JP5790780B2 - 光送信器およびその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、一般に光通信技術に関し、特に、多値変調方式を用いた光通信技術に関する。

光ファイバー通信における情報伝送に対する需要の増大に対処し、光ファイバー通信への投資を最適化する方法の一つは、一通信回線で利用できる帯域幅をより効率的に使用してその容量を増加させることである。波長分割多重（Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＷＤＭ）技術によれば、異なる波長を用いる多数の送信器および受信器を追加することにより、送信チャンネル数を増加することができる。しかしながら、ＷＤＭ方式の特性は、通信回線に含まれる増幅器の帯域幅および通信回線に含まれる能動および受動構成部品の波長依存性によって制限される。したがって、ＷＤＭ方式の実用的な利用は光スペクトルにおけるＳバンド（Ｓｈｏｒｔ ｂａｎｄ）、Ｃバンド（Ｃｏｎｖｂｅｎｔｉｏｎａｌ ｂａｎｄ）またはＬバンド（Ｌｏｎｇ ｂａｎｄ）に制限されている。

通信回線の容量を増加させるもう一つの方法は、送信される情報に対してより効率的な変調方式を使用することによって、スペクトル効率（ＳＥ）を増加させることである。この方法はＷＤＭと共に使用することができる。伝送速度が１０Ｇｂ／ｓまでの光通信システムでは、変調方式としてオンオフキーイング（ＯＯＫ）が主に用いられるが、この場合、情報は光信号上の２つの振幅レベルに符号化される。また、より大容量のシステムでは４位相偏移変調（ＱＰＳＫ）に基づいた変調方式が用いられるが、この場合、情報は４つの位相レベルに符号化される。したがって、送信される１シンボル当たり、２ビットの２値信号を符号化することができる。このような技術が、例えば非特許文献１（ＮＰＬ１）に記載されている。このように、情報を送信するのに必要とされる光スペクトルの必要帯域幅は、より効率的に用いられている。

１チャンネルのスペクトル効率、従って通信回線容量をさらに増加させる他の方法は、直交振幅変調（ＱＡＭ）を用いることであり、この場合、シンボルは位相レベルと振幅レベルに符号化され、直交位相における多値振幅の組み合わせとして構成される。ＱＡＭ方式の一例が非特許文献２（ＮＰＬ２）に開示されている。非特許文献２において変調方式は１６ＱＡＭであり、この場合、情報は１６レベルに、すなわち１シンボル当たり４ビットの２値信号に符号化される。これによって、スペクトル効率をＱＰＳＫと比較して増大させることができる。さらに非特許文献３（ＮＰＬ３）には、５１２ＱＡＭを用いることが開示されており、この場合、情報は５１２レベルに、すなわち１シンボル当たり９ビットの２値信号に符号化され、スペクトル効率は１６ＱＡＭと比較してさらに増大する。したがって、ＱＡＭ方式は通信回線容量を増加させる効率的な方法である。

ＮＰＬ２とＮＰＬ３に示されているように、達成可能なスペクトル効率（ＳＥ）と達成可能な伝送距離の間にはトレードオフの関係がある。したがって、信号が送信されるファイバー回線の距離に応じて、このトレードオフを最適化するために、ＱＡＭ方式の指数、つまりコンステレーション上の変調されたシンボルの数、あるいは言い換えると１シンボルに符号化される２進ビット数である２のべき乗、を選択することができれば好都合である。設定によって異なるＱＡＭ指数で変調された光を出射することができる送信器を使用することは、このトレードオフを最適化するための経済的に有効な方法である。

ＱＡＭ方式は光ＩＱ変調器を用いて実施することができるが、これは出典によって、カーテシアン型変調器、ベクトル変調器、２重並列変調器、あるいは入れ子型変調器とも呼ばれる。ＩＱ変調器においては、電気信号によって２つの独立したマッハ・ツェンダーデバイスが駆動されるが、これらは子マッハ・ツェンダー変調器（ＭＺＭ）と呼ばれる。子ＭＺＭは同じ光搬送波の位相および振幅を変調する。それらの出力のうちの１つにおける位相は、再結合される前に相対的に９０度だけ遅らせられる。子ＭＺＭの出力間の位相遅れは直交位相角と呼ばれ、理想的には１８０度を法として９０度である。これらのＩＱ変調器はＮＰＬ２およびＮＰＬ３においてはＱＡＭ方式に用いられ、ＮＰＬ１ではＱＰＳＫ変調に使用されている。これらのＩＱ変調器は、ＱＡＭ方式を実行するための効率的で実証された方法を提供する。

しかしながら、ＩＱ変調器には温度変化あるいは装置の経年劣化によるＤＣ（直流）バイアスのドリフトが存在することが知られている。影響を受ける３種類のバイアスが存在する。すなわち、２つの子ＭＺＭのそれぞれのＤＣバイアス、および角度を直交位相角に設定するために用いられるＤＣバイアスである。このことはＱＰＳＫ変調について既に知られており、また、同じ構造を有する変調器を使用する場合には、ＱＡＭ方式についても知られている。バイアスにドリフトが生じると、変調器を不正確に設定する結果となり、これによって送信信号の劣化が引き起こされ、したがって受信信号品質の低下、あるいは最悪の場合には受信信号の復号が不可能になる。この問題は、変調器の生産段階あるいは変調器が使用される送信器の組み立て段階における変調器の特性検査で明らかになる可能性が高く、また、この変調器がデータの変調に最初に使用されるときに、すなわち各起動時または再起動動作時に明らかになる可能性が高い。この同じ問題が変調器の動作中にも起こる可能性もある。ＯＯＫ、位相偏移（ＰＳＫ）変調、およびＱＰＳＫに対しては、変調器のバイアスを制御し、ＤＣバイアスの変化を補償する自動バイアス制御（ＡＢＣ）回路を使用することにより、これらの問題は解決されている。このように、ＡＢＣ技術によって、起動時あるいは再起動時および動作中に、ＤＣバイアスのドリフトを制御することができる。

非特許文献４（ＮＰＬ４）には、マッハ・ツェンダーデバイスの出力間の９０度位相を制御するＡＢＣに用いることができる方式が開示されている。この方式は、変調信号のＲＦパワースペクトルを最小化することに基づいている。その基本原理は、ＩおよびＱデータ成分間の干渉がＲＦパワースペクトルを増強し、したがって、ＲＦパワースペクトルを最小化することによって直交位相角を制御することができる、ということにある。この方式と子ＭＺＭのＤＣバイアスを制御するために用いられる既知の方法を結合することによって、ＱＰＳＫ変調に用いるＩＱ変調器のＤＣバイアスを制御することができる。

特許文献１（ＰＴＬ１）ではＮＰＬ４と同じ原理が用いられており、さらにディザ周波数が付加されているが、これはディザ周波数に関連するスペクトル成分のモニタ信号を制御することによって、直交位相角を制御するためである。さらに、ＰＴＬ１には、マッハ・ツェンダーデバイスのＤＣバイアスを制御するためのディザリングに基づいたＡＢＣ回路についても詳細に記載されている。ＮＰＬ４と同じように、このような方法はＱＰＳＫに対して有効である。これにより、ＱＰＳＫに用いられる変調器の動作中および起動前におけるバイアス変化を補償することができる。

