CN104641562A - 模拟-数字转换电路、传感器装置、便携式电话和数字摄像机 - Google Patents

模拟-数字转换电路、传感器装置、便携式电话和数字摄像机 Download PDF

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Abstract

模拟-数字转换电路(ADC1)包括：电容(C1)；充放电控制部(6)，该充放电控制部(6)将与第一期间的输入电流相当的电荷充电至电容(C1)，并使与第二期间的输入电流相当的电荷从电容(C1)放电；和数字转换部(5)，该数字转换部(5)将电容(C1)的电荷量转换为数字信号。

Description

模拟-数字转换电路、传感器装置、便携式电话和数字摄像机
技术领域
本发明涉及模拟-数字转换电路和使用该模拟-数字转换电路的接近传感器、测距传感器、动作传感器等传感器装置。
背景技术
在具有液晶面板的便携式电话和数字摄像机等中，为了降低消耗电力和防止触摸面板的误动作，搭载用于在脸靠近液晶面板时使液晶面板和触摸面板的电源断开(OFF)的接近传感器的期望增加。另外，接近传感器的输出值与检测距离成反比，因此，还存在将接近传感器作为测距传感器使用的期望。另外，还存在在传感器中配置多个光电二极管，作为根据光电二极管的各输出值的时间变化量来检测手的动作等的动作传感器使用的期望。
搭载有上述传感器的便携式电话和数字摄像机等大多在屋外使用，被要求即使在太阳光等非常强的干扰DC光成分入射传感器的情况下，传感器也正确地动作。在此，对用于满足上述的要求的电路结构进行说明。
作为传感器的检测方法，一般有使用模拟-数字转换电路将传感器输出转换为数字值的方法。近年来，作为接近传感器，采用了具备积分型的模拟-数字转换电路和发光二极管(LED)的驱动电路的方式。
作为关于模拟-数字转换电路的现有技术，提出了专利文献1中记载的方式。
图16是表示专利文献1中记载的模拟-数字转换电路100的结构的电路图。模拟-数字转换电路100包括：对被测定电压Vin进行阻抗转换的电压输出器(voltage follower)101；通过电压输出器101的输出电压被充电的电容102；将被充电至电容102的电荷向负电源103放电的恒流电路104；以电容102的端子电压作为输入电压的比较器105；输出时钟脉冲的时钟电路106；对该时钟脉冲进行计数的计数器107；和控制充电开关108和放电开关109的开闭的控制电路110。由此，模拟-数字转换电路100能够以简单的结构进行输入电压值的模拟-数字转换。
另外，作为关于使用模拟-数字转换电路的照度传感器的现有技术，提出了专利文献2中记载的方式。
图17是表示专利文献2中记载的照度传感器200的结构的电路图。照度传感器200具有：将作为测定对象的光转换为电流的光电二极管PD；和以光电二极管PD的输出作为输入电流的模拟-数字转换电路(充放电部210和控制计算部220)，进行与照度相应的数字输出。充放电部210具有充电电路211、第一放电电路212、第二放电电路213和比较电路214。
充电电路211是在规定的充电期间中蓄积与输入电流(光电二极管PD的检测电流)相应的电荷的单元，具有：运算放大器AMP；充电用电容器C201，该充电用电容器C201的一端与运算放大器AMP201的反转输入端(-)连接，另一端与运算放大器AMP201的输出端连接；第一恒压源E201，该第一恒压源E201对运算放大器AMP201的非反转输入端(+)施加规定的第一基准电压V201；第一开关SW201，该第一开关SW201根据控制信号S201，对输入电流的输入端(即光电二极管PD的正极)与充电用电容器C201的一端之间进行开闭；和第二开关SW202，该第二开关SW202根据控制信号S202使充电用电容器C201的两端间短路。
第一放电电路212是在上述的充电期间中，在每次充电电路211的充电量达到规定的阈值时，将蓄积在充电电路211中的电荷放电的单元，具有：第一放电用电容器C202(充电用电容器C201的1/m(m＞1))；第三开关SW203a～SW203b，该第三开关SW203a～SW203b分别根据控制信号S203，对第一放电用电容器C202的一端与接地端之间、以及第一放电用电容器C202的另一端与运算放大器AMP201的反转输入端(-)之间进行开闭；和第四开关SW204a～SW204b，该第四开关SW204a～SW204b分别根据控制信号S204，对第一放电用电容器C202的两端与第一基准电压V201的施加端之间进行开闭。
第二放电电路213是在上述的充电期间结束后，以比第一放电电路212小的放电能力，每次规定量地分阶段地使其放电，直至充电电路211中残存的电荷成为规定值的单元，具有：第二放电用电容器C203(充电用电容器C201的1/n(n＞m))；生成第二基准电压V202(第一基准电压V201的1/k(k＞1))的第二恒压源E202；第五开关SW205a～SW205b，该第五开关SW205a～SW205b分别根据控制信号S205，对第二放电用电容器C203的一端与第二恒压源E202的正极端之间、以及第二放电用电容器C203的另一端与运算放大器AMP201的反转输入端(-)之间进行开闭；和第六开关SW206a～SW206b，该第六开关SW206a～SW206b分别根据控制信号S206，对第二放电用电容器C203的两端与第一基准电压Vref的施加端之间进行开闭。
比较电路214是将运算放大器AMP201的输出电压Va与第三基准电压V203(Vref)以及第四基准电压V204(Vref/2)分别进行比较的单元，具有：生成第三基准电压V203的第三恒压源E203；生成第四基准电压V204的第四恒压源E204；第一比较器CMP201，该第一比较器CMP201的非反转输入端(+)与运算放大器AMP201的输出端连接，反转输入端(-)与第三恒压源E203的正极端连接；和第二比较器CMP202，该第二比较器CMP202的反转输入端(-)与运算放大器AMP201的输出端连接，非反转输入端(+)与第四恒压源E204的正极端连接。
控制计算部220是如下的单元：根据规定的时钟信号CLK和比较电路CMP201～CMP202的各输出信号CO201～CO202生成控制信号S201～S206，进行充电电路211和放电电路212～213的充放电控制，并且根据放电电路212～213的总放电次数计算出充电电路211的总充电量，并进行与其结果相应的数字输出(DOUT)。
在包括充放电部210和控制计算部220的模拟-数字转换电路中，在已确定的充电时间的期间对电容C201进行充电，并且在每次电容C201达到规定的充电量时利用第一放电电路212进行放电。接着，模拟-数字转换电路利用第二放电电路213对充电时间结束后的电荷进行放电，由此，根据第一放电电路212的放电次数和第二放电电路213的放电时间，输出与电容C201的充电量相应的数字值。由此，专利文献2的结构能够实现输入动态范围的扩大、最小分辨率的提高和测定时间的缩短。
图18是表示一般的接近传感器300的概略结构的图。接近传感器300包括发光二极管(LED)310、光电二极管320和控制电路330。控制电路330对发光二极管310供给脉冲电流，驱动发光二极管310。当在接近传感器300的附近存在物体400的情况下，来自发光二极管310的脉冲光如实线箭头那样被物体400反射，被光电二极管320接收。另一方面，在不存在物体400的情况下，来自发光二极管310的脉冲光如虚线箭头那样不被物体400反射，因此，来自发光二极管310的脉冲光几乎不到达光电二极管320。
光电二极管320将接收到的脉冲光转换为脉冲电流，并输出至控制电路330。控制电路330根据来自光电二极管320的脉冲电流的大小，来判定在接近传感器300的附近是否存在物体400。
图19是表示接近传感器300的控制电路330的结构例的图。控制电路330包括模拟-数字转换电路331、取样-保持电路332、减法运算电路333和比较电路334。模拟-数字转换电路331将来自光电二极管320的输入电流转换为数字值。作为模拟-数字转换电路331，可使用专利文献1或2中记载的模拟-数字转换电路。
取样-保持电路332保持发光二极管310被驱动的期间的模拟-数字转换电路331的输出数字值Data1。然后，当发光二极管310的驱动停止时，取样-保持电路332将数字值Data1输出至减法运算电路333。
减法运算电路333从数字值Data1减去发光二极管310未被驱动的期间的模拟-数字转换电路331的输出数字值Data2，将差Data1-Data2输出至比较电路334。比较电路334将该差Data1-Data2与阈值差Data_th进行比较，输出比较结果。
图20是表示接近传感器300的发光二极管310的驱动信号、模拟-数字转换电路331的数字信号DOUT和比较电路334的输出信号的各波形的图，(a)表示存在检测物的情况，(b)表示不存在检测物的情况。作为驱动发光二极管310的期间的数字信号DOUT的Data1与作为没有驱动发光二极管LED1的期间的数值信号DOUT的Data2之差Data1-Data2成为接近信息。比较电路334通过将上述差Data1-Data2与数字阈值Data_th进行比较，来判定接近/非接近。
在存在检测物(图18所示的物体400)的情况下，由于来自检测物的反射光，光电二极管320产生的电流变大，如图20的(a)所示，差Data1-Data2超过阈值Data_th，因此判定为接近。在不存在检测物的情况下，因为没有来自检测物的反射光，所以光电二极管320产生的电流小，如图20的(b)所示，差Data1-Data2不超过阈值Data_th，因此判定为非接近。
另外，模拟-数字转换电路331的输出值，和检测物与接近传感器300的距离的平方成反比，因此能够将接近传感器300作为测距传感器使用。
图21是表示接近传感器300作为测距传感器动作的情况下的、发光二极管310的驱动信号、模拟-数字转换电路331的数字信号DOUT和比较电路334的输出信号的各波形的图，(a)表示在近距离存在检测物的情况，(b)表示在远距离存在检测物的情况。因为接近传感器300与检测物的距离越长，差Data1-Data2越小，所以能够进行检测物的远近判定。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本公开专利公报“特开2001-160756号公报(2001年6月12日公开)”
专利文献2：日本公开专利公报“特开2008-42886号公报(2008年2月21日公开)”
发明内容
发明要解决的技术问题
在使用包括计数器的模拟-数字转换电路作为接近传感器300的模拟-数字转换电路331的情况下，会产生以下的问题。具体而言，在太阳光等非常强的干扰DC光成分入射接近传感器300的状态下，存在模拟-数字转换电路331的输出数字信号DOUT由于干扰DC光成分而达到计数器的计数上限值的情况。例如，在设上述计数上限值为210(计数值为0～1023)时，发光二极管310被驱动的期间的模拟-数字转换电路331的输出数字值Data1和发光二极管310没有被驱动的期间的模拟-数字转换电路331的输出数字值Data2均成为1023，无论检测物远近，差Data1-Data2都成为0。
为了正确地测定差Data1-Data2，需要根据干扰DC光的光量来设定模拟-数字转换电路331具备的计数器的分辨率(每1次计数的电荷量)。即，当作为干扰DC光的光量设想太阳光等非常强的光量时，需要将计数器的分辨率设定得低(将每1次计数的电荷量设定得多)。当这样时，由发光二极管310的光产生的来自检测物体的反射光与干扰DC光的光量相比弱，因此，数字值Data1和Data2中包含的反射光成分的比例变低，测定精度降低。例如，如上所述，在设计数上限值为210时，存在成为发光二极管310点亮时的数字值Data1＝1001、发光二极管310熄灭时的数字值Data2＝1000、差Data1-Data2＝1的结果的情况，不能进行高精度的远近判定。
另一方面，当使计数上限值变大时，能够使差Data1-Data2也变大，但是存在测定时间会增加将计数上限值的增加量除以时钟频率而得到的时间的缺点。
即使在为了将专利文献1的发明应用于接近传感器300而在控制电路330中追加将来自光电二极管320的输入电流转换为电压的电路，使用专利文献1中记载的模拟-数字转换电路作为电流输入的模拟-数字转换电路的情况下，模拟-数字转换电路的输出值由于干扰DC光成分而达不到计数上限值，因此，也需要根据干扰DC光的光量来设定分辨率(恒流电路104的电流值)，不能进行差Data1-Data2的高精度的测定。
