される受信信号の周波数分析を行う。移動クラッタピーク検出部１２は、スペクトル計算部１１から出力される周波数分析結果に基づいて、移動クラッタのピーク周波数を検出する。スイッチ部４は、移動クラッタピーク検出部１２の検出結果を参照し、ＦＩＲフィルタ２およびＭＴＩフィルタ３の出力先の切り替え制御を行う。ノッチ周波数補正部１３は、移動クラッタピーク検出部１２から出力される周波数値に基づいて、フィルタ係数を調整する。移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ１４は、ノッチ周波数補正部１３から出力されるフィルタ係数を用いて、スイッチ部４から出力される信号中の移動クラッタを抑圧する第３のクラッタ抑圧フィルタである。

第１のＦＦＴ処理部５ａは、ＦＩＲフィルタ２の出力信号、または移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ１４の出力信号をフーリエ変換する。第２のＦＦＴ処理部５ｂは、ＭＴＩフィルタ３の出力信号をフーリエ変換する。ＦＦＴ出力選択部６は、第１のＦＦＴ処理部５ａと第２のＦＦＴ処理部５ｂの出力結果を入力し、当該出力結果から後段の目標信号検出に使用するＦＦＴ出力結果を選択する。目標検出部７ａ，７ｂ，・・・，７ｎは、ＦＦＴ出力選択部６のＦＦＴ出力結果に基づいて目標信号を自動検出する。表示部８は、目標検出部７ａ，７ｂ，・・・，７ｎから入力される目標検出結果をディスプレイなどの表示器上に表示する。なお、ディスプレイに表示する以外にも、音声出力による通知で構成してもよい。切替周波数データベース９は、ＦＦＴ出力選択部６で用いる切替周波数を記憶する。

次に、図２から図５を参照しながら、実施の形態１によるレーダ装置の動作について説明する。
図２は、実施の形態１によるレーダ装置のＦＩＲフィルタおよびＭＴＩフィルタの振幅特性を示す一例である。図３は、実施の形態１によるレーダ装置の切替周波数の算出を示す図である。図４は、実施の形態１によるレーダ装置のトランスバーサル型フィルタの構成を示す図である。図５は、実施の形態１によるレーダ装置の移動クラッタ用ＦＩＲフィルタの振幅特性を示す図である。

送受信回路１の送信アンテナからパルス状の電波が放射され、放射された電波が目標物で反射された反射波が、送受信回路１の受信アンテナで受信される。受信された反射波は、送受信回路１において、位相検波されてベースバンドの受信信号に変換された後、標本化および量子化が施されてデジタル信号に変換される。デジタル変換された受信信号は、受信電波の位相を保持しており、Ｉ信号（Ｉｎ−ｐｈａｓｅｓｉｇｎａｌ）と、Ｑ信号（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅｓｉｇｎａｌ）とを、それぞれ実部および虚部に持つ複素信号である。

信号の標本化は、すべての受信信号に対して同じタイミングで行われ、送信信号を送信した時点から一定時間後に、一定周期で行われる。１つの受信信号からは、ｘ₁（ｎ）、ｘ₂（ｎ）、・・・、ｘ_k（ｎ）で示される総数ｋ個のデジタル受信信号が生成される。ここで、「ｎ」をヒット番号と呼び、受信信号の時間因子を表すパラメータとして扱う。また、「ｋ」はレンジビン番号と呼び、標本化の順番（レーダからの距離）を表すパラメータとして扱う。
以上の処理で得られたデジタル受信信号ｘ_k（ｎ）は、送受信回路１の後段の構成への入力信号となる。

送受信回路１から出力された受信信号ｘ_k（ｎ）は分岐され、ＦＩＲフィルタ２、ＭＴＩフィルタ３およびスペクトル計算部１１に出力される。まず、スペクトル計算部１１は、受信信号ｘ_k（ｎ）をＦＦＴ（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ、高速フーリエ変換）処理などを適用してフーリエ変換を行い、周波数成分に変換する。周波数成分への変換は、フーリエ変換に限定されるものではなく、適宜変更可能である。