特許文献１：特開２００８−２４９８４８号公報

非特許文献１：Ｌ．Ｎｅｌｓｏｎ ｅｔ ａｌ．， ”Ｃａｐａｂｉｌｉｔｉｅｓ ｏｆ Ｒｅａｌ−Ｔｉｍｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｓ”， Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ （ｐａｐｅｒ Ｍｏ１Ｃ５， ２０１０）．
非特許文献２：Ｐ． Ｗｉｎｚｅｒ ｅｔ ａｌ．， ”Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ａｎｄ １，２００−ｋｍ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｏｆ ４４８−Ｇｂ／ｓ ＥＴＤＭ ５６−Ｇｂａｕｄ ＰＤＭ １６−ＱＡＭ ｕｓｉｎｇ ａ Ｓｉｎｇｌｅ Ｉ／Ｑ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ”， （ＥＣＯＣ ２０１０， ＰＤ２．２）．
非特許文献３：Ｓ．Ｏｋａｍｏｔｏ ｅｔ ａｌ．， ”５１２ ＱＡＭ （５４Ｇｂｉｔ／ｓ） Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｏｖｅｒ １５０ ｋｍ ｗｉｔｈ ａｎ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｏｆ ４．１ ＧＨｚ”， （ＥＣＯＣ ２０１０、ＰＤ２．３）．
非特許文献４：Ｒ． Ａ． Ｇｒｉｆｆｉｎ ｅｔ ａｌ．， ”Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ＤＱＰＳＫ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒｓ”， （ＯＦＣ ２００５， ｐａｐｅｒ ＯＷＥ３）．

ＱＰＳＫとＱＡＭ方式の相違点の一つは、ＱＰＳＫは一定の振幅での位相変調であるのに対して、ＱＡＭ方式は複数の振幅および位相レベルを使用するという点である。したがって、ＱＡＭ方式のような方法ではＤＣバイアスを制御するために用いられるモニタ信号に、局所的な極値が存在するのに対して、ＱＰＳＫ方式では局所的な極小値は存在しない。それにもかかわらず、変調器が最適条件に正しく設定されていれば、ＡＢＣ回路はＱＡＭ方式で動作している間に生じるＤＣバイアスの変化を補償することができる。しかしながらＡＢＣ回路は、起動時または再起動時にＱＡＭ方式が原因で生じる局所的な極値を回避することはできず、したがってバイアスを正確かつ確実に設定することはできない。

ＰＴＬ１に示されるように、ディザ周波数を用いたＡＢＣ技術を使用する場合であっても、ＱＡＭ方式に起因する局所的な極値が生じることは回避することができない。

上述したように、ＩＱ変調器の起動時あるいは再起動時に、ＩＱ変調器におけるＤＣバイアスのドリフトを回避することができないので、関連する光送信器には、ＱＡＭ方式に用いられるＩＱ変調器によって、安定した高信頼性の変調光信号を出射することが困難である、という問題がある。

本発明の目的は、ＱＡＭ方式に用いられるＩＱ変調器によって、安定した高信頼性の変調光信号を出射することができる光送信器およびその制御方法を提供することにある。

本発明の一側面による光送信器の制御方法は、（ａ）光変調の間に連続波光の光振幅を一定に保持し、 （ｂ）光変調における動作点の値を、ステップ（ａ）の間に所定の値に収束させ、（ｃ）連続波光を、ステップ（ｂ）で収束した動作点の値の近傍で、複数の振幅および位相レベルで変調する。

本発明の一側面による光送信器は、連続波光を出射するレーザと、連続波光を変調する光変調器と、光変調器の直流バイアスの電圧値を制御する自動バイアス制御回路と、論理２値データを符号化し、多値信号を出力する符号器と、多値信号を増幅し、それによって光変調器を駆動するドライバ、とを有し、光変調器から出力される連続波光の光振幅は一定に保持され、自動バイアス制御回路は、電圧値を所定の値に収束させ、光変調器は、収束した電圧値の近傍において、複数の振幅および位相レベルで、連続波光を変調する。

本発明による典型的な効果は、ＱＡＭ方式に用いられるＩＱ変調器によって、安定した高信頼性の変調光信号を出射することができる光送信器およびその制御方法を提供することである。

図１は、ＡＢＣ回路で制御されるＩＱ変調器を備えた光送信器の概略図である。 図２は、図１に示した光送信器のＱＰＳＫ方式に対するシミュレーション結果の集合である。 図２Ａは、ＤＣバイアスに対するバンドパスフィルタの出力を表わす折れ線グラフである。 図２Ｂは、バンドパスフィルタの出力とディザリング正弦信号の間の位相差を表わす折れ線グラフである。 図２Ｃは、直交位相角に対するバンドパスフィルタの出力を表わす折れ線グラフである。 図２Ｄは、ＱＰＳＫ光信号のシミュレーションしたアイダイアグラムである。 図２Ｅは、光信号のシミュレーションした軌跡を表わすコンスタレーション図である。 図２Ｆは、シンボルの中心でサンプリングした、図２Ｅに示した軌跡の点を表わすコンスタレーション図である。 図３は、図１に示した光送信器の６４ＱＡＭ方式に対するシミュレーション結果の集合である。図３Ａは、ＤＣバイアスに対するバンドパスフィルタの出力を表わす折れ線グラフである。 図３Ｂは、バンドパスフィルタの出力とディザリング正弦信号の間の位相差を表わす折れ線グラフである。 図３Ｃは、直交位相角に対するバンドパスフィルタの出力を表わす折れ線グラフである。 図３Ｄは、６４ＱＡＭ光信号のシミュレーションした光波形である。 図３Ｅは、光信号のシンボルの中心でサンプリングした点を表すコンスタレーション図である。 図３Ｆは、バイアスが０であるＩ−ＭＺＭにおける、バンドパスフィルタの出力の振幅を表わす折れ線グラフである。 図３Ｇは、バイアスが０であるＩ−ＭＺＭにおける、バンドパスフィルタの出力と基準正弦信号の間の位相差を表わす折れ線グラフである。 図３Ｈは、バイアスがＶｐｉの２倍であるＱ−ＭＺＭにおける、バンドパスフィルタの出力の振幅を表わす折れ線グラフである。 図３Ｉは、バイアスがＶｐｉの２倍であるＱ−ＭＺＭにおける、バンドパスフィルタの出力と基準正弦信号の間の位相差を表わす折れ線グラフである。 図３Ｊは、直交位相角に対するバンドパスフィルタの出力を表わす折れ線グラフである。 図３Ｋは、バイアス条件が理想的な条件とは異なる場合における、６４ＱＡＭ光信号のシミュレーションした光波形である。 図３Ｌは、バイアス条件が理想的な条件とは異なる場合における、６４ＱＡＭ光信号のシンボルの中心においてサンプリングした点を表すコンスタレーション図である。 図３Ｍは、６４ＱＡＭ光信号において別の局所的な極小を有するコンスタレーション図である。 図４は、第１の実施形態による光送信器の概略図である。 図５は、第１の実施形態による光送信器の制御方法を示すフローチャートである。 図６は、第２の実施形態による光送信器の概略図である。 図７は、第２の実施形態による光送信器の制御方法を示すフローチャートである。 図８は、第２の実施形態による光送信器の別の制御方法を示すフローチャートである。 図９は、第３の実施形態による光送信器の概略図である。 図１０は、第３の実施形態による光送信器の制御方法を示すフローチャートである。 図１１は、第３の実施形態による光送信器が出射する信号の一偏波上のコンスタレーション図である。

［第１の実施形態］
図１は、ＩＱ変調器１１０と自動バイアス制御（ＡＢＣ）回路１２０を有する光送信器１０００の概略図である。図１に示した光送信器１０００は、論理２値データ列１００に従ってＩＱ変調器１１０によって変調された光信号１９９を出射する。符号器１０１は、光送信器１０００の変調方式と論理２値データ列１００に従って、ＩＱ変調器１１０のＩ成分およびＱ成分に対する信号を生成する。符号器１０１によって生成された２つの電気信号は、その振幅がＩＱ変調器１１０に対して最適となるように、ドライバ１０２および１０３によって増幅される。レーザ１０４は連続波（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ：ＣＷ）光を出射し、このＣＷ光はドライバ１０２および１０３で生成された駆動信号に従ってＩＱ変調器１１０によって変調される。

