JP5808943B2 - ステッピングモータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、３つのハーフブリッジ回路で駆動される２相ステッピングモータの制御装置に関する。

従来、２相ステッピングモータの制御装置として、３つのハーフブリッジ回路からなる駆動回路を備えたものが知られている。図７に示すように、駆動回路５１は、直列に接続したハイサイド及びローサイドのスイッチ素子５３、５４からなる３つのハーフブリッジ回路５２Ａ−５２Ｃを並列に接続して構成される。各ハーフブリッジ回路５２Ａ−５２Ｃにおいて、ハイサイドのスイッチ素子５３はモータ電源Ｅに接続され、ローサイドのスイッチ素子５４はグラウンドに接地されている。

ステッピングモータの励磁コイルＬＡは、一端がハーフブリッジ回路５２Ａの一対のスイッチ素子５３Ａ、５４Ａ間に接続され、他端がハーフブリッジ回路５２Ｃの一対のスイッチ素子５３Ｃ、５４Ｃ間に接続される。ステッピングモータの励磁コイルＬＢは、一端がハーフブリッジ回路５２Ｂの一対のスイッチ素子５３Ｂ、５４Ｂ間に接続され、他端がハーフブリッジ回路５２Ｃの一対のスイッチ素子５３Ｃ、５４Ｃ間に接続される。そして、ＰＷＭ制御によって各ハーフブリッジ回路５２Ａ−５２Ｃのスイッチ素子５３、５４のオンオフが交互に切り換えられることで、モータ電源Ｅから励磁コイルＬＡ、ＬＢに流れるＡ相電流及びＢ相電流が制御される。

特開２００４−０１５８９８号公報 特許第３７９９３００号公報 特開２０００−０６９７９６号公報

しかしながら、上記したステッピングモータの制御装置では、ハーフブリッジ回路５２ＣをＡ相電流及びＢ相電流の制御に共通に使用することで、ハーフブリッジ回路数を減少できるが、モータの高速駆動時にＡ相電流とＢ相電流との電流量に不平衡が生じるおそれがあった。２相ステッピングモータの場合、正弦波形のＡ相電流とＡ相電流から９０度位相の遅れた正弦波形のＢ相電流とを用いてモータ駆動する。このとき、Ａ相電流及びＢ相電流の目標値であるＡ相指令値及びＢ相指令値によって励磁コイルＬＡ、ＬＢに流れる電流量が制御され、このＡ相指令値及びＢ相指令値に応じてハーフブリッジ回路５２Ｃに流れ込む電流量が制御されている。

この場合、励磁コイルには、電流の変化を安定にしようとする性質があるため、一旦コイルに電流が流れると、指令値を与えてから実際に電流が減少するまでにタイムラグが存在する。したがってモータの高速駆動時には、先にＡ相電流が励磁コイルＬＡに流れている状態で、Ａ相電流に対して減少指令を与え、Ｂ相電流に増加指令を与えると、Ａ相電流が十分に減少する前にＢ相電流の指令値が大きくなる。このときハーフブリッジ回路５２Ｃは、Ａ相指令値及びＢ相指令値に応じた電流量よりも多い電流に対応しないため、増加指令が与えられているＢ相電流の電流量が制限される。このように、電流量の目標値である指令値と実際に励磁コイルに流れる電流量に大きなズレが生じて、Ａ相電流とＢ相電流の電流量の不平衡が起こり、ステッピングモータが正常に回転しない等の欠点が生じていた。

本発明はこのような実情に鑑みてなされたものであり、２相ステッピングモータにおいて、各励磁コイルに流れる電流量の不平衡を改善して正常なモータ駆動を実現できるステッピングモータの制御装置を提供することを目的とする。

本発明のステッピングモータの制御装置は、第１の励磁コイルの一端を電源又はグラウンドに接続する第１のスイッチ回路と、第２の励磁コイルの一端を前記電源又は前記グラウンドに接続する第２のスイッチ回路と、前記第１、第２の励磁コイルの他端の共通接続点を前記電源又は前記グラウンドに接続する共通スイッチ回路とを有し、駆動パルスによって前記第１、第２のスイッチ回路及び前記共通スイッチ回路をオンオフする駆動回路と、前記第１、第２のスイッチ回路及び前記共通スイッチ回路に対する駆動パルスを生成して、前記第１、第２の励磁コイルに流れる電流量を制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記第１の励磁コイルに流れる電流の指令値と実測値との偏差と、前記第２の励磁コイルに流れる電流の指令値と実測値との偏差との差分を小さくするように、前記第１、第２のスイッチ回路に対する駆動パルスを生成することを特徴とする。

この構成によれば、第１の励磁コイルにおける指令値と実測値との偏差と、第２の励磁コイルにおける指令値と実測値との偏差とを近付けるように、第１、第２の励磁コイルに流れる電流量が制御される。よって、モータの高速駆動時において、先に第１の励磁コイルに電流が流れている状態で、後から第２の励磁コイルに電流を流す場合でも、第１の励磁コイルに指令値よりも大きな電流が流れていれば、第１の励磁コイルに流れる電流が抑えられるように駆動パルスが制御されると共に、第２の励磁コイルに十分に電流を流すように駆動パルスが制御される。このように、第１、第２の励磁コイルに流れる電流量の不平衡を改善でき、正常なモータ駆動を実現できる。

また本発明の上記ステッピングモータの制御装置において、前記制御回路は、前記第１の励磁コイルに流れる電流の指令値と実測値との偏差と、前記第２の励磁コイルに流れる電流の指令値と実測値との偏差との差分から出力調整値を算出し、前記第１の励磁コイルに流れる電流の指令値と実測値との偏差及び前記第２の励磁コイルに流れる電流の指令値と実測値との偏差のうち、いずれか小さい偏差に前記出力調整値を加算し、いずれか大きい偏差から前記出力調整値を減算する。この構成によれば、簡易な構成によって第１の励磁コイルにおける指令値と実測値との偏差と、第２の励磁コイルにおける指令値と実測値との偏差とを近付けることができる。