移動クラッタピーク検出部１２は、スペクトル計算部１１から入力される変換後の受信信号ｘ_k（ｎ）について、静止クラッタのピークを示すドップラー周波数０付近を除いてピーク検出処理を行う。さらに、検出されたピーク周波数を移動クラッタの中心周波数とする。また、検出されたピークの強度が任意の値以上である場合、移動クラッタが存在すると判断する。任意の値としては、例えば受信機雑音電力に比べて１０ｄＢなど、適宜設定する。

以下、移動クラッタピーク検出部１２において、移動クラッタが存在しないと判断された場合と、移動クラッタが存在すると判断された場合とに分けて説明を行う。
（ｉ）移動クラッタが存在しないと判断された場合
移動クラッタが存在しない、すなわち移動クラッタピーク検出部１２が検出したピークの強度が任意の値より小さい場合であり、静止クラッタのみが存在するシングルクラッタモード時の動作について説明する。
移動クラッタピーク検出部１２における検出結果はスイッチ部４のみに出力される。スイッチ部４は、ＭＴＩフィルタ３の出力側を第１のＦＦＴ処理部５ｂに接続し、ＦＩＲフィルタ２の出力側を第１のＦＦＴ処理部５ａに接続する。すなわち、ＦＩＲフィルタ２の出力は移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ１４を通らない。

スイッチ部４の切替制御が完了した時点で、ＭＴＩフィルタ３が受信信号ｘ_k（ｎ）の処理を開始する。ＭＴＩフィルタ３として、ここでは一般的な多重消去器を例に説明する。ＭＴＩフィルタ３の伝達関数Ｆ（ｚ）は、以下に示す式（１）で表される。
Ｆ（ｚ）＝（１−ｚ^-1）^L ・・・（１）
式（１）において、ＬはＭＴＩフィルタ３の多重度を示し、フィルタ次数となる。４次のＭＴＩフィルタ３の振幅特性の一例を図２の点線で示している。なお、図２のフィルタ振幅特性では、パルス繰り返し周波数で正規化した周波数の０〜０．５の範囲のみを表示している。

また、ＭＴＩフィルタ３の処理と同時に、ＦＩＲフィルタ２が受信信号ｘ_k（ｎ）の処理を開始する。ＦＩＲフィルタ２とし、受信信号ｘ_k（ｎ）の通過域幅を広げるため、以下の式（２）で表される伝達関数Ｇ（ｚ）を持つＦＩＲフィルタを用いる。

式（２）において、αはフィルタ係数正規化のための定数であり、ＬはＦＩＲフィルタ全体の次数であり、ＭはＦＩＲフィルタの零点多重度を示す。ａ（ｍ）はフィルタの通過域幅を調整するための０でない定数である。なお、式（２）で示す伝達関数Ｇ（ｚ）を持つフィルタを用いる理由は、以下の２点である。

まず、理由１としてｚ＝１（ｆ＝０）に一重、または多重の阻止零点を形成することで、クラッタスペクトルの中心周波数近傍のフィルタゲインを小さくしてクラッタ抑圧比を大きくすることができるためである。理由２として多重消去器に比べるとクラッタ抑圧比は劣るが、式（２）の右辺第２項（Σの項）を設けることにより通過域幅を広くすることができ、移動目標（ドップラー周波数が０でない目標信号）がフィルタにより減衰する可能性が低くなるためである。
また、ｆ＝０に阻止零点を設定しない設計も可能である。例えば、ｆ＝０の両側、即ちｆ＝±δ_fに零点を設定する（δ_fはごく小さな実数）。この場合、式（２）よりも通過域幅が広いフィルタを設計することができるが、クラッタ抑圧比は小さくなる。