ＩＱ変調器１１０は、Ｉ成分とＱ成分にそれぞれ用いられる２つの子マッハ・ツェンダー変調器（ＭＺＭ）１１１および１１２を備える。ＩＱ変調器１１０はさらに、位相シフト素子１１３および集積モニタ光検出器（Ｐｈｏｔｏ−Ｄｅｔｅｃｔｏｒ：ＰＤ）１１４を備える。その代わりに、集積モニタＰＤ１１４をＩＱ変調器１１０とは独立して備えることができ、ＩＱ変調器の出力光信号の一部を取り出して受光することができる。位相シフト素子１１３によって、ＩＱ変調器１１０における直交位相角を制御することが可能である。モニタＰＤ１１４は変調された光信号の強度に比例した電気信号を生成し、ＩＱ変調器１１０の状態をモニタするために用いることができる。

ＡＢＣ回路１２０は子ＭＺＭ１１１および１１２のＤＣバイアスを制御するとともに、モニタＰＤ１１４によって与えられるモニタ信号に従って、位相シフト素子１１３によって直交位相角を調整するバイアスも制御する。ＡＢＣ回路１２０は、それぞれ独立した周波数ｆ１、ｆ２およびｆ３の正弦信号を生成する発振器１３１、１３２および１３３によって生成されるディザを用いて、ＭＺＭ１１１、ＭＺＭ１１２および位相シフト素子１１３のバイアスをそれぞれ制御する。これらの周波数は数キロヘルツから数メガヘルツまでの範囲とすることができる。モニタＰＤ１１４によって生成されたモニタ信号は増幅器１２１によって増幅され、その後に分配器１２２によって３つの等しい信号に分岐される。

制御回路１４０は、分配器１２２の出力および発振器１３１によって生成された周波数ｆ１の正弦波電圧に従って、Ｉ−子ＭＺＭ１１１に対するＤＣバイアスを生成する。バンドパスフィルタ１４１は中心周波数がｆ１であり、また、周波数がｆ２およびｆ３である他の周波数成分を除去するために十分狭い帯域幅を有している。バンドパスフィルタ１４１の出力の振幅は、モニタＰＤ１１４によって生成されるモニタ信号のｆ１における周波数成分に比例する。位相比較器１４２はバンドパスフィルタ１４１の出力の振幅に比例し、バンドパスフィルタ１４１によって抽出されたｆ１近傍の信号と発振器１３１によって生成されたｆ１の正弦波信号との間の位相差に比例する誤差信号を生成する。バイアス回路１４３は、位相比較器１４２によって生成され、周波数ｆ１のディザ成分を有する誤差信号を最小にするため、Ｉ−子ＭＺＭ１１１のバイアスを制御するＤＣ電圧を生成する。

もう一つの制御回路１５０は制御回路１４０と同様であり、中心周波数がｆ２であるバンドパスフィルタを備えている。制御回路１５０は、制御回路１４０と同様に、モニタＰＤ１１４によって生成されたモニタ信号に比例する分配器１２２の出力に応じて、Ｑ−子ＭＺＭ１１２のＤＣバイアスを制御する。

分配器１２２の第３の出力は包絡線検知器１６０に与えられ、この包絡線検知器１６０は出力として、中心周波数がｆ３であるバンドパスフィルタ１６１によってフィルタされる。包絡線検知器１６０の出力は、モニタＰＤ１１４によって生成されるモニタ信号のＲＦパワースペクトルを反映した信号を生成する。ロック回路１６２はバンドパスフィルタ１６１の出力に比例した誤差信号を、ディザ周波数ｆ３を用いて生成する。最後に、角度バイアス回路１６３は、ロック回路１６２によって生成されディザ周波数ｆ３を含む誤差信号を最小化する電圧を生成する。角度バイアス回路１６３によって生成された電圧は、位相シフト素子１１３によってＩＱ変調器１１０の直交位相角を制御する。

最初に、ＱＰＳＫ方式に対するシミュレーション結果を説明する。図２は、ボーレートが３２ＧｂａｕｄであるＱＰＳＫ方式に対する、図１に示した光送信器１０００のシミュレーション結果の集合である。モニタＰＤ１１４の帯域幅は１ＧＨｚである。周波数ｆ１、ｆ２およびｆ３はそれぞれ、４ＭＨｚ、９ＭＨｚおよび７．５ＭＨｚに設定されている。バンドパスフィルタ１４１、１６１、および制御回路１５０に含まれるバンドパスフィルタはそれに応じて設計される。ドライバ１０２および１０３から出力される駆動信号は、それぞれＶｐｉの２倍のピーク・トゥ・ピーク振幅を有する。Ｖｐｉは、無変調状態における、子ＭＺＭ１１１、１１２の最大伝搬条件と最小伝搬条件との間の電圧差を表わす。Ｖｐｉのシミュレーション値は３Ｖである。この駆動条件はＱＰＳＫ変調にとって理想的である。

図２Ａは、Ｖｐｉによって正規化された子ＭＺＭ１１１のＤＣバイアスに対するバンドパスフィルタ１４１の出力を表わす折れ線グラフである。ＭＺＭ１１１の最大伝搬または最小伝搬特性を表わすすべての点に極小値が存在する。図２Ｂは、バンドパスフィルタ１４１の出力と、発振器１３１によって生成されたディザリング正弦波信号との間の位相差を表わす折れ線グラフである。この位相は、図２Ａに示した曲線のすべての極小点で反転している。

次に、ＭＺＭ１１１のＤＣバイアスを制御する例について説明する。光送信器１０００の起動または再起動時においては、規格化されたバイアスの異なる条件を考慮することができる。装置の温度および状態に依存して、変調器の電圧特性は、図２Ａおよび図２Ｂで示した横軸上で移動しやすい。しかしながら、確立されている理由および研究の容易さから、この特性は固定されているものとみなし、反対の量だけ電圧を移動させることにする。したがって、このような慣行において変調器の特性の周期性を考慮すると、起動時または再起動時における規格化された電圧は、０Ｖと２Ｖの間のいずれかの値をとる可能性が高い。この値が０Ｖと０．５Ｖの間にある場合、最も近い極小値は０Ｖである。しかしながら、モニタされた信号と基準正弦波信号は同相であるので、位相比較器１４２によって生成される誤差信号は正確に正であり続け、バイアス回路１４３によって生成されるバイアスは０Ｖからさらに離れて増大し続ける。

電圧は０．５Ｖを通り越えて１Ｖに達するまで増加する。その場合、１つの極小値に到達可能である。さらに１Ｖを越えると、信号と基準正弦波信号は逆位相になるので、バイアス回路１４３によって生成される誤差信号は減少する。その結果、バイアス回路１４３によって生成されるバイアスは１Ｖに維持されることになる。従って、１Ｖ（バイアスはＶｐｉと等しい）はこの位相関係により安定な極小点であるのに対して、０Ｖは不安定である。同じメカニズムに従って、ＡＢＣ回路１２０は１Ｖのバイアスを生成する。同様にして、動作中の温度変化による電圧の変動を追随する場合、生成された規格化されたバイアスは１Ｖに維持される。このことは、ＭＺＭ１１１がＱＰＳＫに対する最適なバイアス条件であるＶｐｉにバイアスされていることを意味する。ＭＺＭ１１２のバイアスを制御する動作は上述したものと同様である。

図２Ｃは、位相シフト素子１１３によって０度から３６０度まで制御される直交位相角に対する、バンドパスフィルタ１６１の出力を表わす折れ線グラフである。この信号は、直角位相角の直交性が得られる各点で、すなわち、直角位相角が１８０度を法として９０度である点で極小となる。これは、Ｉ成分の信号とＱ成分の信号との間の干渉が、このような構成において最小になるということによる。ロック回路１６２は、バンドパスフィルタ１６１の出力を最小にするように、角度バイアス回路１６３によって生成されるバイアスを制御する。このような構成において、直交位相角がＱＰＳＫ変調に対して最適化される。

