JP5823624B2 - アナログ−デジタル変換回路、センサ装置、携帯電話およびデジタルカメラ - Google Patents

Description

本発明は、アナログ−デジタル変換回路、および、当該アナログ−デジタル変換回路を用いた近接センサ、測距センサ、モーションセンサ等のセンサ装置に関する。

液晶パネルを有する携帯電話やデジタルカメラ等では、消費電力低減およびタッチパネルの誤動作防止のために、液晶パネルに顔が近づいた時に、液晶パネルおよびタッチパネルの電源をＯＦＦさせるための近接センサを搭載する要望が増えている。また、近接センサの出力値は検知距離に反比例するため、近接センサを測距センサとして利用する要望もある。また、センサに複数のフォトダイオードを配置し、フォトダイオードの各出力値の時間変化量から、手の動き等を検知するモーションセンサとして利用する要望もある。

上記センサを搭載した携帯電話やデジタルカメラ等は、屋外で使用されることが多く、太陽光等の非常に強い外乱ＤＣ光成分がセンサに入射した場合においても、センサが正しく動作することが求められている。ここでは、上記の要求を満足するための回路構成について述べる。

センサの検知方法として、一般的には、アナログ−デジタル変換回路を用いてセンサ出力をデジタル値に変換する方法がある。近年、近接センサとして、積分型のアナログ−デジタル変換回路および発光ダイオード（ＬＥＤ）の駆動回路を備える方式が採用されている。

アナログ−デジタル変換回路に関する従来技術として、特許文献１に記載されている方式が提案されている。

図１６は、特許文献１に記載のアナログ−デジタル変換回路１００の構成を示す回路図である。アナログ−デジタル変換回路１００は、被測定電圧Ｖｉｎをインピーダンス変換するボルテージフォロワ１０１と、ボルテージフォロワ１０１の出力電圧により充電される容量１０２と、容量１０２に充電された電荷を負電源１０３へ放電する定電流回路１０４と、容量１０２の端子電圧を入力電圧とするコンパレータ１０５と、クロックパルスを出力するクロック回路１０６と、このクロックパルスをカウントするカウンタ１０７と、充電スイッチ１０８と放電スイッチ１０９の開閉を制御する制御回路１１０と、から構成されている。これにより、アナログ−デジタル変換回路１００は、簡単な構成で入力電圧値のアナログ−デジタル変換が可能である。

また、アナログ−デジタル変換回路を用いた照度センサに関する従来技術として、特許文献２に記載されている方式が提案されている。

図１７は、特許文献２に記載の照度センサ２００の構成を示す回路図である。照度センサ２００は、測定対象となる光を電流に変換するフォトダイオードＰＤと、フォトダイオードＰＤの出力を入力電流とするアナログ−デジタル変換回路（充放電部２１０及び制御計算部２２０）と、を有しており、照度に応じたデジタル出力を行う構成である。充放電部２１０は、充電回路２１１と、第１放電回路２１２と、第２放電回路２１３と、比較回路２１４と、を有している。

充電回路２１１は、所定の充電期間中、入力電流（フォトダイオードＰＤの検出電流）に応じた電荷を蓄える手段であり、オペアンプＡＭＰと、一端がオペアンプＡＭＰ２０１の反転入力端（−）に接続され、他端がオペアンプＡＭＰ２０１の出力端に接続された充電用キャパシタＣ２０１と、オペアンプＡＭＰ２０１の非反転入力端（＋）に所定の第１基準電圧Ｖ２０１を印加する第１定電圧源Ｅ２０１と、制御信号Ｓ２０１に基づいて、入力電流の入力端（すなわちフォトダイオードＰＤのアノード）と充電用キャパシタＣ２０１の一端との間を開閉する第１スイッチＳＷ２０１と、制御信号Ｓ２０２に基づいて、充電用キャパシタＣ２０１の両端間を短絡する第２スイッチＳＷ２０２と、を有している。

第１放電回路２１２は、上記の充電期間中、充電回路２１１の充電量が所定の閾値に達する毎に、充電回路２１１に蓄えられた電荷を放電する手段であり、第１放電用キャパシタＣ２０２（充電用キャパシタＣ２０１の１／ｍ（ｍ＞１））と、制御信号Ｓ２０３に基づいて、第１放電用キャパシタＣ２０２の一端と接地端との間、並びに、第１放電用キャパシタＣ２０２の他端とオペアンプＡＭＰ２０１の反転入力端（−）との間を各々開閉する第３スイッチＳＷ２０３ａ〜ＳＷ２０３ｂと、制御信号Ｓ２０４に基づいて、第１放電用キャパシタＣ２０２の両端と第１基準電圧Ｖ２０１の印加端との間を各々開閉する第４スイッチＳＷ２０４ａ〜ＳＷ２０４ｂと、を有している。

第２放電回路２１３は、上記の充電期間の満了後、第１放電回路２１２よりも小さい放電能力をもって、充電回路２１１に残存する電荷が所定値になるまで、これを所定量ずつ段階的に放電する手段であり、第２放電用キャパシタＣ２０３（充電用キャパシタＣ２０１の１／ｎ（ｎ＞ｍ））と、第２基準電圧Ｖ２０２（第１基準電圧Ｖ２０１の１／ｋ（ｋ＞１））を生成する第２定電圧源Ｅ２０２と、制御信号Ｓ２０５に基づいて、第２放電用キャパシタＣ２０３の一端と第２定電圧源Ｅ２０２の正極端との間、並びに、第２放電用キャパシタＣ２０３の他端とオペアンプＡＭＰ２０１の反転入力端（−）との間を各々開閉する第５スイッチＳＷ２０５ａ〜ＳＷ２０５ｂと、制御信号Ｓ２０６に基づいて、第２放電用キャパシタＣ２０３の両端と第１基準電圧Ｖｒｅｆの印加端との間を各々開閉する第６スイッチＳＷ２０６ａ〜ＳＷ２０６ｂと、を有している。

比較回路２１４は、オペアンプＡＭＰ２０１の出力電圧Ｖａと第３基準電圧Ｖ２０３（Ｖｒｅｆ）及び第４基準電圧Ｖ２０４（Ｖｒｅｆ／２）とを各々比較する手段であり、第３基準電圧Ｖ２０３を生成する第３定電圧源Ｅ２０３と、第４基準電圧Ｖ２０４を生成する第４定電圧源Ｅ２０４と、非反転入力端（＋）がオペアンプＡＭＰ２０１の出力端に接続され、反転入力端（−）が第３定電圧源Ｅ２０３の正極端に接続された第１コンパレータＣＭＰ２０１と、反転入力端（−）がオペアンプＡＭＰ２０１の出力端に接続され、非反転入力端（＋）が第４定電圧源Ｅ２０４の正極端に接続された第２コンパレータＣＭＰ２０２と、を有している。

制御計算部２２０は、所定のクロック信号ＣＬＫと比較回路ＣＭＰ２０１〜ＣＭＰ２０２の各出力信号ＣＯ２０１〜ＣＯ２０２に基づいて制御信号Ｓ２０１〜Ｓ２０６を生成し、充電回路２１１と放電回路２１２〜２１３の充放電制御を行うと共に、放電回路２１２〜２１３の総放電回数から充電回路２１１の総充電量を算出し、その結果に応じたデジタル出力（ＤＯＵＴ）を行う手段である。

充放電部２１０及び制御計算部２２０からなるアナログ−デジタル変換回路では、定められた充電時間の間、容量Ｃ２０１を充電するとともに、容量Ｃ２０１が所定の充電量になる毎に第１放電回路２１２により放電を行う。続いて、アナログ−デジタル変換回路は、充電時間終了後の電荷を第２放電回路２１３によって放電することにより、第１放電回路２１２の放電回数と第２放電回路２１３の放電時間に基づいて、容量Ｃ２０１の充電量に応じたデジタル値を出力する。これにより、特許文献２の構成は、入力ダイナミックレンジの拡大、最小分解能の向上、および測定時間の短縮が可能である。

図１８は、一般的な近接センサ３００の概略構成を示す図である。近接センサ３００は、発光ダイオード（ＬＥＤ）３１０、フォトダイオード３２０、および制御回路３３０を備えている。制御回路３３０は、発光ダイオード３１０にパルス電流を供給して、発光ダイオード３１０を駆動させる。近接センサ３００の近傍に物体４００が存在する場合、発光ダイオード３１０からのパルス光は、実線矢印のように、物体４００によって反射され、フォトダイオード３２０によって受光される。一方、物体４００が存在しない場合、発光ダイオード３１０からのパルス光は、破線矢印のように、物体４００によって反射されないので、フォトダイオード３２０には、発光ダイオード３１０からのパルス光はほとんど到達しない。

フォトダイオード３２０は、受光したパルス光をパルス電流に変換して、制御回路３３０に出力する。制御回路３３０は、フォトダイオード３２０からのパルス電流の大きさに基づいて、近接センサ３００の近傍に物体４００が存在するか否かを判定する。

図１９は、近接センサ３００の制御回路３３０の構成例を示す図である。制御回路３３０は、アナログ−デジタル変換回路３３１、サンプル−ホールド回路３３２、減算回路３３３および比較回路３３４を備えている。アナログ−デジタル変換回路３３１は、フォトダイオード３２０からの入力電流をデジタル値に変換する。アナログ−デジタル変換回路３３１としては、特許文献１または２に記載のアナログ−デジタル変換回路が用いられる。

サンプル−ホールド回路３３２は、発光ダイオード３１０が駆動されている期間におけるアナログ−デジタル変換回路３３１の出力デジタル値Ｄａｔａ１を保持する。その後、発光ダイオード３１０の駆動が停止されると、サンプル−ホールド回路３３２は、デジタル値Ｄａｔａ１を減算回路３３３に出力する。

減算回路３３３は、発光ダイオード３１０が駆動されていない期間におけるアナログ−デジタル変換回路３３１の出力デジタル値Ｄａｔａ２を、デジタル値Ｄａｔａ１から減算して、差分Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２を比較回路３３４に出力する。比較回路３３４は、当該差分Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２を、閾値Ｄａｔａ＿ｔｈと比較し、比較結果を出力する。

図２０は、近接センサ３００の発光ダイオード３１０の駆動信号、アナログ−デジタル変換回路３３１のデジタル信号ＤＯＵＴ、および比較回路３３４の出力信号の各波形を示す図であり、（ａ）は検知物が有る場合を示しており、（ｂ）は検知物が無い場合を示している。発光ダイオード３１０を駆動している期間のデジタル信号ＤＯＵＴであるＤａｔａ１と、発光ダイオードＬＥＤ１を駆動していない期間のデジタル信号ＤＯＵＴであるＤａｔａ２との差分Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２が近接情報となる。比較回路３３４は、上記差分Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２をデジタル閾値Ｄａｔａ＿ｔｈと比較することにより、近接／非近接を判定する。

検知物（図１８に示す物体４００）がある場合は、検知物からの反射光により、フォトダイオード３２０の発生する電流が大きくなり、図２０の（ａ）に示すように、差分Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２が閾値Ｄａｔａ＿ｔｈを越えるため、近接と判定される。検知物が無い場合は、検知物からの反射光が無いため、フォトダイオード３２０の発生する電流は小さく、図２０の（ｂ）に示すように、差分Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２が閾値Ｄａｔａ＿ｔｈを越えないので、非近接と判定される。

また、アナログ−デジタル変換回路３３１の出力値は、検知物と近接センサ３００との距離の２乗に反比例するため、近接センサ３００を測距センサとして適用することが可能である。

図２１は、近接センサ３００が測距センサとして動作した場合における、発光ダイオード３１０の駆動信号、アナログ−デジタル変換回路３３１のデジタル信号ＤＯＵＴ、および比較回路３３４の出力信号の各波形を示す図であり、（ａ）は検知物が近距離に有る場合を示しており、（ｂ）は検知物が遠距離に有る場合を示している。近接センサ３００と検知物との距離が長くなるほど、差分Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２が小さくなるので、検知物の遠近判定が可能となる。

日本国公開特許公報「特開２００１−１６０７５６号公報（２００１年６月１２日公開）」 日本国公開特許公報「特開２００８−４２８８６号公報（２００８年２月２１日公開）」

近接センサ３００のアナログ−デジタル変換回路３３１として、カウンタを備えるアナログ−デジタル変換回路を用いた場合に、以下のような問題が生じる。具体的には、太陽光等の非常に強い外乱ＤＣ光成分が近接センサ３００に入射した状態では、アナログ−デジタル変換回路３３１の出力デジタル信号ＤＯＵＴが、外乱ＤＣ光成分によってカウンタのカウント上限値に達する場合がある。例えば、上記カウント上限値を２^１０（カウント値は０〜１０２３）とした時、発光ダイオード３１０が駆動されている期間におけるアナログ−デジタル変換回路３３１の出力デジタル値Ｄａｔａ１および、発光ダイオード３１０が駆動されていない期間におけるアナログ−デジタル変換回路３３１の出力デジタル値Ｄａｔａ２が、ともに１０２３となり、検知物の遠近にかかわらず、差分Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２が０になってしまう。

差分Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２を正しく測定するためには、アナログ−デジタル変換回路３３１の備えるカウンタの分解能（１カウントあたりの電荷量）を、外乱ＤＣ光の光量に合わせて設定する必要がある。すなわち、外乱ＤＣ光の光量として太陽光等の非常に強い光量を想定すると、カウンタの分解能を低く（１カウントあたりの電荷量を多く）設定する必要がある。そうすると、発光ダイオード３１０の光による検知物体からの反射光は、外乱ＤＣ光の光量に比べて弱いので、デジタル値Ｄａｔａ１およびＤａｔａ２に含まれる反射光成分の割合が低くなり、測定精度が低下する。例えば、上述のように、カウント上限値を２^１０とした時、発光ダイオード３１０点灯時のデジタル値Ｄａｔａ１＝１００１、発光ダイオード３１０消灯時のデジタル値Ｄａｔａ２＝１０００、差分Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２＝１といった結果になる場合があり、高精度な遠近判定ができない。

一方、カウント上限値を大きくすると、差分Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２も大きくすることはできるが、カウント上限値の増加分をクロック周波数で割った時間だけ測定時間が増加するという欠点がある。

近接センサ３００に特許文献１の発明を適用するために、制御回路３３０にフォトダイオード３２０からの入力電流を電圧に変換する回路を追加し、特許文献１に記載のアナログ−デジタル変換回路を、電流入力のアナログ−デジタル変換回路として使用した場合においても、アナログ−デジタル変換回路の出力値が外乱ＤＣ光成分によってカウント上限値に達しないためには、外乱ＤＣ光の光量に合わせて分解能（定電流回路１０４の電流値）を設定する必要があり、差分Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２の高精度な測定ができない。

特許文献２の構成では、第１放電回路２１２および第２放電回路２１３の各容量値を調節することで最小分解能の向上、測定時間の短縮が可能である。しかしながら、近接センサ３００に特許文献２の発明を適用した場合、フォトダイオード３２０からの入力電流を充電用キャパシタＣ２０１に充電しながら、充電用キャパシタＣ２０１が所定の充電量になる毎に第１放電回路２１２により放電を行い、入力電流が流れている期間内で第１放電回路２１２の放電回数を数えることにより、アナログ−デジタル変換を行う。そのため、入力電流が流れている期間を短くするには限界がある。つまり発光ダイオード３１０を駆動している期間、および発光ダイオード３１０を駆動していない期間を一定の時間以上短く設定することは難しく、外乱ＤＣ光が測定時間中に変化した際の影響を受けやすいという問題がある。

