JP6819615B2 - 光送信器およびその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、光送信器およびその制御方法に関し、特に、多値変調方式を用いる光送信器およびその制御方法に関する。

光ファイバー通信による情報伝送に対する需要の増大に対応した、光ファイバー通信への投資を最適化する方法の一つは、送信される情報に対してより効率的な変調方式を採用することにより、スペクトル効率を増加させることである。スペクトル効率を増加させるため、より大容量の光通信システムでは４位相偏移変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：ＱＰＳＫ）に基づいた変調方式が開発されてきた。ＱＰＳＫ方式においては、情報は４種類の位相レベルに符号化される。よって、送信される１シンボル当たり２ビットの２値信号を符号化することができる。ＱＰＳＫ変調技術によれば、従来のオンオフキーイング（Ｏｎ Ｏｆｆ Ｋｅｙｉｎｇ：ＯＯＫ）で実現していた１サンプル当たり１ビットの情報伝送に対し、同じ光スペクトルの必要帯域幅で２倍の情報を送信することができる。

１チャンネルのスペクトラム効率を向上させることにより更に通信容量を増加させることが可能な技術として、直交振幅変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＱＡＭ）技術がある。ＱＡＭ方式では、シンボルは位相レベルと振幅レベルに符号化され、直交位相における多値変調の組み合わせとして構成される。例えば、１６ＱＡＭ方式では情報は１６レベルに、すなわち１シンボル当たり４ビットの２値符号に変換される。これによって、光スペクトル効率をＱＰＳＫ方式と比較して２倍に増大させることができる。このようなＱＡＭ方式は通信回線容量を増加させる効率的な方法である。

ＱＡＭ方式は光ＩＱ変調器を用いて実現することができる。ＩＱ変調器においては、電気信号によって２個の独立したマッハ・ツェンダーデバイスが駆動される。これらは子マッハ・ツェンダー変調器（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ：ＭＺＭ）と呼ばれる。子ＭＺＭは同じ光搬送波の位相および強度を変調する。２個の子ＭＺＭの出力のうち、一方の光位相は再結合される前に相対的に９０度だけ遅らせられる。子ＭＺＭの出力間の位相遅れは直交位相角と呼ばれ、理想的には１８０度法での９０度である。このようなＩＱ変調器はＱＡＭ変調方式およびＱＰＳＫ変調方式において使用されている。ＩＱ変調器は、ＱＡＭ変調を実現するための効率的で実証された方法を提供している。

しかしながら、ＩＱ変調器には温度変化あるいは装置の経年劣化による直流（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ：ＤＣ）バイアスのドリフトが存在することが知られている。ここで、ドリフトの影響を受けるバイアスは３種類存在する。すなわち、２個の子ＭＺＭのそれぞれのＤＣバイアス、および子ＭＺＭの出力間の角度を直交位相角に設定するために用いられるＤＣバイアスである。このことはＱＰＳＫ方式について既に知られており、また、同じ構造を有する変調器を使用する場合にはＱＡＭ方式についても存在することが知られている。ＤＣバイアスにドリフトが生じると、変調器を不正確に動作させることになり、これによって送信信号の劣化が引き起こされる。その結果、受信部における信号の品質の低下、あるいは最悪の場合には受信信号の復号が不可能となる。ＯＯＫ、位相偏移（Ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：ＰＳＫ）変調、およびＱＰＳＫに対しては、ＤＣバイアスの変化を補償する自動バイアス制御（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｂｉａｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＢＣ）回路を用いて変調器のバイアスを制御する。これにより、上記の問題は解決されている。

このような、ＱＰＳＫ変調方式による光変調器の制御方法の一例が特許文献１に記載されている。ＱＰＫＳ変調方式では、光変調器の駆動電圧対光強度特性の山、谷、山を用いる２×Ｖπの振幅を持った電気信号で、光変調器のＩアームおよびＱアームの位相変調を行っている。ここで、Ｖπは光変調器の位相をπ変化させる電圧であり、半波長電圧とも言われる。特許文献１には、駆動信号振幅に周波数ｆ０の低周波信号（以下では、ディザ信号、ｄｉｔｈｅｒ信号とも言う）を重畳し、光変調器のバイアス電圧を制御する方法が記載されている。

一方、近年、光通信においてＱＰＳＫ方式ではナイキスト変調が行われるようになってきた。ナイキスト変調とは、光変調器の電気駆動波形に対して、ナイキスト周波数のみを通過させる低域通過フィルタを介して帯域制限を行った後に、光変調を行うものである。ここで、ナイキスト周波数とは、変調信号のボーレート（ｂａｕｄ−ｒａｔｅ）の１／２の周波数である。実際に使用される低域通過フィルタは、そのロールオフ係数αが約０．１程度に設定される。この帯域制限の結果、光変調された光スペクトラムを低域通過フィルタ適用前の状態に比べ半分に狭くできる。その結果、光波長分割多重（Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＷＤＭ）伝送では波長間隔を縮小することができるので、ＷＤＭ伝送装置の容量を拡大することが可能になる。このように、ナイキスト変調はＷＤＭ伝送において利点があるが、その駆動信号は従来の２値のデジタル信号ではなく、アナログ的な波形が合成された電気信号となる。このようなアナログ的な電気信号には、１６ＱＡＭやＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式等による場合も含まれる。駆動信号がこのようなアナログ的な信号になった場合、特許文献１に記載された手法によっては、光変調器のバイアス制御を行うことはできない。

上述したアナログ的な駆動信号を用いる場合であっても光変調器のバイアス制御が可能な光送信器の一例が特許文献２に記載されている。特許文献２に記載された光送信器では、誤差信号極性選択部を設けることにより、アナログ的な駆動信号の平均変調度に応じて誤差信号に対する極性を適切に選択する構成としている。具体的には、平均変調度が５０％より大きい場合には、誤差信号極性選択部は極性の非反転を選択する。一方、平均変調度が５０％未満である場合には、誤差信号極性選択部は極性の反転を選択する。そして、バイアス制御部が誤差信号極性選択部で選択された極性をもつ誤差信号に基づいて、光変調器のバイアス電圧の制御を行うこととしている。