図２Ａ、２Ｂおよび２Ｃの特性は、ＡＢＣ回路１２０によって制御されるＩＱ変調器１１０の３つのバイアスと、どんな条件であっても、一致する。このことは、ＡＢＣ回路１２０は起動時または再起動時におけるＱＰＳＫ変調に対する最適条件を見つけることができることを意味する。さらに、図１に示した光送信器１０００の動作中におけるバイアスの変動に対して、ＡＢＣ回路１２０はこれらの変動を補償し、ＩＱ変調器１１０のバイアスを最適条件に維持することができる。

図２Ｄは、図１に示した光送信器１０００によって生成されるＱＰＳＫ光信号１９９のシミュレーションしたアイダイアグラムであり、この時の条件は、光送信器１０００は最適なバイアス状態で３２ＧｂａｕｄのＱＰＳＫ信号を出射しており、ＩＱ変調器１１０はＡＢＣ回路１２０によって制御されているというものである。

図２Ｅは、光信号１９９のシミュレーションした軌跡を表わすコンスタレーション図である。図２Ｆは、シンボルの中心でサンプリングした、図２Ｅに示した軌跡の点を表わすコンスタレーション図である。ＱＰＳＫ変調の４つの可能なシンボルは、正しく位置付けられ分離されている。ＡＢＣ回路１２０によって、起動時または再起動時および動作中において、ＩＱ変調器１１０を最適条件に制御することができる。

次に、ＱＡＭ方式に対するシミュレーション結果を以下に説明する。図３は、ボーレートが３２Ｇｂａｕｄである６４ＱＡＭとした変調方式に対する、図１に示した光送信器１０００のシミュレーション結果の集合である。ＩＱ変調器１１０およびＡＢＣ回路１２０のディザ周波数は、図２に示したＱＰＳＫ方式に対するものと同じものを選んだ。しかしながら、符号器１０１は２つのディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）を備えている。ＤＡＣは論理２値データ列１００を８レベルの電気信号に変換する。この多値電気信号はドライバ１０２および１０３によって増幅され、そして６４ＱＡＭによってＣＷ光を変調するために、多値駆動信号がＩＱ変調器１１０に供給される。ドライバ１０２および１０３により出力される駆動信号は、Ｖｐｉの２倍のピーク・トゥ・ピーク振幅を有する。この駆動条件は、異なるレベル間の適切な差異を備えた場合、６４ＱＡＭ方式にとって理想的である。

図３Ａは、Ｖｐｉによって規格化した子ＭＺＭ１１１のＤＣバイアスに対するバンドパスフィルタ１４１の出力を表わす折れ線グラフである。このシミュレーションの条件は、Ｑ側のＤＣバイアスはＶｐｉであり、直角位相角度は９０度である。図３Ｂは、バンドパスフィルタ１４１の出力と発振器１３１によって生成されたディザリング正弦波信号との間の位相差を表わす折れ線グラフである。図３Ｃは、ＤＣバイアスがＩおよびＱ−子ＭＺＭにおけるＶｐｉに設定されている場合の直交位相角に対する、バンドパスフィルタ１６１の出力を表わす折れ線グラフであ。これらの結果は図２に示された結果と等しく、Ｑ側のＤＣバイアスがＶｐｉに設定され、直角位相角度が９０度に設定されている場合には、ＡＢＣ回路１２０はＶｐｉの近傍でＤＣバイアスを制御することができることを示している。

図３Ｄは、ＩＱ変調器がＡＢＣ回路１２０に対する理想的な条件に設定される場合における、６４ＱＡＭ光信号１９９のシミュレーションした光波形である。図３Ｅは、同じ条件で光信号１９９のシンボルの中心でサンプリングしたポイントを表すコンスタレーション図である。図３Ｅに示すように、６４個の異なる取り得るシンボルが存在し、これらは均等に分離して８×８の格子状に位置している。これらの結果は、ＤＣバイアスがＩＱ変調器の動作中に理想的な条件に近接している場合には、ＡＢＣ回路１２０は６４ＱＡＭ方式に従って動作しているＩＱ変調器１１０を制御することができることを示す。

しかしながら、ＱＡＭ方式ではＱＰＳＫと比較して振幅が一定ではないことから、バイアス条件が理想的な条件とは異なる場合、モニタ信号に他の極小点が現われる。このようなケースは光送信器の起動時または再起動時に生じる可能性が高い。

以下に、極小点が現われる条件の１つを説明する。
その条件は、Ｉ−ＭＺＭに対するバイアスは０Ｖ、Ｑ−ＭＺＭに対するバイアスはＶｐｉの２倍であり、直角位相角度は４５度に等しく、これらのバイアスがこれらの点の近傍で変動するというものである。図３Ｆは、バンドパスフィルタ１４１の出力の振幅を表わす折れ線グラフである。図３Ｇは、バンドパスフィルタ１４１の出力と発振器１３１による基準正弦波信号出力との間の位相差を表わす折れ線グラフである。図３Ｆに示すように、モニタ信号の振幅はバイアス条件が０Ｖである時に極小となる。この点における位相の変化によれば、これはＡＢＣ回路に対して安定した状態である。

同様に、図３Ｈは、もう一つの制御回路１５０が備えるバンドパスフィルタの出力の振幅を表わす折れ線グラフである。図３Ｉは、発振器１３２によって生成される基準正弦波信号とバンドパスフィルタの出力との間の位相差を表わす折れ線グラフである。この場合、図３Ｈに示すように、Ｖｐｉの２倍のバイアス条件において振幅は極小となる。この点における位相変化は、この点がＡＢＣ回路にとって安定した状態であることを示している。最後に、図３Ｊは、直交位相角に対するバンドパスフィルタ１６１の出力を表わす折れ線グラフである。この場合、４５度の角度で特性が極小となるので、４５度の角度が安定条件となる。したがって、ＱＡＭ方式とすることにより、モニタ信号の局所的な極小点が現われるが、このときの条件はＩ−ＭＺＭに対するバイアスが０Ｖであり、Ｑ−ＭＺＭに対するバイアスが２Ｖｐｉであり、また、直交位相角が４５度に等しいというものである。

図３Ｋは、理想的な条件とは異なる上述したバイアス条件における６４ＱＡＭ光信号１９９のシミュレーションした光波形である。図３Ｌは、同じ条件において６４ＱＡＭ光信号１９９のシンボルの中心でサンプリングした点を表すコンスタレーション図である。いくつかのシンボルは重なっており、これらの信号は正しく復調することができないので、６４ＱＡＭ方式はこれらの条件では正しく機能しないことは明らかである。したがって、光送信器がこれらのバイアスの周辺で起動または再起動したときには、温度条件および変調器の状態によって、ＡＢＣ回路がバイアスを局所的な極小点に収束させ、変調が正しく行なわれないことになる。

局所的な極小点が存在するのは、これらの条件に制限されない。図３Ｍは、別の局所的な極小点を有するコンスタレーション図であり、このときの条件は、Ｉ−ＭＺＭに対するバイアスが０．５Ｖｐｉであり、Ｑ−ＭＺＭに対するバイアスが０．２Ｖｐｉであり、また、直交位相角は４５度に等しいしいというものである。また、これらの極小点が存在することは６４ＱＡＭ方式に限らない。振幅レベルが多数ある１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、１２８ＱＡＭ、２５６ＱＡＭおよび５１２ＱＡＭなどの種々の指数を持ったＱＡＭ方式に対しても、他の局所的な極小点が存在する。