在专利文献2的结构中，能够通过调节第一放电电路212和第二放电电路213的各电容值来实现最小分辨率的提高和测定时间的缩短。但是，在将专利文献2的发明应用于接近传感器300的情况下，在将来自光电二极管320的输入电流充电至充电用电容器C201的同时，在每次充电用电容器C201达到规定的充电量时利用第一放电电路212进行放电，通过在输入电流流动的期间内对第一放电电路212的放电次数进行计数，进行模拟-数字转换。因此，使输入电流流动的期间缩短存在极限。即，难以将驱动发光二极管310的期间和没有驱动发光二极管310的期间设定得短一定的时间以上，存在容易受到干扰DC光在测定时间中变化时的影响的问题。
本发明是为了解决上述的问题而做出的，其目的在于，实现即使在输入电流中包含强的DC成分的情况下，也能够以简单的结构将不同的期间的输入电流之差高精度地转换为数字信号的模拟-数字转换电路。
用于解决技术问题的手段
为了解决上述技术问题，本发明的一个方式的模拟-数字转换电路包括第一电容和将蓄积在第一电容中的电荷量转换为数字信号的数字转换部，上述模拟-数字转换电路的特征在于，包括控制第一电容的充放电的充放电控制部，上述充放电控制部在第一期间将与被输入上述模拟-数字转换电路的电流相当的电荷充电至第一电容，在接着第一期间的第二期间使与被输入上述模拟-数字转换电路的电流相当的电荷从第一电容放电，上述数字转换部在由上述充放电控制部进行的充放电控制结束后的模拟-数字转换期间，将在上述充放电控制结束的时刻在第一电容中蓄积的电荷量转换为数字信号。
发明效果
根据本发明的一个方式，能够得到以下效果：能够实现即使在输入电流中包含强的DC成分的情况下，也能够以简单的结构将不同的期间的输入电流之差高精度地转换为数字信号的模拟-数字转换电路。
附图说明
图1是表示本发明的一个方式的接近传感器的概略结构的图。
图2是表示本发明的一个方式的动作传感器的概略结构的图。
图3是表示本发明的一个方式的模拟-数字转换电路的概略结构的图。
图4的(a)～(c)是用于对图3所示的模拟-数字转换电路的动作进行说明的图。
图5是表示本发明的实施方式2的接近传感器的结构的图。
图6是表示图5所示的接近传感器的准备期间的状态的图。
图7是表示图5所示的接近传感器的第一期间的状态的图。
图8是表示图5所示的接近传感器的第二期间的状态的图。
图9是表示图5所示的接近传感器的模拟-数字转换期间的状态的图。
图10是表示本发明的实施方式3的接近传感器的结构的图。
图11是表示图10所示的接近传感器的准备期间的状态的图。
图12是表示图10所示的接近传感器的第一期间的状态的图。
图13是表示图10所示的接近传感器的第二期间的状态的图。
图14是表示图10所示的接近传感器的电荷输送期间的状态的图。
图15是表示图10所示的接近传感器的模拟-数字转换期间的状态的图。
图16是表示以往的模拟-数字转换电路的结构的电路图。
图17是表示以往的照度传感器的结构的电路图。
图18是表示一般的接近传感器的概略结构的图。
图19是表示图18所示的接近传感器的控制电路的结构例的图。
图20是表示用于对图18所示的接近传感器的发光二极管进行驱动的脉冲电压等的波形的图，(a)表示在接近传感器的附近存在物体的情况下的波形，(b)表示在接近传感器的附近不存在物体的情况下的波形。
图21是表示图18所示的接近传感器作为测距传感器动作的情况下的、用于对该接近传感器的发光二极管进行驱动的脉冲电压等的波形的图，(a)表示近距离存在检测物的情况，(b)表示远距离存在检测物的情况。
具体实施方式
[实施方式1]
本发明的模拟-数字转换电路，即使在输入电流中包含强的DC成分的情况下，也能够以简单的结构将不同的期间的输入电流之差高精度地转换为数字信号。因此，通过使用本发明的模拟-数字转换电路，即使在强的干扰光入射的状况下，也能够以简单的结构实现具有高检测精度的接近传感器、测距传感器和动作传感器(motion sensor)。在本实施方式中，根据图1～图2对应用了该模拟-数字转换电路的各种传感器装置进行说明。
(接近传感器的概略结构)
图1是表示作为本发明的传感器装置的一个方式的接近传感器1的概略结构的图。接近传感器1是判定检测物体10的接近/非接近的传感器装置，包括发光二极管(LED、光源)2、LED驱动电路(光源驱动部)3、光电二极管PD1、模拟-数字转换电路ADC1和判定部(信号处理部)4。
LED2由LED驱动电路3驱动，向接近传感器1的外部射出红外波长区域的光。此外，向接近传感器1的外部射出的光源并不限定于LED，能够使用荧光灯等其它众所周知的光源。
光电二极管PD1具有红外的光谱特性，产生与入射光电二极管PD1的红外光的强度相应的电流。模拟-数字转换电路ADC1与光电二极管PD1的负极连接，光电二极管PD1产生的电流被输入模拟-数字转换电路ADC1。
LED驱动电路3在期间t1(第一期间)驱动LED2，在接着期间t1的期间t2(第二期间)停止LED2的驱动。另外，模拟-数字转换电路ADC1将从与在期间t1被输入的电流相当的电荷减去与在期间t2被输入的电流相当的电荷而得到的电荷量转换为数字值(数字信号)ADCOUT1并输出至判定部4。即，数字值ADCOUT1对应于LED2点亮的期间t1的光电二极管PD1的受光强度与LED2没有点亮的期间t2的光电二极管PD1的受光强度之差。
在此，在检测物体10接近接近传感器1的情况下，期间t1的光电二极管PD1接收的光强度，与期间t2的光电二极管PD1接收的光强度相比，大从LED2射出并被检测物体10反射的红外光的强度。因此，数字值ADCOUT1与从LED2输出并被检测物体10反射的红外光的强度对应。判定部4将数字值ADCOUT1与规定的阈值Data_th进行比较，在数字值ADCOUT1比阈值Data_th大的情况下，判定为检测物体10接近。
在检测物体10没有接近接近传感器1的情况下，被检测物体10反射的红外光弱，因此，数字值ADCOUT1不会超过阈值Data_th。因此，判定部4判定为非接近。
这样，接近传感器1通过具备模拟-数字转换电路ADC1，能够判定检测物体10的接近/非接近。
另外，数字值ADCOUT1和接近传感器1与检测物体10的距离的平方成反比，因此，能够根据数字值ADCOUT1计算出接近传感器1与检测物体10的距离。由此，能够将接近传感器1作为测距传感器使用。
(动作传感器的概略结构)
图2是表示作为本发明的传感器装置的一个方式的动作传感器11的概略结构的图。动作传感器11包括LED(未图示)、4个光电二极管PD1～PD4、4个模拟-数字转换电路ADC1～ADC4和判定部14。
向动作传感器11的外部射出波长区域的光。光电二极管PD1～PD4均具有红外的光谱特性，接收从LED射出并被检测物体10反射后的红外光。
模拟-数字转换电路ADC1～ADC4分别与光电二极管PD1～PD4的负极连接，光电二极管PD1～PD4产生的各电流分别被输入模拟-数字转换电路ADC1～ADC4。各模拟-数字转换电路ADC1～ADC4将从与在期间t1被输入的电流相当的电荷减去与在期间t2被输入的电流相当的电荷而得到的电荷量转换为数字值。将从模拟-数字转换电路ADC1～ADC4输出的数字值分别设为ADCOUT1～ADCOUT4。
如图2所示，在检测物体40在从期间t1(第一期间)至期间t2(第二期间)的期间从位置P1移动至位置P2的情况下，检测物体40与光电二极管PD1、PD2的距离变大，检测物体40与光电二极管PD3、PD4的距离变小。因此，光电二极管PD1、PD2在期间t2接收的光强度比光电二极管PD1、PD2在期间t1接收的光强度小，光电二极管PD3、PD4在期间t2接收的光强度比光电二极管PD3、PD4在期间t1接收的光强度大。
因此，数字值ADCOUT1和ADCOUT2成为负的值，数字值ADCOUT3和ADCOUT4成为正的值。根据该结果，判定部14能够判定为检测物体40在从期间t1至期间t2的期间已经从光电二极管PD1、PD2侧移动至光电二极管PD3、PD4侧。
这样，动作传感器11能够根据模拟-数字转换电路ADC1～ADC4的各数字值ADCOUT1～ADCOUT4的时间变化量来检测手的动作等。
[模拟-数字转换电路的概略结构]
接着，对本发明的模拟-数字转换电路的概略结构进行说明。上述的各种传感器装置具备的模拟-数字转换电路ADC1～ADC4构成为，即使在太阳光等强的干扰光成分入射的状况下使用传感器装置的情况下，也能够高精度地将在不同的期间被输入的电流之差转换为数字值。模拟-数字转换电路ADC1～ADC4的结构相互相同，以下，对模拟-数字转换电路ADC1的概略结构进行说明。
图3是表示模拟-数字转换电路ADC1的概略结构的图。模拟-数字转换电路ADC1与光电二极管PD1的负极连接。光电二极管PD1产生与受光量相应的电流Iin。
模拟-数字转换电路ADC1包括电容(第一电容)C1、数字转换部5和充放电控制部6。
数字转换部5具有将蓄积在电容C1中的电荷量转换为数字值的功能。该数字值作为数字值ADCOUT1从模拟-数字转换电路ADC1输出。如后所述，数字转换部5包括计数器等。
充放电控制部6具有控制电容C1的充放电的功能。具体而言，充放电控制部6在期间t1(第一期间)将与被输入模拟-数字转换电路ADC1的电流相当的电荷充电至电容C1，在期间t2(第二期间)使与被输入模拟-数字转换电路ADC1的电流相当的电荷从电容C1放电。由此，在电容C1中蓄积从与期间t1的输入电流相当的电荷减去与期间t2的输入电流相当的电荷而得到的电荷。
根据图4对模拟-数字转换电路ADC1的动作进一步详细地进行说明。
如图4的(a)所示，在期间t1，充放电控制部6进行控制，使得与被输入模拟-数字转换电路ADC1的电流相当的电荷被充电至电容C1。此外，假设在期间t1开始前，电容C1为未蓄积电荷的状态。当设在期间t1流动的输入电流为Iin1时，在期间t1被充电至电容C1的电荷Q1为Iin1×t1。
如图4的(b)所示，在接着期间t1的期间t2，充放电控制部6进行控制，使得与被输入模拟-数字转换电路ADC1的电流相当的电荷从电容C1放电。当设在期间t2流动的输入电流为Iin2时，在期间t2从电容C1被放电的电荷Q2为Iin2×t2。因此，在期间t2结束时蓄积在电容C1中的电荷为
Q1-Q2＝Iin1×t1-Iin2×t2。
这样，在电容C1中蓄积从与期间t1的输入电流相当的电荷减去与期间t2的输入电流相当的电荷而得到的电荷。
在期间t2结束后的模拟-数字转换期间，数字转换部5将蓄积在电容C1中的电荷量转换为数字值。该数字值作为数字值ADCOUT1从模拟-数字转换电路ADC1输出。
(与以往结构的比较)
在此，在图18和图19所示的以往的接近传感器300中，模拟-数字转换电路331将期间t1的来自光电二极管320的输入电流和期间t2的来自光电二极管320的输入电流分别转换为数字值Data1和数字值Data2，然后计算出它们的差Data1-Data2。因此，即使在输入电流中包含太阳光等非常强的干扰DC光成分的情况下，为了得到差Data1-Data2的准确的值，也需要将模拟-数字转换电路331的分辨率设定得高。但是，当使模拟-数字转换电路331的分辨率提高时，因为来自检测物体的反射光比干扰DC光的光量弱，所以数字值Data1和Data2中包含的反射光成分的比例变低，存在测定精度降低的问题。
与此相对，在本实施方式中，模拟-数字转换电路ADC1不将电流Iin1和电流Iin2分别转换为数字值，而将与电流Iin1、Iin2对应的数字值之差作为数字值ADCOUT1输出。因此，不论电流Iin1和Iin2各自的大小如何，都能够针对与电流Iin1、Iin2对应的数字值之差(ADCOUT1)来设定数字转换部5的分辨率。在此，在将模拟-数字转换电路ADC1用于接近传感器和测距传感器的情况下，数字值ADCOUT1与来自检测物体的反射光的强度对应。因此，即使在电流Iin1、Iin2中包含太阳光等非常强的干扰DC光成分的情况下，也能够将数字转换部5的分辨率设定得高。因此，模拟-数字转换电路ADC1能够以简单的结构将在不同的期间被输入的电流之差高精度地转换为数字值。
另外，在模拟-数字转换期间中，不进行对第一电容的充放电。即，对第一电容的充放电和模拟-数字转换动作已被分离，因此，即使将期间t1、t2设定得短，也能够准确地进行模拟-数字转换动作。因此，具备模拟-数字转换电路ADC1的传感器装置难以受到干扰DC光在测定时间中变化时的影响。