しかしながら、特許文献２に記載された光送信器では、平均変調度が５０％に等しい場合には、バイアス電圧を変化させても平均光出力レベルが変化しなくなるため、バイアス制御を実行することが不可能となる、という問題点があった。このような問題点を解決する技術が特許文献３に記載されている。

図１４に、特許文献３に記載されたＱＰＳＫ用の関連する光送信機１１の構成を示す。関連する光送信機１１は、ＱＰＳＫ変調器８、モニタ部９Ａ、およびバイアス制御部９３Ａを有する。ここで、モニタ部９Ａは、フォトダイオード（ＰＤ）８７、平均光強度モニタ９１、光強度交流成分モニタ９２、Ｉ／Ｖ変換部９４、ｆ０発生部９５、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）９６Ａ、９６Ｂ、および同期検波部９７を備える。

フォトダイオード（ＰＤ）８７はＱＰＳＫ変調器８の出力光の一部を受光する。Ｉ／Ｖ変換部９４は、ＰＤ８７から出力される電流を電圧に変換したモニタ信号を生成する。このモニタ信号は平均光強度モニタ９１および光強度交流成分モニタ９２にそれぞれ入力される。平均光強度モニタ９１は、モニタ信号の平均値を検出する。光強度交流成分モニタ９２は、モニタ信号に含まれる交流成分を検出する。ここで光強度交流成分モニタ９２には、ＲＭＳ（ｒｏｏｔ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ ｖａｌｕｅ：交流実効値）−ＤＣコンバータを用いることができるとしている。

同期検波部９７は、ｆ０発生部９５から入力される低周波信号とＢＰＦ９６Ａおよび９６Ｂから入力されるｆ０成分とを同期検波する。そして、バイアス制御部９３Ａが、同期検波部９７による同期検波によって抽出された各モニタ９１および９２の検出結果を示すｆ０成分のいずれかを選択的に用いて、ＱＰＳＫ変調器８のバイアス制御を行なう構成としている。

すなわち、バイアス制御部９３Ａは、駆動振幅ＶｄがＶπをまたぐ状態の場合、光強度交流成分モニタ９２の検出結果を同期検波部９７で同期検波した結果を用いてバイアス制御を行なう。具体的には例えば、バイアス制御部９３Ａは、光強度交流成分が最小となるようにバイアス電圧を制御することとしている。一方、上記以外の場合には、バイアス制御部９３Ａは、平均光強度モニタ９１の検出結果を同期検波部９７で同期検波した結果を用いてバイアス制御を行なう構成としている。

このように、平均光強度モニタ９１と光強度交流成分モニタ９２とを相互補完的に用いる構成としたことにより、関連する光送信機１１によれば、駆動振幅に依存しないバイアス制御が可能となるとしている。

特許第５４０５７１６号公報 特開２０１３−１１０６２０号公報 特開２０１５−１２５２８２号公報

上述したように、特許文献３に記載されたＱＰＳＫ用の関連する光送信機１１においては、駆動振幅をＶπとした場合、ＱＰＳＫ変調器８の出力光を電気信号に変換した信号には、出力光強度の変動に応じた交流成分が現れる。そして、この交流成分を、光強度交流成分モニタ９２を用いて検出しバイアス制御を行なう構成としている。

しかしながら、このような構成は２値のデジタル変調を行うＱＰＳＫ等の変調方式に対応するものであり、より大容量の伝送が可能となる１６ＱＡＭ等のアナログ信号による変調方式には対応できない。その理由を以下に説明する。

１６ＱＡＭ変調の場合、光変調器に印加される駆動波形は４種類のレベルを有するパルス振幅変調（Ｐｕｌｓｅ−ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＡＭ４）信号であり、従来の２値デジタル信号の中央部にさらに２値のレベルが加わった波形である。このＰＡＭ４の駆動波形によって駆動される光変調器のバイアスがずれた場合には、検出される光強度交流成分はバイアスのズレ量とは一致せず、したがって、信号の最小点が光変調器の最適バイアス点とはならない。その結果、１６ＱＡＭ変調において、駆動振幅ＶｄがＶπをまたぐような、駆動信号振幅を大きくした状態ではバイアス制御を行うことができない。

このように、多値変調信号のようなアナログ信号を用いる光変調では、駆動信号振幅に依存しないバイアス制御が困難であるという問題があった。

本発明の目的は、上述した課題である、多値変調信号のようなアナログ信号を用いる光変調では、駆動信号振幅に依存しないバイアス制御が困難である、という課題を解決する光送信器およびその制御方法を提供することにある。

本発明の光送信器は、レーザ光を駆動信号により変調して光信号を出力する光変調部と、光信号の一部を検出してモニタ信号を出力するモニタ部と、光変調部に、ディザ信号を重畳したバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加部と、モニタ信号から光信号の平均光強度を検出する平均光強度検出部と、モニタ信号から光信号に含まれる最大光強度の波形に重畳したディザ信号である最上部ディザ信号を検出する最上部ディザ信号検出部と、平均光強度と最上部ディザ信号に基づいてバイアス電圧を制御するバイアス電圧制御部、とを有する。

本発明の光送信器の制御方法は、光送信器を構成する光変調部であって、レーザ光を駆動信号により変調して光信号を出力する光変調部に、ディザ信号を重畳したバイアス電圧を印加し、光信号の一部を検出してモニタ信号を生成し、モニタ信号から光信号の平均光強度を検出し、モニタ信号から光信号に含まれる最大光強度の波形に重畳したディザ信号である最上部ディザ信号を検出し、平均光強度と最上部ディザ信号に基づいてバイアス電圧を制御する。