また本発明の上記ステッピングモータの制御装置において、前記制御回路は、前記第１、第２の励磁コイルに流れる電流の指令値の合計値及び実測値の合計値をそれぞれ正負反転し、前記指令値の合計値に前記実測値の合計値を近付けるように、前記共通スイッチ回路に対する駆動パルスを生成する。この構成によれば、第１、第２の励磁コイルに流れる電流量に応じて、共通スイッチ回路に流すことができる電流量を適切に制御することができる。

また本発明の上記ステッピングモータの制御装置において、前記制御回路は、前記第１、第２の励磁コイルに流れる電流の指令値と実測値との偏差に基づいてデューティ比を算出する制御ブロック部と、前記デューティ比に基づいて駆動パルスを生成する駆動パルス生成ブロック部とを有する。また本発明の上記ステッピングモータの制御装置において、前記制御ブロック部は、前記第１、第２の励磁コイルに流れる電流の指令値と実測値との偏差にゲインを乗算してデューティ比を算出する。これらの構成によれば、デューティ比に基づいて駆動パルスを生成することにより、第１、第２のスイッチ回路及び共通スイッチ回路の駆動を精度よく制御することができる。

また本発明の上記ステッピングモータの制御装置において、前記第１のスイッチ回路は、前記第１の励磁コイルの一端と前記電源との間、前記第１の励磁コイルの一端と前記グラウンドとの間のそれぞれに設けられた一対のスイッチ素子を有し、前記第２のスイッチ回路は、前記第２の励磁コイルの一端と前記電源との間、前記第２の励磁コイルの一端と前記グラウンドとの間のそれぞれに設けられた一対のスイッチ素子を有し、前記共通スイッチ回路は、前記共通接続点と前記電源との間、前記共通接続点と前記グラウンドとの間のそれぞれ設けられた一対のスイッチ素子を有する。この構成によれば、電源とグラウンドとの間に、一対のスイッチ素子を直列に接続した３つのハーフブリッジ回路を並列に設けた駆動回路により、第１、第２の励磁コイルに電流を流すことができる。

本発明によれば、２相ステッピングモータにおいて、各励磁コイルに流れる電流量の不平衡を改善して正常なモータ駆動を実現できる。

本実施の形態に係るステッピングモータの制御装置の全体ブロック図である。 本実施の形態に係る駆動パルスの出力波形と電流波形の変化を示す説明図である。 比較例に係る制御ブロック部のブロック図である。 比較例に係る電流波形を示す図である。 本実施の形態に係る制御ブロック部のブロック図である。 本実施の形態に係るＡ相電流のＢ相電流の電流波形である。 従来の駆動回路の全体ブロック図である。

以下、本発明の実施の形態について添付図面を参照して詳細に説明する。図１は、本実施の形態に係るステッピングモータの制御装置の全体ブロック図である。なお、図１には、説明の便宜上、ステッピングモータの構成部品として励磁コイルのみ図示するが、ステッピングモータは通常有する構成を有するものとする。

図１に示すように、ステッピングモータの制御装置は、２相バイポーラ型ステッピングモータの回転を制御するものであり、モータ電源Ｅ（単に電源とも称する。）からの電流をステッピングモータＭの一対の励磁コイルＬＡ（第１の励磁コイル又はＡ相とも称する。）、ＬＢ（第２の励磁コイル又はＢ相とも称する。）に供給する駆動回路１と、ＰＷＭ制御により駆動回路１の電流制御を行う制御回路２とを備えている。駆動回路１は、モータ電源Ｅに対して互いに並列に接続された３つのハーフブリッジ回路１１Ａ−１１Ｃ（１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃから構成されている）を備えている。第１のスイッチ回路としてのハーフブリッジ回路１１Ａは、モータ電源Ｅに接続されたハイサイドのスイッチ素子１２ＡとグラウンドＧに接続されたローサイドのスイッチ素子１３Ａとを直列に接続して構成される。
すなわち、第１のスイッチ回路としてのハーフブリッジ回路１１Ａは、第１の励磁コイルＬＡの一端と電源Ｅとの間に接続されたスイッチ素子１２Ａと、第１の励磁コイルＬＡの一端とグラウンドＧとの間に接続されたスイッチ素子１３Ａと、から構成される一対のスイッチ素子を有する。第１のスイッチ回路は、第１の励磁コイルＬＡの一端を電源Ｅ又はグラウンドＧに接続する。

同様に、第２のスイッチ回路としてのハーフブリッジ回路１１Ｂは、モータ電源Ｅに接続されたハイサイドのスイッチ素子１２ＢとグラウンドＧに接続されたローサイドのスイッチ素子１３Ｂとを直列に接続して構成される。
すなわち、第２のスイッチ回路としてのハーフブリッジ回路１１Ｂは、第２の励磁コイルＬＢの一端と電源Ｅとの間に接続されたスイッチ素子１２Ｂと、第２の励磁コイルＬＢの一端とグラウンドＧとの間に接続されたスイッチ素子１３Ｂと、から構成される一対のスイッチ素子を有する。第２のスイッチ回路は、第２の励磁コイルＬＢの一端を電源Ｅ又はグラウンドＧに接続する。
共通スイッチ回路としてのハーフブリッジ回路１１Ｃは、モータ電源Ｅに接続されたハイサイドのスイッチ素子１２ＣとグラウンドＧに接続されたローサイドのスイッチ素子１３Ｃとを直列に接続して構成される。
すなわち、共通スイッチ回路としてのハーフブリッジ回路１１Ｃは、第１の励磁コイルＬＡの他端と第２の励磁コイルＬＢの他端が接続される共通接続点と、電源Ｅとの間に接続されたスイッチ素子１２Ｃと、共通接続点とグラウンドＧとの間に接続されたスイッチ素子１３Ｃから構成される一対のスイッチ素子を有する。共通スイッチ回路は、第１の励磁コイルＬＡと第２の励磁コイルＬＢの他端の共通接続点を電源Ｅ又はグラウンドＧに接続する。
なお、本実施の形態に係る各スイッチ素子１２Ａ―１２Ｃ（１２Ａ、１２Ｂ、１２Ｃから構成されていることを意味する。）、１３Ａ−１３Ｃ（１３Ａ、１３Ｂ、１３Ｃから構成されていることを意味する。）は、例えば、ボディダイオードが形成されたＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide Field-Effect Transistor）により構成される。