本発明は、上記の問題点を解決するためになされたものであり、その目的は、入力電流に強いＤＣ成分が含まれている場合であっても、異なる期間の入力電流の差分を簡単な構成で高精度にデジタル信号に変換可能なアナログ−デジタル変換回路を実現することにある。

上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係るアナログ−デジタル変換回路は、第１容量と、第１容量に蓄えられた電荷量をデジタル信号に変換するデジタル変換部とを備えるアナログ−デジタル変換回路であって、第１容量の充放電を制御する充放電制御部を備え、上記充放電制御部は、第１期間に上記アナログ−デジタル変換回路に入力された電流に相当する電荷を第１容量に充電し、第１期間に続く第２期間に上記アナログ−デジタル変換回路に入力された電流に相当する電荷を第１容量から放電させ、第１期間における第１容量への充電と、第２期間における第１容量からの放電とからなる充放電サイクルを、複数回実行し、上記デジタル変換部は、上記充放電制御部による充放電制御の終了後のアナログ−デジタル変換期間に、上記充放電制御の終了時点において第１容量に蓄えられている電荷量をデジタル信号に変換することを特徴としている。

本発明の一態様によれば、入力電流に強いＤＣ成分が含まれている場合であっても、異なる期間の入力電流の差分を簡単な構成で高精度にデジタル信号に変換可能なアナログ−デジタル変換回路を実現できるという効果を奏する。

本発明の一態様に係る近接センサの概略構成を示す図である。 本発明の一態様に係るモーションセンサの概略構成を示す図である。 本発明の一態様に係るアナログ−デジタル変換回路の概略構成を示す図である。 （ａ）〜（ｃ）は、図３に示すアナログ−デジタル変換回路の動作を説明するための図である。 本発明の実施形態２に係る近接センサの構成を示す図である。 図５に示す近接センサの準備期間における状態を示す図である。 図５に示す近接センサの第１期間における状態を示す図である。 図５に示す近接センサの第２期間における状態を示す図である。 図５に示す近接センサのアナログ−デジタル変換期間における状態を示す図である。 本発明の実施形態３に係る近接センサの構成を示す図である。 図１０に示す近接センサの準備期間における状態を示す図である。 図１０に示す近接センサの第１期間における状態を示す図である。 図１０に示す近接センサの第２期間における状態を示す図である。 図１０に示す近接センサの電荷転送期間における状態を示す図である。 図１０に示す近接センサのアナログ−デジタル変換期間における状態を示す図である。 従来のアナログ−デジタル変換回路の構成を示す回路図である。 従来の照度センサの構成を示す回路図である。 一般的な近接センサの概略構成を示す図である。 図１８に示す近接センサの制御回路の構成例を示す図である。 図１８に示す近接センサの発光ダイオードを駆動するためのパルス電圧等の波形を示す図であり、（ａ）は、近接センサの近傍に物体が存在する場合の波形を示しており、（ｂ）は、近接センサの近傍に物体が存在しない場合の波形を示している。 図１８に示す近接センサが測距センサとして動作した場合における、当該近接センサの発光ダイオードを駆動するためのパルス電圧等の波形を示す図であり、（ａ）は検知物が近距離に有る場合を示しており、（ｂ）は検知物が遠距離に有る場合を示している。

〔実施形態１〕
本発明に係るアナログ−デジタル変換回路は、入力電流に強いＤＣ成分が含まれている場合であっても、異なる期間の入力電流の差分を簡単な構成で高精度にデジタル信号に変換可能である。そのため、本発明に係るアナログ−デジタル変換回路を用いることにより、強い外乱光が入射する状況下であっても、簡単な構成で高い検知精度を有する近接センサ、測距センサおよびモーションセンサを簡易な構成で実現することができる。本実施形態では、当該アナログ−デジタル変換回路を適用した各種センサ装置について、図１〜図２に基づいて説明する。

（近接センサの概略構成）
図１は、本発明に係るセンサ装置の一態様である近接センサ１の概略構成を示す図である。近接センサ１は、検知物体１０の近接／非近接を判定するセンサ装置であり、発光ダイオード（ＬＥＤ、光源）２、ＬＥＤ駆動回路（光源駆動部）３、フォトダイオードＰＤ１、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１および判定部（信号処理部）４を備えている。

ＬＥＤ２は、ＬＥＤ駆動回路３によって駆動され、赤外波長域の光を近接センサ１の外部に出射する。なお、近接センサ１の外部に出射する光源は、ＬＥＤに限定されず、蛍光灯等の他の周知の光源を用いることができる。

フォトダイオードＰＤ１は、赤外の分光特性を有しており、フォトダイオードＰＤ１に入射する赤外光の強度に応じた電流を発生する。アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１は、フォトダイオードＰＤ１のカソードに接続されており、フォトダイオードＰＤ１が発生した電流は、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１に入力される。

ＬＥＤ駆動回路３は、期間ｔ１（第１期間）において、ＬＥＤ２を駆動し、期間ｔ１に続く期間ｔ２（第２期間）において、ＬＥＤ２の駆動を停止する。また、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１は、期間ｔ１に入力される電流に相当する電荷から、期間ｔ２に入力される電流に相当する電荷を差し引いた電荷量を、デジタル値（デジタル信号）ＡＤＣＯＵＴ１に変換して判定部４に出力する。すなわち、デジタル値ＡＤＣＯＵＴ１は、ＬＥＤ２が点灯している期間ｔ１におけるフォトダイオードＰＤ１の受光強度とＬＥＤ２が点灯していない期間ｔ２におけるフォトダイオードＰＤ１の受光強度との差分に対応する。

ここで、検知物体１０が近接センサ１に近接している場合、期間ｔ１におけるフォトダイオードＰＤ１が受光する光強度は、期間ｔ２におけるフォトダイオードＰＤ１が受光する光強度よりも、ＬＥＤ２から出射され検知物体１０から反射される赤外光の強度だけ大きくなる。そのため、デジタル値ＡＤＣＯＵＴ１は、ＬＥＤ２のから出射され検知物体１０から反射される赤外光の強度に対応する。判定部４は、デジタル値ＡＤＣＯＵＴ１を所定の閾値Ｄａｔａ＿ｔｈと比較し、デジタル値ＡＤＣＯＵＴ１が閾値Ｄａｔａ＿ｔｈより大きい場合に、検知物体１０が近接していると判定する。

検知物体１０が近接センサ１に近接していない場合は、検知物体１０から反射される赤外光が弱いため、デジタル値ＡＤＣＯＵＴ１が閾値Ｄａｔａ＿ｔｈを超えない。そのため、判定部４は非近接と判定する。

このように、近接センサ１は、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１を備えることにより、検知物体１０の近接／非近接を判定することができる。

また、デジタル値ＡＤＣＯＵＴ１は、近接センサ１と検知物体１０との距離の２乗に反比例するので、デジタル値ＡＤＣＯＵＴ１に基づいて、近接センサ１と検知物体１０との距離を算出することができる。これにより、近接センサ１を測距センサとして適用することが可能である。

（モーションセンサの概略構成）
図２は、本発明に係るセンサ装置の一態様であるモーションセンサ１１の概略構成を示す図である。モーションセンサ１１は、ＬＥＤ（図示せず）、４つのフォトダイオードＰＤ１〜ＰＤ４、４つのアナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１〜ＡＤＣ４および判定部１４を備えている。

波長域の光をモーションセンサ１１の外部に出射する。フォトダイオードＰＤ１〜ＰＤ４は、いずれも赤外の分光特性を有しており、ＬＥＤから出射され検知物体１０から反射された赤外光を受光する。

アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１〜ＡＤＣ４は、フォトダイオードＰＤ１〜ＰＤ４のカソードにそれぞれ接続されており、フォトダイオードＰＤ１〜ＰＤ４が発生した各電流が、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１〜ＡＤＣ４にそれぞれ入力される。各アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１〜ＡＤＣ４は、期間ｔ１に入力される電流に相当する電荷から、期間ｔ２に入力される電流に相当する電荷を差し引いた電荷量を、デジタル値に変換する。アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１〜ＡＤＣ４から出力されるデジタル値をそれぞれＡＤＣＯＵＴ１〜ＡＤＣＯＵＴ４とする。

図２に示すように、検知物体４０が期間ｔ１（第１期間）から期間ｔ２（第２期間）の間に位置Ｐ１から位置Ｐ２に移動した場合、検知物体４０とフォトダイオードＰＤ１・ＰＤ２との距離は大きくなり、検知物体４０とフォトダイオードＰＤ３・ＰＤ４との距離は小さくなる。そのため、フォトダイオードＰＤ１・ＰＤ２が期間ｔ２において受光する光強度は、フォトダイオードＰＤ１・ＰＤ２が期間ｔ１において受光する光強度よりも小さくなり、フォトダイオードＰＤ３・ＰＤ４が期間ｔ２において受光する光強度は、フォトダイオードＰＤ３・ＰＤ４が期間ｔ１において受光する光強度よりも大きくなる。

よって、デジタル値ＡＤＣＯＵＴ１およびＡＤＣＯＵＴ２は、負の値となり、デジタル値ＡＤＣＯＵＴ３およびＡＤＣＯＵＴ４は、正の値となる。この結果より、判定部１４は、検知物体４０が期間ｔ１から期間ｔ２の間にフォトダイオードＰＤ１・ＰＤ２側からフォトダイオードＰＤ３・ＰＤ４側に移動したと判定することができる。

このように、モーションセンサ１１は、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１〜ＡＤＣ４の各デジタル値ＡＤＣＯＵＴ１〜ＡＤＣＯＵＴ４の時間変化量から、手の動き等を検知することができる。

〔アナログ−デジタル変換回路の概略構成〕
続いて、本発明に係るアナログ−デジタル変換回路の概略構成について説明する。上述の各種センサ装置が備えるアナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１〜ＡＤＣ４は、センサ装置を太陽光などの強い外乱光成分が入射する状況下で使用した場合であっても、異なる期間に入力された電流の差分を高精度にデジタル値に変換できるように構成されている。アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１〜ＡＤＣ４の構成は、互いに同一であり、以下では、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１の概略構成について説明する。

図３は、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１の概略構成を示す図である。アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１は、フォトダイオードＰＤ１のカソードが接続されている。フォトダイオードＰＤ１は、受光量に応じた電流Ｉｉｎを発生する。

アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１は、容量（第１容量）Ｃ１、デジタル変換部５および充放電制御部６を備えている。

デジタル変換部５は、容量Ｃ１に蓄えられた電荷量をデジタル値に変換する機能を有している。当該デジタル値は、デジタル値ＡＤＣＯＵＴ１としてアナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１から出力される。後述するように、デジタル変換部５は、カウンタ等を含んで構成される。

充放電制御部６は、容量Ｃ１の充放電を制御する機能を有している。具体的には、充放電制御部６は、期間ｔ１（第１期間）にアナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１に入力された電流に相当する電荷を容量Ｃ１に充電し、期間ｔ２（第２期間）にアナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１に入力された電流に相当する電荷を容量Ｃ１から放電させる。これにより、容量Ｃ１には、期間ｔ１における入力電流に相当する電荷から、期間ｔ２における入力電流に相当する電荷を差し引いた電荷が蓄えられる。

図４に基づいて、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１の動作をさらに詳細に説明する。

図４の（ａ）に示すように、期間ｔ１において、充放電制御部６は、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１に入力された電流に相当する電荷が容量Ｃ１に充電されるように制御する。なお、期間ｔ１の開始前においては、容量Ｃ１は電荷が蓄えられていない状態であるとする。期間ｔ１に流れる入力電流をＩｉｎ１とすると、期間ｔ１おいて容量Ｃ１に充電される電荷Ｑ１は、Ｉｉｎ１×ｔ１となる。

図４の（ｂ）に示すように、期間ｔ１に続く期間ｔ２において、充放電制御部６は、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１に入力された電流に相当する電荷が容量Ｃ１から放電するように制御する。期間ｔ２に流れる入力電流をＩｉｎ２とすると、期間ｔ２おいて容量Ｃ１から放電される電荷Ｑ２は、Ｉｉｎ２×ｔ２となる。よって、期間ｔ２の終了時に容量Ｃ１に蓄えられている電荷は、
Ｑ１−Ｑ２＝Ｉｉｎ１×ｔ１−Ｉｉｎ２×ｔ２
となる。このように、容量Ｃ１には、期間ｔ１における入力電流に相当する電荷から、期間ｔ２における入力電流に相当する電荷を差し引いた電荷が蓄えられる。

期間ｔ２の終了後のアナログ−デジタル変換期間において、デジタル変換部５は、容量Ｃ１に蓄えられた電荷量をデジタル値に変換する。当該デジタル値は、デジタル値ＡＤＣＯＵＴ１としてアナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１から出力される。

（従来構成との比較）
ここで、図１８および図１９に示す従来の近接センサ３００では、アナログ−デジタル変換回路３３１は、期間ｔ１におけるフォトダイオード３２０からの入力電流と、期間ｔ２におけるフォトダイオード３２０からの入力電流とを、それぞれデジタル値Ｄａｔａ１およびデジタル値Ｄａｔａ２に変換した後、それらの差分Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２を算出している。そのため、太陽光等の非常に強い外乱ＤＣ光成分が入力電流に含まれる場合においても、差分Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２の正確な値を得るためには、アナログ−デジタル変換回路３３１の分解能を高く設定する必要がある。しかしながら、アナログ−デジタル変換回路３３１の分解能を高くすると、検知物体からの反射光は、外乱ＤＣ光の光量に比べて弱いので、デジタル値Ｄａｔａ１およびＤａｔａ２に含まれる反射光成分の割合が低くなり、測定精度が低下するという問題がある。

これに対し、本実施形態では、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１は、電流Ｉｉｎ１および電流Ｉｉｎ２をそれぞれデジタル値に変換することなく、電流Ｉｉｎ１・Ｉｉｎ２に対応するデジタル値の差分をデジタル値ＡＤＣＯＵＴ１として出力する。そのため、電流Ｉｉｎ１およびＩｉｎ２のそれぞれの大きさにかかわらず、デジタル変換部５の分解能を、電流Ｉｉｎ１・Ｉｉｎ２に対応するデジタル値の差分（ＡＤＣＯＵＴ１）に対して設定することができる。ここで、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１を近接センサや測距センサに用いる場合、デジタル値ＡＤＣＯＵＴ１は、検知物体からの反射光の強度に対応する。そのため、太陽光等の非常に強い外乱ＤＣ光成分が電流Ｉｉｎ１・Ｉｉｎ２に含まれる場合においても、デジタル変換部５の分解能を高く設定することができる。したがって、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１は、異なる期間に入力された電流の差分を簡単な構成で高精度にデジタル値に変換することができる。

また、アナログ−デジタル変換期間中は、第１容量に対する充放電は行われない。すなわち、第１容量への充放電とアナログ−デジタル変換動作とが切り離されているので、期間ｔ１・ｔ２を短く設定しても、アナログ−デジタル変換動作を正確に行うことができる。そのため、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１を備えるセンサ装置は、外乱ＤＣ光が測定時間中に変化した際の影響を受けにくい。