式（２）の右辺第２項（Σの項）はフィルタ通過域の特性をどのように設定するかによって決まる。この発明に係るレーダ装置１００では、できるだけ低い次数で、且つできるだけ少ない設計パラメータでフィルタ通過域を広げる効果を得る点を重視することから、式（２）の右辺第２項（Σの項）は、ａ（０）＝１、ａ（１）＝ｒと設定する。このとき式（２）は、以下に示す式（３）で表される。
Ｇ（ｚ）＝α（１−Ｚ^-1）^M・（１＋ｒｚ^-1）・・・（３）
式（３）で表される伝達関数Ｇ（ｚ）を持つ４次のＦＩＲフィルタ２の振幅特性の一例を図２の実線で示している。

上述した式（３）において、新たに設けた変数ｒを調整することにより、クラッタ抑圧フィルタの通過域幅を変化させることができる。式（３）の右辺第一項は、多次のＭＴＩフィルタ３と同じ形になっており、ドップラー周波数０のフィルタ利得を著しく下げてグランドクラッタを抑圧する効果がある。式（３）の右辺第二項は、ＭＴＩフィルタ３では通過域となる領域の利得を敢えて下げたような１次フィルタと同じ特性を示す。この両者を掛け合わせることで、ＭＴＩフィルタ３の振幅特性でピークを示していた領域の通過域利得をやや犠牲にして、その分通過域幅を広げることが可能になる。変数ｒが大きい程通過域幅を広げる効果があるが、逆に阻止域幅が狭くなるのでクラッタ抑圧性能は劣化する。従って、設計したＦＩＲフィルタ２が所要の静止クラッタ抑圧性能を保持していることを確認しておく必要がある。

式（１）のＭＴＩフィルタ３、式（３）のＦＩＲフィルタ２の伝達関数は、図４に示すようなトランスバーサル型フィルタの伝達関数に変形することができる。その際のフィルタ係数をｈ_k（ｌ）とすると、Ｌ次のフィルタ処理後の出力信号ｙ_k（ｎ）は、以下に示す式（４）で表される。

出力信号ｙ_k（ｎ）は、静止クラッタが抑圧された信号となる。

次に、クラッタ抑圧処理が施された信号に対して、Ｓ／Ｎ改善のために、第１のＦＦＴ処理部５ａおよび第２のＦＦＴ処理部５ｂにおいてコヒーレント積分処理を行う。以下に示す式（５）に基づいて離散フーリエ変換を行うが、ここでは高速に離散フーリエ変換を実施可能なＦＦＴ処理を用いる。

式（５）において、Ｎは受信信号ｘ_k（ｎ）のヒット数、Ｐはフーリエ変換点数を表す。

なお、以下の説明においては、ＭＴＩフィルタ３の出力信号とＦＩＲフィルタ２の出力信号を区別するため、ＭＴＩフィルタ３の出力信号をＦＦＴした結果をＭＦ_k（ｐ）、ＦＩＲフィルタ２の出力信号をＦＦＴした結果をＦＦ_k（ｐ）とする。

図２は、図１で示したレーダ装置１００における、４次のＭＴＩフィルタ３と４次のＦＩＲフィルタ２の振幅特性の一例を示している。なお、図２では説明を容易にするため、周波数範囲を正規化した値で０から０．５までとしている。４次のＭＴＩフィルタ３と４次のＦＩＲフィルタ２の振幅特性は、正規化周波数０．３８で交差している。従って、周波数範囲０〜０．３８では、ＦＩＲフィルタ２の振幅利得がより高く、通過帯域がＭＴＩフィルタ３より広いことが分かる。一方、周波数範囲０．３８〜０．５では、ＭＴＩフィルタ３の振幅利得がより高くなることが分かる。

このような特徴から、ＦＦＴ出力選択部６は、図３に示すようにＭＴＩフィルタ３とＦＩＲフィルタ２の振幅特性が交差する周波数の値（正規化周波数０．３８）を、切替周波数として設定し、設定した切替周波数に応じて第１のＦＦＴ処理部５ａおよび第２のＦＦＴ処理部５ｂの出力結果のうちのいずれか一方を選択する。なお、出力結果の算出では、移動クラッタピーク検出部１２の出力結果も参照する。切替周波数は事前に算出し、切替周波数データベース９に記憶されている。そのため、ＦＦＴ出力選択部６は、切替周波数データベース９から該当するフィルタ次数やパラメータに対応する切替周波数の値を探索し、該当する値を読込む。この切替周波数の値をβ（＞０）とすると、ＦＦＴ出力選択部６は、以下に示す条件（Ａ）あるいは条件（Ｂ）に基づいて出力信号を選択して目標検出部７ａ，７ｂ，・・・，７ｎに出力する。