(反复进行充放电循环的结构)
另外，优选充放电控制部6将充放电循环执行多次，该充放电循环包括第一期间的对电容C1的充电和第二期间的来自电容C1的放电。即，通过将对电容C1的充放电进行多次，在每个充放电循环，从与在第一期间被输入的电流相当的电荷减去与在第二期间被输入的电流相当的电荷而得到的电荷在电容C1中积累而蓄积。
例如，对将上述充放电循环执行2次的情况进行说明。设第一充放电循环的第一期间和第二期间分别为期间t11和期间t12，设第二充放电循环的第一期间和第二期间分别为期间t21和期间t22。另外，设在期间t11从光电二极管PD1流动的电流为Iin11，设在期间t12从光电二极管PD1流动的电流为Iin12，设在期间t21从光电二极管PD1流动的电流为Iin21，设在期间t22从光电二极管PD1流动的电流为Iin22时，在第一循环结束时被充电至电容C1的电荷为Iin11×t11-Iin12×t12。
在已充电有该电荷的状态下，继续进行第二循环的充放电。
在第二循环中，电容C1进一步被充电Iin21×t21-Iin22×t22的电荷，因此，在第二循环结束时，在电容C1中蓄积(Iin11×t11-Iin12×t12)+(Iin21×t21-Iin22×t22)的电荷。这样，第一循环和第二循环各自中，从与在第一期间被输入的电流相当的电荷减去与在第二期间被输入的电流相当的电荷而得到的电荷，被积累而充电至电容C1。因此，与仅进行1次对电容C1的充放电的情况相比，能够以在电容C1中蓄积有更多的电荷的状态，将已蓄积的电荷量转换为数字值。因此，能够进一步提高转换精度。
执行上述充放电循环的次数，可根据应用模拟-数字转换电路ADC1的传感器装置所要求的测定精度适当地设定。例如，在本实施方式中，执行16次上述充放电循环。
接着，对上述模拟-数字转换电路ADC1的具体的结构例进行说明。
[实施方式2]
根据图5～图9对本发明的第二实施方式进行说明。在本实施方式中，对将具备1个电容的模拟-数字转换电路应用于接近传感器的例子进行说明。
(接近传感器的结构)
图5是表示本实施方式的接近传感器1a的结构的图。接近传感器1a是图1所示的接近传感器1的具体的结构例，判定检测物体10的接近/非接近。如图5所示，接近传感器1a包括发光二极管(LED)2、LED驱动电路3、光电二极管PD1、模拟-数字转换电路ADC1a和判定部4。
接近传感器1a的构成部件中模拟-数字转换电路ADC1a以外的构成部件，与图1所示的构成部件相同。另外，由LED驱动电路3进行的LED2的驱动控制，也与图1所示的接近传感器1中的控制相同。即，LED驱动电路3在期间t1(第一期间)使LED2点亮，在接着期间t1的期间t2(第二期间)使LED2熄灭。在检测物体10接近接近传感器1的情况下，在期间t1，从LED2射出并由检测物体10反射的红外光向光电二极管PD1入射。因此，期间t1的光电二极管PD1接收的光强度，比期间t2的光电二极管PD1光电二极管PD1接收的光强度大。即，当设在期间t1光电二极管PD1产生的电流为Iin1，在期间t2光电二极管PD1产生的电流为Iin2时，Iin1＞Iin2。
(模拟-数字转换电路的结构)
模拟-数字转换电路ADC1a为图1和图3所示的模拟-数字转换电路ADC1的具体的结构例。如图5所示，模拟-数字转换电路ADC1a包括电容C1、数字转换部5a、充放电控制部6a、开关控制电路7和基准电压源8。
开关控制电路7是对后述的开关SW1～SW10的导通/断开(ON/OFF)进行控制的电路。基准电压源8对后述的运算放大器AMP1的反转输入端子和比较器CMP1的反转输入端子施加基准电压V1。
数字转换部5a具有将蓄积在电容C1中的电荷量转换为数字值的功能，包括比较电路51、计数电路52和放电电路53。该数字值作为数字值ADCOUT1被输出至判定部4。数字转换部5a的详细结构将在后面进行说明。
充放电控制部6a包括连接选择电路61、运算放大器AMP1、开关SW1和开关SW2(第二开关)，具有控制电容C1的充放电的功能。具体而言，充放电控制部6a在期间t1(第一期间)将与被输入模拟-数字转换电路ADC1a的电流相当的电荷充电至电容C1，在期间t2(第二期间)使与被输入模拟-数字转换电路ADC1a的电流相当的电荷从电容C1放电。由此，在电容C1中蓄积从与期间t1的输入电流相当的电荷减去与期间t2的输入电流相当的电荷而得到的电荷。
开关SW1(第一开关)是用于切换光电二极管PD1与模拟-数字转换电路ADC1a的连接/非连接的开关。开关SW1具备3个节点P0、P1、P2，能够对节点P0与节点P1的连接、以及节点P0与节点P2的连接进行切换。在将节点P0与节点P1连接的情况下，来自光电二极管PD1的电流被输入模拟-数字转换电路ADC1a。即，开关SW1使被输入模拟-数字转换电路ADC1a的电流向运算放大器AMP1的负输入端子的输入导通/断开(ON/OFF)。
开关SW2是对比较器CMP1与电容C1的端子T2的连接的导通/断开(ON/OFF)进行切换的开关。开关控制电路7在期间t1和期间t2将开关SW2控制为断开(OFF)，在模拟-数字转换期间将开关SW2控制为导通(ON)。
运算放大器AMP1的负输入端子(反转输入端子)与开关SW1的节点P1、开关SW3的一端以及连接选择电路61连接，正输入端子(非反转输入端子)基准电压源8连接。运算放大器AMP1的输出端子与开关SW3的另一端以及连接选择电路61连接。
连接选择电路61包括8个开关SW2、SW3、SW5～SW10，通过对这些开关进行控制，能够选择电容C1的2个端子T1、T2与光电二极管PD1的连接状态。具体而言，连接选择电路61能够选择第一连接状态和第二连接状态，其中，上述第一连接状态是运算放大器AMP1的负输入端子和输出端子分别与电容C1的端子T1和端子T2连接的状态，上述第二连接状态是运算放大器AMP1的负输入端子和输出端子分别与电容C1的端子T2和端子T1连接的状态。
开关SW5的一端与开关SW3的一端、运算放大器AMP1的负输入端子、开关SW1的节点P1、开关SW10的一端以及放电电路53连接。开关SW5的另一端与开关SW6的一端以及开关SW9的一端连接。开关SW6的另一端与电容C1的端子T1连接。电容C1的端子T2与开关SW2的一端以及开关SW7的一端连接。开关SW7的另一端与开关SW8的一端以及开关SW10的另一端连接。开关SW8的另一端与开关SW3的另一端、运算放大器AMP1的输出端子以及开关SW9的另一端连接。
接着，对数字转换部5a的详细的结构进行说明。如上所述，数字转换部5a包括比较电路51、计数电路52和放电电路53。
比较电路51是将电容C1的端子T2的电压与基准电压V1进行比较的电路，包括比较器CMP1和开关SW4。比较器CMP1的正输入端子(非反转输入端子)与开关SW2的另一端以及开关SW4的一端连接，负输入端子(反转输入端子)与基准电压源8连接。由此，比较器CMP1在开关SW2导通(ON)时，将电容C1的端子T2的电压与基准电压V1进行比较。比较器CMP1的输出端子与开关SW4的另一端以及计数电路52连接。
计数电路52是根据比较器CMP1的输出，对放电电路53的放电期间进行计数，输出与该放电期间相应的数字值的电路，包括触发器FF1和计数器COUNT1。当开关SW2导通(ON)，比较器CMP1的负输入端子的电压比正输入端子的电压高时，比较器CMP1的输出信号成为低电平(Low)。与此相伴，触发器FF1与从未图示的时钟产生源输入的时钟信号的上升沿同步地使作为输出信号的放电控制信号charge为低电平(Low)。放电控制信号charge被输入计数器COUNT1，并且成为控制开关SW11的导通/断开(ON/OFF)的控制信号。计数器COUNT1在放电控制信号charge为低电平(Low)的期间对时钟次数进行计数，将其计数值作为数字值ADCOUT1输出至判定部4。
即，计数电路52在由比较器CMP1判定为电容C1的端子T2的电压比基准电压V1高之后，至由比较器CMP1判定为电容C1的端子T2的电压比基准电压V1低为止的期间，对时钟信号的时钟数进行计数。
放电电路53包括电流源和开关SW11。电流源通过开关SW11与充放电控制部6a连接，产生用于将蓄积在电容C1中的电荷放电的基准电流I1。开关SW11是切换上述放电的导通/断开(ON/OFF)的开关。
如上所述，开关SW11在放电控制信号charge为低电平(Low)的期间导通(ON)。由此，在比较器CMP1判定为电容C1的端子T2的电压比基准电压V1高的期间，放电电路53通过电流源以规定的速度从电容C1放电。
判定部4是判定检测物体10的接近/非接近的单元。具体而言，判定部4将从模拟-数字转换电路ADC1输出的数字值ADCOUT1与规定的阈值Data_th进行比较，在数字值ADCOUT1比阈值Data_th大的情况下，判定为检测物体10接近。
(接近传感器的动作)
接着，对具有上述结构的接近传感器1a的动作进行说明。接近传感器1a的动作，按准备期间、期间t1(第一期间)、期间t2(第二期间)和模拟-数字转换期间的各期间进行切换。
图6～图9分别是用于对准备期间、期间t1、期间t2和模拟-数字转换期间的接近传感器1a的动作进行说明的图。为了便于说明，在图6～图9中，省略各开关和由于开关断开(OFF)而不流动电流的配线的图示。
(准备期间)
准备期间设置在期间t1之前。在准备期间，为了避免由于运算放大器AMP1和比较器CMP1的失调电压(offset voltage)而产生模拟-数字转换电路ADC1a的输出值的误差，使用于消除该失调电压的影响的电荷充电至电容C1。
在准备期间，开关控制电路7，对图5所示的各开关，将开关SW1的节点P0与节点P1连接，使开关SW2导通(ON)，使开关SW3导通(ON)，使开关SW4导通(ON)，使开关SW5导通(ON)，使开关SW6导通(ON)，使开关SW7断开(OFF)，使开关SW8断开(OFF)，使开关SW9断开(OFF)，使开关SW10断开(OFF)，使开关SW11断开(OFF)。由此，接近传感器1a成为图6所示的状态。此外，在准备期间，不驱动LED2。
在图6中，运算放大器AMP1的负输入端子和输出端子均与电容C1的端子T1连接。另外，由于开关SW2、SW4导通(ON)，比较器CMP1的负输入端子和输出端子均与电容C1的端子T2连接。由此，电容C1被充电和运算放大器AMP1的失调电压与比较电路51内的比较器CMP1的失调电压之差相当的电荷。
具体而言，当设运算放大器AMP1的失调电压为Vamp时，运算放大器AMP1的输出端子和负输入端子被短路，由此，运算放大器AMP1的正输入端子和负输入端子被虚短路。因为运算放大器AMP1的正输入端子的电压为来自基准电压源8的基准电压V1，所以运算放大器AMP1的负输入端子的电压为V1+Vamp。因此，电容C1的端子T1的电压为V1+Vamp。
另一方面，当设比较器CMP1的失调电压为Vcmp时，比较器CMP1的输出端子和负输入端子被短路，由此，比较器CMP1的正输入端子和负输入端子被虚短路。因此，比较器CMP1的正端子输入的电压为V1，负端子输入的电压为V1+Vcmp。因此，电容C1的端子T2的电压为V1+Vcmp。
如上所述，电容C1的端子T1的电压为V1+Vamp，电容C1的端子T2的电压为V1+Vcmp，因此，当设电容C1的电容值为C_1时，电容C1在端子T1侧被充电+C_1×(Vamp-Vcmp)的电荷，在端子T2侧被充电-C_1×(Vamp-Vcmp)的电荷。
通过在电容C1中蓄积以上那样的值的电荷，如后所述，即使在模拟-数字转换期间，在运算放大器AMP1和比较器CMP1产生了失调电压的情况下，数字转换部5a也能够准确地将和第一期间的输入电流相当的电荷与和第二期间的输入电流相当的电荷之差转换为数字值。
此外，在准备期间，LED2不发光，但是干扰DC光入射光电二极管PD1，因此，在充放电控制部6a流动由干扰DC光产生的来自光电二极管PD1的输入电流。但是，该输入电流从运算放大器AMP1的输出端子向光电二极管PD1流动，因此电容C1不被充电。
另外，在没有运算放大器AMP1和比较器CMP1的失调电压的情况下，在准备期间结束时，成为在电容C1中没有蓄积电荷的状态。即，在准备期间结束时，电容C1的端子T1、T2间的电位差为0V。
(第一期间)