（充放電サイクルを繰り返す構成）
また、充放電制御部６は、第１期間における容量Ｃ１への充電と、第２期間における容量Ｃ１からの放電とからなる充放電サイクルを、複数回実行することが望ましい。すなわち、容量Ｃ１に対する充放電を複数回行うことで、各充放電サイクル毎に、第１期間に入力される電流に相当する電荷から、第２期間に入力される電流に相当する電荷を差し引いた電荷が、容量Ｃ１に積算して蓄えられる。

例えば、上記充放電サイクルを２回実行する場合について説明する。第１充放電サイクルの第１期間および第２期間をそれぞれ、期間ｔ１１および期間ｔ１２とし、第２充放電サイクルの第１期間および第２期間をそれぞれ、期間ｔ２１および期間ｔ２２とする。また、期間ｔ１１にフォトダイオードＰＤ１から流れる電流をＩｉｎ１１、期間ｔ１２にフォトダイオードＰＤ１から流れる電流をＩｉｎ１２、期間ｔ２１にフォトダイオードＰＤ１から流れる電流をＩｉｎ２１、期間ｔ２２にフォトダイオードＰＤ１から流れる電流をＩｉｎ２２とすると、第１サイクル終了時に容量Ｃ１に充電される電荷は、
Ｉｉｎ１１×ｔ１１−Ｉｉｎ１２×ｔ１２
となる。この電荷を充電した状態で、第２サイクルの充放電を続けて行う。第２サイクルにおいて、容量Ｃ１には、
Ｉｉｎ２１×ｔ２１−Ｉｉｎ２２×ｔ２２
の電荷がさらに充電されるので、第２サイクル終了時には、
（Ｉｉｎ１１×ｔ１１−Ｉｉｎ１２×ｔ１２）＋（Ｉｉｎ２１×ｔ２１−Ｉｉｎ２２×ｔ２２）
の電荷が容量Ｃ１に蓄えられる。このように、第１サイクルおよび第２サイクルのそれぞれ、第１期間に入力される電流に相当する電荷から第２期間に入力される電流に相当する電荷を差し引いた電荷が、容量Ｃ１に積算して充電される。したがって、容量Ｃ１に対する充放電を１回だけ行う場合に比べ、より多くの電荷を容量Ｃ１に蓄えた状態で、蓄えられた電荷量をデジタル値に変換することができる。よって、変換精度をさらに向上させることができる。

上記充放電サイクルを実行する回数は、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１を適用するセンサ装置に要求される測定精度に応じて適宜設定される。例えば、本実施形態では、上記充放電サイクルを１６回実行する。

続いて、上述のアナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１の具体的な構成例について、説明する。

〔実施形態２〕
本発明に係る第２の実施形態について、図５〜図９に基づいて説明する。本実施形態では、１つの容量を備えるアナログ−デジタル変換回路を近接センサに適用した例を説明する。

（近接センサの構成）
図５は、本実施形態に係る近接センサ１ａの構成を示す図である。近接センサ１ａは、図１に示す近接センサ１の具体的な構成例であり、検知物体１０の近接／非近接を判定する。図５に示すように、近接センサ１ａは、発光ダイオード（ＬＥＤ）２、ＬＥＤ駆動回路３、フォトダイオードＰＤ１、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ａおよび判定部４を備えている。

近接センサ１ａの構成部材のうち、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ａ以外の構成部材は、図１に示すものと同一である。また、ＬＥＤ駆動回路３によるＬＥＤ２の駆動制御も、図１に示す近接センサ１における制御と同一である。すなわち、ＬＥＤ駆動回路３は、期間ｔ１（第１期間）において、ＬＥＤ２を点灯させ、期間ｔ１に続く期間ｔ２（第２期間）において、ＬＥＤ２を消灯させる。検知物体１０が近接センサ１に近接している場合は、期間ｔ１において、ＬＥＤ２から出射され検知物体１０から反射される赤外光がフォトダイオードＰＤ１に入射する。そのため、期間ｔ１におけるフォトダイオードＰＤ１が受光する光強度は、期間ｔ２におけるフォトダイオードＰＤ１が受光する光強度よりも大きくなる。すなわち、期間ｔ１においてフォトダイオードＰＤ１が発生する電流を電流Ｉｉｎ１とし、期間ｔ２においてフォトダイオードＰＤ１が発生する電流を電流Ｉｉｎ２とすると、Ｉｉｎ１＞Ｉｉｎ２となる。

（アナログ−デジタル変換回路の構成）
アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ａは、図１および図３に示すアナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１の具体的な構成例である。図５に示すように、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ａは、容量Ｃ１、デジタル変換部５ａ、充放電制御部６ａ、スイッチ制御回路７および基準電圧源８を備えている。

スイッチ制御回路７は、後述するスイッチＳＷ１〜ＳＷ１０のＯＮ／ＯＦＦを制御する回路である。基準電圧源８は、後述するオペアンプＡＭＰ１の反転入力端子および比較器ＣＭＰ１の反転入力端子に基準電圧Ｖ１を印加する。

デジタル変換部５ａは、容量Ｃ１に蓄えられた電荷量をデジタル値に変換する機能を有しており、比較回路５１、計数回路５２および放電回路５３を備えている。当該デジタル値は、デジタル値ＡＤＣＯＵＴ１として判定部４に出力される。デジタル変換部５ａの詳細な構成は後述する。

充放電制御部６ａは、接続選択回路６１、オペアンプＡＭＰ１、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２（第２スイッチ）を備えており、容量Ｃ１の充放電を制御する機能を有している。具体的には、充放電制御部６ａは、期間ｔ１（第１期間）にアナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ａに入力された電流に相当する電荷を容量Ｃ１に充電し、期間ｔ２（第２期間）にアナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ａに入力された電流に相当する電荷を容量Ｃ１から放電させる。これにより、容量Ｃ１には、期間ｔ１における入力電流に相当する電荷から、期間ｔ２における入力電流に相当する電荷を差し引いた電荷が蓄えられる。

スイッチＳＷ１（第１スイッチ）は、フォトダイオードＰＤ１とアナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ａとの接続／非接続を切り替えるためのスイッチである。スイッチＳＷ１は、３つのノードＰ０・Ｐ１・Ｐ２を備えており、ノードＰ０とノードＰ１との接続、および、ノードＰ０とノードＰ２との接続を切り替えることができる。ノードＰ０をノードＰ１に接続した場合に、フォトダイオードＰＤ１からの電流がアナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ａに入力される。すなわち、スイッチＳＷ１は、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ａに入力された電流のオペアンプＡＭＰ１のマイナス入力端子への入力をＯＮ／ＯＦＦする。

スイッチＳＷ２は、コンパレータＣＭＰ１と容量Ｃ１の端子Ｔ２との接続のＯＮ／ＯＦＦを切り替えるスイッチである。スイッチ制御回路７は、期間ｔ１および期間ｔ２において、スイッチＳＷ２をＯＦＦに制御し、アナログ−デジタル変換期間において、スイッチＳＷ２をＯＮに制御する。

オペアンプＡＭＰ１は、マイナス入力端子（反転入力端子）が、スイッチＳＷ１のノードＰ１、スイッチＳＷ３の一端および接続選択回路６１に接続され、プラス入力端子（非反転入力端子）が基準電圧源８に接続されている。オペアンプＡＭＰ１の出力端子は、スイッチＳＷ３の他端および接続選択回路６１に接続されている。

接続選択回路６１は、８つのスイッチＳＷ２・ＳＷ３・ＳＷ５〜ＳＷ１０を備えており、これらのスイッチを制御することにより、容量Ｃ１の２つの端子Ｔ１・Ｔ２とフォトダイオードＰＤ１との接続状態を選択することができる。具体的には、接続選択回路６１は、オペアンプＡＭＰ１のマイナス入力端子および出力端子がそれぞれ、容量Ｃ１の端子Ｔ１および端子Ｔ２に接続される第１接続状態と、オペアンプＡＭＰ１のマイナス入力端子および出力端子がそれぞれ、容量Ｃ１の端子Ｔ２および端子Ｔ１に接続される第２接続状態とを選択可能である。

スイッチＳＷ５の一端は、スイッチＳＷ３の一端、オペアンプＡＭＰ１のマイナス入力端子、スイッチＳＷ１のノードＰ１、スイッチＳＷ１０の一端および放電回路５３に接続されている。スイッチＳＷ５の他端は、スイッチＳＷ６の一端およびスイッチＳＷ９の一端に接続されている。スイッチＳＷ６の他端は、容量Ｃ１の端子Ｔ１に接続されている。容量Ｃ１の端子Ｔ２は、スイッチＳＷ２の一端およびスイッチＳＷ７の一端に接続されている。スイッチＳＷ７の他端は、スイッチＳＷ８の一端およびスイッチＳＷ１０の他端に接続されている。スイッチＳＷ８の他端は、スイッチＳＷ３の他端、オペアンプＡＭＰ１の出力端子およびスイッチＳＷ９の他端に接続されている。

続いて、デジタル変換部５ａの詳細な構成について説明する。前述のように、デジタル変換部５ａは、比較回路５１、計数回路５２および放電回路５３を備えている。

比較回路５１は、容量Ｃ１の端子Ｔ２の電圧と基準電圧Ｖ１とを比較する回路であり、コンパレータＣＭＰ１およびスイッチＳＷ４を備えている。コンパレータＣＭＰ１は、プラス入力端子（非反転入力端子）がスイッチＳＷ２の他端およびスイッチＳＷ４の一端に接続され、マイナス入力端子（反転入力端子）が基準電圧源８に接続されている。これにより、コンパレータＣＭＰ１は、スイッチＳＷ２がＯＮのときに、容量Ｃ１の端子Ｔ２の電圧を、基準電圧Ｖ１と比較する。コンパレータＣＭＰ１の出力端子は、スイッチＳＷ４の他端および計数回路５２に接続されている。

計数回路５２は、コンパレータＣＭＰ１の出力に基づいて、放電回路５３の放電期間をカウントし、その放電期間に応じたデジタル値を出力する回路であり、フリップフロップＦＦ１およびカウンタＣＯＵＮＴ１を備えている。スイッチＳＷ２がＯＮになり、コンパレータＣＭＰ１のマイナス入力端子の電圧がプラス入力端子の電圧より高くなると、コンパレータＣＭＰ１の出力信号がＬｏｗになる。これに伴い、フリップフロップＦＦ１は、図示しないクロック発生源から入力されるクロック信号の立ち上がりに同期して、出力信号である放電制御信号ｃｈａｒｇｅをＬｏｗにする。放電制御信号ｃｈａｒｇｅは、カウンタＣＯＵＮＴ１に入力されるとともに、スイッチＳＷ１１のＯＮ／ＯＦＦを制御する制御信号となる。カウンタＣＯＵＮＴ１は、放電制御信号ｃｈａｒｇｅがＬｏｗの期間にクロック回数をカウントして、そのカウント値をデジタル値ＡＤＣＯＵＴ１として判定部４に出力する。

すなわち、計数回路５２は、コンパレータＣＭＰ１によって、容量Ｃ１の端子Ｔ２の電圧が基準電圧Ｖ１よりも高いと判定されてから、容量Ｃ１の端子Ｔ２の電圧が基準電圧Ｖ１よりも低いと判定されるまでの間、クロック信号のクロック数をカウントする。

放電回路５３は、電流源およびスイッチＳＷ１１を備えている。電流源は、スイッチＳＷ１１を介して充放電制御部６ａに接続されており、容量Ｃ１に蓄えられた電荷を放電するための基準電流Ｉ１を発生する。スイッチＳＷ１１は、上記放電のＯＮ／ＯＦＦを切り替えるスイッチである。

上記のように、スイッチＳＷ１１は、放電制御信号ｃｈａｒｇｅがＬｏｗの期間ＯＮとなる。これにより、コンパレータＣＭＰ１が、容量Ｃ１の端子Ｔ２の電圧が基準電圧Ｖ１よりも高いと判定している間、放電回路５３は、電流源によって所定の速度で容量Ｃ１から放電させる。

判定部４は、検知物体１０の近接／非近接を判定するものである。具体的には、判定部４は、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１から出力されるデジタル値ＡＤＣＯＵＴ１を所定の閾値Ｄａｔａ＿ｔｈと比較し、デジタル値ＡＤＣＯＵＴ１が閾値Ｄａｔａ＿ｔｈより大きい場合に、検知物体１０が近接していると判定する。

（近接センサの動作）
続いて、上記の構成を有する近接センサ１ａの動作について説明する。近接センサ１ａの動作は、準備期間、期間ｔ１（第１期間）、期間ｔ２（第２期間）およびアナログ−デジタル変換期間の各期間ごとに切り替わる。

図６〜図９は、それぞれ準備期間、期間ｔ１、期間ｔ２およびアナログ−デジタル変換期間における近接センサ１ａの動作を説明するための図である。便宜上、図６〜図９では、各スイッチ、および、スイッチがＯＦＦであることにより電流が流れない配線の図示を省略する。

（準備期間）
準備期間は、期間ｔ１の前に設けられる。準備期間では、オペアンプＡＭＰ１およびコンパレータＣＭＰ１のオフセット電圧によって、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ａの出力値の誤差が生じることを回避するために、当該オフセット電圧の影響をキャンセルするための電荷を容量Ｃ１に充電させる。

準備期間では、スイッチ制御回路７は、図５に示す各スイッチについて、スイッチＳＷ１のノードＰ０をノードＰ１に接続し、スイッチＳＷ２をＯＮとし、スイッチＳＷ３をＯＮとし、スイッチＳＷ４をＯＮとし、スイッチＳＷ５をＯＮとし、スイッチＳＷ６をＯＮとし、スイッチＳＷ７をＯＦＦとし、スイッチＳＷ８をＯＦＦとし、スイッチＳＷ９をＯＦＦとし、スイッチＳＷ１０をＯＦＦとし、スイッチＳＷ１１をＯＦＦとする。これにより、近接センサ１ａは、図６に示す状態となる。なお、準備期間では、ＬＥＤ２は駆動されない。

図６において、オペアンプＡＭＰ１のマイナス入力端子および出力端子がいずれも容量Ｃ１の端子Ｔ１に接続される。また、スイッチＳＷ２・ＳＷ４がＯＮであることにより、コンパレータＣＭＰ１のマイナス入力端子および出力端子がいずれも容量Ｃ１の端子Ｔ２に接続される。これにより、容量Ｃ１には、オペアンプＡＭＰ１のオフセット電圧と、比較回路５１内のコンパレータＣＭＰ１のオフセット電圧との差分に相当する電荷が充電される。

具体的には、オペアンプＡＭＰ１のオフセット電圧をＶａｍｐとすると、オペアンプＡＭＰ１の出力端子とマイナス入力端子とがショートされることで、オペアンプＡＭＰ１のプラス入力端子とマイナス入力端子とがイマジナリショートされる。オペアンプＡＭＰ１のプラス入力端子の電圧は、基準電圧源８からの基準電圧Ｖ１であることから、オペアンプＡＭＰ１のマイナス入力端子の電圧はＶ１＋Ｖａｍｐとなる。よって、容量Ｃ１の端子Ｔ１の電圧はＶ１＋Ｖａｍｐとなる。