本発明の光送信器およびその制御方法によれば、多値変調信号のようなアナログ信号を用いる光変調においても、駆動信号振幅に依存しないバイアス制御が可能になる。

本発明の第１の実施形態に係る光送信器の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る光送信器の動作を説明するための、マッハ・ツェンダー変調器の光応答特性とＱＡＭ変調時の状態を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る光送信器が備える光変調器による１６ＱＡＭ光変調におけるコンスタレーションを示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る光送信器の動作を説明するための、１６ＱＡＭ変調方式におけるディザ信号の計算結果を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る光送信器の動作を説明するための図であって、１６ＱＡＭ変調時における子ＭＺＭの光応答特性と駆動信号の印加状態を示す図であり、光変調器のバイアスが適正に設定されている場合を示す。 本発明の第１の実施形態に係る光送信器の動作を説明するための図であって、子ＭＺＭによって変調された光強度波形を示す図であり、光変調器のバイアスが適正に設定されている場合を示す。 本発明の第１の実施形態に係る光送信器の動作を説明するための図であって、ＩアームとＱアームの光変調波形が互いに直交している場合における光強度波形を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る光送信器の動作を説明するための図であって、１６ＱＡＭ変調時における子ＭＺＭの光応答特性と駆動信号の印加状態を示す図であり、光変調器のバイアス設定に誤差が発生した場合を示す。 本発明の第１の実施形態に係る光送信器の動作を説明するための図であって、子ＭＺＭによって変調された光強度波形を示す図であり、光変調器のバイアス設定に誤差が発生した場合を示す。 本発明の第１の実施形態に係る光送信器の動作を説明するための図であって、Ｉアームの子ＭＺＭにバイアス設定誤差が発生した場合における光強度波形を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る光送信器の動作を説明するための図であって、図４Ｃに示した光強度波形を包絡線検波した波形を模式的に示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る光送信器の動作を説明するための図であって、１６ＱＡＭ変調時における駆動信号とバイアスズレが発生した場合のレベル位置を示す図であり、バイアスズレが０．１×Ｖπである場合を示す。 本発明の第１の実施形態に係る光送信器の動作を説明するための図であって、１６ＱＡＭ変調時における駆動信号とバイアスズレが発生した場合のレベル位置を示す図であり、バイアスズレが０．３×Ｖπである場合を示す。 本発明の第１の実施形態に係る光送信器の動作を説明するための図であって、１６ＱＡＭ変調時における駆動信号とバイアスズレが発生した場合のレベル位置を示す図であり、バイアスズレが０．６×Ｖπである場合を示す。 本発明の第２の実施形態に係る光送信器の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係る光送信器の動作を説明するための、ディザ信号の包絡線検波出力と同期検波出力の計算結果を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る光送信器の動作を説明するための、適正バイアス条件における光出力を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る光送信器の動作を説明するための、バイアスズレ発生時における光出力を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る光送信器の動作を説明するための、光信号出力のバイアス電圧依存性の計算結果を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る光変調器のバイアス制御方法を説明するためのフローチャートである。 本発明の第３の実施形態に係る光送信器の動作を説明するための、光変調器の光応答特性とＱＰＳＫナイキスト変調の駆動信号を示す図である。 本発明の第３の実施形態に係る光送信器の動作を説明するための、ディザ信号の包絡線検波出力と同期検波出力を示す図である。 本発明の第３の実施形態に係る光送信器の動作を説明するための、ＱＰＳＫナイキスト光変調時の光出力の計算結果を示す図である。 関連する光送信機の構成を示すブロック図である。

以下に、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。

〔第１の実施形態〕
図１は、本発明の第１の実施形態に係る光送信器１００の構成を示すブロック図である。光送信器１００は、光変調部１１０、モニタ部１２０、バイアス電圧印加部１３０、平均光強度検出部１４０、最上部ディザ信号検出部１５０、およびバイアス電圧制御部１６０を有する。

光変調部１１０は、レーザ光１０１を駆動信号により変調して光信号１０２を出力する。モニタ部１２０は、光信号１０２の一部を検出してモニタ信号を出力する。バイアス電圧印加部１３０は、光変調部１１０に、ディザ信号を重畳したバイアス電圧を印加する。平均光強度検出部１４０は、モニタ信号から光信号１０２の平均光強度を検出する。最上部ディザ信号検出部１５０は、モニタ信号から光信号１０２に含まれる最大光強度の波形に重畳したディザ信号である最上部ディザ信号を検出する。そして、バイアス電圧制御部１６０は、平均光強度と最上部ディザ信号に基づいてバイアス電圧を制御する。

このように、本実施形態による光送信器１００は平均光強度検出部１４０と最上部ディザ信号検出部１５０を備え、バイアス電圧制御部１６０が平均光強度と最上部ディザ信号に基づいて光変調部１１０のバイアス電圧を制御する構成としている。そのため、本実施形態の光送信器１００によれば、多値変調信号のようなアナログ信号を用いる光変調においても、駆動信号振幅に依存しないバイアス制御が可能になる。

なお、光変調部１１０の駆動信号には、アナログ波形信号を用いることができる。例えば、駆動信号として、直交振幅変調方式を含む多値変調方式によるアナログ波形信号、およびナイキスト変調方式によるアナログ波形信号、のいずれかを用いることができる。

次に、本実施形態による光送信器１００の動作について詳細に説明する。

まず、光変調器とその変調方法について説明する。図２Ａに、マッハ・ツェンダー変調器（ＭＺＭ）の光応答特性とそのＱＡＭ変調時の状態を示す。ここでは、１６ＱＡＭ方式で光変調を行う場合を例として示す。図２Ｂに、１６ＱＡＭ光変調における光変調器出力のコンスタレーションを示す。

１６ＱＡＭの光変調は、Ｉアームの子ＭＺＭとＱアームの子ＭＺＭに、ＰＡＭ４の電気駆動信号をそれぞれ印加することにより行うことができる。図２Ａには、ＰＡＭ４の電気駆動信号と、ＭＺＭのバイアス制御のためのＤＣバイアスと、バイアス制御に用いるディザ信号との関係を合わせて示す。ＤＣバイアスは、ＰＡＭ４電気駆動信号の中心がＭＺＭの光応答特性のＮｕｌｌ点に一致するように制御され、印加される。図２Ａでは、ＰＡＭ４の信号レベル値をＭＺＭの光応答特性上のＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４の各点で示した。