各ハーフブリッジ回路１１Ａ−１１Ｃには、それぞれ対応するスイッチ駆動回路１５Ａ−１５Ｃ（１５Ａ、１５Ｂ、１５Ｃから構成されていることを意味する。）を介して制御回路２から駆動パルスが入力される。スイッチ駆動回路１５Ａは、途中で２股に分岐した一方の入力ラインをハイサイドのスイッチ素子１２Ａのゲートに接続し、ＮＯＴ回路１６Ａを介して他方の入力ラインをローサイドのスイッチ素子１３Ａのゲートに接続する。同様に、スイッチ駆動回路１５Ｂは、途中で２股に分岐した一方の入力ラインをハイサイドのスイッチ素子１２Ｂのゲートに接続し、ＮＯＴ回路１６Ｂを介して他方の入力ラインをローサイドのスイッチ素子１３Ｂのゲートに接続する。

スイッチ駆動回路１５Ｃは、途中で２股に分岐した一方の入力ラインをハイサイドのスイッチ素子１２Ｃのゲートに接続し、ＮＯＴ回路１６Ｃを介して他方の入力ラインをローサイドのスイッチ素子１３Ｃのゲートに接続する。そして、スイッチ駆動回路１５Ａ−１５Ｃは、それぞれ制御回路２からの駆動パルスをハイサイドのスイッチ素子１２Ａ−１２Ｃに印加すると共に、駆動パルスを反転させてローサイドのスイッチ素子１３Ａ−１３Ｃのゲートに印加するように構成されている。なお、ＮＯＴ回路１６Ａ−１６Ｃは、ローサイドに接続される入力ラインではなく、ハイサイドに接続される入力ラインに設けられてもよい。
スイッチ駆動回路１５Ａ、１５Ｂ、１５Ｃから構成される駆動回路１は、駆動パルスによって、第１のスイッチ回路１１Ａ、第２のスイッチ回路１１Ｂ、共通スイッチ回路１１Ｃをオンオフする。

ハーフブリッジ回路１１Ａのスイッチ素子１２Ａ、１３Ａの接続点Ｐ１は、電流検出器１７Ａ及びＡ相の励磁コイルＬＡを介してハーフブリッジ回路１１Ｃのスイッチ素子１２Ｃ、１３Ｃの接続点Ｐ３に接続される。ハーフブリッジ回路１１Ｂのスイッチ素子１２Ｂ、１３Ｂの接続点Ｐ２は、電流検出器１７Ｂ及びＢ相の励磁コイルＬＢを介してハーフブリッジ回路１１Ｃのスイッチ素子１２Ｃ、１３Ｃの接続点Ｐ３に接続される。

励磁コイルＬＡの一端は、ハーフブリッジ回路１１Ａのスイッチ素子１２Ａ、１３Ａのオンオフによってモータ電源Ｅ又はグラウンドＧに接続される。励磁コイルＬＡの他端は、ハーフブリッジ回路１１Ｃのスイッチ素子１２Ｃ、１３Ｃのオンオフによってモータ電源Ｅ又はグラウンドＧに接続される。励磁コイルＬＢの一端は、ハーフブリッジ回路１１Ｂのスイッチ素子１２Ｂ、１３Ｂのオンオフによってモータ電源Ｅ又はグラウンドＧに接続される。励磁コイルＬＢの他端は、ハーフブリッジ回路１１Ｃのスイッチ素子１２Ｃ、１３Ｃのオンオフによってモータ電源Ｅ又はグラウンドＧに接続される。

このように、励磁コイルＬＡに流れる電流（以下、Ａ相電流と称する）はハーフブリッジ回路１１Ａ、１１Ｃによって制御され、励磁コイルＬＢに流れる電流（以下、Ｂ相電流と称する）はハーフブリッジ回路１１Ｂ、１１Ｃによって制御される。すなわち、ハーフブリッジ回路１１Ｃは、励磁コイルＬＡ、ＬＢの電流制御に共通に使用され、Ａ相電流及びＢ相電流が流れ込むように設計されている。電流検出器１７Ａは、Ａ相電流を検出して、その実測値を制御回路２にフィードバックする。電流検出器１７Ｂは、Ｂ相電流を検出して、その実測値を制御回路２にフィードバックする。なお、電流検出器１７Ａ、１７Ｂは、例えば、電流センサやシャント抵抗等により電流を検出する。

制御回路２の前段には、指令値生成ブロック部３が設けられている。指令値生成ブロック部３は、ステッピングモータＭを動作させるための各励磁コイルＬＡ、ＬＢに対する電流の指令値を決定して制御回路２に入力する。例えば、指令値生成ブロック部３は、ステッピングモータＭをマイクロステップ駆動させるように、正弦波状の指令値を制御回路２に入力する（図４参照）。