一方、コンパレータＣＭＰ１のオフセット電圧をＶｃｍｐとすると、コンパレータＣＭＰ１の出力端子とマイナス入力端子がショートされることで、コンパレータＣＭＰ１のプラス入力端子とマイナス入力端子とがイマジナリショートされる。そのため、コンパレータＣＭＰ１のプラス端子入力の電圧はＶ１となり、マイナス端子入力の電圧はＶ１＋Ｖｃｍｐとなる。よって、容量Ｃ１の端子Ｔ２の電圧はＶ１＋Ｖｃｍｐとなる。

上記のように、容量Ｃ１の端子Ｔ１の電圧がＶ１＋Ｖａｍｐであり、容量Ｃ１の端子Ｔ２の電圧がＶ１＋Ｖｃｍｐであるため、容量Ｃ１の容量値をＣ＿１とすると、容量Ｃ１には、端子Ｔ１側に、
＋Ｃ＿１×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｍｐ）
の電荷が充電され、端子Ｔ２側に、
−Ｃ＿１×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｍｐ）
の電荷が充電される。

以上のような値の電荷が容量Ｃ１に蓄えられることにより、後述するように、アナログ−デジタル変換期間において、オペアンプＡＭＰ１およびコンパレータＣＭＰ１にオフセット電圧が生じた場合においても、デジタル変換部５ａは、第１期間における入力電流に相当する電荷と第２期間の入力電流に相当する電荷との差分を正確にデジタル値に変換することができる。

なお、準備期間において、ＬＥＤ２は発光していないが、外乱ＤＣ光はフォトダイオードＰＤ１に入射されるため、充放電制御部６ａには、外乱ＤＣ光によるフォトダイオードＰＤ１からの入力電流が流れる。しかしながら、この入力電流は、オペアンプＡＭＰ１の出力端子からフォトダイオードＰＤ１に向けて流れるため、容量Ｃ１には充電されない。

また、オペアンプＡＭＰ１およびコンパレータＣＭＰ１のオフセット電圧が無い場合は、準備期間終了時において、容量Ｃ１に電荷が蓄えられていない状態となる。すなわち、準備期間終了時において、容量Ｃ１の端子Ｔ１・Ｔ２間の電位差は０Ｖとなる。

（第１期間）
準備期間に続く期間ｔ１（第１期間）では、フォトダイオードＰＤ１が発生する電流に相当する電荷が容量Ｃ１に充電されるように、各スイッチが制御される。具体的には、スイッチ制御回路７は、図５に示す各スイッチについて、スイッチＳＷ１のノードＰ０をノードＰ１に接続し、スイッチＳＷ２をＯＦＦとし、スイッチＳＷ３をＯＦＦとし、スイッチＳＷ４をＯＮとし、スイッチＳＷ５をＯＮとし、スイッチＳＷ６をＯＮとし、スイッチＳＷ７をＯＮとし、スイッチＳＷ８をＯＮとし、スイッチＳＷ９をＯＦＦとし、スイッチＳＷ１０をＯＦＦとし、スイッチＳＷ１１をＯＦＦとする。これにより、近接センサ１ａは、図７に示す状態となる。

また、期間ｔ１では、ＬＥＤ駆動回路３がＬＥＤ２を駆動する。検知物体１０が近接している場合、フォトダイオードＰＤ１には、ＬＥＤ２から出射され検知物体１０によって反射された赤外光が、外乱ＤＣ光とともに入射する。そのため、フォトダイオードＰＤ１は、外乱ＤＣ光と赤外光とを合わせた光量に相当する電流を発生する。

図７において、接続選択回路６１は、オペアンプＡＭＰ１のマイナス入力端子および出力端子がそれぞれ、容量Ｃ１の端子Ｔ１および端子Ｔ２に接続される第１接続状態を選択する。すなわち、オペアンプＡＭＰ１の出力端子とマイナス入力端子とが容量Ｃ１を介して接続されており、オペアンプＡＭＰ１のプラス入力端子とマイナス入力端子とがイマジナリショートされている。そのため、フォトダイオードＰＤ１のカソード電圧は、準備期間における容量Ｃ１の端子Ｔ１の電圧Ｖ１＋Ｖａｍｐに固定される。

また、フォトダイオードＰＤ１は容量Ｃ１の端子Ｔ１と、オペアンプＡＭＰ１のマイナス入力端子のみに接続されている。そのため、期間ｔ１の時間をｔ＿１とし、フォトダイオードＰＤ１が発生する電流をＩｉｎ＿１とすると、時間ｔ＿１の間に流れる電流Ｉｉｎ＿１に相当する電荷（ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１）が、容量Ｃ１の端子Ｔ１側から流れ出る。よって、容量Ｃ１の端子Ｔ１は、準備期間に充電された電荷と合わせて、
−ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１＋Ｃ＿１×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｏｍｐ）
の電荷が充電された状態になる。

一方、容量Ｃ１の端子Ｔ２には、オペアンプＡＭＰ１の出力端子からの電荷供給により、容量Ｃ１の端子Ｔ１の電荷と、絶対量が同じで符号が逆の電荷である
＋ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１−Ｃ＿１×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｏｍｐ）
の電荷が充電された状態になる。

なお、容量Ｃ１の端子Ｔ２の電圧は、
Ｖ１＋Ｖａｍｐ＋〔＋ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１−Ｃ＿１×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｏｍｐ）〕／Ｃ＿１
＝Ｖ１＋Ｖｃｏｍｐ＋（＋ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１）／Ｃ＿１
となる。この電圧がオペアンプＡＭＰ１の出力ダイナミックレンジより小さくなるように、容量Ｃ１の容量値Ｃ＿１が設定されている。

（第２期間）
期間ｔ１に続く期間ｔ２（第２期間）では、フォトダイオードＰＤ１が発生する電流に相当する電荷が容量Ｃ１から放電されるように、各スイッチが制御される。具体的には、スイッチ制御回路７は、図５に示す各スイッチについて、スイッチＳＷ１のノードＰ０をノードＰ１に接続し、スイッチＳＷ２をＯＦＦとし、スイッチＳＷ３をＯＦＦとし、スイッチＳＷ４をＯＮとし、スイッチＳＷ５をＯＦＦとし、スイッチＳＷ６をＯＮとし、スイッチＳＷ７をＯＮとし、スイッチＳＷ８をＯＦＦとし、スイッチＳＷ９をＯＮとし、スイッチＳＷ１０をＯＮとし、スイッチＳＷ１１をＯＦＦとする。これにより、近接センサ１ａは、図８に示す状態となる。

なお、期間ｔ２では、ＬＥＤ２は駆動されない。そのため、フォトダイオードＰＤ１には、外乱ＤＣ光のみが入射し、フォトダイオードＰＤ１は、外乱ＤＣ光の光量に相当する電流を発生する。また、期間ｔ２の時間ｔ＿２は期間ｔ１の時間ｔ＿１と等しくなるように設定されている。

図８において、接続選択回路６１は、オペアンプＡＭＰ１のマイナス入力端子および出力端子がそれぞれ、容量Ｃ１の端子Ｔ２および端子Ｔ１に接続される第２接続状態を選択する。すなわち、オペアンプＡＭＰ１の出力端子とマイナス入力端子とが容量Ｃ１を介して接続されており、オペアンプＡＭＰ１のプラス入力端子とマイナス入力端子とがイマジナリショートされている。そのため、フォトダイオードＰＤ１のカソード電圧は、準備期間および期間ｔ１における容量Ｃ１の端子Ｔ１の電圧Ｖ１＋Ｖａｍｐに固定される。

また、フォトダイオードＰＤ１は容量Ｃ１の端子Ｔ２と、オペアンプＡＭＰ１のマイナス入力端子のみに接続されている。そのため、フォトダイオードＰＤ１が発生する電流をＩｉｎ＿２とすると、時間をｔ＿２の間に流れる電流Ｉｉｎ＿２に相当する電荷（ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２）が、容量Ｃ１の端子Ｔ２側から流れ出る。よって、容量Ｃ１の端子Ｔ２では、期間ｔ１終了時点で蓄えられた電荷から、ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２の電荷が放電されるので、容量Ｃ１の端子Ｔ２は、
−ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２＋ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１−Ｃ＿１×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｏｍｐ)
の電荷が充電された状態になる。

一方、容量Ｃ１の端子Ｔ１には、オペアンプＡＭＰ１の出力端子からの電荷供給により、容量Ｃ１の端子Ｔ２の電荷と、絶対量が同じで符号が逆の電荷である
＋ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２−ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１＋Ｃ＿１×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｏｍｐ)
の電荷が充電された状態になる。

（アナログ−デジタル変換期間）
期間ｔ２に続くアナログ−デジタル変換期間では、期間ｔ２終了時点で容量Ｃ１に蓄えられた電荷がデジタル変換部５ａによってデジタル値ＡＤＣＯＵＴ１に変換されるように、各スイッチが制御される。具体的には、スイッチ制御回路７は、図５に示す各スイッチについて、スイッチＳＷ１のノードＰ０をノードＰ２に接続し、スイッチＳＷ２をＯＮとし、スイッチＳＷ３をＯＦＦとし、スイッチＳＷ４をＯＦＦとし、スイッチＳＷ５をＯＮとし、スイッチＳＷ６をＯＮとし、スイッチＳＷ７をＯＮとし、スイッチＳＷ８をＯＮとし、スイッチＳＷ９をＯＦＦとし、スイッチＳＷ１０をＯＦＦとする。また、スイッチＳＷ１１は、放電制御信号ｃｈａｒｇｅがＬｏｗの期間のみＯＮとなる。これにより、近接センサ１ａは、図９に示す状態となる。

なお、アナログ−デジタル変換期間では、ＬＥＤ２は駆動されない。そのため、外乱ＤＣ光のみが、フォトダイオードＰＤ１に入射され、フォトダイオードＰＤ１は、外乱ＤＣ光の光量に相当する電流を発生する。しかしながら、フォトダイオードＰＤ１のカソードはＧＮＤに接続されているため、外乱ＤＣ光はアナログ−デジタル変換の動作に影響しない。

期間ｔ２終了時（アナログ−デジタル変換期間開始時）において、容量Ｃ１の端子Ｔ２には、
−ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２＋ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１−Ｃ＿１×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｏｍｐ)
の電荷が蓄えられているので、容量Ｃ１の端子Ｔ２の電圧は、
Ｖ１＋Ｖａｍｐ＋〔−ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２＋ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１−Ｃ＿１×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｏｍｐ）〕／Ｃ＿１
＝Ｖ１＋Ｖｃｏｍｐ＋（−ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２＋ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１）／Ｃ＿１
となる。この電圧が、コンパレータＣＭＰ１のマイナス入力端子に印加され、基準電圧源８からの電圧Ｖ１がコンパレータＣＭＰ１のプラス入力端子に印加される。コンパレータＣＭＰ１では、プラス入力端子の電圧よりもマイナス入力端子の電圧のほうが大きいことから、コンパレータＣＭＰ１はＬｏｗの信号を出力する。コンパレータＣＭＰ１の出力信号がＬｏｗの期間は、放電制御信号ｃｈａｒｇｅがＬｏｗであるため、スイッチＳＷ１１がＯＮとなる。放電回路５３は、スイッチＳＷ１１がＯＮであるタイミングで、基準電流Ｉ１を流し、容量Ｃ１の端子Ｔ１に充電されている電荷を放電する。これにより、容量Ｃ１の端子Ｔ２の電圧が低下していく。

その後、コンパレータＣＭＰ１のマイナス入力端子の電圧（容量Ｃ１の端子Ｔ２の電圧）がＶ１＋Ｖｃｍｐよりも減少すると、コンパレータＣＭＰ１の出力がＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わる。これにより、放電制御信号ｃｈａｒｇｅがＨｉｇｈとなり、スイッチＳＷ１１がＯＦＦする。

計数回路５２はクロックで制御されている。カウンタＣＯＵＮＴ１は、コンパレータＣＭＰ１の出力がＬｏｗになってスイッチＳＷ１１がＯＮしてから、コンパレータＣＭＰ１の出力がＨｉｇｈに切り替わるまでのクロック数をカウントし、そのカウント値をデジタル値ＡＤＣＯＵＴ１として判定部４に出力する。判定部４は、このデジタル値ＡＤＣＯＵＴ１を所定の閾値と比較し、比較結果に基づいて、近接センサ１ｂへの検知物体１０の近接／非近接を判定する。

ここで、コンパレータＣＭＰ１のマイナス入力端子の電圧（容量Ｃ１の端子Ｔ２の電圧）が低下し始めてから、マイナス入力端子とプラス入力端子との電圧差がＶｃｍｐになる（マイナス入力端子の電圧がＶ１＋Ｖｃｍｐになる）までに、基準電流Ｉ１によって放電される電荷量について考える。コンパレータＣＭＰ１のマイナス入力端子の電圧がＶ１＋Ｖｃｍｐになった際の、容量Ｃ１の端子Ｔ１に充電されている電荷は、＋Ｃ＿１×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｍｐ）である。これに対し、アナログ−デジタル変換期間開始時の容量Ｃ１の端子Ｔ１の電荷は、
＋ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２−ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１＋Ｃ＿１×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｏｍｐ)
であるため、容量Ｃ１の端子Ｔ１からは、
〔＋ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２−ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１＋Ｃ＿１×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｏｍｐ）〕−Ｃ＿１×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｍｐ）
＝＋ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２−ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１
の電荷が基準電流Ｉ１によって放電されることとなる。

ここで、準備期間終了時において、容量Ｃ１の端子Ｔ１には、
＋Ｃ＿１×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｍｐ）
の電荷が充電されていたため、オペアンプＡＭＰ１およびコンパレータＣＭＰ１にオフセット電圧が生じた場合においても、基準電流Ｉ１により放電される電荷は、期間ｔ１における入力電流に相当する電荷から期間ｔ２における入力電流に相当する電荷を差し引いた電荷（＋ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２−ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１）のみである。

カウンタＣＯＵＮＴ１に入力されるクロックの1周期をｔ＿ｃｌｋ、カウンタＣＯＵＮＴ１が放電時間をカウントした値をｃｏｕｎｔとすると、（容量Ｃ１の端子Ｔ１に充電される電荷）＋（容量Ｃ１の端子Ｔ１より放電される電荷）＝０であるため、
ｔ＿ｃｌｋ×ｃｏｕｎｔ×Ｉ１＋(＋ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２−ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１）＝０
ｃｏｕｎｔ＝（ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１−ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２）／（ｔ＿ｃｌｋ×Ｉ１）
・・・式（１）
となる。すなわち、カウンタＣＯＵＮＴ１のカウント値は、期間ｔ１における入力電流に相当する電荷から期間ｔ２における入力電流に相当する電荷を差し引いた電荷に対応している。なお、カウンタＣＯＵＮＴ１の最小分解能はｔ＿ｃｌｋ×Ｉ１で決まる。

また、外乱ＤＣ光による影響について検証する。期間ｔ１においてフォトダイオードＰＤ１が発生する電流Ｉｉｎ＿１のうち、検知物体１０からの赤外光による電流成分をＩｌｅｄ＿１とし、外乱ＤＣ光による電流成分をＩｄＣ＿１とする。また、期間ｔ２においてフォトダイオードＰＤ１が発生する電流Ｉｉｎ＿２のうち、検知物体１０からの赤外光による電流成分をＩｌｅｄ＿２とし、外乱ＤＣ光による電流成分をＩｄｃ＿２とする。