次に、本実施形態による光送信器について説明する。図４は、本実施形態による光送信器の概略図である。光送信器４００は、論理２値データ列４９８に従って、送信器の変調方式で変調された光信号４９９を出射する。光送信器４００は、論理２値データ列４９８に従ってｘＱＡＭ方式で変調された光信号４９９を出射するｘＱＡＭ送信器とすることができる。ここで、ｘはＱＡＭ指数を表わし、ｘは例えば６４ＱＡＭ方式に対しては６４である。レーザ４０４は、光変調器としてのＩＱ変調器４１０によって変調される連続波（ＣＷ）光を出射する。ＩＱ変調器４１０は、図１に示したＩＱ変調器１１０と同じものとすることができる。自動バイアス制御（ＡＢＣ）回路４２０はＩＱ変調器４１０の３つのＤＣバイアスを、ＩＱ変調器４１０に含まれる集積モニタＰＤの出力に従って制御する。３つのＤＣバイアスとは、Ｉ−子ＭＺＭを制御するＤＣバイアス、Ｑ−子ＭＺＭを制御するＤＣバイアス、および直角位相角度を制御するＤＣバイアスである。符号器４０１は、データ符号部４０５およびディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）４０６、４０７を備える。データ符号部４０５は、論理２値データ列４９８を２つのサブストリームに分岐し、このサブストリームは、ＤＡＣ４０６および４０７に与える多値信号を生成するために符号化される。ＤＡＣ４０６および４０７の出力は、ＩＱ変調器４１０が備えるＩおよびＱ−子ＭＺＭをそれぞれ駆動する電気信号を生成するために、それぞれのドライバ４０２および４０３よって増幅される。

光送信器４００は、タイマ４７１とスイッチ部４７２を含むドライバ制御部４７０を備える。タイマ４７１は、あらかじめ定められた時間Ｔｓｗｉｔｃｈに従ってスイッチ部４７２を制御する。この時間Ｔｓｗｉｔｃｈは光送信器４００の起動時刻あるいは再起動時刻から測定され、ＡＢＣ回路４２０が収束するのに十分な時間を保つように設計される。スイッチ部４７２は、光送信器４００の起動時または再起動時にドライバ４０２および４０３が確実にオフ状態になっているようにする。タイマ４７１は時間Ｔｓｗｉｔｃｈを計測した時に、スイッチ部４７２を起動し、続いて、スイッチ部４７２がドライバ４０２および４０３をオン状態にする。

次に、本実施形態による光送信器の制御方法について説明する。図５は、図４に示した光送信器４００の制御方法を示すフローチャートである。以下では図５を参照して、光送信器４００の動作の一例を説明する。本実施形態では、光送信器４００として６４ＱＡＭ方式で１３２Ｇｂ／ｓの送信器を用いた。したがって、この送信器は２２Ｇｂａｕｄで動作する。論理２値データ列４９８は、転送速度の総計が１３２Ｇｂ／ｓである２値データ列である。データ符号部４０５の各出力の転送速度の総計は６６Ｇｂ／ｓである。ＤＡＣ４０６および４０７は２２Ｇｂａｕｄの８値の電気信号を生成する。

起動時にはまず、光送信器４００がオン状態にされ、その起動シーケンスが始動する。スイッチ部４７２はドライバ４０２および４０３をオフ状態に維持（図５の中のテップＳ４０１）、すなわち、ドライバの出力電圧値を一定に維持する。その結果、連続波光の光振幅は一定に維持される。この時点で、レーザ４０４およびＩＱ変調器４１０と同様に、ＡＢＣ回路４２０はオン状態である。しかしながら、ドライバ４０２および４０３がオフ状態に維持されているので、それらの出力はナル状態である。この状態で、ＡＢＣ回路４２０はＩＱ変調器４１０のＤＣバイアスを制御する。上述したように、ＩＱ変調器４１０の起動時には、６４ＱＡＭ方式で出現する局所的な極小点のために、そのＤＣバイアスが誤って設定されることがあり得る。しかしながら、変調データはナル状態、すなわち、一定であるので、ＡＢＣ回路４２０は子ＭＺＭのＤＣバイアスをそれらの最小伝搬点Ｖｐｉに収束させることができる。このＶｐｉはＩＱ変調器４１０の最適な動作点の値に対応する直流バイアスの電圧値であり、また６４ＱＡＭに対する最適な設定点である。ＩおよびＱの子ＭＺＭに対する最適な動作ＤＣバイアスは２＊Ｖｐｉを法とするＶｐｉであり、これはマッハ・ツェンダー干渉計が相殺的干渉となるように設定するバイアスである。ＩとＱ−ＭＺＭとの間の直角位相角度を制御するバイアスに対する最適な動作点は、１８０度を法として９０度の位相差に対応する電圧である。

タイマ４７１は光送信器４００の起動時刻からの経過時間を計測し、経過時間がＴｓｗｉｔｃｈに達したかどうかを判断する（ステップＳ４０２）。Ｔｓｗｉｔｃｈ経過した時刻では（ステップＳ４０２／Ｙｅｓ）、ＡＢＣ回路４２０はＤＣバイアスを既に収束し終えている。タイマ４７１はＴｓｗｉｔｃｈに達したことをスイッチ部４７２に伝達する。その後、スイッチ部４７２はドライバ４０２および４０３をオン状態にする（ステップＳ４０３）。この時、ＩＱ変調器４１０は６４ＱＡＭ方式に従って光を変調し始める。子ＭＺＭのＤＣバイアスはそれらの最適点に既に達しているので、ＡＢＣ回路４２０は動作中におけるＤＣバイアスのドリフトに追随することができる。さらに、この状態で、ＡＢＣ回路４２０は局所的な極小に陥ることなく、直交位相角を最適な設定である９０度に制御することができる（ステップＳ４０４）。このようにして、光送信器４００の起動シーケンスが終了し、ＩＱ変調器４１０のＤＣバイアスがＱＡＭ変調に対して正しく設定される。その結果、光送信器４００の動作中に、ＡＢＣ回路４２０はＤＣバイアスのいかなる変動にも追随することが可能である。

また、図５に示したシーケンスは、送信器４００の再起動時に適用することができる。その場合、光送信器４００の再起動シーケンスが終了してＩＱ変調器４１０のＤＣバイアスが正しく設定される。その結果、光送信器４００の動作中に、ＡＢＣ回路４２０はＤＣバイアスのいかなる変動にも追随することが可能である。

本実施形態の別の実装形態では、データ符号器４０５を適切に設定することにより、図４に示した光送信器４００のＱＡＭ方式の指数を設定することができる。例えば、始動時の変調方式として２５６ＱＡＭを選択することができる。この実装形態において、図５に示したフローチャートによれば、光送信器４００は選択された変調方式とは関係なく、正しく始動し動作することが可能になる。

上述したように本実施形態によれば、光送信器は、ＱＡＭ方式に用いられるＩＱ変調器によって、安定した高信頼性の変調光信号を出射することができる。これは、起動時に一定状態またはナル状態の変調データを用いることによって、ＩＱ変調器のＤＣバイアスが最小伝搬点に収束することが可能となるからである。言いかえれば、ＱＡＭ方式のＡＢＣ回路に用いられるモニタ信号が局所的な極小に至らないようにすることができる。したがって、本実施形態によれば、変調動作の正確で高信頼な起動が可能になる。さらに、いったん起動シーケンスが完了すると、ＡＢＣ回路が制御することによって、正確な動作が可能になる。また、光搬送波と干渉し得る他の光を用いる必要がない。最後に、ＱＰＳＫ方式だけでなく、任意の指数のＱＡＭ方式にも本実施形態を用いることができる。

さらに、本実施形態による光送信器を簡易な既製の電子機器によって実装することが可能であり、したがって費用効率が高い。その上、この光送信器は小さな設置面積で実装することができるので、小型化することができる。

［第２の実施形態］
図６は、第２の実施形態による光送信器の概略図である。光送信器６００はｘＱＡＭ送信器であり、論理２値データ列６９８に従ってｘＱＡＭ方式で変調された光信号６９９を出射する。ここで、ｘはＱＡＭ指数を表わす。符号器６０１は図４に示した符号器４０１と同じである。符号器６０１はデータ符号器と２個のＤＡＣを備え、ドライバ６０２および６０３によって増幅された後にＩＱ変調器６１０を駆動する多値電気信号を生成する。ＩＱ変調器６１０は、ＩおよびＱ駆動信号に従ってレーザ６０４が出射するＣＷ光を変調する。ドライバ６０２および６０３はスイッチ部６７２によってオフ状態にすることができる。スイッチ部６７２はドライバ６０２および６０３に電圧を供給するように命令する。スイッチ部６７２は制御部６３０によって制御される。制御部６３０は電気回路で作られており、マイクロプロセッサーを備えることができる。