一方、ディザ信号は時分割制御により印加される場合を示した。図２Ａには正弦波と０ＶのＤＣ電圧との組み合わせからなるディザ信号を示す。この正弦波の周期は、駆動信号のボーレート（ｂａｕｄｒａｔｅ）よりも十分に遅い周期である。具体的には例えば、ボーレートが３２ＧＨｚ周期である場合、ディザ信号の周期としては約１ｋＨｚ程度が選ばれる。図２Ａ中のディザ信号で正弦波が消滅し零出力となる時間帯は、光変調器の別の子ＭＺＭにディザ信号の正弦波が印加されている。光変調器がＩアーム用とＱアーム用の２個の子ＭＺＭと、これらの子ＭＺＭを含む親ＭＺＭ用の位相シフタ部を有する場合には、正弦波信号は３つに時分割され、各子ＭＺＭと位相シフタ部にそれぞれ印加される。

図２Ａに例示した１６ＱＡＭ光変調はいわゆるアナログ変調である。そのため、このアナログの電気信号を光信号に変換する場合には、その線形性やＤＣバイアスの制御誤差を考慮し、アナログ電気信号の駆動振幅をＭＺＭ光応答特性における最大駆動振幅（２×Ｖπ）よりも小さく設定することが望ましい。これにより、Ｌ１点およびＬ４点におけるシンボル歪みを防ぐことができる。一方、光送信パワーを増大するためには、駆動振幅はなるべく大きいほうが良い。このような両者の特性を満足する駆動振幅の設定例を図２Ａに示した。ここでは、Ｌ４点とＬ１点の電圧差を１．６×Ｖπと設定した。しかし、駆動振幅が１．６×Ｖπである場合には、特許文献１に記載された従来の手法ではディザ信号が検出できないという問題が起きる。この理由について、次に説明する。

図２Ｃに、１６ＱＡＭ変調方式におけるディザ信号の計算結果を示す。ディザ信号の検出方法は、特許文献１等に記載されたものと同様の方法である。すなわち、光変調器からの光変調信号の一部をモニタして光電気変換を行った後に、ディザ信号周波数よりも数倍程度広い帯域を有するローパスフィルタによって雑音を除去し、このときのディザ信号の振幅値をディザ強度とした。図２Ｃに示すように、１６ＱＡＭ変調方式におけるディザ強度は、駆動振幅を２．０×Ｖπから１．６×Ｖπと小さくすることにより消滅する方向に向かう。駆動振幅を１．６×Ｖπから更に小さくすると、ディザ信号の位相は逆転し、ディザ振幅は増加に向かう。このような現象は、上述したように特許文献２においても指摘されている。

駆動振幅を１．６×Ｖπに設定した場合にディザ信号が消滅する理由は、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４点における駆動信号上の各ディザ信号が互いに打ち消し合う方向に動くからである。つまり、図２Ａに示した駆動条件で、ディザ信号がプラス電圧方向（図中の右方向）に微小量だけ動いたとすると、光信号の各レベルは、Ｌ１点では減少、Ｌ２点では減少、Ｌ３点では増加、Ｌ４点では増加する方向にそれぞれ動く。そのため、検出されたディザ信号全体の変化は零となる。ここで、ディザ信号が零となるのは、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４の各点におけるディザ信号の全体を観測しているためである。したがって、このような場合であっても、Ｌ４点に関するディザ信号成分だけを切り出すことができれば、バイアス状態に関わるディザ信号を検出することが可能となる。

次に、１６ＱＡＭ光変調信号からディザ信号を抽出する方法について説明する。

図３Ａは、１６ＱＡＭ変調時におけるＩアームの子ＭＺＭの光応答特性と駆動信号（ＰＡＭ４）の印加状態を示した図であり、光変調器のバイアスが適正に設定されている場合を示す。図３Ｂは、ＰＡＭ４信号が適正にバイアスされた場合における、Ｉアーム子ＭＺＭによって変調された光強度波形を示している。光強度波形の上部直線部には、Ｌ１とＬ４のレベルが現れ、下部の直線レベルにはＬ２とＬ３のレベルが対応して現れる。図３Ｃには、ＩアームとＱアームの光変調波形が互いに直交した場合、すなわちＩアームとＱアーム間にπ／２の位相シフトがある場合の光波形を、モニタＰＤ（Ｐｈｏｔｏｄｉｏｄｅ）で観測した強度波形を示す。ここでは説明を簡単にするため、モニタＰＤには帯域制限が無いものと仮定した。図３Ｃに示した波形は、１６ＱＡＭ変調を行う光変調器が適正なバイアスで動作した場合の強度波形である。この強度波形の最上部の直線部分には、１６ＱＡＭに対応した１６個のコンスタレーションの内、４個のコンスタレーション値が重なって現れている。この４個のコンスタレーションをＩ軸とＱ軸の座標で表記すると、（Ｌ４，Ｌ４）、（Ｌ１，Ｌ４）、（Ｌ１，Ｌ１）、（Ｌ４，Ｌ１）となる。

図４Ａに、バイアス設定に誤差が発生した場合のＩアームの子ＭＺＭの駆動状況を示す。この場合、バイアスが図中の右方向にズレたため、Ｌ４点の強度が最大になっている。このようなバイアス誤差発生時におけるＩアーム子ＭＺＭによる光強度波形を図４Ｂに示す。光強度波形には４種類のレベルが直線状で現れる。このうち最上部の直線がＬ４に対応し、順次、Ｌ１、Ｌ３、Ｌ２に対応している。

図４Ｃに、Ｉアームの子ＭＺＭにバイアス設定誤差が発生した場合において、光モニタによって１６ＱＡＭ変調特性を観測したときの光強度波形を示す。ＩアームとＱアームの光変調波形は互いに直交関係にあるが、Ｉアームの子ＭＺＭにはバイアス設定に誤差が発生している。その結果、光モニタからの光強度波形には強度方向に２重線が現れる。特に、光強度波形の上部ではトレースが２本に分離し、その最上部には１６ＱＡＭの１６個のコンスタレーションの内、２個のコンスタレーション値のみが重なって現れる。この２個のコンスタレーションをＩ軸とＱ軸の座標で表記すると、（Ｌ４，Ｌ４）、（Ｌ４，Ｌ１）となる。