在接着准备期间的期间t1(第一期间)，控制各开关，使得与光电二极管PD1产生的电流相当的电荷被充电至电容C1。具体而言，开关控制电路7，对图5所示的各开关，将开关SW1的节点P0与节点P1连接，使开关SW2断开(OFF)，使开关SW3断开(OFF)，使开关SW4导通(ON)，使开关SW5导通(ON)，使开关SW6导通(ON)，使开关SW7导通(ON)，使开关SW8导通(ON)，使开关SW9断开(OFF)，使开关SW10断开(OFF)，使开关SW11断开(OFF)。由此，接近传感器1a成为图7所示的状态。
另外，在期间t1，LED驱动电路3驱动LED2。在检测物体10接近的情况下，从LED2射出并由检测物体10反射后的红外光与干扰DC光一起入射光电二极管PD1。因此，光电二极管PD1产生与将干扰DC光和红外光相加而得到的光量相当的电流。
在图7中，连接选择电路61选择运算放大器AMP1的负输入端子和输出端子分别与电容C1的端子T1和端子T2连接的第一连接状态。即，运算放大器AMP1的输出端子和负输入端子通过电容C1被连接，运算放大器AMP1的正输入端子和负输入端子被虚短路。因此，光电二极管PD1的负极电压被固定在准备期间的电容C1的端子T1的电压V1+Vamp。
另外，光电二极管PD1仅与电容C1的端子T1和运算放大器AMP1的负输入端子连接。因此，当设期间t1的时间为t_1，设光电二极管PD1产生的电流为Iin_1时，从电容C1的端子T1侧流出与在时间t_1的期间流动的电流Iin_1相当的电荷(t_1×Iin_1)。由此，电容C1的端子T1成为加上在准备期间被充电的电荷，被充电-t_1×Iin_1+C_1×(Vamp-Vcomp)的电荷的状态。
另一方面，电容C1的端子T2，通过来自运算放大器AMP1的输出端子的电荷供给，成为被充电作为与电容C1的端子T1的电荷绝对量相同、符号相反的电荷的+t_1×Iin_1-C_1×(Vamp-Vcomp)的电荷的状态。
此外，电容C1的端子T2的电压成为V1+Vamp+[+t_1×Iin_1-C_1×(Vamp-Vcomp)]/C_1＝V1+Vcomp+(+t_1×Iin_1)/C_1。
电容C1的电容值C_1设定成使得该电压比运算放大器AMP1的输出动态范围小。
(第二期间)
在接着期间t1的期间t2(第二期间)，控制各开关，使得与光电二极管PD1产生的电流相当的电荷从电容C1放电。具体而言，开关控制电路7，对图5所示的各开关，将开关SW1的节点P0与节点P1连接，使开关SW2断开(OFF)，使开关SW3断开(OFF)，使开关SW4导通(ON)，使开关SW5断开(OFF)，使开关SW6导通(ON)，使开关SW7导通(ON)，使开关SW8断开(OFF)，使开关SW9导通(ON)，使开关SW10导通(ON)，使开关SW11断开(OFF)。由此，接近传感器1a成为图8所示的状态。
此外，在期间t2，不驱动LED2。因此，仅干扰DC光入射光电二极管PD1，光电二极管PD1产生与干扰DC光的光量相当的电流。另外，期间t2的时间t_2设定成与期间t1的时间t_1相等。
在图8中，连接选择电路61选择运算放大器AMP1的负输入端子和输出端子分别与电容C1的端子T2和端子T1连接的第二连接状态。即，运算放大器AMP1的输出端子和负输入端子通过电容C1被连接，运算放大器AMP1的正输入端子和负输入端子被虚短路。因此，光电二极管PD1的负极电压被固定在准备期间和期间t1的电容C1的端子T1的电压V1+Vamp。
另外，光电二极管PD1仅与电容C1的端子T2和运算放大器AMP1的负输入端子连接。因此，当设光电二极管PD1产生的电流为Iin_2时，从电容C1的端子T2侧流出与在时间t_2的期间流动的电流Iin_2相当的电荷(t_2×Iin_2)。因此，在电容C1的端子T2，从在期间t1结束时刻蓄积的电荷释放t_2×Iin_2的电荷，因此，电容C1的端子T2成为被充电-t_2×Iin_2+t_1×Iin_1-C_1×(Vamp-Vcomp)的电荷的状态。
另一方面，电容C1的端子T1，通过来自运算放大器AMP1的输出端子的电荷供给，成为被充电作为与电容C1的端子T2的电荷绝对量相同、符号相反的电荷的+t_2×Iin_2-t_1×Iin_1+C_1×(Vamp-Vcomp)的电荷的状态。
(模拟-数字转换期间)
在接着期间t2的模拟-数字转换期间，控制各开关，使得在期间t2结束时刻蓄积在电容C1中的电荷由数字转换部5a转换为数字值ADCOUT1。具体而言，开关控制电路7，对图5所示的各开关，将开关SW1的节点P0与节点P2连接，使开关SW2导通(ON)，使开关SW3断开(OFF)，使开关SW4断开(OFF)，使开关SW5导通(ON)，使开关SW6导通(ON)，使开关SW7导通(ON)，使开关SW8导通(ON)，使开关SW9断开(OFF)，使开关SW10断开(OFF)。另外，开关SW11仅在放电控制信号charge为低电平(Low)的期间导通(ON)。由此，接近传感器1a成为图9所示的状态。
此外，在模拟-数字转换期间，不驱动LED2。因此，仅干扰DC光入射光电二极管PD1，光电二极管PD1产生与干扰DC光相当的电流。但是，因为光电二极管PD1的负极与GND连接，所以干扰DC光不会对模拟-数字转换的动作产生影响。
在期间t2结束时(模拟-数字转换期间开始时)，电容C1的端子T2蓄积有-t_2×Iin_2+t_1×Iin_1-C_1×(Vamp-Vcomp)的电荷，因此，电容C1的端子T2的电压为V1+Vamp+[-t_2×Iin_2+t_1×Iin_1-C_1×(Vamp-Vcomp)]/C_1＝V1+Vcomp+(-t_2×Iin_2+t_1×Iin_1)/C_1。
该电压被施加至比较器CMP1的负输入端子，来自基准电压源8的电压V1被施加至比较器CMP1的正输入端子。在比较器CMP1中，负输入端子的电压比正输入端子的电压大，因此，比较器CMP1输出低电平(Low)的信号。比较器CMP1的输出信号为低电平(Low)的期间，放电控制信号charge为低电平(Low)，因此，开关SW11导通(ON)。放电电路53在开关SW11导通(ON)的定时(timing)流动基准电流I1，将充电至电容C1的端子T1的电荷放电。由此，电容C1的端子T2的电压降低。
然后，当比较器CMP1的负输入端子的电压(电容C1的端子T2的电压)比V1+Vcmp减少时，比较器CMP1的输出从低电平(Low)切换为高电平(High)。由此，放电控制信号charge成为高电平(High)，开关SW11断开(OFF)。
计数电路52由时钟控制。计数器COUNT1对比较器CMP1的输出成为低电平(Low)开关SW11导通(ON)之后至比较器CMP1的输出切换为高电平(High)为止的时钟数进行计数，并将该计数值作为数字值ADCOUT1输出至判定部4。判定部4将该数字值ADCOUT1与规定的阈值进行比较，根据比较结果来判定检测物体10对接近传感器1b的接近/非接近。
在此，考虑比较器CMP1的负输入端子的电压(电容C1的端子T2的电压)开始下降之后，至负输入端子与正输入端子的电压差成为Vcmp(负输入端子的电压成为V1+Vcmp)为止，由基准电流I1放电的电荷量。比较器CMP1的负输入端子的电压成为V1+Vcmp时的、被充电至电容C1的端子T1的电荷为+C_1×(Vamp-Vcmp)。与此相对，模拟-数字转换期间开始时的电容C1的端子T1的电荷为+t_2×Iin_2-t_1×Iin_1+C_1×(Vamp-Vcomp)，因此，从电容C1的端子T1，由基准电流I1放电[+t_2×Iin_2-t_1×Iin_1+C_1×(Vamp-Vcomp)]-C_1×(Vamp-Vcomp)＝+t_2×Iin_2-t_1×Iin_1的电荷。
在此，在准备期间结束时，电容C1的端子T1被充电+C_1×(Vamp-Vcmp)的电荷，因此，即使在运算放大器AMP1和比较器CMP1产生了失调电压的情况下，由基准电流I1放电的电荷也仅为从与期间t1的输入电流相当的电荷减去与期间t2的输入电流相当的电荷而得到的电荷(+t_2×Iin_2-t_1×Iin_1)。
当设被输入计数器COUNT1的时钟的1周期为t_clk，设计数器COUNT1对放电时间计数而得到的值为count时，(被充电至电容C1的端子T1的电荷)+(从电容C1的端子T1放电的电荷)＝0，因此，t_clk×count×I1+(+t_2×Iin_2-t_1×Iin_1)＝0
count＝(t_1×Iin_1-t_2×Iin_2)/(t_clk×I1)    式(1)。
即，计数器COUNT1的计数值和从与期间t1的输入电流相当的电荷减去与期间t2的输入电流相当的电荷而得到的电荷对应。此外，计数器COUNT1的最小分辨率由t_clk×I1决定。
另外，对干扰DC光的影响进行验证。设在期间t1光电二极管PD1产生的电流Iin_1中，由来自检测物体10的红外光产生的电流成分为Iled_1，由干扰DC光产生的电流成分为IdC_1。另外，设在期间t2光电二极管PD1产生的电流Iin_2中，由来自检测物体10的红外光产生的电流成分为Iled_2，由干扰DC光产生的电流成分为Idc_2。
如上所述，期间t1的长度与期间t2的长度被设定得相等(t_1＝t_2)，因此，IdC_1＝Idc_2。因此，设IdC_1＝Idc_2＝Idc。另外，在期间t2，不驱动LED2，因此Iled_2＝0。因此，
Iin_1＝Iled_1+Idc
Iin_2＝Idc。
当将这些值代入上述式(1)时，
count＝[t_1×(Iled_1+Idc)-t_2×Idc]/(t_clk×I1)
＝(t_1×Iled_1)/(t_clk×I1)。
由该式可知，干扰DC光的成分被消除，仅在期间t1从LED2射出并由检测物体10反射后的红外光的成分被抽出。
另外，因为不需要将干扰DC光的成分转换为数字值，所以能够使基准电流I1变小，计数器COUNT1能够以高的分辨率输出计数值。另外，因为输入电流流动的期间t1、t2与计算计数值的期间不重复，所以能够将期间t1、t2设定为时钟周期的整数倍的短的时间。因此，能够使得难以受到干扰DC光在测定时间中变化时的影响。
此外，在本实施方式中，可以将包括期间t1的对电容C1的充电和期间t2的从电容C1的放电的充放电循环反复进行多次。另外，在本实施方式中，数字转换部5a为使用计数器将蓄积在电容C1中的电荷量转换为数字值的结构，但是数字转换部的结构并不限定于此。例如，也可以为使用2叉查找方式或并列比较方式的结构。
(实施方式2的技术问题)
在本实施方式的模拟-数字转换电路ADC1a中，需要将与在期间t1入射光电二极管PD1的干扰DC光的电流成分相当的电荷充电至电容C1。因此，在电容C1的电容值C_1设定得不太大的情况下，在期间t1和t2，电容C1的端子T1、T2间的电压有可能不在运算放大器AMP1的输出动态范围以内。因此，电容值C_1需要设定得足够大。
另一方面，在来自检测物体10的反射光小的情况下，与期间t1的输入电流相当的电荷和与期间t2的输入电流相当的电荷的差变小。因此，在期间t2结束时，在充电有该差的电容C1的端子T1、T2间有可能无法产生对利用比较电路51进行比较而言充分的电位差。因此，作为比较器CMP1，需要使用高精度的比较器，电路结构变得复杂。
鉴于上述的技术问题，以下，对使用2个电容的模拟-数字转换电路的实施方式进行说明。
[实施方式3]
根据图10～图15对本发明的第三实施方式进行说明。在本实施方式中，对在接近传感器中应用具备2个电容的模拟-数字转换电路的例子进行说明。此外，为说明方便起见，对与在上述的实施方式2中说明的部件具有相同功能的部件，标注相同的符号，省略其说明。
(接近传感器的结构)
图10是表示本实施方式的接近传感器1b的结构的图。接近传感器1b是图1所示的接近传感器1的具体的结构例，判定检测物体10的接近/非接近。如图10所示，接近传感器1b包括发光二极管(LED)2、LED驱动电路3、光电二极管PD1、模拟-数字转换电路ADC1a和判定部4。即，接近传感器1b是在图5所示的实施方式2的接近传感器1a中，将模拟-数字转换电路ADC1a替换为模拟-数字转换电路ADC1b的结构。
(模拟-数字转换电路的结构)
如图10所示，模拟-数字转换电路ADC1b包括电容C1、电容(第二电容)C2、开关SW12、数字转换部5b、充放电控制部6b、开关控制电路7b和基准电压源8。即，模拟-数字转换电路ADC1b是在实施方式2的接近传感器1a中进一步具备电容C2，并将开关SW2、数字转换部5a、充放电控制部6a、开关控制电路7分别替换为开关SW12、数字转换部5b、充放电控制部6b、开关控制电路7b的结构。