ＡＢＣ回路６２０はＩＱ変調器６１０の３個のＤＣバイアスを制御する。ＩＱ変調器６１０に集積されているモニタＰＤの出力は、分配器６７４によって分岐される。分配器６７４の出力の１つは、ＩＱ変調器６１０のＤＣバイアスを制御するために、ＡＢＣ回路６２０によって用いられる。分配器６７４のもう一つの出力は、ＩＱ変調器６１０における直交位相角を制御するために設定されるＤＣバイアス値と関連付けて、角度分析器６７３によって記録される。角度分析器６７３は制御部６３０によって制御される。さらに、角度分析器６７３は、直交位相角を制御するために最も適切なＤＣ電圧を、ＡＢＣ回路６２０に伝達する。ＡＢＣ回路６２０が図１に示したＡＢＣ回路１２０と同様である場合、直交位相角を制御するバイアスについての適切な情報は、角度バイアス回路１６３と同様の角度分析器６７３によって与えられる。

スキャン回路６７５は種々のＤＣ電圧を生成し、制御部６３０によって制御される。スキャン回路６７５の出力は角度分析器６７３に接続される。角度分析器６７３は、ＩＱ変調器６１０のモニタＰＤから分岐された信号である分配器６７４の出力を受け取るのと同時点における、スキャン回路６７５の出力を記録する。スキャン回路６７５の出力スイッチ６７６にも接続される。スイッチ６７６は、スキャン回路６７５によって生成された電圧あるいはＩＱ変調器６１０の直交位相角を制御するためにＡＢＣ回路６２０によって生成されるＤＣバイアスのいずれかを、その出力として選択することができる。スイッチ６７６もまた制御部６３０によって制御される。制御部６３０はまた、ＡＢＣ回路６２０をオン状態またはオフ状態にスイッチすることができ、また、ＤＣバイアスを制御するためにＡＢＣ回路６２０によって生成された誤差信号をモニタする。ここで、誤差信号は、その大きさ又は位相が実際の受信値と基準値との差に比例する信号として定義される。

図７は、本実施形態による光送信器６００の制御方法を示すフローチャートである。図７に示したシーケンスによって、図６に示したｘＱＡＭ送信器を正しく起動することができる。光送信器６００に電源が供給されるか又は再起動されると、制御部６３０は、ドライバ６０２および６０３の電源供給を下げることによって、それらをオフ状態にするように、スイッチ部６７２に命じる（図７のステップＳ６０１）。同様に、制御部６３０はＡＢＣ回路６２０の電源供給を下げる（ステップＳ６０２）。制御部６３０はスイッチ６７６がスキャン回路６７５の出力を選択するように設定する（ステップＳ６０３）。

その後、制御部６３０は、スキャン回路６７５に適切な電圧範囲Ｖｑａｄの内のＮ＋１個の電圧値ＶＱのそれぞれを取るように命じる。適切な電圧範囲Ｖｑａｄは、ＩＱ変調器６１０における直交位相角に対して１８０度の位相差を生成することができるように選定することができる。これらの電圧値の数は、ほぼ５程度とすることができる。ＶＱ値のそれぞれに対して、角度分析器６７３は低速アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）を用いて、ＶＱ値とＩＱ変調器６１０が備えるモニタＰＤの対応するレベルであるＶｍｏｎを記録する。これらの値を、角度分析器６７３が備える揮発性メモリに記録することができる（ステップＳ６０４）。その後、制御部６３０は、角度分析器６７３に記録されたＶｍｏｎ値をスキャンし、最大値および最小値を求めるように命じる（ステップＳ６０５）。角度分析器６７３は、最大のＶｍｏｎおよび最小のＶｍｏｎに対応する電圧ＶＱの平均である平均電圧ＶＨａｌｆを生成する（ステップＳ６０６）。この平均電圧は、ＩＱ変調器６１０の直交位相角を約９０度に設定するのに必要なＤＣバイアスにほぼ相当する。これは、ＩＱ変調器における建設的干渉（０度の直交位相）であるという判断とＩＱ変調器における相殺的干渉（１８０度の直交位相）であるという判断との中間である。制御部６３０はＶＨａｌｆを読み取り、ＶＨａｌｆをスキャン回路６７５に設定する（ステップＳ６０７）。

その後、制御部６３０はＡＢＣ回路６２０をオン状態に設定し（ステップＳ６０８）、スイッチ部６７２にドライバ６０２と６０３をオン状態にするように命令する（ステップＳ６０９）。ＡＢＣ回路６２０はＩＱ変調器６１０のＩおよびＱ−子ＭＺＭに対するＤＣバイアスを制御するが、その一方で、ＩＱ変調器６１０における直交位相角は約９０度に維持される。この構成では、ＡＢＣ回路６２０はＱＡＭ方式に起因する不適切である局所的な極小に陥ることなく、子ＭＺＭに対する適切なＤＣバイアスを見つけることができる。

制御部６３０は、子ＭＺＭに対するＤＣバイアスの誤差信号をＡＢＣ回路６２０に問い合わせる。ＡＢＣ回路６２０が図１に示したＡＢＣ回路１２０と同様である場合は、問い合わされる誤差信号は、位相比較器１４２の出力および制御回路１５０における対応する信号である。制御部６３０はＤＣバイアスの誤差信号が収束したかどうかを判断する（ステップＳ６１０）。誤差信号が、ＤＣバイアスが収束したかどうかを考慮して選定された閾値以下である場合（ステップＳ６１０／Ｙｅｓ）、制御部６３０は、ＩＱ変調器６１０の直交位相角を制御するＤＣバイアスとしてＶＨａｌｆを印加するようにＡＢＣ回路６２０に命令する（ステップＳ６１１）。ＡＢＣ回路６２０が図１に示したＡＢＣ回路１２０と同様である場合は、角度バイアス回路１６３の出力がＶＨａｌｆに設定される。その後、制御部６３０は、ＡＢＣ回路６２０の直交位相角を制御するためのＤＣバイアスを選択するように、スイッチ６７６に命令する（ステップＳ６１２）。この構成において、ＡＢＣ回路６２０は、ＩＱ変調器６１０における直交位相角を有効に制御して約９０度に設定することができ、ＱＡＭ方式に起因する不適切である局所的な極小が発生しないことを確実にしている（ステップＳ６１３）。

いったん光送信器６００の起動シーケンスが完了すると、ＩＱ変調器６１０のＤＣバイアスは正しく設定される。光送信器６００の動作中に、ＡＢＣ回路はすべてのバイアス変動に追随することができる。

本実施形態の別の実装形態では、ＶＨａｌｆをＡＢＣ回路６２０に印加するタイミングは、ＡＢＣ回路６２０の誤差信号を問い合わせることに替えて、図４に示したタイマ４７１と同様なタイマによって決定することができる。

図８は、本実施形態による光送信器６００の別の制御方法を示すフローチャートである。図８に示すシーケンスによって、図６に示したｘＱＡＭ送信器を正しく起動することが可能になる。光送信器６００の電源が投入されるか再起動されると、制御部６３０はドライバ６０２および６０３をオフ状態にするようにスイッチ部６７２に命じる（図８のステップＳ６２１）。制御部６３０は、ＡＢＣ回路６２０の電源供給を停止する（ステップＳ６２２）。制御部６３０は、スイッチ６７６がスキャン回路６７５の出力を選択するように設定する（ステップＳ６２３）。