上記のように、期間ｔ１の長さと期間ｔ２の長さとは等しく設定される（ｔ＿１＝ｔ＿２）ので、ＩｄＣ＿１＝Ｉｄｃ＿２となる。よって、ＩｄＣ＿１＝Ｉｄｃ＿２＝Ｉｄｃとする。また、期間ｔ２では、ＬＥＤ２は駆動されないため、Ｉｌｅｄ＿２＝０となる。よって、
Ｉｉｎ＿１＝Ｉｌｅｄ＿１＋Ｉｄｃ
Ｉｉｎ＿２＝Ｉｄｃ
となる。これらの値を上記の式（１）に代入すると、
ｃｏｕｎｔ＝〔ｔ＿１×（Ｉｌｅｄ＿１＋Ｉｄｃ）−ｔ＿２×Ｉｄｃ〕／（ｔ＿ｃｌｋ×Ｉ１）
＝（ｔ＿１×Ｉｌｅｄ＿１）／（ｔ＿ｃｌｋ×Ｉ１）
となる。この式から、外乱ＤＣ光の成分が打ち消され、期間ｔ１においてＬＥＤ２から出射され検知物体１０から反射された赤外光の成分のみが抽出されることが分かる。

また、外乱ＤＣ光の成分をデジタル値に変換する必要がないので、基準電流Ｉ１を小さくすることができ、カウンタＣＯＵＮＴ１は、高い分解能でカウント値を出力することができる。さらに、入力電流が流れる期間ｔ１・ｔ２とカウント値を数える期間とが重複しないため、期間ｔ１・ｔ２をクロック周期の整数倍の短い時間に設定することができる。よって、外乱ＤＣ光が測定時間中に変化した際の影響を受けにくくすることが可能となる。

なお、本実施形態において、期間ｔ１における容量Ｃ１への充電と、期間ｔ２における容量Ｃ１からの放電とからなる充放電サイクルを、複数回繰り返してもよい。また、本実施形態では、デジタル変換部５ａは、カウンタを用いて容量Ｃ１に蓄えられた電荷量をデジタル値に変換する構成であったが、デジタル変換部の構成はこれに限定されない。例えば、２分木探査方式や並列比較方式を用いた構成であってもよい。

（実施形態２の課題）
本実施形態に係るアナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ａでは、期間ｔ１においてフォトダイオードＰＤ１に入射する外乱ＤＣ光の電流成分に相当する電荷を、容量Ｃ１に充電しておく必要がある。そのため、容量Ｃ１の容量値Ｃ＿１があまり大きく設定されていない場合、期間ｔ１およびｔ２において、容量Ｃ１の端子Ｔ１・Ｔ２間の電圧が、オペアンプＡＭＰ１の出力ダイナミックレンジ以内に収まらなくなる可能性がある。そのため、容量値Ｃ＿１は十分に大きく設定する必要がある。

一方、検知物体１０からの反射光が小さい場合は、期間ｔ１における入力電流に相当する電荷と期間ｔ２における入力電流に相当する電荷との差分が小さくなる。そのため、期間ｔ２終了時において、当該差分が充電された容量Ｃ１の端子Ｔ１・Ｔ２間に、比較回路５１で比較するために十分な電位差を生じることができない可能性がある。よって、コンパレータＣＭＰ１として、高精度なコンパレータを用いる必要があり、回路構成が複雑になる。

上記の課題に鑑みて、以下では、２つの容量を用いたアナログ−デジタル変換回路の実施形態について説明する。

〔実施形態３〕
本発明に係る第３の実施形態について、図１０〜図１５に基づいて説明する。本実施形態では、２つの容量を備えるアナログ−デジタル変換回路を近接センサに適用した例を説明する。なお、説明の便宜上、前述の実施形態２において説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。

（近接センサの構成）
図１０は、本実施形態に係る近接センサ１ｂの構成を示す図である。近接センサ１ｂは、図１に示す近接センサ１の具体的な構成例であり、検知物体１０の近接／非近接を判定する。図１０に示すように、近接センサ１ｂは、発光ダイオード（ＬＥＤ）２、ＬＥＤ駆動回路３、フォトダイオードＰＤ１、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ｂおよび判定部４を備えている。すなわち、近接センサ１ｂは、図５に示す実施形態２に係る近接センサ１ａにおいて、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ａをアナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ｂに置き換えた構成である。

（アナログ−デジタル変換回路の構成）
図１０に示すように、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ｂは、容量Ｃ１、容量（第２容量）Ｃ２、スイッチＳＷ１２、デジタル変換部５ｂ、充放電制御部６ｂ、スイッチ制御回路７ｂおよび基準電圧源８を備えている。すなわち、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ｂは、実施形態２に係る近接センサ１ａにおいて、容量Ｃ２をさらに備え、スイッチＳＷ２、デジタル変換部５ａ、充放電制御部６ａ、スイッチ制御回路７をそれぞれ、スイッチＳＷ１２、デジタル変換部５ｂ、充放電制御部６ｂ、スイッチ制御回路７ｂにそれぞれ置き換えた構成である。

デジタル変換部５ｂは、比較回路５１、計数回路５２および放電回路５３に加え、容量Ｃ２および転送回路５４をさらに備えている。

容量Ｃ２は、端子Ｔ３・Ｔ４を備えており、容量値が容量Ｃ１の容量値よりも小さい。そのため、容量Ｃ１・Ｃ２が同じ電荷量を蓄えている場合、容量Ｃ２の端子Ｔ３・Ｔ４間の電圧は、容量Ｃ１の端子Ｔ１・Ｔ２間の電圧よりも大きくなる。なお、容量Ｃ２の端子Ｔ３・Ｔ４はそれぞれ、特許請求の範囲に記載の第２容量の第１端子・第２端子に相当する。

転送回路５４は、容量Ｃ１に蓄えられた電荷を容量Ｃ２に転送する機能を有しており、スイッチＳＷ１３・ＳＷ１４を備えている。スイッチＳＷ１３の一端は、放電回路５３、スイッチＳＷ１０の一端、スイッチＳＷ５の一端、スイッチＳＷ３の一端、オペアンプＡＭＰ１のマイナス入力端子およびスイッチＳＷ１のノードＰ１に接続されている。スイッチＳＷ１３の他端は、容量Ｃ２の端子Ｔ３に接続されている。容量Ｃ２の端子Ｔ４は、スイッチＳＷ１４の一端および比較回路５１のコンパレータＣＭＰ１のマイナス入力端子に接続されている。スイッチＳＷ１４の他端は、スイッチＳＷ９の他端、スイッチＳＷ８の他端、スイッチＳＷ３の他端およびオペアンプＡＭＰ１の出力端子に接続されている。

比較回路５１は、容量Ｃ２の端子Ｔ４の電圧と基準電圧Ｖ１とを比較する。計数回路５２は、コンパレータＣＭＰ１によって、容量Ｃ２の端子Ｔ４の電圧が基準電圧Ｖ１よりも高いと判定されてから、容量Ｃ２の端子Ｔ４の電圧が基準電圧Ｖ１よりも低いと判定されるまでの間、クロック信号のクロック数をカウントする。また、コンパレータＣＭＰ１が、容量Ｃ２の端子Ｔ４の電圧が基準電圧Ｖ１よりも高いと判定している間、放電回路５３は、電流源によって所定の速度で容量Ｃ２から放電させる。

図５に示すアナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ａでは、比較回路５１は、スイッチＳＷ２を介して、容量Ｃ１の端子Ｔ２およびスイッチＳＷ７に接続されていたが、本実施形態に係るアナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ｂでは、比較回路５１は、容量Ｃ２の端子Ｔ４およびスイッチＳＷ１４に接続されている。

充放電制御部６ｂは、接続選択回路６１、オペアンプＡＭＰ１およびスイッチＳＷ１２を備えている。すなわち、充放電制御部６ｂは、実施形態２に係るアナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ａの充放電制御部６ａにおいて、スイッチＳＷ２をスイッチＳＷ１２に置き換えた構成である。

スイッチＳＷ１２の一端は、容量Ｃ１の端子Ｔ２とスイッチＳＷ７との接続点に接続されている。スイッチＳＷ１２の他端は、オペアンプＡＭＰ１のプラス入力端子、コンパレータＣＭＰ１のプラス入力端子および基準電圧源８に接続されている。

充放電制御部６ｂは、充放電制御部６ａと同様、容量Ｃ１の充放電を制御する機能を有している。具体的には、充放電制御部６ｂは、期間ｔ１（第１期間）にアナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ｂに入力された電流に相当する電荷を容量Ｃ１に充電し、期間ｔ２（第２期間）にアナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ｂに入力された電流に相当する電荷を容量Ｃ１から放電させる。これにより、容量Ｃ１には、期間ｔ１における入力電流に相当する電荷から、期間ｔ２における入力電流に相当する電荷を差し引いた電荷が蓄えられる。

スイッチ制御回路７ｂは、スイッチＳＷ１、ＳＷ３〜ＳＷ１０、ＳＷ１２〜ＳＷ１４のＯＮ／ＯＦＦを制御する。

近接センサ１ｂの他の構成は、実施形態２に係る近接センサ１ａと同一であるので、その説明を省略する。

（近接センサの動作）
続いて、上記の構成を有する近接センサ１ｂの動作について説明する。近接センサ１ｂの動作は、準備期間、期間ｔ１、期間ｔ２、電荷転送期間およびアナログ−デジタル変換期間の各期間ごとに切り替わる。すなわち、実施形態２に係る近接センサ１ａの動作を規定する期間と比較して、近接センサ１ｂの動作を規定する期間に、電荷転送期間がさらに加わっている。

図１１〜図１５は、それぞれ準備期間、期間ｔ１（第１期間）、期間ｔ２（第２期間）、電荷転送期間およびアナログ−デジタル変換期間における近接センサ１ａの動作を説明するための図である。便宜上、図１１〜図１５では、各スイッチ、および、スイッチがＯＦＦであることにより電流が流れない配線の図示を省略する。

（準備期間）
準備期間は、期間ｔ１の前に設けられる。準備期間では、オペアンプＡＭＰ１およびコンパレータＣＭＰ１のオフセット電圧によって、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ｂの出力値の誤差が生じることを回避するために、当該オフセット電圧の影響をキャンセルするための電荷を容量Ｃ１・Ｃ２に充電させる。

準備期間では、スイッチ制御回路７ｂは、図１０に示す各スイッチについて、スイッチＳＷ１のノードＰ０をノードＰ１に接続し、スイッチＳＷ３をＯＮとし、スイッチＳＷ４をＯＮとし、スイッチＳＷ５をＯＮとし、スイッチＳＷ６をＯＮとし、スイッチＳＷ７をＯＦＦとし、スイッチＳＷ８をＯＦＦとし、スイッチＳＷ９をＯＦＦとし、スイッチＳＷ１０をＯＦＦとし、スイッチＳＷ１２をＯＮとし、スイッチＳＷ１３をＯＮとし、スイッチＳＷ１４をＯＦＦとし、スイッチＳＷ１１をＯＦＦとする。これにより、近接センサ１ｂは、図１１に示す状態となる。なお、準備期間では、ＬＥＤ２は駆動されない。

図１１において、オペアンプＡＭＰ１のマイナス入力端子および出力端子がいずれも容量Ｃ１の端子Ｔ１および容量Ｃ２の端子Ｔ３に接続され、コンパレータＣＭＰ１のマイナス入力端子と出力端子とがショートされる。これにより、容量Ｃ１には、オペアンプＡＭＰ１のオフセット電圧に相当する電荷が充電され、容量Ｃ２には、オペアンプＡＭＰ１のオフセット電圧とコンパレータＣＭＰ１のオフセット電圧との差分に相当する電荷が充電される。

具体的には、オペアンプＡＭＰ１のオフセット電圧をＶａｍｐとすると、オペアンプＡＭＰ１の出力端子とマイナス入力端子とがショートされることで、オペアンプＡＭＰ１のプラス入力端子とマイナス入力端子とがイマジナリショートされる。オペアンプＡＭＰ１のプラス入力端子の電圧は、基準電圧源８からの基準電圧Ｖ１であることから、マイナス入力端子電圧はＶ１＋Ｖａｍｐとなる。よって、容量Ｃ１の端子Ｔ１には、＋Ｃ１×Ｖａｍｐの電荷が充電され、端子Ｔ２には、−Ｃ１×Ｖａｍｐ電荷が充電される。

一方、コンパレータＣＭＰ１のオフセット電圧をＶｃｍｐとすると、コンパレータＣＭＰ１の出力端子とマイナス入力端子がショートされることで、コンパレータＣＭＰ１のプラス入力端子とマイナス入力端子とがイマジナリショートされる。そのため、コンパレータＣＭＰ１のプラス端子入力の電圧はＶ１となり、マイナス端子入力の電圧はＶ１＋Ｖｃｍｐとなる。

容量Ｃ２の端子Ｔ３の電圧がＶ１＋Ｖａｍｐであるため、容量Ｃ２には、端子Ｔ３側に、
＋Ｃ２×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｍｐ）
の電荷が充電され、端子Ｔ４側に、
−Ｃ２×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｍｐ）
の電荷が充電される。

容量Ｃ２に以上のような値の電荷が蓄えられることにより、後述するように、オペアンプＡＭＰ１およびコンパレータＣＭＰ１にオフセット電圧が生じた場合においても、デジタル変換部５ｂは、第１期間における入力電流に相当する電荷と第２期間の入力電流に相当する電荷との差分を正確にデジタル値に変換することができる。

なお、準備期間において、ＬＥＤ２は発光していないが、外乱ＤＣ光はフォトダイオードＰＤ１に入射されるため、充放電制御部６ｂには、外乱ＤＣ光によるフォトダイオードＰＤ１からの入力電流が流れる。しかしながら、この入力電流は、オペアンプＡＭＰ１の出力端子からフォトダイオードＰＤ１に向けて流れるため、容量Ｃ１・Ｃ２には充電されない。

また、オペアンプＡＭＰ１およびコンパレータＣＭＰ１のオフセット電圧が無い場合は、準備期間終了時において、容量Ｃ１および容量Ｃ２に電荷が蓄えられていない状態となる。すなわち、準備期間終了時において、容量Ｃ１の端子Ｔ１・Ｔ２間の電位差、および、容量Ｃ２の端子Ｔ３・Ｔ４間の電位差は、０Ｖとなる。

（第１期間）
準備期間に続く期間ｔ１（第１期間）では、フォトダイオードＰＤ１が発生する電流に相当する電荷が容量Ｃ１に充電されるように、各スイッチが制御される。具体的には、スイッチ制御回路７ｂは、図１０に示す各スイッチについて、スイッチＳＷ１のノードＰ０をノードＰ１に接続し、スイッチＳＷ３をＯＦＦとし、スイッチＳＷ４をＯＮとし、スイッチＳＷ５をＯＮとし、スイッチＳＷ６をＯＮとし、スイッチＳＷ７をＯＮとし、スイッチＳＷ８をＯＮとし、スイッチＳＷ９をＯＦＦとし、スイッチＳＷ１０をＯＦＦとし、スイッチＳＷ１２をＯＦＦとし、スイッチＳＷ１３をＯＦＦとし、スイッチＳＷ１４をＯＦＦとし、スイッチＳＷ１１をＯＦＦとする。これにより、近接センサ１ｂは、図１２に示す状態となる。