ここで、図４Ｃに示した光強度波形の最上部には、Ｉアームでのバイアス誤差に関わるＬ４の情報が混ざっている。この光強度波形をＡＭ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）検波（包絡線検波）することにより、Ｉアーム子ＭＺＭのＬ４の情報のみを取り出すことができる。光強度波形を包絡線検波した波形を図４Ｄに模式的に示す。同図からわかるように、包絡線検波することにより、図４Ｃに示した光強度波形の最上部の波形のみを取り出すことができる。ここで、Ｉアームの変調器のみにディザ信号を印加すれば、この包絡線検波された最上部の波形にはＩアーム変調器におけるバイアス誤差に関わるディザ信号が含まれることになる。なお、特許文献１等に記載された従来の方法では、光モニタによって受光した後にＩ−Ｖ変換を行うことによりパワーを検出している。すなわち、各レベル（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４）の総和を観測する手法としているため、特定のレベル（上述の例ではＬ４）に関するディザ信号だけを取り出すことはできない。

上述したように、包絡線検波によってバイアス誤差発生時のディザ信号を取り出すことが可能である。この包絡線検波には例えば携帯電話用に開発され市販されているＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）を用いることができる。携帯電話用の包絡線検波器は入力帯域がＤＣから６ＧＨｚと広く、包絡線検波後の検波帯域も外部コンデンサを変更することにより２００ＭＨｚからサブＭＨｚまで変えることが可能である。包絡線検波器の入力帯域が６ＧＨｚもあるため、例えば１６ＱＡＭ−３２Ｇｂａｕｄの光変調の光モニタ信号に１２ｂｉｔ連続のＬ４信号が周期的に発生すれば、光モニタ波形を用いて上述した動作が可能となる。その結果、包絡線検波出力からＬ４に関わるディザ信号を抽出することができる。具体的には例えば、ＰＮ系列（ｐｓｅｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍ ｐａｔｔｅｒｎ）１５段の信号を用いた１６ＱＡＭ−３２Ｇｂａｕｄ変調では、包絡線検波器の入力帯域を１ＧＨｚ以下としても包絡線検波器からディザ情報を取り出すことができる。

次に、図５Ａ、５Ｂ，５Ｃを用いて、検出されたディザ信号の振る舞いについて説明する。図５Ａ、５Ｂ，５Ｃはそれぞれ、１６ＱＡＭ変調時におけるＩアーム子ＭＺＭの駆動信号（ＰＡＭ４）とバイアスズレが発生した場合の各レベル（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４）位置を示している。各図中の光変調器応答特性の曲線上の黒丸はバイアス制御されるべき本来の各レベルを表わし、白丸はバイアスズレが発生した場合の各レベルを示している。

図５Ａは、バイアスズレが０．１×Ｖπである場合の各レベルの位置を示しており、Ｌ４が最上点にある。この状態で包絡線検波を行うと、Ｌ４に関わるディザ信号が抽出される。図５Ａに示した場合におけるＬ４のレベルは、ディザ信号が図中の右方向、すなわち光応答特性におけるプラス電圧方向に動くと、その信号強度は増加する。

一方、バイアスズレが無い場合には、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４は図５Ａ中の黒丸点にある。この場合、最上点にある信号レベルはＬ１とＬ４の両方であり、包絡線検波出力にはＬ１とＬ４の信号が現れる。このとき、ディザ信号が右方向に動くと、Ｌ４は増加に、Ｌ１は減少に向かう。つまり、Ｌ４とＬ１の位相関係は逆の関係にあるので信号変動成分は相殺される。その結果、包絡線検波出力にはディザ信号は現れない。

図５Ｂに、バイアスズレが０．３×Ｖπである場合における駆動信号（ＰＡＭ４）と各レベル（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４）位置を示す。この場合、各レベルの中でＬ４が最上点にあるが、このときのＬ４の位置は光応答特性のピーク点を通過した後の位置である。したがって、Ｌ４のレベルはディザ信号が右方向に動くと信号強度は減少を始めることになる。

図５Ｃに、バイアスズレが０．６×Ｖπである場合における駆動信号（ＰＡＭ４）と各レベル（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４）位置を示す。この場合、各レベルの中でＬ３が最上点となる。したがって、包絡線検波を行うとＬ３に関わるディザ信号が現れる。最上点にあるＬ３のポイントは、ディザ信号が右方向に動くと信号強度は増加する。一方、Ｌ４のレベルはディザ信号が右方向に動くと信号強度は減少する。すなわち、Ｌ３のレベルのディザ信号はＬ４のレベルのディザ信号と逆相の動きをする。

上述したように、光変調器のバイアスにズレが発生すると、包絡線検波出力のディザ信号成分が変化する。包絡線検波出力の信号はディザ信号成分を含んでいるので、ディザ信号の周波数信号で同期検波すれば、高感度でディザ信号の振幅と位相状態を検出することができる。同期検波を行うと、光変調器のバイアス設定が適切であれば同期検波出力は零となる。バイアス電圧がプラス電圧方向にずれると、Ｌ４のレベルのディザ信号が支配的となるので同期検波出力はプラスとなる。一方、バイアス電圧がマイナス電圧方向に向かうと、Ｌ１のレベルが支配的となる。ここで、Ｌ１はＬ４と逆相の動きをするため、同期検波出力はマイナスとなる。

以上より、同期検波出力が零となるようにバイアス電圧を制御することによって、１６ＱＡＭ光変調におけるバイアス電圧を制御することが可能になる。しかし、同期検波出力が零となる点は、最適バイアス点のみとは限らない。例えば、図５Ｂと図５Ｃとの間に存在する変曲点においても、同期検波出力は零となる。しかし、この場合はバイアス電圧制御における誤動作点となる。