・条件（Ａ）
周波数チャンネル（ｐ／Ｐ）が０からβの値をとる場合、または、１−β〜１．０の値をとる場合、ＦＩＲフィルタ２を選択して、ＦＦｋ（ｐ）を目標検出部７ａ，７ｂ，・・・，７ｎに出力する。
・条件（Ｂ）
周波数チャンネル（ｐ／Ｐ）がβから１−βの値をとる場合、ＭＴＩフィルタ３を選択して、ＭＦｋ（ｐ）を目標検出部７ａ，７ｂ，・・・，７ｎに出力する。
なお、周波数チャネル（ｐ／Ｐ）＝βである場合には、ＦＩＲフィルタ２とＭＴＩフィルタ３のいずれか一方を選択すればよい。

なお、図３では、切替周波数βが０．３８との値をとる場合を例に示したが、切替周波数βはＭＴＩフィルタ３とＦＩＲフィルタ２の次数や、ＦＩＲフィルタ設計時のパラメータによって変化するため、これらのパラメータを事前に組み合わせたフィルタの振幅特性を算出しておき、算出した振幅特性をパラメータ毎に切替周波数データベース９に記憶しておく必要がある。

（ｉｉ）移動クラッタが存在すると判断された場合
次に、移動クラッタが存在する、すなわち移動クラッタピーク検出部１２が検出したピークの強度が任意のしきい値以上である場合であり、静止クラッタおよび移動クラッタ双方が存在するダブルクラッタモード時の動作について説明する。
移動クラッタピーク検出部１２における検出結果はスイッチ部４およびノッチ周波数補正部１３に出力される。スイッチ部４は、ＭＴＩフィルタ３の出力側を開放し、ＦＩＲフィルタ２の出力側を移動クラッタ用フィルタ６４に接続する。ノッチ周波数補正部１３は、移動クラッタピーク検出部１２から出力される周波数値に基づいて、移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ１４のフィルタ係数を調整する。ＦＩＲフィルタ２と移動クラッタ用フィルタ６４の接続により移動クラッタが抑圧される。なお、ＦＩＲフィルタ２の出力信号は、既に静止クラッタが抑圧されていることから、移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ１４の出力信号は、２つのクラッタが抑圧された信号となる。

図５に、移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ１４の一例として、４次ＦＩＲフィルタの振幅特性を示す。図５では、クラッタの正規化ドップラー周波数が０．２のときの４次ＦＩＲフィルタの振幅特性を示す。移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ１４として使用されるＦＩＲフィルタは、ノッチ周波数が０のフィルタとして設計しておき、以下に示す式（６）に従ってノッチ周波数が移動クラッタの中心周波数に一致したフィルタ係数に調整する。

式（６）において、Ｌはフィルタ次数、ｈは調整後のフィルタ係数、ｈｈは調整前のフィルタ係数、ｋは抑圧処理を行うレンジビン番号、ｆ₀は移動クラッタの中心周波数を示す。

移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ１４においてクラッタ抑圧処理が施された信号は、第１のＦＦＴ処理部５ａにおいてコヒーレント積分処理が行われ、ＦＦＴ出力選択部６に出力される。なお、ＭＴＩフィルタ３の出力側は開放されていることから、ＦＦＴ出力選択部６には第１のＦＦＴ処理部５ａの処理結果のみが入力される。以降の処理は、上述した（ｉ）における処理と同様である。

このように、この実施の形態１のレーダ装置１００では、静止クラッタのみを受信した場合と、静止クラッタおよび移動クラッタを同時に受信した場合とでそれぞれ異なる処理が行われる。