数字转换部5b除了包括比较电路51、计数电路52和放电电路53以外，还包括电容C2和输送电路54。
电容C2具备端子T3、T4，电容值比电容C1的电容值小。因此，在电容C1、C2蓄积相同的电荷量的情况下，电容C2的端子T3、T4间的电压比电容C1的端子T1、T2间的电压大。此外，电容C2的端子T3、T4分别相当于权利要求书中记载的第二电容的第一端子、第二端子。
输送电路54具有将蓄积在电容C1中的电荷输送至电容C2的功能，包括开关SW13、SW14。开关SW13的一端与放电电路53、开关SW10的一端、开关SW5的一端、开关SW3的一端、运算放大器AMP1的负输入端子以及开关SW1的节点P1连接。开关SW13的另一端与电容C2的端子T3连接。电容C2的端子T4与开关SW14的一端以及比较电路51的比较器CMP1的负输入端子连接。开关SW14的另一端与开关SW9的另一端、开关SW8的另一端、开关SW3的另一端以及运算放大器AMP1的输出端子连接。
比较电路51将电容C2的端子T4的电压与基准电压V1进行比较。计数电路52在由比较器CMP1判定为电容C2的端子T4的电压比基准电压V1高之后，至由比较器CMP1判定为电容C2的端子T4的电压比基准电压V1低的期间，对时钟信号的时钟数进行计数。另外，在比较器CMP1判定为电容C2的端子T4的电压比基准电压V1高的期间，放电电路53通过电流源以规定的速度从电容C2放电。
在图5所示的模拟-数字转换电路ADC1a中，比较电路51通过开关SW2与电容C1的端子T2以及开关SW7连接，但是在本实施方式的模拟-数字转换电路ADC1b中，比较电路51与电容C2的端子T4以及开关SW14连接。
充放电控制部6b包括连接选择电路61、运算放大器AMP1和开关SW12。即，充放电控制部6b是在实施方式2的模拟-数字转换电路ADC1a的充放电控制部6a中，将开关SW2替换为开关SW12的结构。
开关SW12的一端与电容C1的端子T2和开关SW7的连接点连接。开关SW12的另一端与运算放大器AMP1的正输入端子、比较器CMP1的正输入端子以及基准电压源8连接。
充放电控制部6b与充放电控制部6a同样具有控制电容C1的充放电的功能。具体而言，充放电控制部6b在期间t1(第一期间)将与被输入模拟-数字转换电路ADC1b的电流相当的电荷充电至电容C1，在期间t2(第二期间)使与被输入模拟-数字转换电路ADC1b的电流相当的电荷从电容C1放电。由此，在电容C1中蓄积从与期间t1的输入电流相当的电荷减去与期间t2的输入电流相当的电荷而得到的电荷。
开关控制电路7b控制开关SW1、SW3～SW10、SW12～SW14的导通/断开(ON/OFF)。
接近传感器1b的其它结构与实施方式2的接近传感器1a相同，因此省略其说明。
(接近传感器的动作)
接着，对具有上述结构的接近传感器1b的动作进行说明。接近传感器1b的动作按准备期间、期间t1、期间t2、电荷输送期间和模拟-数字转换期间的各期间进行切换。即，与规定实施方式2的接近传感器1a的动作的期间比较，规定接近传感器1b的动作的期间进一步增加了电荷输送期间。
图11～图15分别是用于对准备期间、期间t1(第一期间)、期间t2(第二期间)、电荷输送期间和模拟-数字转换期间的接近传感器1a的动作进行说明的图。为了便于说明，在图11～图15中，省略各开关和由于开关断开(OFF)而不流动电流的配线的图示。
(准备期间)
准备期间设置在期间t1之前。在准备期间，为了避免由于运算放大器AMP1和比较器CMP1的失调电压而产生模拟-数字转换电路ADC1b的输出值的误差，使用于消除该失调电压的影响的电荷充电至电容C1、C2。
在准备期间，开关控制电路7b，对图10所示的各开关，将开关SW1的节点P0与节点P1连接，使开关SW3导通(ON)，使开关SW4导通(ON)，使开关SW5导通(ON)，使开关SW6导通(ON)，使开关SW7断开(OFF)，使开关SW8断开(OFF)，使开关SW9断开(OFF)，使开关SW10断开(OFF)，使开关SW12导通(ON)，使开关SW13导通(ON)，使开关SW14断开(OFF)，使开关SW11断开(OFF)。由此，接近传感器1b成为图11所示的状态。此外，在准备期间，不驱动LED2。
在图11中，运算放大器AMP1的负输入端子和输出端子均与电容C1的端子T1和电容C2的端子T3连接，比较器CMP1的负输入端子与输出端子被短路。由此，电容C1被充电和运算放大器AMP1的失调电压相当的电荷，电容C2被充电和运算放大器AMP1的失调电压与比较器CMP1的失调电压之差相当的电荷。
具体而言，当设运算放大器AMP1的失调电压为Vamp时，运算放大器AMP1的输出端子和负输入端子被短路，由此，运算放大器AMP1的正输入端子和负输入端子被虚短路。因为运算放大器AMP1的正输入端子的电压为来自基准电压源8的基准电压V1，所以负输入端子的电压为V1+Vamp。因此，电容C1的端子T1被充电+C1×Vamp的电荷，端子T2被充电-C1×Vamp的电荷。
另一方面，当设比较器CMP1的失调电压为Vcmp时，比较器CMP1的输出端子和负输入端子被短路，由此，比较器CMP1的正输入端子和负输入端子被虚短路。因此，比较器CMP1的正端子输入的电压为V1，负端子输入的电压为V1+Vcmp。
因为电容C2的端子T3的电压为V1+Vamp，所以，电容C2在端子T3侧被充电+C2×(Vamp-Vcmp)的电荷，在端子T4侧被充电-C2×(Vamp-Vcmp)的电荷。
通过在电容C2中蓄积以上那样的值的电荷，如后所述，即使在运算放大器AMP1和比较器CMP1产生了失调电压的情况下，数字转换部5b也能够将与第一期间的输入电流相当的电荷和与第二期间的输入电流相当的电荷之差准确地转换为数字值。
此外，在准备期间，LED2不发光，但是干扰DC光入射光电二极管PD1，因此，在充放电控制部6b流动由干扰DC光产生的来自光电二极管PD1的输入电流。但是，该输入电流从运算放大器AMP1的输出端子向光电二极管PD1流动，因此，电容C1、C2不被充电。
另外，在没有运算放大器AMP1和比较器CMP1的失调电压的情况下，在准备期间结束时，成为在电容C1和电容C2中没有蓄积电荷的状态。即，在准备期间结束时，电容C1的端子T1、T2间的电位差和电容C2的端子T3、T4间的电位差为0V。
(第一期间)
在接着准备期间的期间t1(第一期间)，控制各开关，使得与光电二极管PD1产生的电流相当的电荷被充电至电容C1。具体而言，开关控制电路7b，对图10所示的各开关，将开关SW1的节点P0与节点P1连接，使开关SW3断开(OFF)，使开关SW4导通(ON)，使开关SW5导通(ON)，使开关SW6导通(ON)，使开关SW7导通(ON)，使开关SW8导通(ON)，使开关SW9断开(OFF)，使开关SW10断开(OFF)，使开关SW12断开(OFF)，使开关SW13断开(OFF)，使开关SW14断开(OFF)，使开关SW11断开(OFF)。由此，接近传感器1b成为图12所示的状态。
另外，在期间t1，LED驱动电路3驱动LED2。在检测物体10接近的情况下，从LED2射出并由检测物体10反射后的红外光与干扰DC光一起入射光电二极管PD1。因此，光电二极管PD1产生与将干扰DC光和红外光相加而得到的光量相当的电流。
在图12中，连接选择电路61选择运算放大器AMP1的负输入端子和输出端子分别与电容C1的端子T1和端子T2连接的第一连接状态。即，运算放大器AMP1的输出端子和负输入端子通过电容C1被连接，运算放大器AMP1的正输入端子和负输入端子被虚短路。因此，光电二极管PD1的负极电压被固定在准备期间的电容C1的端子T1的电压V1+Vamp。
另外，光电二极管PD1仅与电容C1的端子T1和运算放大器AMP1的负输入端子连接。因此，当设期间t1的时间为t_1，设光电二极管PD1产生的电流为Iin_1时，从电容C1的端子T1侧流出与在时间t_1的期间流动的电流Iin_1相当的电荷(t_1×Iin_1)。因此，电容C1的端子T1成为加上在准备期间被充电的电荷，被充电-t_1×Iin_1+C_1×Vamp的电荷的状态。
另一方面，电容C1的端子T2，通过来自运算放大器AMP1的输出端子的电荷供给，被充电作为与电容C1的端子T1的电荷绝对量相同、符号相反的电荷的+t_1×Iin_1-C_1×Vamp。
此外，电容C1的端子T2的电压为V1+Vamp+(+t_1×Iin_1-C_1×Vamp)/C_1＝V1+(+t_1×Iin_1)/C_1。
电容C1的电容值C_1设定成使得该电压比运算放大器AMP1的输出动态范围小。
此外，在电容C2中，在期间t1，端子T3为开放的状态，因此，不发生电荷的移动。因此，在电容C2中，保持在端子T3侧被充电+C2×(Vamp-Vcmp)的电荷、在端子T4侧被充电-C2×(Vamp-Vcmp)的电荷的状态不变。
(第二期间)
在接着期间t1的期间t2(第二期间)，控制各开关，使得与光电二极管PD1产生的电流相当的电荷从电容C1放电。具体而言，开关控制电路7b，对图10所示的各开关，将开关SW1的节点P0与节点P1连接，使开关SW3断开(OFF)，使开关SW4导通(ON)，使开关SW5断开(OFF)，使开关SW6导通(ON)，使开关SW7导通(ON)，使开关SW8断开(OFF)，使开关SW9导通(ON)，使开关SW10导通(ON)，使开关SW12断开(OFF)，使开关SW13断开(OFF)，使开关SW14断开(OFF)，使开关SW11断开(OFF)。由此，接近传感器1b成为图13所示的状态。
此外，在期间t2，不驱动LED2。因此，仅干扰DC光入射光电二极管PD1，光电二极管PD1产生与干扰DC光的光量相当的电流。另外，期间t2的时间以设定成与期间t1的时间相等。
在图13中，连接选择电路61选择运算放大器AMP1的负输入端子和输出端子分别与电容C1的端子T2和端子T1连接的第二连接状态。即，运算放大器AMP1的输出端子和负输入端子通过电容C1被连接，运算放大器AMP1的正输入端子和负输入端子被虚短路。因此，光电二极管PD1的负极电压被固定在准备期间和期间t1的电容C1的端子T1的电压V1+Vamp。
另外，光电二极管PD1仅与电容C1的端子T2和运算放大器AMP1的负输入端子连接。因此，当设光电二极管PD1产生的电流为Iin_2时，从电容C1的端子T2侧流出与在时间t_2的期间流动的电流Iin_2相当的电荷(t_2×Iin_2)。因此，在电容C1的端子T2，从在期间t1结束时刻蓄积的电荷释放t_2×Iin_2的电荷，因此，电容C1的端子T2成为被充电(-t_2×Iin_2+t_1×Iin_1-C_1×Vamp)的电荷的状态。
另一方面，电容C1的端子T1，通过来自运算放大器AMP1的输出端子的电荷供给，成为被充电作为与电容C1的端子T2的电荷绝对量相同、符号相反的电荷的(+t_2×Iin_2-t_1×Iin_1+C_1×Vamp)的电荷的状态。
此外，在电容C2中，在期间t2，端子T3也为开放的状态，因此，也不发生电荷的移动。因此，在电容C2中，保持在端子T3侧被充电+C2×(Vamp-Vcmp)的电荷、在端子T4侧被充电-C2×(Vamp-Vcmp)的电荷的状态不变。
(电荷输送期间)
在接着期间t2的电荷输送期间，控制各开关，使得在期间t2结束时刻蓄积在电容C1中的电荷被输送至电容C2。具体而言，开关控制电路7b，对图10所示的各开关，将开关SW1的节点P0与节点P2连接，使开关SW3断开(OFF)，使开关SW4断开(OFF)，使开关SW5导通(ON)，使开关SW6导通(ON)，使开关SW7断开(OFF)，使开关SW8导通(ON)，使开关SW9断开(OFF)，使开关SW10断开(OFF)，使开关SW12导通(ON)，使开关SW13导通(ON)，使开关SW14导通(ON)，使开关SW11断开(OFF)。由此，接近传感器1b成为图14所示的状态。
此外，在电荷输送期间，不驱动LED2。因此，仅干扰DC光入射光电二极管PD1，光电二极管PD1产生与干扰DC光的光量相当的电流。但是，因为光电二极管PD1的负极与GND连接，所以干扰DC光不会对电荷输送动作产生影响。
在图14中，电容C1的端子T1与电容C2的端子T3连接。运算放大器AMP1的输出端子与负输入端子通过电容C2被连接，运算放大器AMP1的正输入端子与负输入端子被虚短路。因此，电容C1的端子T1的电压为V1+Vamp。因为电容C1的端子T2的电压为来自基准电压源8的电压V1，所以成为电容C1的端子T1被充电+C1×Vamp的电荷，电容C1的端子T2被充电-C1×Vamp的电荷的状态。