本実施形態の光送信器１００においては、バイアス電圧制御部１６０が、平均光強度と最上部ディザ信号に基づいてバイアス電圧を制御する構成としているので、上述したバイアス電圧制御の誤動作を防止することが可能である。

ここで、最上部ディザ信号検出部１５０は、モニタ信号を包絡線検波して包絡線検波信号を出力する包絡線検波部と、包絡線検波信号をディザ信号によって同期検波し、最上部ディザ信号を出力する同期検波部、とを備えた構成とすることができる。また、バイアス電圧制御部１６０は、平均光強度が最小となり、最上部ディザ信号が零となるように、バイアス電圧を制御する構成とすることができる。

次に、本実施形態による光送信器の制御方法について説明する。

本実施形態の光送信器の制御方法においては、まず、光送信器を構成する光変調部であって、レーザ光を駆動信号により変調して光信号を出力する光変調部に、ディザ信号を重畳したバイアス電圧を印加する。そして、この光信号の一部を検出してモニタ信号を生成する。このモニタ信号から光信号の平均光強度を検出し、また、このモニタ信号から光信号に含まれる最大光強度の波形に重畳したディザ信号である最上部ディザ信号を検出する。そして、平均光強度と最上部ディザ信号に基づいてバイアス電圧を制御する。

このとき、最上部ディザ信号の検出は、モニタ信号を包絡線検波して包絡線検波信号を取得し、包絡線検波信号をディザ信号によって同期検波することにより最上部ディザ信号を取得することとしてもよい。また、バイアス電圧の制御は、平均光強度が最小となり、最上部ディザ信号が零となるように、バイアス電圧を制御することとすることができる。

上述したように、本実施形態の光送信器１００および光送信器の制御方法においては、平均光強度と最上部ディザ信号に基づいてバイアス電圧を制御する構成としている。そのため、本実施形態の光送信器１００および光送信器の制御方法によれば、多値変調信号のようなアナログ信号を用いる光変調においても、駆動信号振幅に依存しないバイアス制御が可能になる。

〔第２の実施形態〕
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。図６は、本発明の第２の実施形態に係る光送信器２２６の構成を示すブロック図である。

光送信器２２６は、レーザ２０４、光変調器２０５、および光変調器２０５のバイアス電圧を制御するＡＢＣ回路２２４を有する。光送信器２２６はさらに、光変調器２０５に電気信号を供給する符号器２０１、ドライバＩ２０２、およびドライバＱ２０３を備える。

光変調器２０５は、Ｉアーム変調部２０６、Ｑアーム変調部２０７、π／２位相シフト部２０８、および光変調信号の一部をモニタして光電変換を行う光検出器２１０を有する。光検出器２１０にはフォトダイオード（Ｐｈｏｔｏｄｉｏｄｅ：ＰＤ）を用いることができる。

本実施形態では、ＩＱ変調器である光変調器２０５に１６ＱＡＭの変調を施し、その出力光の一部をモニタとして取り出して制御信号を生成し、Ｉアーム変調部２０６、Ｑアーム変調部２０７、およびπ／２位相シフト部２０８のバイアスを制御する構成とした。

光送信器２２６が備える符号器２０１に、論理二値データ列２００が入力される。符号器２０１は光送信器２２６の変調方式と論理２値データ列２００に従って、光変調器２０５のＩ成分およびＱ成分に対する信号を生成する。符号器２０１によって生成された２種の電気信号は、その振幅が光変調器２０５に対して最適となるように、ドライバＩ２０２およびドライバＱ２０３によって増幅される。本実施形態では、１６ＱＡＭ光変調が線形に近い状態で行われ、かつ光信号２０９の振幅が可能な限り大きくなるように、ドライバＩ２０２およびドライバＱ２０３が出力するＰＡＭ４信号の駆動振幅を１．６×Ｖπに設定している。

レーザ２０４は連続波でレーザ光を出射する。この連続波レーザ光は、ドライバＩ２０２およびドライバＱ２０３で生成された駆動信号に従って光変調器２０５で変調される。光検出器２１０は変調された光信号２０９の一部をモニタし、光信号の強度に比例した電気信号を生成してＡＢＣ回路２２４に供給する。

ＡＢＣ回路２２４はバイアス制御部２２５を備える。バイアス制御部２２５は、Ｉアーム変調器２０６およびＱアーム変調器２０７のＤＣバイアスを制御するとともに、Ｉ／Ｑ間の直交位相角を調整するπ／２位相シフト部２０８のバイアスも制御する。バイアス制御部２２５が備える時分割制御部２１９は、低周波発振器２１７からの正弦波信号をディザ信号として用いる。そして、時分割制御部２１９はこの正弦波信号を時間分割して、Ｉアーム変調部２０６のバイアス信号２２０、Ｑアーム変調部２０７のバイアス信号２２２、およびπ／２位相シフト部２０８のバイアス信号２２３に重畳する。本実施形態では、光変調器２０５に印加するディザ信号の振幅を半波長電圧の０．０２倍とし、低周波発振器２１７の周波数は１ｋＨｚとした。ディザ信号は、例えば、低周波発振器２１７の正弦波の１０周期毎に時分割で切り出し、各ＤＣバイアスに時分割して多重することとすることができる。なお、ＡＢＣ回路２２４は、デジタル・シグナル・プロセッサ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ：ＤＳＰ）を用いて構成することができる。

ＡＢＣ回路２２４は、光検出器２１０から得た電気信号を増幅器２１１で増幅した後に、制御用の信号を生成する。増幅器２１１からの信号は二分岐され、一方は包絡線検波器２１２に入力された後、バンドパスフィルタ（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ：ＢＰＦ）２１４によりディザ信号成分が取り出される。バンドパスフィルタ２１４の通過周波数は、低周波発振器２１７と同じ周波数に設定されている。同期検波器２１６は、バンドパスフィルタ２１４からの出力信号を低周波発振器２１７からの正弦波信号によって同期検波する。これにより、Ｉアーム変調部２０６、Ｑアーム変調部２０７、およびπ／２位相シフト部２０８のＤＣバイアスを制御する第一の制御信号２３１が得られる。