上述した処理を全てのレンジビンｋに対して行うことにより、ＦＦＴ出力選択部６の出力は、距離と周波数の２次元データになる。目標検出部７ａ，７ｂ，・・・，７ｎでは、周波数チャンネル毎に距離方向にＣＦＡＲ（ＣｏｎｓｔａｎｔＦａｌｓｅＡｌａｒｍＲａｔｉｏ）などの自動検出処理を行うことにより、受信機雑音レベルより大きな目標信号が検出される。その結果、目標までの距離と目標の移動速度が算出される。目標検出部７ａ，７ｂ，・・・，７ｎは、処理負荷を考慮して一次元の目標検出処理を想定したが、二次元の目標検出処理を行うように構成してもよい。表示部８は、目標検出部７ａ，７ｂ，・・・，７ｎにおいて検出された目標信号に関する情報を表示する。

以上のように、この実施の形態１によれば、フィルタ通過帯域幅が広いＦＩＲフィルタ
２と、フィルタ通過域利得が高いＭＴＩフィルタ３とを組み合わせてクラッタ抑圧処理を行うように構成したので、クラッタ抑圧性能と目標信号保存性能を両立させることができる。また、ＭＴＩフィルタ３を単独で用いる場合と比較して、フィルタ振幅特性による目標信号電力の劣化が軽減され、目標検出性能を改善することができる。

また、この実施の形態１によれば、切替周波数に基づいて第１のＦＦＴ処理部５ａの処理結果を出力するか、あるいは第２のＦＦＴ処理部５ｂの処理結果を出力するかを選択するＦＦＴ出力選択部６を備えるように構成したので、受信信号の周波数チャンネルに応じて最適なフィルタ処理結果を選択することができる。

また、この実施の形態１によれば、移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ１４を別途設けるように構成したので、静止クラッタと移動クラッタを同時に受信した場合にも、静止および移動クラッタを抑圧することができ、目標検出性能を確保することができる。

実施の形態２．
上述した実施の形態１では、静止クラッタおよび移動クラッタを同時に受信した場合にも良好な目標検出性能を有するレーダ装置１００について示したが、静止クラッタと移動クラッタを異なるフィルタで抑圧するため、２段階のクラッタ抑圧処理を行う必要があった。そこでこの実施の形態２では、静止クラッタと移動クラッタを同一のフィルタで抑圧し、クラッタ抑圧処理の簡単化およびリソースの有効利用が可能なレーダ装置について説明する。

図６は、この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の構成を示すブロック図ある。実施の形態２のレーダ装置１００´では、図１で示した実施の形態１のレーダ装置１００のノッチ周波数補正部１３および移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ１４に替えて、静止・移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ２１、フィルタ選択部２２およびフィルタ係数記憶部２３を追加して設けている。またフィルタ数の増加に伴ってスイッチ部４´のスイッチも増設している。なお、以下では実施の形態１に係るレーダ装置の構成要素と同一または相当する部分には、実施の形態１で使用した符号と同一の符号を付して説明を省略または簡略化する。

静止・移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ２１は、送受信回路１から入力される受信信号ｘ_k（ｎ）を入力してクラッタを抑圧する第４のクラッタ抑圧フィルタである。実施の形態１と大きく異なる点は、静止・移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ２１を設けた点であり、静止クラッタと移動クラッタを１つのフィルタで同時に抑圧することができる。スイッチ部４´は、移動クラッタピーク検出部１２の検出結果を参照し、ＦＩＲフィルタ２、ＭＴＩフィルタ３および静止・移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ２１の出力先の切り替え制御を行う。

フィルタ選択部２２は、移動クラッタピーク検出部１２から出力される周波数値に基づいて、使用する静止・移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ２１の係数をフィルタ係数記憶部２３から選択し、選択したフィルタ係数を静止・移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ２１に設定する。フィルタ係数記憶部２３は、あらかじめ設計された複数種類の静止・移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ２１のフィルタ係数を保持する。第３のＦＦＴ処理部５ｃは、静止・移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ２１の出力信号をフーリエ変換する。ＦＦＴ出力選択部６´は、第１のＦＦＴ処理部５ａ、第２のＦＦＴ処理部５ｂおよび第３のＦＦＴ処理部５ｃから入力される処理結果から、後段の目標信号検出に使用するＦＦＴ出力結果を選択する。目標検出部７は、ＦＦＴ出力選択部６´の出力結果に基づいて目標信号を自動検出する。