また、期間ｔ１では、ＬＥＤ駆動回路３がＬＥＤ２を駆動する。検知物体１０が近接している場合、フォトダイオードＰＤ１には、ＬＥＤ２から出射され検知物体１０によって反射された赤外光が、外乱ＤＣ光とともに入射する。そのため、フォトダイオードＰＤ１は、外乱ＤＣ光と赤外光とを合わせた光量に相当する電流を発生する。

図１２において、接続選択回路６１は、オペアンプＡＭＰ１のマイナス入力端子および出力端子がそれぞれ、容量Ｃ１の端子Ｔ１および端子Ｔ２に接続される第１接続状態を選択する。すなわち、オペアンプＡＭＰ１の出力端子とマイナス入力端子とが容量Ｃ１を介して接続されており、オペアンプＡＭＰ１のプラス入力端子とマイナス入力端子とがイマジナリショートされている。そのため、フォトダイオードＰＤ１のカソード電圧は、準備期間における容量Ｃ１の端子Ｔ１の電圧Ｖ１＋Ｖａｍｐに固定される。

また、フォトダイオードＰＤ１は容量Ｃ１の端子Ｔ１と、オペアンプＡＭＰ１のマイナス入力端子のみに接続されている。そのため、期間ｔ１の時間をｔ＿１とし、フォトダイオードＰＤ１が発生する電流をＩｉｎ＿１とすると、時間ｔ＿１の間に流れる電流Ｉｉｎ＿１に相当する電荷（ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１）が、容量Ｃ１の端子Ｔ１側から流れ出る。よって、容量Ｃ１の端子Ｔ１は、準備期間に充電された電荷と合わせて、
−ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１＋Ｃ＿１×Ｖａｍｐ
の電荷が充電された状態になる。

一方、容量Ｃ１の端子Ｔ２には、オペアンプＡＭＰ１の出力端子からの電荷供給により、容量Ｃ１の端子Ｔ１の電荷と、絶対量が同じで符号が逆の電荷である
＋ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１−Ｃ＿１×Ｖａｍｐ
が充電される。

なお、容量Ｃ１の端子Ｔ２の電圧は、
Ｖ１＋Ｖａｍｐ＋（＋ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１−Ｃ１×Ｖａｍｐ）／Ｃ＿１
＝Ｖ１＋（＋ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１）／Ｃ＿１
となる。この電圧がオペアンプＡＭＰ１の出力ダイナミックレンジより小さくなるように、容量Ｃ１の容量値Ｃ＿１が設定されている。

なお、容量Ｃ２では、期間ｔ１において、端子Ｔ３が開放された状態であるため、電荷の移動は起こらない。そのため、容量Ｃ２では、端子Ｔ３側に＋Ｃ２×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｍｐ）電荷が充電され、端子Ｔ４側に−Ｃ２×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｍｐ）の電荷が充電された状態のままである。

（第２期間）
期間ｔ１に続く期間ｔ２（第２期間）では、フォトダイオードＰＤ１が発生する電流に相当する電荷が容量Ｃ１から放電されるように、各スイッチが制御される。具体的には、スイッチ制御回路７ｂは、図１０に示す各スイッチについて、スイッチＳＷ１のノードＰ０をノードＰ１に接続し、スイッチＳＷ３をＯＦＦとし、スイッチＳＷ４をＯＮとし、スイッチＳＷ５をＯＦＦとし、スイッチＳＷ６をＯＮとし、スイッチＳＷ７をＯＮとし、スイッチＳＷ８をＯＦＦとし、スイッチＳＷ９をＯＮとし、スイッチＳＷ１０をＯＮとし、スイッチＳＷ１２をＯＦＦとし、スイッチＳＷ１３をＯＦＦとし、スイッチＳＷ１４をＯＦＦとし、スイッチＳＷ１１をＯＦＦとする。これにより、近接センサ１ｂは、図１３に示す状態となる。

なお、期間ｔ２では、ＬＥＤ２は駆動されない。そのため、フォトダイオードＰＤ１には、外乱ＤＣ光のみが入射し、フォトダイオードＰＤ１は、外乱ＤＣ光の光量に相当する電流を発生する。また、期間ｔ２の時間は期間ｔ１の時間と等しくなるように設定されている。

図１３において、接続選択回路６１は、オペアンプＡＭＰ１のマイナス入力端子および出力端子がそれぞれ、容量Ｃ１の端子Ｔ２および端子Ｔ１に接続される第２接続状態を選択する。すなわち、オペアンプＡＭＰ１の出力端子とマイナス入力端子とが容量Ｃ１を介して接続されており、オペアンプＡＭＰ１のプラス入力端子とマイナス入力端子とがイマジナリショートされている。そのため、フォトダイオードＰＤ１のカソ−ド電圧は、準備期間および期間ｔ１における容量Ｃ１の端子Ｔ１の電圧Ｖ１＋Ｖａｍｐに固定される。

また、フォトダイオードＰＤ１は容量Ｃ１の端子Ｔ２と、オペアンプＡＭＰ１のマイナス入力端子のみに接続されている。そのため、フォトダイオードＰＤ１が発生する電流をＩｉｎ＿２とすると、時間をｔ＿２の間に流れる電流Ｉｉｎ＿２に相当する電荷（ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２）が、容量Ｃ１の端子Ｔ２側から流れ出る。よって、容量Ｃ１の端子Ｔ２では、期間ｔ１終了時点で蓄えられた電荷から、ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２の電荷が放電されるので、容量Ｃ１の端子Ｔ２は、
（−ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２＋ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１−Ｃ１×Ｖａｍｐ）
の電荷が充電された状態になる。

一方、容量Ｃ１の端子Ｔ１には、オペアンプＡＭＰ１の出力端子からの電荷供給により、容量Ｃ１の端子Ｔ２の電荷と、絶対量が同じで符号が逆の電荷である
（＋ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２−ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１＋Ｃ１×Ｖａｍｐ）
の電荷が充電された状態になる。

なお、容量Ｃ２では、期間ｔ２においても、端子Ｔ３が開放された状態であるため、電荷の移動は起こらない。そのため、容量Ｃ２では、端子Ｔ３側に＋Ｃ２×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｍｐ）電荷が充電され、端子Ｔ４側に−Ｃ２×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｍｐ）の電荷が充電された状態のままである。

（電荷転送期間）
期間ｔ２に続く電荷転送期間では、期間ｔ２終了時点で容量Ｃ１に蓄えられた電荷が容量Ｃ２に転送されるように、各スイッチが制御される。具体的には、スイッチ制御回路７ｂは、図１０に示す各スイッチについて、スイッチＳＷ１のノードＰ０をノードＰ２に接続し、スイッチＳＷ３をＯＦＦとし、スイッチＳＷ４をＯＦＦとし、スイッチＳＷ５をＯＮとし、スイッチＳＷ６をＯＮとし、スイッチＳＷ７をＯＦＦとし、スイッチＳＷ８をＯＮとし、スイッチＳＷ９をＯＦＦとし、スイッチＳＷ１０をＯＦＦとし、スイッチＳＷ１２をＯＮとし、スイッチＳＷ１３をＯＮとし、スイッチＳＷ１４をＯＮとし、スイッチＳＷ１１をＯＦＦとする。これにより、近接センサ１ｂは、図１４に示す状態となる。

なお、電荷転送期間では、ＬＥＤ２は駆動されない。そのため、外乱ＤＣ光のみが、フォトダイオードＰＤ１に入射され、フォトダイオードＰＤ１は、外乱ＤＣ光の光量に相当する電流を発生する。しかしながら、フォトダイオードＰＤ１のカソードはＧＮＤに接続されているため、外乱ＤＣ光は電荷転送動作に影響しない。

図１４において、容量Ｃ１の端子Ｔ１と容量Ｃ２の端子Ｔ３とが接続されている。オペアンプＡＭＰ１の出力端子とマイナス入力端子とが容量Ｃ２を介して接続されており、オペアンプＡＭＰ１のプラス入力端子とマイナス入力端子とがイマジナリショートされている。そのため、容量Ｃ１の端子Ｔ１の電圧はＶ１＋Ｖａｍｐになる。容量Ｃ１の端子Ｔ２の電圧は、基準電圧源８からの電圧Ｖ１であることから、容量Ｃ１の端子Ｔ１には、＋Ｃ１×Ｖａｍｐの電荷が充電され、容量Ｃ１の端子Ｔ２には、−Ｃ１×Ｖａｍｐの電荷が充電される状態になる。

期間ｔ２終了時点（電荷転送期間開始時）において、容量Ｃ１の端子Ｔ１には、
（＋ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２−ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１＋Ｃ１×Ｖａｍｐ）
の電荷が蓄えられている。そのため、当該電荷から、電荷転送期間における容量Ｃ１の端子Ｔ１側に充電される電荷を差し引いた電荷である
＋ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２−ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１＋Ｃ１×Ｖａｍｐ−Ｃ１×Ｖａｍｐ
＝＋ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２−ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１
が容量Ｃ２の端子Ｔ３に転送される。

ここで、準備期間において、容量Ｃ１の端子Ｔ１には、あらかじめ＋Ｃ１×Ｖａｍｐの電荷が充電されている。このため、電荷転送期間終了後に、オペアンプＡＭＰ１にオフセット電圧が生じた場合においても、容量Ｃ２の端子Ｔ３には、期間ｔ１に入力される電流に相当する電荷から、期間ｔ２に入力される電流に相当する電荷を差し引いた電荷（＋ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２−ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１）のみが転送される。

また、容量Ｃ２では、第２期間終了時点において、端子Ｔ３に＋Ｃ２×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｍｐ）の電荷が充電されていたため、容量Ｃ１より転送された電荷を加えると、電荷転送期間終了時点の容量Ｃ２の端子Ｔ３には、
＋ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２−ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１＋Ｃ２×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｍｐ）
の電荷が充電された状態になる。

一方、容量Ｃ２の端子Ｔ４には、オペアンプＡＭＰ１の出力端子からの電荷供給により、端子Ｔ３の電荷と、絶対量が同じで符号が逆の電荷である
−ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２＋ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１−Ｃ２×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｍｐ）
の電荷が充電された状態になる。

ここで、電荷転送期間の終了時における容量Ｃ２の端子Ｔ４の電圧について考える。電荷転送期間において、オペアンプＡＭＰ１の出力端子とマイナス入力端子とが容量Ｃ２を介して接続されており、オペアンプＡＭＰ１のプラス入力端子とマイナス入力端子とがイマジナリショートされている。そのため、容量Ｃ２の端子Ｔ３の電位は、
Ｖ１＋Ｖａｍｐ
となる。また、容量Ｃ２では、端子Ｔ４の電圧が端子Ｔ３の電圧より
〔−ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２＋ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１−Ｃ＿２×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｍｐ）〕／Ｃ＿２
だけ大きいため、容量Ｃ２の端子Ｔ４の電圧は、
Ｖ１＋Ｖａｍｐ＋〔−ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２＋ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１−Ｃ＿２×(Ｖａｍｐ−Ｖｃｍｐ)〕／Ｃ＿２
＝Ｖ１＋Ｖｃｍｐ＋（−ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２＋ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１)／Ｃ＿２
となる。この電圧がオペアンプＡＭＰ１の出力ダイナミックレンジより小さくなるように、かつ、コンパレータＣＭＰ１の入力ダイナミックレンジより小さくなるように容量Ｃ２の容量値Ｃ＿２が設定されている。

ここで、容量Ｃ２の容量値Ｃ＿２は、容量Ｃ１の容量値Ｃ＿１よりも小さく設定されている。これにより、電荷転送期間終了時における容量Ｃ２の端子Ｔ３・Ｔ４間の電圧は、電荷転送期間開始時における容量Ｃ１の端子Ｔ１・Ｔ２間の電圧よりも大きくなる。そのため、期間ｔ１に入力される電流に相当する電荷から、期間ｔ２に入力される電流に相当する電荷を差し引いた電荷が小さい場合においても、容量Ｃ２の端子Ｔ３・Ｔ４間に、コンパレータＣＭＰ１で比較するために十分な電位差が生じる。したがって、コンパレータＣＭＰ１として、高精度なコンパレータを用いる必要がなく、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ｂの回路構成をより簡単にすることができる。

（アナログ−デジタル変換期間）
電荷転送期間に続くアナログ−デジタル変換期間では、電荷転送期間終了時点で容量Ｃ２に蓄えられた電荷がデジタル変換部５ｂによってデジタル値ＡＤＣＯＵＴ１に変換されるように、各スイッチが制御される。具体的には、スイッチ制御回路７ｂは、図１０に示す各スイッチについて、スイッチＳＷ１のノードＰ０をノードＰ２に接続し、スイッチＳＷ３をＯＦＦとし、スイッチＳＷ４をＯＦＦとし、スイッチＳＷ５をＯＮとし、スイッチＳＷ６をＯＦＦとし、スイッチＳＷ７をＯＦＦとし、スイッチＳＷ８をＯＮとし、スイッチＳＷ９をＯＦＦとし、スイッチＳＷ１０をＯＦＦとし、スイッチＳＷ１２をＯＮとし、スイッチＳＷ１３をＯＮとし、スイッチＳＷ１４をＯＮとする。また、スイッチＳＷ１１は、放電制御信号ｃｈａｒｇｅがＬｏｗの期間のみＯＮとなる。これにより、近接センサ１ｂは、図１５に示す状態となる。

電荷転送期間と同様に、アナログ−デジタル変換期間においても、ＬＥＤ２は駆動されない。そのため、外乱ＤＣ光のみが、フォトダイオードＰＤ１に入射され、フォトダイオードＰＤ１は、外乱ＤＣ光の光量に相当する電流を発生するが、フォトダイオードＰＤ１のカソードはＧＮＤに接続されているため、外乱ＤＣ光はアナログ−デジタル変換の動作に影響しない。

図１５に示すように、電荷転送期間において電荷を転送し終えた容量Ｃ１の端子Ｔ１は開放される。また、容量Ｃ２の端子Ｔ３は、放電回路５３に接続されるので、放電回路５３より基準電流Ｉ１が流されると、容量Ｃ２の端子Ｔ３に充電されている電荷が放電され、容量Ｃ２の端子Ｔ４の電圧が低下していく。

電荷転送期間終了時において、容量Ｃ２の端子Ｔ４の電圧は、
Ｖ１＋Ｖｃｍｐ＋(−ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２＋ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１）／Ｃ＿２
となる。この電圧が、コンパレータＣＭＰ１のマイナス入力端子に印加され、基準電圧源８からの電圧Ｖ１がコンパレータＣＭＰ１のプラス入力端子に印加される。コンパレータＣＭＰ１では、プラス入力端子の電圧よりもマイナス入力端子の電圧のほうが大きいことから、コンパレータＣＭＰ１はＬｏｗの信号を出力する。コンパレータＣＭＰ１の出力信号がＬｏｗの期間は、放電制御信号ｃｈａｒｇｅがＬｏｗであるため、スイッチＳＷ１１がＯＮとなる。放電回路５３は、スイッチＳＷ１１がＯＮであるタイミングで、基準電流Ｉ１を流し、容量Ｃ２の端子Ｔ３に充電されている電荷を放電する。これにより、容量Ｃ２の端子Ｔ４の電圧が低下していく。