増幅器２１１からの信号のうち二分岐された他方の信号は、光信号パワーを検出することが可能な平均光強度検出器２１３に入力される。平均光強度検出器２１３が出力する信号からローパスフィルタ２１５によって雑音を除去することにより第二の制御信号２３２が得られる。

バイアス制御部２２５が備えるＤＣバイアス制御器２１８は、第一の制御信号２３１と第二の制御信号２３２から各バイアス信号のＤＣ成分を生成する。すなわち、ＤＣバイアス制御器２１８は、Ｉアーム変調部２０６のバイアス信号２２０のＤＣ成分、Ｑアーム変調部２０７のバイアス信号２２２のＤＣ成分、およびπ／２位相シフト部２０８のバイアス信号２２３のＤＣ成分を生成する。

図７に、バンドパスフィルタ２１４を介して得られる包絡線検波器２１２からの信号出力と、同期検波器２１６からの信号出力を計算した結果を示す。ここで、同図のグラフの横軸は、バイアスズレの電圧（Ｖ）を光変調器の半波長電圧（Ｖπ）に対する比（Ｖ/Ｖπ）で表記したものである。同図中のＶ／Ｖπ＝０が光変調器のバイアス制御点となる。

包絡線検波器２１２からの信号出力（同図中の破線）は、Ｖ／Ｖπ＝０で谷、Ｖ／Ｖπ＝０．５付近で谷、Ｖ/Ｖπ＝１．０で谷を取る波形となる。この曲線の傾向は、図５Ａから図５Ｃを用いた説明と一致する。すなわち、バイアスズレが生じてＶ／Ｖπが零から＋０．１になると、Ｌ１レベルとＬ４レベルの強度の釣り合い状態が崩れ、Ｌ４が大きくなりＬ４に関わるディザ成分が大きくなる。ここでＬ４に関わるディザ成分は、図５Ａに示したように、Ｌ１に関わるディザ成分と逆相の位相関係にある。

バイアスズレが０＜Ｖ／Ｖπ＜０．５付近の範囲にある間は、包絡線検波されてバンドパスフィルタを通過した出力には、Ｌ４に関わるディザ成分が出力される。バイアスズレがＶ／Ｖπ＝０．５付近では、Ｌ４とＬ３の強度レベルが釣り合う。バイアスズレがＶ／Ｖπ＞０．５付近となると、Ｌ３に関わるディザ成分が包絡線検波器からバンドパスフィルタに出力される。ここで、Ｌ３とＬ４のレベルのディザ成分は逆相の関係にある。さらにバイアスズレがＶ／Ｖπ＝１となると、Ｌ３とＬ２のレベルが釣り合うため谷となり、Ｖ／Ｖπ＞１となる範囲ではＬ３と逆相の関係にあるＬ２レベルのディザ成分が現れる。

図７には、包絡線検波器２１２とバンドパスフィルタ２１４からの信号出力を同期検波した結果をあわせて示す（同図中の点線）。同期検波器２１６には、ディザ信号の元となる低周波発振器２１７からの正弦波信号も入力されるので、同期検波器２１６の出力は検出されたディザ信号の強度と位相状態を反映した信号となる。同図には、同期検波器２１６に入力する低周波発振器２１７からの正弦波信号の位相を調整して、０＜Ｖ／Ｖπ＜０．５付近の範囲で同期検波出力が正（＋）出力となるようにした場合を示す。

図７に示した同期検波器２１６の出力は、バイアス制御点（Ｖ／Ｖπ＝０）で零となり、その近傍のＶ／Ｖπ＜０の範囲では同期検波出力は負（−）に、Ｖ／Ｖπ＞０の範囲では同期検波出力は正（＋）となる。すなわち、同期検波出力は制御目標点で零、Ｖ／Ｖπに対して正の傾きを持つ感度の高い誤差信号となる。この同期検波出力の特性を用いることにより、光変調器のバイアス電圧をＶ／Ｖπ＝０点に精度良く制御することができる。

しかし、この制御方法では、誤差信号がＶ／Ｖπに対し正の傾きを持った零出力点で安定点と判断することになるため、制御の安定点としてＶ／Ｖπ＝−１やＶ／Ｖπ＝＋１のバイアス点にも収束する可能性がある。このようなバイアス点は光変調特性の最大透過点であり、目標とするバイアス制御点とは逆相の位置にある誤った制御の安定点である。しかし、本実施形態による光送信器２２６では、平均光強度検出器２１３とローパスフィルタ２１５を介した第二の制御信号２３２も用いる構成としているので、このような誤動作を防止することができる。この第二の制御信号２３２は、光信号２０９の平均光強度をモニタする信号であり、バイアス制御が正常に設定されている場合には１６ＱＡＭ光変調時の光送信出力が最小となる特性を有する。

次に、図８Ａ、８Ｂを用いて、１６ＱＡＭ光変調時の光送信出力について説明する。図８Ａはバイアス電圧が適正に制御された場合であり、図８ＢはバイアスズレがＶπとなった場合の状態を表わしている。

ここで、変調の設定は、光送信出力が大きくかつ各シンボルの線形性が良い設定条件に、すなわち駆動振幅を１．６×Ｖπに設定した。この振幅値の設定では、特許文献１に記載されているような従来方法によってはディザ信号を抽出することはできない。図８Ａに示した曲線上の黒丸は、１６ＱＡＭ変調のための最適レベル設定を示している。ここで最適レベル設定とは、光変調器の強度応答特性を勘案した各駆動振幅レベル（Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４）である。すなわち、各駆動振幅レベルの関係が光電界強度の絶対値で、Ｌ２＝Ｌ３＝１／３×Ｌ１＝１／３×Ｌ４を満たすような駆動振幅値となっている。

図８Ｂは、Ｖπのバイアスズレが発生した場合の駆動状態を示している。これは上述した、同期検波した誤差信号による制御において発生し得る、誤った制御の安定点にある状態である。