まず、フィルタ係数記憶部２３が記憶するフィルタ係数の設計について説明する。レーダ装置１００´は、あらかじめ静止クラッタと移動クラッタのドップラー周波数間隔をある程度想定しておき、当該想定に基づいて静止クラッタのドップラー周波数と移動クラッタのドップラー周波数との組み合わせを最大数算出し、算出したドップラー周波数の組み合わせに対してノッチを形成する１つのフィルタを設計し、設計したフィルタのフィルタ係数をフィルタ係数記憶部２３に記憶させる。

フィルタ選択部２２は、移動クラッタピーク検出部１２から出力される移動クラッタのピーク周波数（中心周波数）と周波数０にノッチを形成するＦＩＲフィルタをフィルタ係数記憶部２３から選択する。なお、一致するピーク周波数が存在しない場合には、できるだけピーク周波数に近いノッチ周波数を有するＦＩＲフィルタを選択する。フィルタ選択部２２の選択結果に基づいて、静止・移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ２１が受信信号中の静止クラッタと移動クラッタを同時に抑圧し、スイッチ部４´を介して第３のＦＦＴ処置部３ｃに出力する。

スイッチ部４´は、移動クラッタピーク検出部１２の検出結果を参照し、ＦＩＲフィルタ２、ＭＴＩフィルタ３および静止・移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ２１の出力先の切り替え制御を行う。
移動クラッタが検出されない場合には、ＦＩＲフィルタ２およびＭＴＩフィルタ３の出力側が接続され、静止・移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ２１の出力側が開放される。以降の処理は実施の形態１の（ｉ）と同様に行われる。一方、移動クラッタが検出された場合には、ＦＩＲフィルタ２およびＭＴＩフィルタ３の出力側が開放され、静止・移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ２１の出力側が接続される。これにより、同時に受信した静止クラッタおよび移動クラッタ双方を抑圧することができる。

静止・移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ２１においてクラッタ抑圧処理が施された信号は、第３のＦＦＴ処理部５ｃにおいてコヒーレント積分処理が行われ、ＦＦＴ出力選択部６に出力される。なお、ＦＩＲフィルタ２およびＭＴＩフィルタ３の出力側は開放されていることから、ＦＦＴ出力選択部６には第３のＦＦＴ処理部５ｃの処理結果のみが入力される。以降の処理は、上述した実施の形態１と同様である。

このように、実施の形態２のレーダ装置では、静止クラッタのみを受信した場合には実施の形態１と同様の動作が実行され、加えて移動クラッタも同時に受信した場合には、静止クラッタおよび移動クラッタの双方を抑圧することができる。

また、実施の形態２の構成とすることにより、クラッタ抑圧処理に費やされるヒット数を低減することができる。移動クラッタと静止クラッタのドップラー周波数が離れている場合、移動クラッタと静止クラッタを異なる２つのフィルタで抑圧した場合と、２つのノッチ周波数を有する１つのフィルタで抑圧した場合とでは、ほぼ同様な処理結果が得られる。しかし、図７に示すように、移動クラッタと静止クラッタとのドップラー周波数が比較的接近している場合、２つのフィルタを用いると２つのフィルタの阻止域がオーバーラップする割合が多くなるため、それぞれのノッチ周波数に対するフィルタの阻止域幅が広がることが分かっている。図７に示した例では、移動クラッタと静止クラッタの中心周波数が０と−０．１であるが、この間隔が更に近づいた場合この傾向は更に強くなる。