その後、コンパレータＣＭＰ１のマイナス入力端子の電圧（容量Ｃ２の端子Ｔ４の電圧）がＶ１＋Ｖｃｍｐよりも減少すると、コンパレータＣＭＰ１の出力がＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わる。これにより、放電制御信号ｃｈａｒｇｅがＨｉｇｈとなり、スイッチＳＷ１１がＯＦＦする。

計数回路５２はクロックで制御されている。カウンタＣＯＵＮＴ１は、コンパレータＣＭＰ１の出力がＬｏｗになってスイッチＳＷ１１がＯＮしてから、コンパレータＣＭＰ１の出力がＨｉｇｈに切り替わるまでのクロック数をカウントし、そのカウント値をデジタル値ＡＤＣＯＵＴ１として判定部４に出力する。判定部４は、このデジタル値ＡＤＣＯＵＴ１を所定の閾値と比較し、比較結果に基づいて、近接センサ１ｂへの検知物体１０の近接／非近接を判定する。

ここで、コンパレータＣＭＰ１のマイナス入力端子の電圧（容量Ｃ２の端子Ｔ４の電圧）が低下し始めてから、マイナス入力端子とプラス入力端子との電圧差がＶｃｍｐになる（マイナス入力端子の電圧がＶ１＋Ｖｃｍｐになる）までに、基準電流Ｉ１によって放電される電荷量について考える。コンパレータＣＭＰ１のマイナス入力端子の電圧がＶ１＋Ｖｃｍｐになった際の、容量Ｃ２の端子Ｔ３に充電されている電荷は、＋Ｃ＿２×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｍｐ）である。これに対し、アナログ−デジタル変換期間開始時の容量Ｃ２の端子Ｔ３の電荷は、
＋ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２−ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１＋Ｃ＿２×（Ｖａｍｐ−Ｖｃｍｐ）
であるため、容量Ｃ２の端子Ｔ３からは、
〔＋ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２−ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１＋Ｃ＿２×(Ｖａｍｐ−Ｖｃｍｐ)〕−Ｃ＿２×(Ｖａｍｐ−Ｖｃｍｐ)
＝＋ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２−ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１
の電荷が基準電流Ｉ１によって放電されることとなる。

ここで、準備期間終了時において、容量Ｃ２の端子Ｔ３には、
＋Ｃ＿２×(Ｖａｍｐ−Ｖｃｍｐ)
の電荷が充電されていたため、コンパレータＣＭＰ１にオフセット電圧が生じた場合においても、基準電流Ｉ１により放電される電荷は、期間ｔ１における入力電流に相当する電荷から期間ｔ２における入力電流に相当する電荷を差し引いた電荷（＋ｔ＿２×Ｉｉｎ＿
２−ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１）のみである。

カウンタＣＯＵＮＴ１に入力されるクロックの1周期をｔ＿ｃｌｋ、カウンタＣＯＵＮＴ１が放電時間をカウントした値をｃｏｕｎｔとすると、（容量Ｃ２の端子Ｔ３に充電される電荷）＋（容量Ｃ２の端子Ｔ３より放電される電荷）＝０であるため、
ｔ＿ｃｌｋ×ｃｏｕｎｔ×Ｉ１＋(＋ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２−ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１)＝０
ｃｏｕｎｔ＝（ｔ＿１×Ｉｉｎ＿１−ｔ＿２×Ｉｉｎ＿２）／（ｔ＿ｃｌｋ×Ｉ１）
・・・式（２）
となる。式（２）に示すカウント値は、前述の実施形態２の式（１）に示すカウンタＣＯＵＮＴ１のカウント値と等しく、期間ｔ１における入力電流に相当する電荷から期間ｔ２における入力電流に相当する電荷を差し引いた電荷に対応している。

なお、外乱ＤＣ光による影響については、式（２）が式（１）と等しいため、前述の実施形態２と同様、カウンタＣＯＵＮＴ１のカウント値は、期間ｔ１においてＬＥＤ２から出射され検知物体１０から反射された赤外光の成分のみに対応する。

また、外乱ＤＣ光の成分をデジタル値に変換する必要がないので、基準電流Ｉ１を小さくすることができ、カウンタＣＯＵＮＴ１は、高い分解能でカウント値を出力することができる。さらに、入力電流が流れる期間ｔ１・ｔ２とカウント値を数える期間とが重複しないため、期間ｔ１・ｔ２をクロック周期の整数倍の短い時間に設定することができる。よって、外乱ＤＣ光が測定時間中に変化した際の影響を受けにくくすることが可能となる。

なお、本実施形態において、期間ｔ１における容量Ｃ１への充電と、期間ｔ２における容量Ｃ１からの放電とからなる充放電サイクルを、複数回繰り返してもよい。

（実施形態２との比較）
本実施形態は、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ｂが容量Ｃ２をさらに備え、容量Ｃ１から容量Ｃ２に電荷を転送する電荷転送期間が設けられている点で、実施形態２と異なっている。（実施形態２の課題）において説明したように、容量Ｃ１の容量値Ｃ＿１は十分に大きく設定する必要があるため、実施形態２に係るアナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ａでは、期間ｔ１に入力される電流に相当する電荷から、期間ｔ２に入力される電流に相当する電荷を差し引いた電荷が小さい場合、容量Ｃ１の端子Ｔ１・Ｔ２間に、比較回路５１で比較するために十分な電位差を生じることができないという問題があった。

これに対し、本実施形態では、容量値Ｃ＿１よりも容量値が小さい容量Ｃ２を設け、電荷転送期間において、容量Ｃ１から容量Ｃ２に電荷を転送してからアナログ−デジタル変換を行っている。そのため、期間ｔ１に入力される電流に相当する電荷から、期間ｔ２に入力される電流に相当する電荷を差し引いた電荷が小さい場合においても、容量Ｃ２の端子Ｔ３・Ｔ４間に、比較回路５１で比較するために十分な電位差が生じる。したがって、コンパレータＣＭＰ１として、高精度なコンパレータを用いる必要がないので、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ｂの回路構成をアナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ａよりも簡単にすることができる。

なお、期間ｔ１、期間ｔ２、電荷転送期間およびアナログ−デジタル変換期間の各時間はそれぞれ、６μｓ、６μｓ、４０μｓおよび４００μｓ程度である。そのため、電荷転送期間の全体に示す割合は小さい。そのため、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ｂの動作速度は、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ａの動作速度に比べ、あまり低下しない。

また、期間ｔ１・ｔ２における充放電サイクルを複数回繰り返した場合は、電荷転送期間の全体に示す割合はさらに小さくなる。同様に、カウンタＣＯＵＮＴ１がカウントするクロック数の最大値を大きく設定した場合（例えば２^１０＝１０２４クロック）も、アナログ−デジタル変換期間は長くなるので、電荷転送期間の全体に示す割合はさらに小さくなる。したがって、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ｂの動作速度は、アナログ−デジタル変換回路ＡＤＣ１ａの動作速度と殆ど変わらないと言える。

〔まとめ〕
本発明の一態様に係るアナログ−デジタル変換回路は、第１容量（容量Ｃ１）と、第１容量に蓄えられた電荷量をデジタル信号に変換するデジタル変換部とを備えるアナログ−デジタル変換回路であって、第１容量の充放電を制御する充放電制御部を備え、上記充放電制御部は、第１期間に上記アナログ−デジタル変換回路に入力された電流に相当する電荷を第１容量に充電し、第１期間に続く第２期間に上記アナログ−デジタル変換回路に入力された電流に相当する電荷を第１容量から放電させ、上記デジタル変換部は、上記充放電制御部による充放電制御の終了後のアナログ−デジタル変換期間に、上記充放電制御の終了時点において第１容量に蓄えられている電荷量をデジタル信号（デジタル値ＡＤＣＯＵＴ１）に変換する。

上記の構成によれば、充放電制御部による充放電制御の終了時点において、第１容量には、第１期間における入力電流に相当する電荷から、第２期間における入力電流に相当する電荷を差し引いた電荷が蓄えられ、デジタル変換部によって当該蓄えられた電荷量がデジタル信号に変換される。すなわち、アナログ−デジタル変換回路は、第１期間における入力電流（電流Ｉｉｎ１とする）および第２期間における入力電流（電流Ｉｉｎ２とする）をそれぞれデジタル信号に変換することなく、電流Ｉｉｎ１および電流Ｉｉｎ２に対応する各デジタル信号の差分を得ることができる。そのため、電流Ｉｉｎ１および電流Ｉｉｎ２のそれぞれの大きさにかかわらず、デジタル変換部の分解能を、電流Ｉｉｎ１・Ｉｉｎ２に対応するデジタル値の差分に対して設定することができる。よって、電流Ｉｉｎ１・Ｉｉｎ２に強いＤＣ成分が含まれていても、デジタル変換部の分解能を高く設定することができる。したがって、アナログ−デジタル変換回路は、異なる期間に入力された電流の差分を簡単な構成で高精度にデジタル信号に変換することができる。

さらに、本発明の一態様に係るアナログ−デジタル変換回路は、上記充放電制御部は、第１期間における第１容量への充電と、第２期間における第１容量からの放電とからなる充放電サイクルを、複数回実行してもよい。

上記の構成によれば、各充放電サイクル毎に、第１期間に入力される電流に相当する電荷から、第２期間に入力される電流に相当する電荷を差し引いた電荷が、第１容量に積算して蓄えられる。したがって、第１容量に対する充放電を１回だけ行う場合に比べ、第１容量には、より多くの電荷が蓄えられるので、変換精度をさらに向上させることができる。

さらに、本発明の一態様に係るアナログ−デジタル変換回路は、上記デジタル変換部は、第１容量の容量値よりも小さい容量値を有する第２容量と、上記充放電制御部による充放電制御の終了後、かつ、上記アナログ−デジタル変換期間の開始前の電荷転送期間に、第１容量に蓄えられた電荷を第２容量に転送する転送部とを備え、上記転送部による上記電荷の転送終了時点において第２容量に蓄えられている電荷量をデジタル信号に変換してもよい。

上記の構成によれば、第２容量の容量値は、第１容量の容量値より小さいので、電荷転送期間終了時における第２容量の端子間の電圧は、電荷転送期間開始時における第１容量の端子間の電圧よりも大きくなる。そのため、デジタル変換部が、基準電圧と第２容量の一方の端子の電圧とを比較するコンパレータを備え、当該電圧に基づいて第２容量に蓄えられた電荷量をデジタル変換する構成である場合に、電流Ｉｉｎ１に相当する電荷から、電流Ｉｉｎ２に相当する電荷を差し引いた電荷が小さい場合においても、第２容量の端子間に、上記コンパレータで比較するために十分な電位差が生じる。したがって、上記コンパレータとして、高精度なコンパレータを用いる必要がなく、アナログ−デジタル変換回路の回路構成をより簡単にすることができる。

さらに、本発明の一態様に係るアナログ−デジタル変換回路は、上記充放電制御部は、オペアンプと、上記アナログ−デジタル変換回路に入力された電流の上記オペアンプの反転入力端子への入力をＯＮ／ＯＦＦする第１スイッチと、上記オペアンプと第１容量との接続状態を選択する接続選択部とを備え、上記オペアンプの非反転入力端子には、基準電圧が入力され、上記接続選択部は、上記オペアンプの反転入力端子および出力端子がそれぞれ第１容量の第１端子および第２端子に接続される第１接続状態と、上記オペアンプの反転入力端子および出力端子がそれぞれ第１容量の第２端子および第１端子に接続される第２接続状態とを選択可能であり、上記充放電制御部は、第１期間および第２期間において、第１スイッチをＯＮに制御し、上記アナログ−デジタル変換期間において、第１スイッチをＯＦＦに制御し、上記接続選択部が、第１期間において第１接続状態を選択し、第２期間において第２接続状態を選択するように制御してもよい。

上記の構成によれば、接続選択部が第１接続状態を選択することにより、入力電流に相当する電荷が第１容量に充電され、接続選択部が第２接続状態を選択することにより、入力電流に相当する電荷が第１容量から放電される。

さらに、本発明の一態様に係るアナログ−デジタル変換回路は、上記デジタル変換部は、第１容量の第２端子の電圧を、上記基準電圧と比較するコンパレータと、上記コンパレータが、第１容量の第２端子の電圧が上記基準電圧よりも高いと判定している間、所定の速度で第１容量から放電させる放電回路と、上記コンパレータによって、第１容量の第２端子の電圧が上記基準電圧よりも高いと判定されてから、第１容量の第２端子の電圧が上記基準電圧よりも低いと判定されるまでの間、クロック信号のクロック数をカウントする計数回路とを備え、上記充放電制御部は、上記コンパレータと第１容量の第２端子との接続をＯＮ／ＯＦＦする第２スイッチをさらに備え、第１期間および第２期間において、第２スイッチをＯＦＦに制御し、上記アナログ−デジタル変換期間において、第２スイッチをＯＮに制御してもよい。

上記の構成によれば、計数回路がカウントするクロック数が、第１容量の第２端子の電圧に比例する。したがって、デジタル変換部は、第１容量に蓄えられた電荷を、当該電荷の電荷量に応じたデジタル信号に変換することができる。

さらに、本発明の一態様に係るアナログ−デジタル変換回路は、上記充放電制御部は、オペアンプと、上記アナログ−デジタル変換回路に入力された電流の上記オペアンプの反転入力端子への入力をＯＮ／ＯＦＦする第１スイッチと、上記オペアンプと第１容量との接続状態を選択する接続選択部とを備え、上記オペアンプの非反転入力端子には、基準電圧が入力され、上記接続選択部は、上記オペアンプの反転入力端子および出力端子がそれぞれ第１容量の第１端子および第２端子に接続される第１接続状態と、上記オペアンプの反転入力端子および出力端子がそれぞれ第１容量の第２端子および第１端子に接続される第２接続状態とを選択可能であり、上記充放電制御部は、第１期間および第２期間において、第１スイッチをＯＮに制御し、上記電荷転送期間および上記アナログ−デジタル変換期間において、第１スイッチをＯＦＦに制御し、第１期間、第２期間および上記アナログ−デジタル変換期間において、第１容量と第２容量との接続をＯＦＦに制御し、上記電荷転送期間において、第１容量と第２容量との接続をＯＮに制御し、上記接続選択部が、第１期間において第１接続状態を選択し、第２期間において第２接続状態を選択するように制御してもよい。

上記の構成によれば、接続選択部が第１接続状態を選択することにより、入力電流に相当する電荷が第１容量に充電され、接続選択部が第２接続状態を選択することにより、入力電流に相当する電荷が第１容量から放電される。

さらに、本発明の一態様に係るアナログ−デジタル変換回路は、上記デジタル変換部は、第２容量の第２端子の電圧を、上記基準電圧と比較するコンパレータと、上記コンパレータが、第２容量の第２端子の電圧が上記基準電圧よりも高いと判定している間、一定の速度で第２容量から放電させる放電回路と、上記コンパレータによって、第２容量の第２端子の電圧が上記基準電圧よりも高いと判定されてから、第２容量の第２端子の電圧が上記基準電圧よりも低いと判定されるまでの間、クロック信号のクロック数をカウントする計数回路とを備えてもよい。