制御回路２は、指令値生成ブロック部３から入力された電流の指令値と電流検出器１７Ａ、１７Ｂからフィードバックされた電流の実測値とから、各ハーフブリッジ回路１１Ａ−１１Ｃに対する駆動パルスを生成する。制御回路２は、第１の励磁コイルＬＡ、第２の励磁コイルＬＢに流れる電流の指令値と実測値との偏差に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を算出する制御ブロック部２１と、デューティ比から駆動パルス（ＰＷＭ波形）を生成する駆動パルス生成ブロック部２２とを有している。

制御ブロック部２１は、指令値生成ブロック部３からの電流の指令値に、電流検出器１７Ａ、１７Ｂからの実測値を追従させるように各ハーフブリッジ回路１１Ａ−１1Ｃに対するデューティ比を決定する。この場合、制御ブロック部２１は、指令値に対して実測値を追従させる他、Ａ相電流とＢ相電流との電流量の不平衡を補正するようにデューティ比を決定する。制御ブロック部２１は、デューティ比（Ａ相出力、Ｂ相出力、Ｃ相出力）をそれぞれ駆動パルス生成ブロック部２２に出力する。
この制御回路２は、第１のスイッチ回路１１Ａ、第２のスイッチ回路１１Ｂ及び共通スイッチ回路１１Ｃに対する駆動パルスを生成して、第１の励磁コイルＬＡ、第２の励磁コイルＬＢに流れる電流量を制御する。
なお、制御ブロック部２１の詳細構成については後述する。

駆動パルス生成ブロック部２２は、制御ブロック部２１からのデューティ比に基づいて、各ハーフブリッジ回路１１Ａ−１１Ｃに対する駆動パルス（Ａ相ＰＷＭ出力、Ｂ相ＰＷＭ出力、Ｃ相ＰＷＭ出力）を生成する。駆動パルスは、デューティ比に応じてハイサイド又はローサイドのいずれか一方のスイッチ素子のオン区間を長くすると共に、いずれか他方のスイッチ素子のオフ区間を短くするように生成される。

例えば、図２の上半部（電流波形）に示すように電流の指令値に実測値が追従される場合、図２の下半部（ＰＷＭ波形）に示すように駆動パルスのオン区間とオフ区間とが制御される。なお、図２の上半部の実線Ｗ１は電流の指令値、破線Ｗ２は電流の実測値をそれぞれ示し、図２の下半部の実線Ｗ３は駆動パルスを示す。また、ＰＷＭ周期は、例えば、数１０［μｓ］に設定されている。

期間Ｄ１に示すように、電流の指令値と実測値とが略等しい場合（指令値≒実測値）、デューティ比が約５０％に設定される。デューティ比が約５０％に設定されると、駆動パルスの１ＰＷＭ周期におけるオン区間とオフ区間が略等しく設定される。例えば、ハーフブリッジ回路１１Ａにおいて、ハイサイド（ローサイド）のスイッチ素子のオン（オフ）とハイサイド（ローサイド）のスイッチ素子のオフ（オン）とが等間隔で交互に切り替えられる。

期間Ｄ２に示すように、電流の指令値よりも実測値が小さい場合（指令値＞実測値）、デューティ比が５０％以上に設定される。デューティ比が５０％以上に設定されると、駆動パルスの１ＰＷＭ周期におけるオン区間がオフ区間よりも長く設定される。例えば、ハーフブリッジ回路１１Ａにおいて、ハイサイド（ローサイド）のスイッチ素子のオン（オフ）がハイサイド（ローサイド）のスイッチ素子のオフ（オン）よりも長くなる。よって、Ａ相電流を励磁コイルＬＡに対してプラス側に流すときは５０％以上のデューティ比になる。

期間Ｄ３に示すように、電流の指令値よりも実測値が大きい場合（指令値＜実測値）、デューティ比が５０％以下に設定される。デューティ比が５０％以下に設定されると、駆動パルスの１ＰＷＭ周期におけるオン区間がオフ区間よりも短く設定される。例えば、ハーフブリッジ回路１１Ａにおいて、ハイサイド（ローサイド）のスイッチ素子のオン（オフ）がハイサイド（ローサイド）のスイッチ素子のオフ（オン）よりも短くなる。よって、Ａ相電流を励磁コイルＬＡに対してマイナス側に流すときは５０％以下のデューティ比になる。

このように、電流の指令値と実測値との大小に応じてデューティ比が可変され、デューティ比に応じた駆動パルスが生成されることで、電流の指令値に実測値を追従させている。そして、駆動回路１では、駆動パルスがハーフブリッジ回路１１Ａ−１１Ｃに入力されて、ステッピングモータＭが正常にモータ駆動するようにモータ電源Ｅから励磁コイルＬＡ、ＬＢに流れる電流が制御される。

ここで、本発明の特徴部分である制御ブロック部の詳細構成について説明する前に、比較例を参照してモータの高速駆動時のＡ相電流とＢ相電流の不平衡について説明する。図３は、比較例に係る制御ブロック部のブロック図である。図４は、比較例に係る電流波形を示す図である。なお、図４においては、実線Ｗ１ａ、Ｗ１ｂ、Ｗ１ｃがそれぞれＡ相指令値、Ｂ相指令値、Ｃ相指令値を示し、破線Ｗ２ａ、Ｗ２ｂがそれぞれＡ相電流の変化、Ｂ相電流の変化を示す。

図３に示す比較例に係る制御ブロック部においては、指令値生成ブロック部３からＡ相電流及びＢ相電流の指令値（以下、Ａ相指令値、Ｂ相指令値と称する）が入力されると共に、電流検出器１７Ａ、１７ＢからＡ相電流及びＢ相電流の実測値（以下、Ａ相実測値、Ｂ相実測値と称する）が入力される。Ａ相指令値及びＡ相実測値は偏差演算部４１Ａに入力され、Ｂ相指令値及びＢ相実測値は偏差演算部４１Ｂに入力される。