在期间t2结束时(电荷输送期间开始时)，电容C1的端子T1蓄积有(+t_2×Iin_2-t_1×Iin_1+C_1×Vamp)的电荷。因此，从该电荷减去在电荷输送期间被充电至电容C1的端子T1侧的电荷而得到的电荷的+t_2×Iin_2-t_1×Iin_1+C_1×Vamp-C1×Vamp＝+t_2×Iin_2-t_1×Iin_1被输送至电容C2的端子T3。
在此，在准备期间，电容C1的端子T1预先被充电有+C1×Vamp的电荷。因此，在电荷输送期间结束后，即使在运算放大器AMP1产生了失调电压的情况下，电容C2的端子T3也仅被输送从与在期间t1被输入的电流相当的电荷减去与在期间t2被输入的电流相当的电荷而得到的电荷(+t_2×Iin_2-t_1×Iin_1)。
另外，在电容C2中，在第二期间结束时刻，端子T3已被充电有+C2×(Vamp-Vcmp)的电荷，因此，当加上由电容C1输送的电荷时，电荷输送期间结束时刻的电容C2的端子T3成为被充电+t_2×Iin_2-t_1×Iin_1+C2×(Vamp-Vcmp)的电荷的状态。
另一方面，电容C2的端子T4，通过来自运算放大器AMP1的输出端子的电荷供给，成为被充电作为与端子T3的电荷绝对量相同、符号相反的电荷的-t_2×Iin_2+t_1×Iin_1-C2×(Vamp-Vcmp)的电荷的状态。
在此，考虑电荷输送期间结束时的电容C2的端子T4的电压。在电荷输送期间，运算放大器AMP1的输出端子与负输入端子通过电容C2被连接，运算放大器AMP1的正输入端子与负输入端子被虚短路。因此，电容C2的端子T3的电位为V1+Vcmp。
另外，在电容C2中，端子T4的电压比端子T3的电压大[-t_2×Iin_2+t_1×Iin_1-C_2×(Vamp-Vcmp)]/C_2，因此，电容C2的端子T4的电位为V1+Vamp+[-t_2×Iin_2+t_1×Iin_1-C_2×(Vamp-Vcmp)]/C_2＝V1+Vcmp+(-t_2×Iin_2+t_1×Iin_1)/C_2。
电容C2的电容值C_2设定成使得该电压比运算放大器AMP1的输出动态范围小、并且比比较器CMP1的输入动态范围小。
在此，电容C2的电容值C_2被设定得比电容C1的电容值C_1小。由此，电荷输送期间结束时的电容C2的端子T3、T4间的电压，比电荷输送期间开始时的电容C1的端子T1、T2间的电压大。因此，即使在从与在期间t1被输入的电流相当的电荷减去与在t2被输入的电流相当的电荷而得到的电荷小的情况下，在电容C2的端子T3、T4间也会产生对利用比较器CMP1进行比较而言充分的电位差。因此，作为比较器CMP1不需要使用高精度的比较器，能够使模拟-数字转换电路ADC1b的电路结构更简单。
(模拟-数字转换期间)
在接着电荷输送期间的模拟-数字转换期间，控制各开关，使得在电荷输送期间结束时刻蓄积在电容C2中的电荷由数字转换部5b转换为数字值ADCOUT1。具体而言，开关控制电路7b，对图10所示的各开关，将开关SW1的节点P0与节点P2连接，使开关SW3断开(OFF)，使开关SW4断开(OFF)，使开关SW5导通(ON)，使开关SW6断开(OFF)，使开关SW7断开(OFF)，使开关SW8导通(ON)，使开关SW9断开(OFF)，使开关SW10断开(OFF)，使开关SW12导通(ON)，使开关SW13导通(ON)，使开关SW14导通(ON)。另外，开关SW11仅在放电控制信号charge为低电平(Low)的期间导通(ON)。由此，接近传感器1b成为图15所示的状态。
与电荷输送期间同样，在模拟-数字转换期间，也不驱动LED2。因此，仅干扰DC光入射光电二极管PD1，光电二极管PD1产生与干扰DC光的光量相当的电流，但是，因为光电二极管PD1的负极与GND连接，所以干扰DC光不会对模拟-数字转换的动作产生影响。
如图15所示，在电荷输送期间输送完电荷的电容C1的端子T1被开放。另外，因为电容C2的端子T3与放电电路53连接，所以，当从放电电路53流动基准电流I1时，被充电至电容C2的端子T3的电荷被放电，电容C2的端子T4的电压降低。
在电荷输送期间结束时，电容C2的端子T4的电压为V1+Vcmp+(-t_2×Iin_2+t_1×Iin_1)-C_2。
该电压被施加至比较器CMP1的负输入端子，来自基准电压源8的电压V1被施加至比较器CMP1的正输入端子。在比较器CMP1中，负输入端子的电压比正输入端子的电压大，因此，比较器CMP1输出低电平(Low)的信号。比较器CMP1的输出信号为低电平(Low)的期间，放电控制信号charge为低电平(Low)，因此，开关SW11导通(ON)。放电电路53在开关SW11导通(ON)的定时(timing)流动基准电流I1，将充电至电容C2的端子T3的电荷放电。由此，电容C2的端子T4的电压降低。
然后，当比较器CMP1的负输入端子的电压(电容C2的端子T4的电压)比V1+Vcmp减少时，比较器CMP1的输出从低电平(Low)切换为高电平(High)。由此，放电控制信号charge成为高电平(High)，开关SW11断开(OFF)。
计数电路52由时钟控制。计数器COUNT1对比较器CMP1的输出成为低电平(Low)开关SW11导通(ON)之后，至比较器CMP1的输出切换为高电平(High)为止的时钟数进行计数，并将该计数值作为数字值ADCOUT1输出至判定部4。判定部4将该数字值ADCOUT1与规定的阈值进行比较，根据比较结果来判定检测物体10对接近传感器1b的接近/非接近。
在此，考虑比较器CMP1的负输入端子的电压(电容C2的端子T4的电压)开始下降之后，至负输入端子与正输入端子的电压差成为Vcmp(负输入端子的电压成为V1+Vcmp)为止，由基准电流I1放电的电荷量。比较器CMP1的负输入端子的电压成为V1+Vcmp时的、被充电至电容C2的端子T3的电荷为+C_2×(Vamp-Vcmp)。与此相对，模拟-数字转换期间开始时的电容C2的端子T3的电荷为+t_2×Iin_2-t_1×Iin_1+C_2×(Vamp-Vcmp)，因此，从电容C2的端子T3，由基准电流I1放电[+t_2×Iin_2-t_1×Iin_1+C_2×(Vamp-Vcmp)]-C_2×(Vamp-Vcmp)＝+t_2×Iin_2-t_1×Iin_1的电荷。
在此，在准备期间结束时，电容C2的端子T3已被充电+C_2×(Vamp-Vcmp)的电荷，因此，即使在比较器CMP1产生了失调电压的情况下，由基准电流I1放电的电荷也仅为从与期间t1的输入电流相当的电荷减去与期间t2的输入电流相当的电荷而得到的电荷(+t_2×Iin_2-t_1×Iin_1)。
当设被输入计数器COUNT1的时钟的1周期为t_clk，设计数器COUNT1对放电时间计数而得到的值为count时，(被充电至电容C2的端子T3的电荷)+(从电容C2的端子T3放电的电荷)＝0，因此，t_clk×count×I1+(+t_2×Iin_2-t_1×Iin_1)＝0
count＝(t_1×Iin_1-t_2×Iin_2)/(t_clk×I1)    式(2)。
式(2)所示的计数值与上述的实施方式2的式(1)所示的计数器COUNT1的计数值相等，和从与期间t1的输入电流相当的电荷减去与期间t2的输入电流相当的电荷而得到的电荷对应。
此外，关于干扰DC光的影响，因为式(2)与式(1)相同，所以，与上述的实施方式2同样，计数器COUNT1的计数值仅与在期间t1从LED2射出并由检测物体10反射后的红外光的成分对应。
另外，因为不需要将干扰DC光的成分转换为数字值，所以能够使基准电流I1变小，计数器COUNT1能够以高的分辨率输出计数值。另外，因为输入电流流动的期间t1、t2与计算计数值的期间不重复，所以能够将期间t1、t2设定为时钟周期的整数倍的短的时间。因此，能够使得难以受到干扰DC光在测定时间中变化时的影响。
此外，在本实施方式中，可以将包括期间t1的对电容C1的充电和期间t2的从电容C1进行的放电的充放电循环反复进行多次。
(与实施方式2的比较)
本实施方式中，模拟-数字转换电路ADC1b进一步包括电容C2，设置有从电容C1向电容C2输送电荷的电荷输送期间，在这方面与实施方式2不同。如在(实施方式2的技术问题)中说明的那样，电容C1的电容值C_1需要设定得足够大，因此，在实施方式2的模拟-数字转换电路ADC1a中，在从与在期间t1被输入的电流相当的电荷减去与在期间t2被输入的电流相当的电荷而得到的电荷小的情况下，存在在电容C1的端子T1、T2间无法产生对利用比较电路51进行比较而言充分的电位差的问题。
与此相对，在本实施方式中，设置有电容值比电容值C_1小的电容C2，在电荷输送期间，从电容C1向电容C2输送电荷之后进行模拟-数字转换。因此，即使在从与在期间t1被输入的电流相当的电荷减去与在期间t2被输入的电流相当的电荷而得到的电荷小的情况下，在电容C2的端子T3、T4间也会产生对利用比较电路51进行比较而言充分的电位差。因此，作为比较器CMP1不需要使用高精度的比较器，因此，能够使模拟-数字转换电路ADC1b的电路结构比模拟-数字转换电路ADC1a更简单。
此外，期间t1、期间t2、电荷输送期间和模拟-数字转换期间的各时间分别为6μs、6μs、40μs和400μs左右。因此，电荷输送期间占整体的比例小。因此，模拟-数字转换电路ADC1b的动作速度与模拟-数字转换电路ADC1a的动作速度相比，不会怎么降低。
另外，在将期间t1、t2中的充放电循环反复进行多次的情况下，电荷输送期间占整体的比例进一步变小。同样，在将计数器COUNT1进行计数的时钟数的最大值设定得大的情况下(例如210＝1024时钟)，模拟-数字转换期间变长，因此，电荷输送期间占整体的比例也进一步变小。因此，可以说模拟-数字转换电路ADC1b的动作速度与模拟-数字转换电路ADC1a的动作速度相比几乎不变。
[总结]
本发明的一个方式的模拟-数字转换电路包括：第一电容(电容C1)；和将蓄积在第一电容中的电荷量转换为数字信号的数字转换部，上述模拟-数字转换电路包括控制第一电容的充放电的充放电控制部，上述充放电控制部在第一期间将与被输入上述模拟-数字转换电路的电流相当的电荷充电至第一电容，在接着第一期间的第二期间使与被输入上述模拟-数字转换电路的电流相当的电荷从第一电容放电，上述数字转换部在由上述充放电控制部进行的充放电控制结束后的模拟-数字转换期间，将在上述充放电控制结束的时刻蓄积在第一电容中的电荷量转换为数字信号(数字值ADCOUT1)。
根据上述结构，在由充放电控制部进行的充放电控制结束的时刻，在第一电容中蓄积有从与第一期间的输入电流相当的电荷减去与第二期间的输入电流相当的电荷而得到的电荷，由数字转换部将该蓄积的电荷量转换为数字信号。即，模拟-数字转换电路能够不将第一期间的输入电流(设为电流Iin1)和第二期间的输入电流(设为电流Iin2)分别转换为数字信号，而得到与电流Iin1和电流Iin2对应的各数字信号之差。因此，不论电流Iin1和电流Iin2各自的大小如何，都能够对与电流Iin1、Iin2对应的数字值之差来设定数字转换部的分辨率。因此，即使在电流Iin1、Iin2中包含强的DC成分，也能够将数字转换部的分辨率设定得高。因此，模拟-数字转换电路能够以简单的结构将在不同的期间被输入的电流之差高精度地转换为数字信号。
进一步，本发明的一个方式的模拟-数字转换电路可以为如下方式：上述充放电控制部将充放电循环执行多次，上述充放电循环包括第一期间的对第一电容的充电和第二期间的从第一电容的放电。
根据上述结构，在每个充放电循环，从与在第一期间被输入的电流相当的电荷减去与在第二期间被输入的电流相当的电荷而得到的电荷在第一电容中积累而蓄积。因此，与仅进行1次对第一电容的充放电的情况相比，在第一电容中蓄积更多的电荷，因此，能够进一步提高转换精度。
进一步，本发明的一个方式的模拟-数字转换电路可以为如下方式：上述数字转换部包括：第二电容，该第二电容具有比第一电容的电容值小的电容值；和输送部，该输送部在由上述充放电控制部进行的充放电控制结束后、且上述模拟-数字转换期间开始前的电荷输送期间，将蓄积在第一电容中的电荷输送至第二电容，上述数字转换部将在由上述输送部进行的上述电荷的输送结束的时刻蓄积在第二电容中的电荷量转换为数字信号。