ここで、正規化ドップラー周波数０にノッチを持つ抑圧フィルタと正規化ドップラー周波数−０．１にノッチを持つ抑圧フィルタの次数をそれぞれＬａ，Ｌｂとする。また、図７に示すような２つのノッチを持つ抑圧フィルタの次数をＬｃとする。所要の抑圧被を満たすという条件で各フィルタの次数を設定すると、Ｌａ＋Ｌｂ≧Ｌｃとの条件を満たす。従って、２つのノッチを有する抑圧フィルタを用いることにより、次数が少ないフィルタでの個別処理と同様なクラッタ抑圧処理が実現できるので、抑圧処理で消費されるヒット数を低減することができる。言い換えれば、後段の積分処理に利用するヒット数が増えるため、目標検出性能を改善することができる。

以上のように、この実施の形態２によれば、移動クラッタピーク検出部１２において移動クラッタのピーク周波数が検出されると、静止クラッタと移動クラッタのドップラー周波数に対してノッチを形成するフィルタを用いて静止クラッタおよび移動クラッタを同時に抑圧する静止・移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ２１を設けるように構成したので、１段階のクラッタ抑圧処理で静止クラッタと移動クラッタを抑圧することができる。これにより抑圧処理の簡素化およびリソースの有効利用が可能となる。また、次数が少ないフィルタでクラッタ抑圧処理を実現することができ、抑圧処理で消費されるヒット数を低減することができる。

なお、上述した実施の形態２では、静止クラッタと移動クラッタをそれぞれ１つずつ受信した場合について説明したが、移動クラッタが複数種類受信された場合には、複数の移動クラッタに対してノッチを有するフィルタを用いることにより対応可能である。

なお、上述した実施の形態１および実施の形態２では、スイッチ部４，４´を設けて実質的に接続先を切り替える構成を示したが、フィルタ出力制御部などの制御手段を設けることにより移動クラッタピーク検出部１２の検出結果に基づいて後段へ出力すべき信号を制御するように構成してもよい。

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

１送受信回路、２ＦＩＲフィルタ、３ＭＴＩフィルタ、４スイッチ部、５ａ第１のＦＦＴ処理部、５ｂ第２のＦＦＴ処理部、５ｃ３のＦＦＴ処理部、６ＦＦＴ出力選択部、７目標検出部、８表示部、９切替周波数データベース、１１スペクトル計算部、１２移動クラッタピーク検出部、１３ノッチ周波数補正部、１４移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ、２１静止・移動クラッタ用ＦＩＲフィルタ、２２フィルタ選択部、２３フィルタ係数記憶部、１００レーダ装置。