偏差演算部４１Ａは、Ａ相指令値とＡ相実測値から偏差を演算し、比例要素４２Ａに出力する。比例要素４２Ａは、Ａ相電流の偏差にＰゲインＫ１を乗算してＡ相出力（デューティ比）として駆動パルス生成ブロック部２２に出力する。偏差演算部４１Ｂは、Ｂ相指令値とＢ相実測値から偏差を演算し、比例要素４２Ｂに出力する。比例要素４２Ｂは、Ｂ相電流の偏差にＰゲインＫ１を乗算してＢ相出力（デューティ比）として駆動パルス生成ブロック部２２に出力する。このように、Ａ相電流及びＢ相電流の指令値と実測値との偏差をＰ制御して、ハーフブリッジ回路１１Ａ、１１Ｂを制御するためのＡ相出力及びＢ相出力が独立して決定される。

また、Ａ相指令値及びＢ相指令値は指令値合計部４３に入力され、Ａ相実測値及びＢ相実測値は実測値合計部４４に入力される。指令値合計部４３は、Ａ相指令値及びＢ相指令値を反転して合計値を演算し、Ｃ相指令値として偏差演算部４１Ｃに出力する。実測値合計部４４は、Ａ相電流及びＢ相電流の実測値を反転して合計値を演算し、Ｃ相実測値として偏差演算部４１Ｃに出力する。偏差演算部４１Ｃは、Ｃ相指令値とＣ相実測値とから偏差を演算し、比例要素４２Ｃに出力する。比例要素４２Ｃは、Ｃ相の偏差にゲインＫ１を乗算してＣ相出力（デューティ比）として駆動パルス生成ブロック部２２に出力する。

また、図４に示すように、制御ブロック部２１には、指令値生成ブロック部３から正弦波状のＡ相指令値Ｗ１ａとＢ相指令値Ｗ１ｂが入力される。モータの正回転時には、Ｂ相指令値Ｗ１ｂはＡ相指令値Ｗ１ａに対して９０°位相を遅らせて入力される。また、制御ブロック部２１にて、Ａ相指令値Ｗ１ａとＢ相指令値Ｗ１ｂを正負反転して合計することでＣ相指令値Ｗ１ｃが生成される。このＣ相指令値Ｗ１ｃによって、ハーフブリッジ回路１１Ｃに流れ込む電流量が制御されており、Ａ相指令値Ｗ１ａ及びＢ相指令値Ｗ１ｂで示される合計の電流量に対応するようにハーフブリッジ回路１１Ｃが制御される。

この場合、Ｔ１に示すＡ相指令値Ｗ１ａのピーク手前では、Ｂ相指令値Ｗ１ｂが０に近づいており、Ａ相電流Ｗ２ａを多く流すことができる。しかしながら、Ｔ２に示すＢ相指令値Ｗ１ｂのピーク手前では、Ａ相指令値Ｗ１ａの減少指令に対して、実際にはＡ相電流Ｗ２ａの減少が遅れる。これはコイルには電流の変化を安定にしようとする性質があり、励磁コイルＬＡへのＡ相電流Ｗ２ａの供給が停止された後も励磁コイルＬＡが電流を流し続けようとするためである。このため、Ｂ相指令値Ｗ１ｂの増加指令が与えられる場合でも、先にハーフブリッジ回路１１Ｃに流れていたＡ相電流Ｗ２ａの電流量が十分に減少しておらず、Ｂ相電流Ｗ２ｂが流れにくくなる。

この結果、先に流れていたＡ相電流Ｗ２ａの電流量がＡ相指令値Ｗ１ａに対して大きくなる一方で、後から流れるＢ相電流Ｗ２ｂの電流量がＢ相指令値Ｗ１ｂに対して小さくなる。よって、比較例に係る制御ブロック部によって制御されるステッピングモータは、Ａ相電流Ｗ２ａ及びＢ相電流Ｗ２ｂの電流量に不平衡が生じて、正常にモータ駆動しないおそれがあった。

そこで、本実施の形態の制御ブロック部２１においては、Ａ相電流の指令値と実測値との偏差と、Ｂ相電流の指令値と実測値との偏差とを相互に補完するように、駆動パルスを生成している。これによって、Ａ相電流及びＢ相電流のうち、指令値に対して実測値が大きい方の電流量が抑えられて、指令値に対して実測値が小さい方に多く電流が流れるように制御される。

以下、図５を参照して、本発明の特徴部分である制御ブロック部について説明する。図５は、本実施の形態に係る制御ブロック部のブロック図である。図６は、本実施の形態に係るＡ相電流のＢ相電流の電流波形である。

図５に示すように、本実施の形態に係る制御ブロック部２１においては、指令値生成ブロック部３からＡ相電流及びＢ相電流の指令値が入力されると共に、電流検出器１７Ａ、１７ＢからＡ相電流及びＢ相電流の実測値が入力される。Ａ相指令値及びＡ相実測値は偏差演算部３１Ａに入力され、Ｂ相指令値及びＢ相実測値は偏差演算部３１Ｂに入力される。偏差演算部３１Ａは、Ａ相指令値とＡ相実測値からＡ相電流の偏差を演算し、比例要素３２Ａ及び偏差差演算部３３に出力する。偏差演算部３１Ｂは、Ｂ相指令値とＢ相実測値からＢ相電流の偏差を演算し、比例要素３２Ｂ及び偏差差演算部３３に出力する。