根据上述结构，第二电容的电容值比第一电容的电容值小，因此，电荷输送期间结束时的第二电容的端子间的电压比电荷输送期间开始时的第一电容的端子间的电压大。因此，在数字转换部包括将基准电压与第二电容的一个端子的电压进行比较的比较器，并根据该电压对蓄积在第二电容中的电荷量进行数字转换的情况下，即使在从与电流Iin1相当的电荷减去与电流Iin2相当的电荷而得到的电荷小的情况下，在第二电容的端子间也会产生对利用上述比较器进行比较而言充分的电位差。因此，作为上述比较器不需要使用高精度的比较器，能够使模拟-数字转换电路的电路结构更简单。
进一步，本发明的一个方式的模拟-数字转换电路可以为如下方式：上述充放电控制部包括：运算放大器；第一开关，该第一开关使被输入上述模拟-数字转换电路的电流向上述运算放大器的反转输入端子的输入导通/断开(ON/OFF)；和连接选择部，该连接选择部选择上述运算放大器与第一电容的连接状态，上述运算放大器的非反转输入端子被输入基准电压，上述连接选择部能够选择第一连接状态和第二连接状态，其中，上述第一连接状态是上述运算放大器的反转输入端子和输出端子分别与第一电容的第一端子和第二端子连接的状态，上述第二连接状态是上述运算放大器的反转输入端子和输出端子分别与第一电容的第二端子和第一端子连接的状态，上述充放电控制部在第一期间和第二期间将第一开关控制为导通(ON)，在上述模拟-数字转换期间将第一开关控制为断开(OFF)，并且上述充放电控制部进行控制使得上述连接选择部在第一期间选择第一连接状态，在第二期间选择第二连接状态。
根据上述结构，通过连接选择部选择第一连接状态，与输入电流相当的电荷被充电至第一电容，通过连接选择部选择第二连接状态，与输入电流相当的电荷从第一电容被放电。
进一步，本发明的一个方式的模拟-数字转换电路可以为如下方式：上述数字转换部包括：比较器，该比较器将第一电容的第二端子的电压与上述基准电压进行比较；放电电路，该放电电路在上述比较器判定为第一电容的第二端子的电压比上述基准电压高的期间，以规定的速度从第一电容放电；和计数电路，该计数电路在由上述比较器判定为第一电容的第二端子的电压比上述基准电压高之后，至由上述比较器判定为第一电容的第二端子的电压比上述基准电压低为止的期间，对时钟信号的时钟数进行计数，上述充放电控制部还包括使上述比较器与第一电容的第二端子的连接导通/断开(ON/OFF)的第二开关，并且上述充放电控制部在第一期间和第二期间将第二开关控制为断开(OFF)，在上述模拟-数字转换期间将第二开关控制为导通(ON)。
根据上述结构，计数电路计数的时钟数与第一电容的第二端子的电压成比例。因此，数字转换部能够将蓄积在第一电容中的电荷转换为与该电荷的电荷量相应的数字信号。
进一步，本发明的一个方式的模拟-数字转换电路可以为如下方式：上述充放电控制部包括：运算放大器；第一开关，该第一开关使被输入上述模拟-数字转换电路的电流向上述运算放大器的反转输入端子的输入导通/断开(ON/OFF)；和连接选择部，该连接选择部选择上述运算放大器与第一电容的连接状态，上述运算放大器的非反转输入端子被输入基准电压，上述连接选择部能够选择第一连接状态和第二连接状态，其中，上述第一连接状态是上述运算放大器的反转输入端子和输出端子分别与第一电容的第一端子和第二端子连接的状态，上述第二连接状态是上述运算放大器的反转输入端子和输出端子分别与第一电容的第二端子和第一端子连接的状态，上述充放电控制部在第一期间和第二期间将第一开关控制为导通(ON)，在上述电荷输送期间和上述模拟-数字转换期间将第一开关控制为断开(OFF)，上述充放电控制部在第一期间、第二期间和上述模拟-数字转换期间，将第一电容与第二电容的连接控制为断开(OFF)，在上述电荷输送期间，将第一电容与第二电容的连接控制为导通(ON)，并且上述充放电控制部进行控制使得上述连接选择部在第一期间选择第一连接状态，在第二期间选择第二连接状态。
根据上述结构，通过连接选择部选择第一连接状态，与输入电流相当的电荷被充电至第一电容，通过连接选择部选择第二连接状态，与输入电流相当的电荷从第一电容被放电。
进一步，本发明的一个方式的模拟-数字转换电路可以为如下方式：上述数字转换部包括：比较器，该比较器将第二电容的第二端子的电压与上述基准电压进行比较；放电电路，该放电电路在上述比较器判定为第二电容的第二端子的电压比上述基准电压高的期间，以一定的速度从第二电容放电；和计数电路，该计数电路在由上述比较器判定为第二电容的第二端子的电压比上述基准电压高之后，至由上述比较器判定为第二电容的第二端子的电压比上述基准电压低为止的期间，对时钟信号的时钟数进行计数。
根据上述结构，计数电路计数的时钟数与第二电容的第二端子的电压成比例。因此，数字转换部能够将蓄积在第二电容中的电荷转换为与该电荷的电荷量相应的数字信号。
进一步，本发明的一个方式的模拟-数字转换电路可以为如下方式：上述充放电控制部，在第一期间之前，将上述运算放大器的反转输入端子和输出端子均与第一电容的第一端子连接。
根据上述结构，在第一期间之前，第一电容被充电与运算放大器的失调电压相当的电荷。因此，即使在模拟-数字转换期间，在运算放大器产生了失调电压的情况下，数字转换部也能够将与第一期间的输入电流相当的电荷和与第二期间的输入电流相当的电荷之差准确地转换为数字值。
进一步，本发明的一个方式的模拟-数字转换电路可以为如下方式：上述充放电控制部，在第一期间之前，将第二开关控制为导通(ON)，上述比较器的反转输入端子与输出端子被短路。
根据上述结构，在第一期间之前，与比较器的失调电压相当的电荷从第一电容被放电。因此，即使在模拟-数字转换期间，在比较器产生了失调电压的情况下，数字转换部也能够将与第一期间的输入电流相当的电荷和与第二期间的输入电流相当的电荷之差准确地转换为数字值。
进一步，本发明的一个方式的模拟-数字转换电路可以为如下方式：上述充放电控制部，在第一期间之前，将上述运算放大器的反转输入端子和输出端子均与第一电容的第一端子和第二电容的第一端子连接。
根据上述结构，在第一期间之前，与运算放大器的失调电压相当的电荷被充电至第一电容和第二电容。因此，即使在模拟-数字转换期间，在运算放大器产生了失调电压的情况下，数字转换部也能够将与第一期间的输入电流相当的电荷和与第二期间的输入电流相当的电荷之差准确地转换为数字值。
进一步，本发明的一个方式的模拟-数字转换电路可以为如下方式：在第一期间之前，比较器的反转输入端子与输出端子被短路。
根据上述结构，在第一期间之前，与比较器的失调电压相当的电荷从第二电容被放电。因此，即使在模拟-数字转换期间，在比较器产生了失调电压的情况下，数字转换部也能够将与第一期间的输入电流相当的电荷和与第二期间的输入电流相当的电荷之差准确地转换为数字值。
进一步，本发明的一个方式的传感器装置包括：向外部射出光的光源(LED2)；驱动上述光源的光源驱动部(LED驱动电路3)；接收来自外部的光，产生与该光的强度相应的电流的光电二极管；将上述电流转换为数字信号的模拟-数字转换电路；和对上述数字信号进行处理的信号处理部(判定部4)，其中，上述模拟-数字转换电路是本发明的一个方式的模拟-数字转换电路，上述光源驱动部在第一期间驱动上述光源，在第二期间停止上述光源的驱动。
根据上述结构，在物体接近传感器装置的情况下，在第一期间光电二极管接收的光强度，与在第二期间光电二极管接收的光强度相比，大从光源射出并被物体反射的光的强度。因此，模拟-数字转换电路输出的数字信号，与从光源射出并被物体反射的光的强度对应。因此，信号处理部能够根据该数字信号来检测物体的接近/非接近等。
另外，因为模拟-数字转换电路是本发明的一个方式的模拟-数字转换电路，所以，即使在强的干扰光入射的状况下，也能够以简单的结构实现具有高检测精度的传感器装置。
进一步，本发明的一个方式的传感器装置可以为如下方式：上述信号处理部将上述数字信号与规定的阈值进行比较，根据比较结果来判定物体相对于上述传感器装置是否比规定的距离更接近。
根据上述结构，能够将传感器装置作为接近传感器使用。
进一步，本发明的一个方式的传感器装置可以为如下方式：上述信号处理部将上述数字信号与规定的阈值进行比较，根据比较结果来判定物体相对于上述传感器装置的距离。
根据上述结构，能够将传感器装置作为测距传感器使用。
进一步，本发明的一个方式的传感器装置可以为如下方式：分别包括多个上述光电二极管和上述模拟-数字转换电路，上述各模拟-数字转换电路分别将上述各光电二极管产生的电流转换为数字信号，上述信号处理部根据从上述各光电二极管输出的数字信号来判定物体相对于上述传感器装置的移动状态。
根据上述结构，能够将传感器装置作为动作传感器使用。
进一步，本发明的一个方式的便携式电话和数字摄像机包括本发明的一个方式的传感器装置。
本发明并不限定于上述的各实施方式，能够在权利要求所示的范围内进行各种变更，将在不同的实施方式中分别公开的技术手段适当组合而得到的实施方式也包含在本发明的技术范围内。
产业上的可利用性
本发明的模拟-数字转换电路能够用于接近传感器、测距传感器、动作传感器等传感器装置。另外，本发明的传感器装置能够搭载在便携式电话和数字摄像机等各种电子设备中。
符号说明
1        接近传感器(传感器装置)
1a       接近传感器(传感器装置)
1b       接近传感器(传感器装置)
2        LED(光源)
3        LED驱动电路(光源驱动部)
4        判定部(信号处理部)
5        数字转换部
5a       数字转换部
5b       数字转换部
6        充放电控制部
6a       充放电控制部
6b       充放电控制部
7        开关控制电路
7b       开关控制电路
8        基准电压源
10       检测物体
11       动作传感器(传感器装置)
14       判定部(信号处理部)
40       检测物体
51       比较电路
52       计数电路
53       放电电路
54       输送电路(输送部)
61       连接选择电路(连接选择部)
ADC1～ADC4     模拟-数字转换电路
ADCOUT1～ADCOUT4     数字值(数字信号)
AMP1     运算放大器
C1       电容(第一电容)
C2       电容(第二电容)
CPM1     比较器
COUNT1   计数器
Data_th  阈值
FF1      触发器
I1       基准电流
Iin1     电流(在第一期间流动的输入电流)
Iin2     电流(在第二期间流动的输入电流)
PD1～PD4     光电二极管
SW1      开关(第一开关)
SW2      开关(第二开关)
SW3～SW14     开关
T1       端子(第一电容的第一端子)
T2       端子(第一电容的第二端子)
T3       端子(第二电容的第一端子)
T4       端子(第二电容的第二端子)
V1       基准电压
t1       期间(第一期间)
t2       期间(第二期间)
t11      期间(第一充放电循环的第一期间)
t12      期间(第一充放电循环的第二期间)
t21      期间(第二充放电循环的第一期间)
t22      期间(第二充放电循环的第二期间)

Claims (17)

1.一种模拟-数字转换电路，其包括：
第一电容；
和将蓄积在第一电容中的电荷量转换为数字信号的数字转换部，
所述模拟-数字转换电路的特征在于：
包括控制第一电容的充放电的充放电控制部，
所述充放电控制部在第一期间将与被输入所述模拟-数字转换电路的电流相当的电荷充电至第一电容，在接着第一期间的第二期间使与被输入所述模拟-数字转换电路的电流相当的电荷从第一电容放电，
所述数字转换部在由所述充放电控制部进行的充放电控制结束后的模拟-数字转换期间，将在所述充放电控制结束的时刻蓄积在第一电容中的电荷量转换为数字信号。
2.如权利要求1所述的模拟-数字转换电路，其特征在于：
所述充放电控制部将充放电循环执行多次，所述充放电循环包括第一期间的对第一电容的充电和第二期间的从第一电容的放电。
3.如权利要求1或2所述的模拟-数字转换电路，其特征在于：
所述数字转换部包括：
第二电容，该第二电容具有比第一电容的电容值小的电容值；和
输送部，该输送部在由所述充放电控制部进行的充放电控制结束后、且所述模拟-数字转换期间开始前的电荷输送期间，将蓄积在第一电容中的电荷输送至第二电容，
所述数字转换部将在由所述输送部进行的所述电荷的输送结束的时刻蓄积在第二电容中的电荷量转换为数字信号。