Claims

パルス電波の送受信を行い、受信信号を生成する送受信処理手段と、
前記送受信処理手段が生成した受信信号の周波数分析を行うスペクトル計算手段と、
前記スペクトル計算手段の周波数分析結果を参照し、前記受信信号の移動クラッタを検出し、検出した移動クラッタのピーク周波数を検出する移動クラッタピーク検出手段と、
前記受信信号の静止クラッタを抑圧するＦＩＲフィルタと、
前記受信信号の静止クラッタを抑圧するＭＴＩフィルタと、
前記移動クラッタピーク検出手段の検出結果に基づいて、前記ＦＩＲフィルタおよびＭＴＩフィルタの出力を制御する出力制御手段と、
前記移動クラッタピーク検出手段が検出した移動クラッタのピーク周波数に基づいて、フィルタ係数を調整するノッチ周波数補正手段と、
前記ノッチ周波数補正手段が調整したフィルタ係数を用いて、前記ＦＩＲフィルタの出力信号の移動クラッタを抑圧する移動クラッタ用ＦＩＲフィルタと、
前記ＦＩＲフィルタまたは前記移動クラッタ用ＦＩＲフィルタの出力信号に対してコヒーレント積分を行う第１のＦＦＴ処理手段と、
前記ＭＴＩフィルタの出力信号に対してコヒーレント積分を行う第２のＦＦＴ処理手段と、
前記ＦＩＲフィルタと前記ＭＴＩフィルタのうち振幅利得の高いフィルタからの出力信号への切り替えを示す切替周波数値を記憶する切替周波数データベースと、
前記移動クラッタピーク検出手段の検出結果に基づいて、前記切替周波数データベースを参照して設定した切替周波数値に応じて前記第１のＦＦＴ処理手段からの出力信号と前記第２のＦＦＴ処理手段からの出力信号のいずれか一方の出力信号を選択するＦＦＴ出力選択手段と、
前記ＦＦＴ出力選択手段が選択した出力信号から目標を検出する目標検出手段とを備えたことを特徴とするレーダ装置。
パルス電波の送受信を行い、受信信号を生成する送受信処理手段と、
前記送受信処理手段が生成した受信信号の周波数分析を行うスペクトル計算手段と、
前記スペクトル計算手段の周波数分析結果を参照し、前記受信信号の移動クラッタを検出し、検出した移動クラッタのピーク周波数を検出する移動クラッタピーク検出手段と、
前記受信信号の静止クラッタを抑圧するＦＩＲフィルタと、
前記受信信号の静止クラッタを抑圧するＭＴＩフィルタと、
静止クラッタおよび移動クラッタを同時に抑圧可能な複数種類のフィルタ係数を記憶するフィルタ係数記憶手段と、
前記移動クラッタピーク検出手段が検出した移動クラッタのピーク周波数に基づいて前記フィルタ係数記憶手段からフィルタ係数を選択するフィルタ選択手段と、
前記フィルタ選択手段が選択したフィルタ係数で、前記受信信号の静止クラッタおよび移動クラッタを抑圧する静止移動クラッタ用ＦＩＲフィルタと、
前記移動クラッタピーク検出手段の検出結果に基づいて、前記ＦＩＲフィルタ、前記ＭＴＩフィルタおよび前記静止移動クラッタ用ＦＩＲフィルタの出力を制御する出力制御手段と、
前記ＦＩＲフィルタの出力信号に対してコヒーレント積分を行う第１のＦＦＴ処理手段と、
前記ＭＴＩフィルタの出力信号に対してコヒーレント積分を行う第２のＦＦＴ処理手段と、
前記静止移動クラッタ用ＦＩＲフィルタの出力信号に対してコヒーレント積分を行う第３のＦＦＴ処理手段と、
前記第１のＦＦＴ処理手段または第３のＦＦＴ処理手段と、前記第２のＦＦＴ処理手段のうち振幅利得の高いフィルタからの出力信号への切り替えを示す切替周波数値を記憶する切替周波数データベースと、
前記移動クラッタピーク検出手段の検出結果に基づいて、前記切替周波数データベースを参照して設定した切替周波数値に応じて前記第１のＦＦＴ処理手段からの出力信号と前記第２のＦＦＴ処理手段からの出力信号のいずれか一方の出力信号を選択するか、あるいは前記第３のＦＦＴ処理手段からの出力信号を選択するＦＦＴ出力選択手段と、
前記ＦＦＴ出力選択手段が選択した出力信号から目標を検出する目標検出手段とを備えたことを特徴とするレーダ装置。
前記移動クラッタピーク検出手段において移動クラッタが検出されなかった場合、
前記出力制御手段は、前記ＦＩＲフィルタの出力信号を前記第１のＦＦＴ処理手段に出力し、前記ＭＴＩフィルタの出力信号を前記第２のＦＦＴ処理手段に出力することを特徴とする請求項１または請求項２記載のレーダ装置。
前記移動クラッタピーク検出手段において移動クラッタが検出された場合、
前記出力制御手段は、前記ＦＩＲフィルタの出力信号を前記移動クラッタ用ＦＩＲフィルタに入力し、
前記移動クラッタ用ＦＩＲフィルタは入力された出力信号の移動クラッタを抑圧し、移動クラッタを抑圧した出力信号を前記第１のＦＦＴ処理手段に出力することを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
前記移動クラッタピーク検出手段において移動クラッタが検出された場合、
前記出力制御手段は、前記静止移動クラッタ用ＦＩＲフィルタの出力信号を前記第３のＦＦＴ処理手段に出力することを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。
前記目標検出手段の検出結果を出力する出力手段を備えたことを特徴とする請求項１から請求項５のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。