比例要素３２Ａは、Ａ相電流の偏差にＰゲインＫ１を乗算して減算器３５に出力する。比例要素３２Ｂは、Ｂ相電流の偏差にＰゲインＫ１を乗算して加算器３６に出力する。偏差差演算部３３は、Ａ相電流の偏差とＢ相電流の偏差から偏差の差分を演算し、比例要素３４に出力する。比例要素３４は、この偏差の差分に偏差差ゲインＫ２を乗算し、出力調整値として減算器３５及び加算器３６に出力する。減算器３５は、比例要素３２Ａの出力値から出力調整値を減算して、Ａ相出力（デューティ比）として駆動パルス生成ブロック部２２に出力する。加算器３６は、比例要素３２Ｂの出力値に出力調整値を加算して、Ｂ相出力（デューティ比）として駆動パルス生成ブロック部２２に出力する。
制御ブロック部２１は、第１のコイルＬＡ、第２のコイルＬＢに流れる電流の指令値と実測値との偏差にゲインを乗算してデューティ比を算出する。

すなわち、この制御ブロック部２１では、Ａ相電流の偏差がＢ相電流の偏差よりも大きい場合にＡ相電流とＢ相電流との偏差の差分がプラスとなり、Ａ相出力は減算器３５により抑えられ、Ｂ相出力は加算器３６により強められる。一方、Ａ相電流の偏差がＢ相電流の偏差よりも小さい場合にＡ相電流とＢ相電流との偏差の差分がマイナスとなり、Ａ相出力は減算器３５により強められ、Ｂ相出力は加算器３６により抑えられる。なお、出力調整値は、偏差差ゲインＫ２としての１／２偏差ゲインＫ１に偏差の差分を乗算して算出されてもよい。

また、Ａ相指令値及びＢ相指令値は指令値合計部３７に入力され、Ａ相実測値及びＢ相実測値は実測値合計部３８に入力される。指令値合計部３７は、Ａ相指令値及びＢ相指令値を反転して合計値を演算し、Ｃ相指令値として偏差演算部３１Ｃに出力する。実測値合計部３８は、Ａ相電流及びＢ相電流の実測値を反転して合計値を演算し、Ｃ相実測値として偏差演算部３１Ｃに出力する。偏差演算部３１Ｃは、Ｃ相指令値とＣ相実測値とから偏差を演算し、比例要素３２Ｃに出力する。比例要素３２Ｃは、Ｃ相の偏差にＰゲインＫ１を乗算してＣ相出力（デューティ比）として駆動パルス生成ブロック部２２に出力する。
制御回路２は、第１の励磁コイルＬＡ、第２の励磁コイルＬＢに流れる電流の指令値の合計値及び実測値の合計値をそれぞれ正負反転し、指令値の合計値に実測値の合計値を近付けるように、共通スイッチ回路１１Ｃに対する駆動パルスを生成する。

このように、本実施の形態に係る制御ブロック部２１では、Ａ相出力及びＢ相出力のうち、大きい出力から出力調整値を減算し、小さい出力に出力調整値を加えている。これにより、Ａ相電流の指令値と実測値との偏差と、Ｂ相電流の指令値と実測値との偏差との差分を小さくするように、駆動パルス生成ブロック部２２にＡ相出力及びＢ相出力が出力される。
すなわち、制御回路２は、第１の励磁コイルＬＡに流れる電流の指令値と実測値との偏差と、第２の励磁コイルＬＢに流れる電流の指令値と実測値との偏差との差分から出力調整値を算出し、第１の励磁コイルＬＡに流れる電流の指令値と実測値との偏差及び第２の励磁コイルＬＢに流れる電流の指令値と実測値との偏差のうち、いずれか小さい偏差に出力調整値を加算し、いずれか大きい偏差から出力調整値を減算する。
そして、駆動パルス生成ブロック部２２においてＡ相出力及びＢ相出力により駆動パルスが生成されることで、励磁コイルＬＡ、ＬＢによる電流の変化を安定にしようとする性質を考慮してハーフブリッジ回路１１Ａ−１１Ｃが制御される。

この結果、比較例における高速回転時等で、図６の上側に示すようにＡ相電流とＢ相電流とで不平衡が生じる回転数においても、図６の下側に示すようにＡ相電流とＢ相電流の電流量が同程度に調整される。図６の例では、先に励磁コイルＬＡに流れていたＡ相電流の電流量が低減されて、後から励磁コイルＬＢに流れるＢ相電流の電流量が増加される。そして、Ａ相電流及びＢ相電流の電流量の不平衡が改善されることで、ステッピングモータが正常に回転され、高速回転及び高トルクでのモータ駆動が可能となる。

ここで、図１を参照して、本実施の形態に係るステッピングモータの制御装置の全体的な動作について説明する。制御ブロック部２１には、指令値生成ブロック部３からＡ相指令値及びＢ相指令値が入力されると共に、電流検出器１７Ａ及び電流検出器１７ＢからＡ相実測値及びＢ相実測値がフィードバックされる。制御ブロック部２１では、Ａ相指令値、Ａ相実測値、Ｂ相指令値、Ｂ相実測値に基づいて、Ａ相出力、Ｂ相出力、Ｃ相出力としてデューティ比が決定される。この場合、上記したようにＡ相出力及びＢ相出力は、励磁コイルＬＡ、ＬＢの性質による影響（不平衡）を考慮して、Ａ相電流及びＢ相電流の偏差の差分が小さくなるように調整される。また、Ｃ相出力は、Ａ相指令値及びＢ相指令値で示される合計の電流量に対応するように調整される。

駆動パルス生成ブロック部２２は、制御ブロック部２１で決定されたＡ相出力、Ｂ相出力、Ｃ相出力のデューティ比に基づいて駆動パルスを生成し、各ハーフブリッジ回路１１Ａ−１１Ｃに出力する。この駆動パルスによって各ハーフブリッジ回路１１Ａ−１１ＣがＰＷＭ制御される。各駆動パルスは、ハイサイドのスイッチ素子１２Ａ−１２Ｃに印加されると共に、ＮＯＴ回路１６Ａ−１６Ｃによって反転されてローサイドのスイッチ素子１３Ａ−１３Ｃに印加される。