上記の構成によれば、計数回路がカウントするクロック数が、第２容量の第２端子の電圧に比例する。したがって、デジタル変換部は、第２容量に蓄えられた電荷を、当該電荷の電荷量に応じたデジタル信号に変換することができる。

さらに、本発明の一態様に係るアナログ−デジタル変換回路は、上記充放電制御部は、第１期間の前に、上記オペアンプの反転入力端子および出力端子をいずれも第１容量の第１端子に接続してもよい。

上記の構成によれば、第１期間の前に、第１容量には、オペアンプのオフセット電圧に相当する電荷が充電される。そのため、アナログ−デジタル変換期間において、オペアンプにオフセット電圧が生じた場合であっても、デジタル変換部は、第１期間における入力電流に相当する電荷と第２期間の入力電流に相当する電荷との差分を正確にデジタル値に変換することができる。

さらに、本発明の一態様に係るアナログ−デジタル変換回路は、上記充放電制御部は、第１期間の前に、第２スイッチをＯＮに制御し、上記コンパレータの反転入力端子と出力端子とがショートされてもよい。

上記の構成によれば、第１期間の前に、第１容量から、コンパレータのオフセット電圧に相当する電荷が放電される。そのため、アナログ−デジタル変換期間において、コンパレータにオフセット電圧が生じた場合であっても、デジタル変換部は、第１期間における入力電流に相当する電荷と第２期間の入力電流に相当する電荷との差分を正確にデジタル値に変換することができる。

さらに、本発明の一態様に係るアナログ−デジタル変換回路は、上記充放電制御部は、第１期間の前に、上記オペアンプの反転入力端子および出力端子をいずれも第１容量の第１端子および第２容量の第１端子に接続してもよい。

上記の構成によれば、第１期間の前に、第１容量および第２容量には、オペアンプのオフセット電圧に相当する電荷が充電される。そのため、アナログ−デジタル変換期間において、オペアンプにオフセット電圧が生じた場合であっても、デジタル変換部は、第１期間における入力電流に相当する電荷と第２期間の入力電流に相当する電荷との差分を正確にデジタル値に変換することができる。

さらに、本発明の一態様に係るアナログ−デジタル変換回路は、第１期間の前に、コンパレータの反転入力端子と出力端子とがショートされてもよい。

上記の構成によれば、第１期間の前に、第２容量から、コンパレータのオフセット電圧に相当する電荷が放電される。そのため、アナログ−デジタル変換期間において、コンパレータにオフセット電圧が生じた場合であっても、デジタル変換部は、第１期間における入力電流に相当する電荷と第２期間の入力電流に相当する電荷との差分を正確にデジタル値に変換することができる。

さらに、本発明の一態様に係るセンサ装置は、外部に向けて光を出射する光源（ＬＥＤ２）と、上記光源を駆動する光源駆動部（ＬＥＤ駆動回路３）と、外部からの光を受けて、当該光の強度に応じた電流を発生するフォトダイオードと、上記電流をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換回路と、上記デジタル信号を処理する信号処理部（判定部４）とを備えるセンサ装置であって、上記アナログ−デジタル変換回路は、本発明の一態様に係るアナログ−デジタル変換回路であり、上記光源駆動部は、第１期間に上記光源を駆動し、第２期間に上記光源の駆動を停止する。

上記の構成によれば、物体がセンサ装置に近接している場合に、第１期間にフォトダイオードが受光する光強度は、第２期間にフォトダイオードが受光する光強度よりも、光源から出射され物体から反射される光の強度だけ大きくなる。そのため、アナログ−デジタル変換回路が出力するデジタル信号は、光源から出射され物体から反射される光の強度に対応する。よって、信号処理部は、当該デジタル信号に基づいて、物体の近接／非近接等を検知することができる。

また、アナログ−デジタル変換回路は、本発明の一態様に係るアナログ−デジタル変換回路であるので、強い外乱光が入射する状況下であっても、簡単な構成で高い検知精度を有するセンサ装置を実現することができる。

さらに、本発明の一態様に係るセンサ装置は、上記信号処理部は、上記デジタル信号を所定の閾値と比較し、比較結果に基づいて、上記センサ装置に対して物体が所定の距離よりも近接しているか否かを判定してもよい。

上記の構成によれば、センサ装置を近接センサとして用いることができる。

さらに、本発明の一態様に係るセンサ装置は、上記信号処理部は、上記デジタル信号を所定の閾値と比較し、比較結果に基づいて、上記センサ装置に対する物体の距離を判定してもよい。

上記の構成によれば、センサ装置を測距センサとして用いることができる。

さらに、本発明の一態様に係るセンサ装置は、上記フォトダイオードと上記アナログ−デジタル変換回路とをそれぞれ複数備え、上記各アナログ−デジタル変換回路はそれぞれ、上記各フォトダイオードが発生する電流をデジタル信号に変換し、上記信号処理部は、上記各フォトダイオードから出力されるデジタル信号に基づいて、上記センサ装置に対する物体の移動状態を判定してもよい。

上記の構成によれば、センサ装置をモーションセンサとして用いることができる。

さらに、本発明の一態様に係る携帯電話およびデジタルカメラは、本発明の一態様に係るセンサ装置を備えている。

本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

本発明に係るアナログ−デジタル変換回路は、近接センサ、測距センサ、モーションセンサ等のセンサ装置に利用することができる。また、本発明に係るセンサ装置は、携帯電話およびデジタルカメラ等の各種電子機器に搭載可能である。

１ 近接センサ（センサ装置）
１ａ 近接センサ（センサ装置）
１ｂ 近接センサ（センサ装置）
２ ＬＥＤ（光源）
３ ＬＥＤ駆動回路（光源駆動部）
４ 判定部（信号処理部）
５ デジタル変換部
５ａ デジタル変換部
５ｂ デジタル変換部
６ 充放電制御部
６ａ 充放電制御部
６ｂ 充放電制御部
７ スイッチ制御回路
７ｂ スイッチ制御回路
８ 基準電圧源
１０ 検知物体
１１ モーションセンサ（センサ装置）
１４ 判定部（信号処理部）
４０ 検知物体
５１ 比較回路
５２ 計数回路
５３ 放電回路
５４ 転送回路（転送部）
６１ 接続選択回路（接続選択部）
ＡＤＣ１〜ＡＤＣ４ アナログ−デジタル変換回路
ＡＤＣＯＵＴ１〜ＡＤＣＯＵＴ４ デジタル値（デジタル信号）
ＡＭＰ１ オペアンプ
Ｃ１ 容量（第１容量）
Ｃ２ 容量（第２容量）
ＣＭＰ１ コンパレータ
ＣＯＵＮＴ１ カウンタ
Ｄａｔａ＿ｔｈ 閾値
ＦＦ１ フリップフロップ
Ｉ１ 基準電流
Ｉｉｎ１ 電流（第１期間に流れる入力電流）
Ｉｉｎ２ 電流（第２期間に流れる入力電流）
ＰＤ１〜ＰＤ４ フォトダイオード
ＳＷ１ スイッチ（第１スイッチ）
ＳＷ２ スイッチ（第２スイッチ）
ＳＷ３〜ＳＷ１４ スイッチ
Ｔ１ 端子（第１容量の第１端子）
Ｔ２ 端子（第１容量の第２端子）
Ｔ３ 端子（第２容量の第１端子）
Ｔ４ 端子（第２容量の第２端子）
Ｖ１ 基準電圧
ｔ１ 期間（第１期間）
ｔ２ 期間（第２期間）
ｔ１１ 期間（第１充放電サイクルの第１期間）
ｔ１２ 期間（第１充放電サイクルの第２期間）
ｔ２１ 期間（第２充放電サイクルの第１期間）
ｔ２２ 期間（第２充放電サイクルの第２期間）

Claims (16)

1. 第１容量と、
   第１容量に蓄えられた電荷量をデジタル信号に変換するデジタル変換部とを備えるアナログ−デジタル変換回路であって、
   第１容量の充放電を制御する充放電制御部を備え、
   上記充放電制御部は、
   第１期間に上記アナログ−デジタル変換回路に入力された電流に相当する電荷を第１容量に充電し、
   第１期間に続く第２期間に上記アナログ−デジタル変換回路に入力された電流に相当する電荷を第１容量から放電させ、
   第１期間における第１容量への充電と、第２期間における第１容量からの放電とからなる充放電サイクルを、複数回実行し、
   上記デジタル変換部は、上記充放電制御部による充放電制御の終了後のアナログ−デジタル変換期間に、上記充放電制御の終了時点において第１容量に蓄えられている電荷量をデジタル信号に変換することを特徴とするアナログ−デジタル変換回路。
2. 上記デジタル変換部は、
   第１容量の容量値よりも小さい容量値を有する第２容量と、
   上記充放電制御部による充放電制御の終了後、かつ、上記アナログ−デジタル変換期間の開始前の電荷転送期間に、第１容量に蓄えられた電荷を第２容量に転送する転送部とを備え、
   上記転送部による上記電荷の転送終了時点において第２容量に蓄えられている電荷量をデジタル信号に変換することを特徴とする請求項１に記載のアナログ−デジタル変換回路。
3. 上記充放電制御部は、
   オペアンプと、
   上記アナログ−デジタル変換回路に入力された電流の上記オペアンプの反転入力端子への入力をＯＮ／ＯＦＦする第１スイッチと、
   上記オペアンプと第１容量との接続状態を選択する接続選択部とを備え、
   上記オペアンプの非反転入力端子には、基準電圧が入力され、
   上記接続選択部は、
   上記オペアンプの反転入力端子および出力端子がそれぞれ第１容量の第１端子および第２端子に接続される第１接続状態と、上記オペアンプの反転入力端子および出力端子がそれぞれ第１容量の第２端子および第１端子に接続される第２接続状態とを選択可能であり、
   上記充放電制御部は、
   第１期間および第２期間において、第１スイッチをＯＮに制御し、上記アナログ−デジタル変換期間において、第１スイッチをＯＦＦに制御し、
   上記接続選択部が、第１期間において第１接続状態を選択し、第２期間において第２接続状態を選択するように制御することを特徴とする請求項１に記載のアナログ−デジタル変換回路。
4. 上記デジタル変換部は、
   第１容量の第２端子の電圧を、上記基準電圧と比較するコンパレータと、
   上記コンパレータが、第１容量の第２端子の電圧が上記基準電圧よりも高いと判定している間、所定の速度で第１容量から放電させる放電回路と、
   上記コンパレータによって、第１容量の第２端子の電圧が上記基準電圧よりも高いと判定されてから、第１容量の第２端子の電圧が上記基準電圧よりも低いと判定されるまでの間、クロック信号のクロック数をカウントする計数回路とを備え、
   上記充放電制御部は、
   上記コンパレータと第１容量の第２端子との接続をＯＮ／ＯＦＦする第２スイッチをさらに備え、
   第１期間および第２期間において、第２スイッチをＯＦＦに制御し、上記アナログ−デジタル変換期間において、第２スイッチをＯＮに制御することを特徴とする請求項３に記載のアナログ−デジタル変換回路。
5. 上記充放電制御部は、
   オペアンプと、
   上記アナログ−デジタル変換回路に入力された電流の上記オペアンプの反転入力端子への入力をＯＮ／ＯＦＦする第１スイッチと、
   上記オペアンプと第１容量との接続状態を選択する接続選択部とを備え、
   上記オペアンプの非反転入力端子には、基準電圧が入力され、
   上記接続選択部は、
   上記オペアンプの反転入力端子および出力端子がそれぞれ第１容量の第１端子および第２端子に接続される第１接続状態と、上記オペアンプの反転入力端子および出力端子がそれぞれ第１容量の第２端子および第１端子に接続される第２接続状態とを選択可能であり、
   上記充放電制御部は、
   第１期間および第２期間において、第１スイッチをＯＮに制御し、上記電荷転送期間および上記アナログ−デジタル変換期間において、第１スイッチをＯＦＦに制御し、
   第１期間、第２期間および上記アナログ−デジタル変換期間において、第１容量と第２容量との接続をＯＦＦに制御し、上記電荷転送期間において、第１容量と第２容量との接続をＯＮに制御し、
   上記接続選択部が、第１期間において第１接続状態を選択し、第２期間において第２接続状態を選択するように制御することを特徴とする請求項２に記載のアナログ−デジタル変換回路。
6. 上記デジタル変換部は、
   第２容量の第２端子の電圧を、上記基準電圧と比較するコンパレータと、
   上記コンパレータが、第２容量の第２端子の電圧が上記基準電圧よりも高いと判定している間、一定の速度で第２容量から放電させる放電回路と、
   上記コンパレータによって、第２容量の第２端子の電圧が上記基準電圧よりも高いと判定されてから、第２容量の第２端子の電圧が上記基準電圧よりも低いと判定されるまでの間、クロック信号のクロック数をカウントする計数回路とを備えることを特徴とする請求項５に記載のアナログ−デジタル変換回路。
7. 上記充放電制御部は、第１期間の前に、上記オペアンプの反転入力端子および出力端子をいずれも第１容量の第１端子に接続することを特徴とする請求項４に記載のアナログ−デジタル変換回路。
8. 上記充放電制御部は、第１期間の前に、第２スイッチをＯＮに制御し、
   上記コンパレータの反転入力端子と出力端子とがショートされることを特徴とする請求項４または７に記載のアナログ−デジタル変換回路。
9. 上記充放電制御部は、第１期間の前に、上記オペアンプの反転入力端子および出力端子をいずれも第１容量の第１端子および第２容量の第１端子に接続することを特徴とする請求項６に記載のアナログ−デジタル変換回路。
10. 第１期間の前に、コンパレータの反転入力端子と出力端子とがショートされることを特徴とする請求項６または９に記載のアナログ−デジタル変換回路。
11. 外部に向けて光を出射する光源と、
    上記光源を駆動する光源駆動部と、
    外部からの光を受けて、当該光の強度に応じた電流を発生するフォトダイオードと、
    上記電流をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換回路と、
    上記デジタル信号を処理する信号処理部とを備えるセンサ装置であって、
    上記アナログ−デジタル変換回路は、請求項１から１０までのいずれか１項に記載のアナログ−デジタル変換回路であり、
    上記光源駆動部は、第１期間に上記光源を駆動し、第２期間に上記光源の駆動を停止することを特徴とするセンサ装置。
12. 上記信号処理部は、上記デジタル信号を所定の閾値と比較し、比較結果に基づいて、上記センサ装置に対して物体が所定の距離よりも近接しているか否かを判定することを特徴とする請求項１１に記載のセンサ装置。
13. 上記信号処理部は、上記デジタル信号を所定の閾値と比較し、比較結果に基づいて、上記センサ装置に対する物体の距離を判定することを特徴とする請求項１１に記載のセンサ装置。
14. 上記フォトダイオードと上記アナログ−デジタル変換回路とをそれぞれ複数備え、
    上記各アナログ−デジタル変換回路はそれぞれ、上記各フォトダイオードが発生する電流をデジタル信号に変換し、
    上記信号処理部は、上記各フォトダイオードから出力されるデジタル信号に基づいて、上記センサ装置に対する物体の移動状態を判定することを特徴とする請求項１１に記載のセンサ装置。
15. 請求項１１から１４までのいずれか１項に記載のセンサ装置を備える携帯電話。
16. 請求項１１から１４までのいずれか１項に記載のセンサ装置を備えるデジタルカメラ。

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