その後、制御部６３０は、適切な電圧範囲Ｖｑａｄ内にあるＮ＋１個の電圧値ＶＱのそれぞれ１つを取るようにスキャン回路６７５に命令する。各ＶＱ値に対して、角度分析器６７３はＶＱ値とＩＱ変調器６１０が備えるモニタＰＤの対応するレベルＶｍｏｎを記録する。これらの値を角度分析器６７３が備える揮発性メモリに記録することができる（ステップＳ６２４）。その後、制御部６３０は、記録されているＶｍｏｎ値をスキャンし、最大値および最小値を求めるように角度分析器６７３に命令する（ステップＳ６２５）。角度分析器６７３は、最大のＶｍｏｎおよび最小のＶｍｏｎに対応する電圧ＶＱの平均である電圧ＶＨａｌｆを生成する（ステップＳ６２６）。この電圧は、ＩＱ変調器６１０における直交位相角を約９０度に設定するために必要なＤＣバイアスにおおよそ一致する。制御部６３０はＶＨａｌｆを読み取り、ＶＨａｌｆをスキャン回路６７５に設定する（ステップＳ６２７）。

次に、制御部６３０はＡＢＣ回路６２０をオン状態に設定する（ステップＳ６２８）。ＡＢＣ回路６２０は、ＩＱ変調器６１０のＩおよびＱ−子ＭＺＭに対するＤＣバイアスを制御するが、その一方で、ドライバ６０２および６０３は電源が停止されているので、変調信号の振幅は一定状態あるいはナル状態に依然として維持されている。この構成では、ＡＢＣ回路６２０はＱＡＭ方式に起因する不適切である局所的な極小に陥ることなく、子ＭＺＭに対する適切なＤＣバイアスを見つけることができる。

制御部６３０は、子ＭＺＭに対するＤＣバイアスの誤差信号をＡＢＣ回路６２０に問い合わせる。制御部６３０は、ＤＣバイアスの誤差信号が収束したかどうかを判断する（ステップＳ６２９）。誤差信号が、ＤＣバイアスが収束したかどうかを考慮して選定された閾値以下である場合（ステップＳ６２９／Ｙｅｓ）、制御部６３０は、ＩＱ変調器６１０の直交位相角を制御するＤＣバイアスとしてＶＨａｌｆを印加するようにＡＢＣ回路６２０に命令する（ステップＳ６３０）。その後、制御部６３０は、ＡＢＣ回路６２０の直交位相角を制御するためのＤＣバイアスを選択するようにスイッチ６７６に命令する（ステップＳ６３１）。この構成において、ＡＢＣ回路６２０は、ＩＱ変調器６１０における直交位相角を有効に制御して約９０度に設定することができ、ＱＡＭ方式に起因する不適切である局所的な極小が発生しないことを確実にしている（ステップＳ６３２）。

その後、制御部６３０は、ドライバ６０２と６０３をオン状態とするようにスイッチ部６７２に命令する（ステップＳ６３３）。その結果、ＩＱ変調器６１０は光搬送波をｘＱＡＭ方式で実際に変調する。この場合も同様に、いったん光送信器６００の起動シーケンスが完了すると、ＩＱ変調器６１０のＤＣバイアスは正しく設定される。光送信器６００の動作中に、ＡＢＣ回路はすべてのバイアス変動に追随することができる。

［第３の実施形態］
図９は、第３の実施形態による光送信器の概略図である。光送信器９００は偏波多重（ＰＭ）ｘＱＡＭ送信器であり、論理２値データ列９９８に従ってｘＱＡＭ方式で変調された光波９９９を出射する。
ここで、ｘはＱＡＭ指数を表わす。光送信器９００はデータ制御部９７０を有し、これはタイマ９７１、データスイッチ９７２および学習パターン生成器９７３を備える。

論理２値データ列９９８はデータスイッチ９７２を通過する。データスイッチ９７２は、論理２値データ列９９８あるいは学習パターン生成器９７３によって生成された固定データシーケンスのいずれかを、その状態に応じて出力する。データスイッチ９７２はタイマ９７１から命令を受け取る。学習パターン生成器９７３が出力するデータパターンは、対応する変調光波信号９９９が３個または４個の取り得る状態を有するように選ばれるが、これらの状態は隣接する状態の間でそれぞれ９０度の位相差を有し、それらのシンボルの中心において一定の振幅を持つものである。

データスイッチ９７２の出力は符号器９０１によって符号化され、符号器９０１はｘＱＡＭ方式で変調するための４個の多値信号を生成する。符号器９０１はデータ符号器９０５を備え、データ符号器９０５は、４個のＤＡＣ９０６、９０７、９０８、９０９によって多値信号に変換される４個のデータ列を生成する。ＤＡＣの出力はドライバ９０２、９０３、９０４、９０５によってそれぞれ増幅される。

レーザ９０４はＣＷ光を出射し、このＣＷ光は偏波保存カプラ（ＣＰＬ）９１３によって分岐される。カプラ９１３の出力の１つは、図１に示したＩＱ変調器１１０と同様なＩＱ変調器９１１に供給される。カプラ９１３の別の出力は、ＩＱ変調器９１１と同様なもう一つのＩＱ変調器９１２に供給される。ＩＱ変調器９１１および９１２の出力は偏波ビーム結合器（ＰＢＣ）９１４によって結合され、この偏波ビーム結合器は入力の一方の偏波を９０度だけ回転させる。ＩＱ変調器９１１、９１２とカプラ９１３と偏波ビーム結合器９１４は、１個の二重偏波（ＤＰ）ＩＱ変調器９１０として１個のパッケージに集積することができる。

ＣＷ光は、ドライバ９０２および９０３によって生成された駆動信号に従って、ＩＱ変調器９１１によってＸ偏波で変調される。Ｙ偏波には、ドライバ９０４および９０５によって生成された駆動信号に従ってもう一つのＩＱ変調器９１２によってＣＷ光が変調される。ＩＱ変調器９１１のＤＣバイアスはＡＢＣ回路９２１によって制御され、もう一つのＩＱ変調器９１２のＤＣバイアスはＡＢＣ回路９２２によって制御される。これらのＡＢＣ回路９２１および９２２は、ＩＱ変調器９１０のＤＣバイアスを制御する１個のＡＢＣ回路９２０として集積することができる。

図１０は、本実施形態による光送信器９００の制御方法を示すフローチャートである。図１０に示したフローチャートのシーケンスによって、図９のＰＭ−ｘＱＡＭ送信器９００を正しく起動することが可能になる。光送信器９００の電源が投入されるか再起動されると、データスイッチ９７２は学習パターン生成器９７３から出力される学習パターンを出力するように設定される（図１０のステップＳ９０１）。タイマ９７１は図４に示したタイマ４７１と同様である。タイマ９７１は光送信器９００の起動時刻からの経過時間を計測し、経過時間がＴｓｗｉｔｃｈに達したかどうかを判断する（ステップＳ９０２）。ここで、Ｔｓｗｉｔｃｈは、Ｔｓｗｉｔｃｈだけ経過する前にＡＢＣ回路９２０が安定状態に達しているように設計されている。時間Ｔｓｗｉｔｃｈが経過した後に（ステップＳ９０２／ＹＥＳ）、データスイッチ９７２は出力を切り替えて論理２値データ列９９８を出力する（ステップＳ９０３）。学習パターン生成器９７３から出力された学習パターンの特性に従って、つまり、ｘＱＡＭ方式に起因する局所的な極小が発生しないことを確実にする学習パターンであるならば、ＡＢＣ回路９２０はＤＰ−ＩＱ変調器９１１および９１２のすべてのＤＣバイアスを起動時に正しく制御することができる。その時点で、光送信器９００はｘＱＡＭデータを出射し、そのＩＱ変調器のＤＣバイアスは起動時における正しい値に設定される。さらに、ＡＢＣ回路は動作中に生じるＤＣバイアスの変動に追随することができる。