そして、ハイサイドのスイッチ素子１２Ａがオン、ローサイドのスイッチ素子１３Ａがオフ、ハイサイドのスイッチ素子１２Ｃがオフ、ローサイドのスイッチ素子１３Ｃがオンにされると、励磁コイルＬＡの一端がモータ電源Ｅに接続されると共に励磁コイルＬＢの他端がグラウンドＧに接続される。これにより、モータ電源Ｅからハーフブリッジ回路１１Ａのハイサイドのスイッチ素子１２Ａを通じて励磁コイルＬＡに対してプラス側（矢印側）にＡ相電流が流れ、ハーフブリッジ回路１１Ｃのローサイドのスイッチ素子１３Ｃを通じてグラウンドＧに電流が流れ込む。このとき、電流検出器１７ＡによってＡ相電流の実測値が検出され、制御ブロック部２１にフィードバックされる。

また、ハイサイドのスイッチ素子１２Ｂがオン、ローサイドのスイッチ素子１３Ｂがオフ、ハイサイドのスイッチ素子１２Ｃがオフ、ローサイドのスイッチ素子１３Ｃがオンにされると、励磁コイルＬＢの一端がモータ電源Ｅに接続されると共に励磁コイルＬＢの他端がグラウンドＧに接続される。これにより、モータ電源Ｅからハーフブリッジ回路１１Ｂのハイサイドのスイッチ素子１２Ｂを通じて励磁コイルＬＢに対してプラス側（矢印側）にＢ相電流が流れ、ハーフブリッジ回路１１Ｃのローサイドのスイッチ素子１３Ｃを通じてグラウンドＧに電流が流れ込む。このとき、電流検出器１７ＢによってＢ相電流の実測値が検出され、制御ブロック部２１にフィードバックされる。

逆に、ハイサイドのスイッチ素子１２Ａがオフ、ローサイドのスイッチ素子１３Ａがオン、ハイサイドのスイッチ素子１２Ｃがオン、ローサイドのスイッチ素子１３Ｃがオフにされると、励磁コイルＬＡの一端がグラウンドＧに接続されると共に励磁コイルＬＡの他端がモータ電源Ｅに接続される。これにより、モータ電源Ｅからハーフブリッジ回路１１Ｃのハイサイドのスイッチ素子１２Ｃを通じて励磁コイルＬＡに対してマイナス側（矢印と逆側）にＡ相電流が流れ、ハーフブリッジ回路１１Ａのローサイドのスイッチ素子１３Ａを通じてグランドに電流が流れ込む。このとき、電流検出器１７ＡによってＡ相電流の実測値が検出され、制御ブロック部２１にフィードバックされる。

また、ハイサイドのスイッチ素子１２Ｂがオフ、ローサイドのスイッチ素子１３Ｂがオン、ハイサイドのスイッチ素子１２Ｃがオン、ローサイドのスイッチ素子１３Ｃがオフにされると、励磁コイルＬＢの一端がグラウンドＧに接続されると共に励磁コイルＬＢの他端がモータ電源Ｅに接続される。これにより、モータ電源Ｅからハーフブリッジ回路１１Ｃのハイサイドのスイッチ素子１２Ｃを通じて励磁コイルＬＢに対してマイナス側（矢印と逆側）にＢ相電流が流れ、ハーフブリッジ回路１１Ｂのローサイドのスイッチ素子１３Ｂを通じてグランドに電流が流れ込む。このとき、電流検出器１７ＢによってＢ相電流の実測値が検出され、制御ブロック部２１にフィードバックされる。

またこの場合、ハーフブリッジ回路１１Ａ−１１Ｃは、Ａ相電流及びＢ相電流の不平衡を考慮した駆動パルスによって制御される。ハーフブリッジ回路１１Ａ−１１Ｃは、Ａ相電流がＢ相電流に比較して流れ過ぎる場合には、Ａ相電流の電流量を抑えてＢ相電流の電流量を増加するように制御し、Ｂ相電流がＡ相電流に比較して流れ過ぎる場合には、Ｂ相電流の電流量を抑えてＡ相電流の電流量を増加するように制御する。

以上のように、本実施の形態に係るステッピングモータの制御装置によれば、Ａ相電流の指令値と実測値との偏差及びＢ相電流の指令値と実測値との偏差を相互に補完するように、励磁コイルＬＡ、ＬＢに流れる電流量が制御される。よって、モータの高速駆動時において、先に励磁コイルＬＡにＡ相電流が流れている状態で、後から励磁コイルＬＢにＢ相電流を流す場合でも、Ａ相電流が抑えられてＢ相電流を十分に流すことができる。このように、Ａ相電流及びＢ相電流の電流量の不平衡を改善でき、正常なモータ駆動を実現できる。

なお、本発明は上記実施の形態に限定されず、種々変更して実施することが可能である。上記実施の形態において、添付図面に図示されている大きさや形状等については、これに限定されず、本発明の効果を発揮する範囲内で適宜変更することが可能である。その他、本発明の目的の範囲を逸脱しない限りにおいて適宜変更して実施することが可能である。

例えば、上記した実施の形態において、Ａ相電流の指令値と実測値との偏差と、Ｂ相電流の指令値と実測値との偏差との差分から出力調整値が算出される構成としたが、これに限定されるものではない。出力調整値は、Ａ相電流の指令値と実測値との偏差と、Ｂ相電流の指令値と実測値との偏差とを相互に補完する値であればよく、例えば、偏差の差分に相関する値でもよい。
すなわち、制御回路２は、第１の励磁コイルＬＡに流れる電流の指令値と実測値との偏差と、第２の励磁コイルＬＢに流れる電流の指令値と実測値との偏差との差分を小さくするように、第１のスイッチ回路１１Ａ、第２のスイッチ回路１１Ｂに対する駆動パルスを生成する。