4.如权利要求1或2所述的模拟-数字转换电路，其特征在于：
所述充放电控制部包括：
运算放大器；
第一开关，该第一开关使被输入所述模拟-数字转换电路的电流向所述运算放大器的反转输入端子的输入导通/断开；和
连接选择部，该连接选择部选择所述运算放大器与第一电容的连接状态，
所述运算放大器的非反转输入端子被输入基准电压，
所述连接选择部能够选择第一连接状态和第二连接状态，其中，所述第一连接状态是所述运算放大器的反转输入端子和输出端子分别与第一电容的第一端子和第二端子连接的状态，所述第二连接状态是所述运算放大器的反转输入端子和输出端子分别与第一电容的第二端子和第一端子连接的状态，
所述充放电控制部在第一期间和第二期间将第一开关控制为导通，在所述模拟-数字转换期间将第一开关控制为断开，
并且所述充放电控制部进行控制使得所述连接选择部在第一期间选择第一连接状态，在第二期间选择第二连接状态。
5.如权利要求4所述的模拟-数字转换电路，其特征在于：
所述数字转换部包括：
比较器，该比较器将第一电容的第二端子的电压与所述基准电压进行比较；
放电电路，该放电电路在所述比较器判定为第一电容的第二端子的电压比所述基准电压高的期间，以规定的速度从第一电容放电；和
计数电路，该计数电路在由所述比较器判定为第一电容的第二端子的电压比所述基准电压高之后，至由所述比较器判定为第一电容的第二端子的电压比所述基准电压低为止的期间，对时钟信号的时钟数进行计数，
所述充放电控制部还包括使所述比较器与第一电容的第二端子的连接导通/断开的第二开关，
并且所述充放电控制部在第一期间和第二期间将第二开关控制为断开，在所述模拟-数字转换期间将第二开关控制为导通。
6.如权利要求3所述的模拟-数字转换电路，其特征在于：
所述充放电控制部包括：
运算放大器；
第一开关，该第一开关使被输入所述模拟-数字转换电路的电流向所述运算放大器的反转输入端子的输入导通/断开；和
连接选择部，该连接选择部选择所述运算放大器与第一电容的连接状态，
所述运算放大器的非反转输入端子被输入基准电压，
所述连接选择部能够选择第一连接状态和第二连接状态，其中，所述第一连接状态是所述运算放大器的反转输入端子和输出端子分别与第一电容的第一端子和第二端子连接的状态，所述第二连接状态是所述运算放大器的反转输入端子和输出端子分别与第一电容的第二端子和第一端子连接的状态，
所述充放电控制部在第一期间和第二期间将第一开关控制为导通，在所述电荷输送期间和所述模拟-数字转换期间将第一开关控制为断开，
所述充放电控制部在第一期间、第二期间和所述模拟-数字转换期间，将第一电容与第二电容的连接控制为断开，在所述电荷输送期间，将第一电容与第二电容的连接控制为导通，
并且所述充放电控制部进行控制使得所述连接选择部在第一期间选择第一连接状态，在第二期间选择第二连接状态。
7.如权利要求6所述的模拟-数字转换电路，其特征在于：
所述数字转换部包括：
比较器，该比较器将第二电容的第二端子的电压与所述基准电压进行比较；
放电电路，该放电电路在所述比较器判定为第二电容的第二端子的电压比所述基准电压高的期间，以一定的速度从第二电容放电；和
计数电路，该计数电路在由所述比较器判定为第二电容的第二端子的电压比所述基准电压高之后，至由所述比较器判定为第二电容的第二端子的电压比所述基准电压低为止的期间，对时钟信号的时钟数进行计数。
8.如权利要求5所述的模拟-数字转换电路，其特征在于：
所述充放电控制部，在第一期间之前，将所述运算放大器的反转输入端子和输出端子均与第一电容的第一端子连接。
9.如权利要求5或8所述的模拟-数字转换电路，其特征在于：
所述充放电控制部，在第一期间之前，将第二开关控制为导通，
所述比较器的反转输入端子与输出端子被短路。
10.如权利要求7所述的模拟-数字转换电路，其特征在于：
所述充放电控制部，在第一期间之前，将所述运算放大器的反转输入端子和输出端子均与第一电容的第一端子和第二电容的第一端子连接。
11.如权利要求7或10所述的模拟-数字转换电路，其特征在于：
在第一期间之前，比较器的反转输入端子与输出端子被短路。
12.一种传感器装置，其包括：
向外部射出光的光源；
驱动所述光源的光源驱动部；
接收来自外部的光，产生与该光的强度相应的电流的光电二极管；
将所述电流转换为数字信号的模拟-数字转换电路；和
对所述数字信号进行处理的信号处理部，
所述传感器装置的特征在于：
所述模拟-数字转换电路是权利要求1～11中任一项所述的模拟-数字转换电路，
所述光源驱动部在第一期间驱动所述光源，在第二期间停止所述光源的驱动。
13.如权利要求12所述的传感器装置，其特征在于：
所述信号处理部将所述数字信号与规定的阈值进行比较，根据比较结果来判定物体相对于所述传感器装置是否比规定的距离更接近。
14.如权利要求12所述的传感器装置，其特征在于：
所述信号处理部将所述数字信号与规定的阈值进行比较，根据比较结果来判定物体相对于所述传感器装置的距离。
15.如权利要求12所述的传感器装置，其特征在于：
分别包括多个所述光电二极管和所述模拟-数字转换电路，
所述各模拟-数字转换电路分别将所述各光电二极管产生的电流转换为数字信号，
所述信号处理部根据从所述各光电二极管输出的数字信号来判定物体相对于所述传感器装置的移动状态。
16.一种便携式电话，其特征在于：
包括权利要求12～15中任一项所述的传感器装置。
17.一种数字摄像机，其特征在于：
包括权利要求12～15中任一项所述的传感器装置。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105044748A (zh) * 2015-07-08 2015-11-11 无锡市崇安区科技创业服务中心 一种基于经纬度的汽车车距测量系统
CN107040732A (zh) * 2016-02-03 2017-08-11 原相科技股份有限公司 影像感测电路及方法
CN113225080A (zh) * 2020-01-17 2021-08-06 精工爱普生株式会社 物理量检测电路及其动作方法、物理量传感器

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10231791B2 (en) 2012-06-21 2019-03-19 Globus Medical, Inc. Infrared signal based position recognition system for use with a robot-assisted surgery
US9600123B2 (en) 2012-10-18 2017-03-21 Sharp Kabushiki Kaisha Optical sensor and electronic apparatus
WO2016017258A1 (ja) * 2014-07-28 2016-02-04 シャープ株式会社 センサ、センサ装置、および電子機器
DE102017102857B4 (de) * 2016-02-15 2021-05-12 Analog Devices Global Analog/Digital-Umsetzer mit Integrator mit Ladungsneuausgleich
EP3249427B1 (en) * 2016-04-22 2019-06-12 Globus Medical, Inc. A device for regenerating an infrared signal
US11580373B2 (en) 2017-01-20 2023-02-14 International Business Machines Corporation System, method and article of manufacture for synchronization-free transmittal of neuron values in a hardware artificial neural networks
US11922240B2 (en) * 2020-12-31 2024-03-05 Ceremorphic, Inc. Unit element for asynchronous analog multiplier accumulator
WO2023120723A1 (ja) * 2021-12-23 2023-06-29 株式会社ソリトンシステムズ 非線形関数演算装置、シグモイド関数演算装置、双曲線正接関数演算装置、ソフトマックス関数演算装置及び非線形関数演算方法
JP7274070B1 (ja) * 2021-12-23 2023-05-15 株式会社ソリトンシステムズ 非線形関数演算装置、シグモイド関数演算装置、双曲線正接関数演算装置、ソフトマックス関数演算装置及び非線形関数演算方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09269259A (ja) * 1996-04-02 1997-10-14 Nippon Cement Co Ltd 重量検査装置用ａ／ｄ変換器
US5748134A (en) * 1996-03-01 1998-05-05 Ericsson Inc. Method and apparatus for converting an analog signal into digital format
US20020012058A1 (en) * 1999-01-29 2002-01-31 Hamamatsu Photonics K.K. Photosensitive device
US20080012741A1 (en) * 2006-07-14 2008-01-17 Rohm Co., Ltd. Analog/Digital Converter, Illuminance Sensor, Illumination Device, And Electronic Device

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001160756A (ja) 1999-12-01 2001-06-12 Nec Ic Microcomput Syst Ltd アナログ・デジタル変換器

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5748134A (en) * 1996-03-01 1998-05-05 Ericsson Inc. Method and apparatus for converting an analog signal into digital format
JPH09269259A (ja) * 1996-04-02 1997-10-14 Nippon Cement Co Ltd 重量検査装置用ａ／ｄ変換器
US20020012058A1 (en) * 1999-01-29 2002-01-31 Hamamatsu Photonics K.K. Photosensitive device
US20080012741A1 (en) * 2006-07-14 2008-01-17 Rohm Co., Ltd. Analog/Digital Converter, Illuminance Sensor, Illumination Device, And Electronic Device

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105044748A (zh) * 2015-07-08 2015-11-11 无锡市崇安区科技创业服务中心 一种基于经纬度的汽车车距测量系统
CN107040732A (zh) * 2016-02-03 2017-08-11 原相科技股份有限公司 影像感测电路及方法
CN107040732B (zh) * 2016-02-03 2019-11-05 原相科技股份有限公司 影像感测电路及方法
CN113225080A (zh) * 2020-01-17 2021-08-06 精工爱普生株式会社 物理量检测电路及其动作方法、物理量传感器
CN113225080B (zh) * 2020-01-17 2024-02-06 精工爱普生株式会社 物理量检测电路及其动作方法、物理量传感器

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