図１１は、図９に示した光送信器９００から出射される信号の１つの偏波についてのコンスタレーション図である。変調方式は１６ＱＡＭである。等距離にあり４Ｘ４の格子状に分布した１６個の取り得る状態が存在している。各シンボルの上部における対応する４ビット列はグレイ符号化の一例を表わしている。符号器９０１がこの符号化に従って多値信号を生成すると、１つのコンスタレーション上の出射光シンボルは図１１に示したコンスタレーションに従う。この場合、原点から等距離のシンボルだけを選択することによって、学習パターン生成器９７３が生成する学習パターンを設計することができる。すなわち、これらのシンボルは、例えば、「１０１１」（Ａ）、「００１１」（Ｂ）、「１１１１」（Ｃ）および「０１１１」（Ｄ）の列に相当する。これら４個のシンボルの少なくとも３個のいかなる組み合わせでも使用することができる。例えば、２値ＰＲＢＳ（擬似ランダムビット列）１１パターンの繰り返しを用いることができ、ここでは「００」列は（Ａ）として、「０１」は（Ｂ）として、「１１」は（Ｃ）として、「１０」は（Ｄ）として符号化される。

光送信器９００のＱＡＭ方式の指数は変更することができる。この場合、学習パターン生成器９７３はＱＡＭ方式の設定可能な指数のそれぞれに対して学習パターンのセットを保持しており、対応する学習パターンを出力する。さらに、光送信器９００はＱＰＳＫ方式で変調された光を出射することができる。したがって、適用できる変調方式のいずれに対しても、光送信器９００は起動時にＤＣバイアスが正しく設定される。さらに、動作中にバイアスのドリフトが生じるにもかかわらず、光送信器９００の動作は最適にされている。

光送信器の動作中に、ＤＣバイアスがいったん最適点に達すると、ＡＢＣ回路はＤＣバイアスのドリフトに基本的には追随することができる。しかしながら別の例において、変調器の経年劣化は、ＡＢＣ回路が生成することができる電圧の物理的な限界に近い値に、ＤＣバイアスの一つがドリフトする原因となっている。ＡＢＣ回路は、ＤＣバイアスを生成することができるバイアスの範囲内でドリフトを補償することができるけれども、ＡＢＣ回路がＩＱ変調器の最適な動作値に対応する最も低いＤＣバイアスに収束するように送信器を再起動することは、送信器の寿命をより長くするためには有益かもしれない。この場合、ＱＡＭ変調によって引き起こされる局所的な極小点が存在すると、ＤＣバイアスが再起動後に最適なＤＣバイアス値に収束するのを防げられることになる。

この技術的問題を解決するために、送信器が動作中であり出力電圧値が一定に保たれている間に、ドライバの出力電圧値をある固定値に変更することは有効である。一例として、上述の第１、第２および第３の実施形態として記載した手段は、送信器が動作している間に適用可能である。ＤＣバイアスが最適点に収束した後に、ドライバは通常動作を開始する。すなわち、ドライバは符号器によって生成された電気信号を増幅し、増幅された電気信号を子ＭＺＭに印加する動作を開始する。

この例によれば、送信器の動作中におけるＡＢＣ回路の再起動後に、ＩＱ変調器のＤＣバイアスは最適な動作点に再び収束することができる。

以上、実施形態を参照して本願発明を詳細に開示し説明したが、本願発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、請求項によって定義される本願発明の特徴および範囲から逸脱しない限り、様々な変更をすることができることは当業者によって了解される。

本発明は、多値変調方式を利用する光通信システムに適用することができる。

４００、６００、９００ 光送信器
４０１、６０１、９０１ 符号器
４０２、４０３、６０２、６０３、９０２、９０３、９０４、９０５ ドライバ
４０４、６０４、９０４ レーザ
４１０、６１０、９１１、９１２ ＩＱ変調器
４２０、６２０、９２０ ＡＢＣ回路
４７０ ドライバ制御部
６３０ 制御部
９７０ データ制御部

Claims (10)

1. （ａ）光変調の間に連続波光の光振幅を一定に保持し、
   （ｂ）前記光変調における動作点の値を、前記光変調された光に対して局所的な極小点が存在するモニタ信号を用いて、ステップ（ａ）の間に所定の値に収束させ、
   （ｃ）前記連続波光を、ステップ（ｂ）で収束した前記動作点の値の近傍で、複数の振幅および位相レベルで変調する
   光送信器の制御方法。
2. 請求項１に記載した光送信器の制御方法であって、
   ステップ（ａ）において、光変調のためのドライバの出力電圧値が一定に保持され、
   ステップ（ｂ）において、光変調器の前記動作点の値に対応する直流バイアスの電圧値が、所定の電圧値に収束させられ、
   ステップ（ｃ）において、前記連続波光が、前記光変調器の直流バイアスの前記収束された電圧値の近傍で変調される。
3. 請求項２に記載した光送信器の制御方法であって、
   ステップ（ａ）において、前記ドライバは所定の時間の間、オフ状態に維持され、ナル電圧値を出力し、
   ステップ（ｂ）において、直流バイアスの前記電圧値は、前記所定の時間内に、自動バイアス制御方法によって前記光変調器の最小伝搬点に収束させられ、
   ステップ（ｃ）において、前記ドライバがオン状態にされ、前記光変調器は直交振幅変調方式に従って前記連続波光を変調する。
4. 請求項１に記載した光送信器の制御方法であって、
   ステップ（ａ）において、光変調のためのドライバの出力電圧値が一定に保持され、
   ステップ（ｂ）において、光変調器の前記動作点の値に対応する直流バイアスの誤差信号が、自動バイアス制御方法によって収束させられ、
   ステップ（ｃ）において、前記連続波光が、ステップ（ｂ）で決定された前記光変調器の前記直流バイアスの近傍で変調される。
5. 請求項１に記載した光送信器の制御方法であって、
   光変調器からの出力の最大値および最小値に対応する直流バイアスを求め、
   前記直流バイアスの平均電圧を、光変調における直交位相角を制御する直流バイアスとして印加すること、をさらに含む。
6. 請求項１に記載した光送信器の制御方法であって、
   ステップ（ａ）において、前記連続波光は固定のデータ列を用いることによって変調され、前記固定のデータ列は、前記データ列に従って変調された光信号が、変調されたシンボルの中心で一定の振幅を有するように選定され、前記データ列に従って変調された光信号の少なくとも２個の連続するシンボルが９０度の位相差を有する。
7. 連続波光を出射するレーザと、
   前記連続波光を変調する光変調器と、
   前記光変調器の直流バイアスの電圧値を制御する自動バイアス制御回路と、
   論理２値データを符号化し、多値信号を出力する符号器と、
   前記多値信号を増幅し、それによって前記光変調器を駆動するドライバ、とを有し、
   前記自動バイアス制御回路は、前記光変調された光に対して局所的な極小点が存在するモニタ信号を用いて、前記光変調器から出力される前記連続波光の光振幅が一定に保持されている間に、前記電圧値を所定の値に収束させ、
   前記光変調器は、前記収束した電圧値の近傍において、複数の振幅および位相レベルで、前記連続波光を変調する
   光送信器。
8. 請求項７に記載した光送信器であって、
   前記光送信器の最新の起動時間および再起動時間のいずれかからの経過時間を計測し、前記経過時間が所定の時間に達した後に前記ドライバをオン状態にするドライバ制御部をさらに含む。
9. 請求項７に記載した光送信器であって、
   前記連続波光の光振幅が一定に維持されるように前記ドライバをオフ状態とし、前記電圧値が前記所定の値に収束した後に前記ドライバをオン状態とするスイッチ部と、
   前記光変調器からの出力の最大値および最小値に対応する直流バイアスを求め、前記直流バイアスの平均電圧を前記光変調器における直交位相角を制御する直流バイアスとして印加するように、前記自動バイアス制御回路に命令する制御部、とをさらに含む。
10. 請求項７に記載した光送信器であって、
    前記符号器に固定のデータ列を出力するデータ制御部をさらに有し、
    前記固定のデータ列は、前記データ列に従って変調された光信号が、変調されたシンボルの中心で一定の振幅を有するように選定され、前記データ列に従って変調された光信号の少なくとも２個の連続するシンボルが９０度の位相差を有する。

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