また、上記した実施の形態において、Ａ相出力及びＢ相出力のうち、いずれか低い出力に出力調整値が加算され、いずれか高い出力から出力調整値が減算される構成としたが、この構成に限定されない。制御ブロック部２１は、Ａ相電流の指令値と実測値との偏差と、Ｂ相電流の指令値と実測値との偏差とを相互に補完するようにＡ相出力及びＢ相出力を決定すればよい。
すなわち、制御回路２は、第１の励磁コイルＬＡに流れる電流の指令値と実測値との偏差と、第２の励磁コイルＬＢに流れる電流の指令値と実測値との偏差とを相互に補完するように、第１のスイッチ回路１１Ａと第２のスイッチ回路１１Ｂに対する駆動パルスを生成する。

また、上記した実施の形態において、制御ブロック部が出力値としてデューティ比を出力する構成としたが、この構成に限定されない。制御ブロック部は、駆動パルス生成ブロック部が駆動パルスを生成可能な出力値を出力する構成であればよい。また、制御ブロック部及び駆動パルス生成ブロック部は一体に形成されていてもよい。

また、上記した実施の形態において、スイッチ素子をＭＯＳＦＥＴで構成したが、この構成に限定されない。スイッチ素子は、駆動パルスに応じてオンオフが切り換え可能であればよい。

また、上記した実施の形態においては、Ｐ制御によって電流の指令値に対して実測値を追従させる構成としたが、この構成に限定されるものではない。ＰＩ制御又はＰＩＤ制御によって電流の指令値に対して実測値を追従させる構成としてもよい。

以上説明したように、本発明は、２相ステッピングモータにおいて、各励磁コイルに流れる電流量の不平衡を改善して正常なモータ駆動を実現できるという効果を有し、特に、ミシン等の高速駆動されるステッピングモータの制御装置に有用である。

１ 駆動回路
２ 制御回路
３ 指令値生成ブロック部
１１Ａ ハーフブリッジ回路（第１のスイッチ回路）
１１Ｂ ハーフブリッジ回路（第２のスイッチ回路）
１１Ｃ ハーフブリッジ回路（共通スイッチ回路）
１２Ａ−１２Ｃ、１３Ａ−１３Ｂ スイッチ素子
１７Ａ、１７Ｂ 電流検出器
２１ 制御ブロック部
２２ 駆動パルス生成ブロック部
３１Ａ−３１Ｃ 偏差演算部
３２Ａ−３２Ｃ 比例要素
３３ 偏差差演算部
３４ 比例要素
３５ 減算器
３６ 加算器
３７ 指令値合計部
３８ 実測値合計部
Ｅ モータ電源（電源）
Ｇ グラウンド

Claims (6)

1. 第１の励磁コイルの一端を電源又はグラウンドに接続する第１のスイッチ回路と、第２の励磁コイルの一端を前記電源又は前記グラウンドに接続する第２のスイッチ回路と、前記第１、第２の励磁コイルの他端の共通接続点を前記電源又は前記グラウンドに接続する共通スイッチ回路とを有し、駆動パルスによって前記第１、第２のスイッチ回路及び前記共通スイッチ回路をオンオフする駆動回路と、
   前記第１、第２のスイッチ回路及び前記共通スイッチ回路に対する駆動パルスを生成して、前記第１、第２の励磁コイルに流れる電流量を制御する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、前記第１の励磁コイルに流れる電流の指令値と実測値との偏差と、前記第２の励磁コイルに流れる電流の指令値と実測値との偏差との差分を小さくするように、前記第１、第２のスイッチ回路に対する駆動パルスを生成することを特徴とするステッピングモータの制御装置。
2. 前記制御回路は、前記第１の励磁コイルに流れる電流の指令値と実測値との偏差と、前記第２の励磁コイルに流れる電流の指令値と実測値との偏差との差分から出力調整値を算出し、前記第１の励磁コイルに流れる電流の指令値と実測値との偏差及び前記第２の励磁コイルに流れる電流の指令値と実測値との偏差のうち、いずれか小さい偏差に前記出力調整値を加算し、いずれか大きい偏差から前記出力調整値を減算することを特徴とする請求項１に記載のステッピングモータの制御装置。
3. 前記制御回路は、前記第１、第２の励磁コイルに流れる電流の指令値の合計値及び実測値の合計値をそれぞれ正負反転し、前記指令値の合計値に前記実測値の合計値を近付けるように、前記共通スイッチ回路に対する駆動パルスを生成することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のステッピングモータの制御装置。
4. 前記制御回路は、前記第１、第２の励磁コイルに流れる電流の指令値と実測値との偏差に基づいてデューティ比を算出する制御ブロック部と、前記デューティ比に基づいて駆動パルスを生成する駆動パルス生成ブロック部とを有することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載のステッピングモータの制御装置。
5. 前記制御ブロック部は、前記第１、第２の励磁コイルに流れる電流の指令値と実測値との偏差にゲインを乗算してデューティ比を算出することを特徴とする請求項４に記載のステッピングモータの制御装置。
6. 前記第１のスイッチ回路は、前記第１の励磁コイルの一端と前記電源との間、前記第１の励磁コイルの一端と前記グラウンドとの間のそれぞれに設けられた一対のスイッチ素子を有し、
   前記第２のスイッチ回路は、前記第２の励磁コイルの一端と前記電源との間、前記第２の励磁コイルの一端と前記グラウンドとの間のそれぞれに設けられた一対のスイッチ素子を有し、
   前記共通スイッチ回路は、前記共通接続点と前記電源との間、前記共通接続点と前記グラウンドとの間のそれぞれ設けられた一対のスイッチ素子を有することを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載のステッピングモータの制御装置。

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