ここで、図８Ａに示した適正バイアスの駆動条件における光出力と、図８Ｂに示したＶπのバイアスズレ駆動条件における光出力を比較すると、出力されるＰＡＭ４の光出力は図８Ｂに示した場合の方が大きくなる。これは、図８Ｂに示したＶπのバイアスズレが生じた駆動条件では、Ｌ２とＬ３間のレベルの遷移において光変調器応答特性の最大値を通過するためである。それに対して、図８Ａに示した適正バイアスとなる駆動条件では、Ｌ２とＬ３間の遷移において光変調応答特性の最小値を通過する。そのため、ＰＡＭ４変調時の光出力は最小となる。

図９に、Ｌ２とＬ３間の遷移を含んだ１６ＱＡＭ変調時の光出力の計算結果を示す。この計算では、Ｉアームの光変調においてバイアス電圧を変化させ、Ｑアームの光変調においては最適バイアスに固定した条件としている。

図９に示すように、駆動振幅が１．６×Ｖπである場合、Ｖ／Ｖπ＝０において光出力は最小となり、Ｖ／Ｖπ＝１において光出力は最大となる。なお、この信号にはディザ信号成分は含まれていない。図９に示したように、光出力はバイアス電圧の変化に依存し、その変化量は最小値と最大値の比で０．７７程度である。そのため、適正バイアスである０Ｖ近辺における最小領域の探索が可能となる。

上述したように、本実施形態の光送信器２２６においては、光出力が最小となるようにバイアス制御を行うことによりバイアス電圧をＶ／Ｖπ＝０付近に設定し、次に包絡線検波器の信号出力を同期検波した誤差信号を用いて精度の高い制御を行っている。これにより駆動信号振幅に依存しないバイアス制御が可能になるので、大きな光出力が得られる大振幅の駆動条件で１６ＱＡＭのバイアスを制御することが可能になる。

次に、上述した２種の制御信号を用いた光変調器のバイアス制御方法について説明する。図１０は、２種の制御信号を用いた光変調器のバイアス制御方法を説明するためのフローチャートである。上述した駆動振幅の大きな１６ＱＡＭ光変調においては、時分割でバイアス制御を行う。すなわち図１０に示すように、Ｉアーム変調部のバイアス制御（ステップＳ１０）、Ｑアーム変調部のバイアス制御（ステップＳ２０）、そしてπ／２位相シフト部のバイアス制御（ステップＳ３０）を順番に行う。

Ｉアーム変調部のバイアス制御（ステップＳ１０）においては、まず、平均光強度が最小となるようにＩアーム変調部のバイアス制御を行う（ステップＳ１１）。その後に、包絡線検波器からの出力信号の同期検波出力が零となるように（ステップＳ１２）、Ｉアーム変調部のバイアス制御を高精度に行う。Ｑアーム変調部のバイアス制御（ステップＳ２０）も同様に、まず、平均光強度が最小となるようにＱアーム変調部のバイアス制御を行う（ステップＳ２１）。その後、包絡線検波器からの出力信号の同期検波出力が零となるように（ステップＳ２２）、Ｑアーム変調部のバイアス制御を高精度に行う。

π／２位相シフト部のバイアス制御（ステップＳ３０）は、包絡線検波器からの出力信号の同期検波出力が零となるように（ステップＳ３１）、π／２位相シフト部のバイアス制御を行えばよい。このように、π／２位相シフト部の制御においても、Ｉ／Ｑ直交ズレの検出に包絡線検波器を使用し、同期検波器をも用いることにより、高精度な制御が可能となる。

上述した光変調器の制御方法を繰り返し実施することにより、光変調器の高精度なバイアス制御が可能となる。

上述したように、本実施形態の光送信器２２６およびその制御方法によれば、従来方式ではバイアス制御を行うことができなかった駆動振幅の大きな駆動条件においても、光変調器のバイアスを制御することが可能になる。具体的には、従来方式による１６ＱＡＭ光変調では、バイアス制御が可能な駆動振幅は１．０×Ｖπ程度であったが、本実施形態の光送信器２２６およびその制御方法によれば、１．６×Ｖπの駆動振幅でもバイアス制御が可能となる。その結果、光送信出力を約２．８ｄＢ増大させることができる。

なお、本実施形態においては、光変調器の駆動波形振幅が１．６×Ｖπである場合について説明したが、これに限らず、最大振幅である２×Ｖπに駆動波形振幅を設定しても、バイアス制御を行うことが可能である。

〔第３の実施形態〕
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。

本実施形態においては、光変調器の駆動信号として、ＱＰＳＫナイキスト波形信号を用いた場合について説明する。光送信器の構成は第２の実施形態による光送信器２２６と同様である。以下では、ＱＰＳＫナイキスト信号のボーレート（ｂａｕｄ−ｒａｔｅ）を３２ＧＨｚとし、使用するナイキストフィルタのロールオフ係数αを０．１に設定した場合について説明する。

図１１に、光変調器の光応答特性とＱＰＳＫナイキスト変調の駆動信号を示す。同図に示すように、ナイキスト波形信号にはシンボル間の遷移部分に大きなピークが現れる。本実施形態では、このピーク値の最大振幅を１．７×Ｖπに設定した。このとき、ロールオフ係数αは０．１としたので、シンボル間の実効振幅は０．７×Ｖπとなった。このＱＰＳＫナイキスト変調の駆動条件では、背景技術で述べた従来のバイアス制御方式によっては十分な振幅のディザ信号が抽出できない。したがって、従来方式では安定なバイアス制御が掛からない状態である。

図１２に、バンドパスフィルタ２１４を介して得られる包絡線検波器２１２からの信号出力と、同期検波器２１６からの信号出力を示す。ここで、同図のグラフの横軸は、バイアスズレの電圧（Ｖ）を光変調器の半波長電圧（Ｖπ）に対する比（Ｖ/Ｖπ）で表記したものである。

包絡線検波器２１２からの信号出力（同図中の破線）は、Ｖ／Ｖπ＝０、Ｖ／Ｖπ＝１、およびＶ／Ｖπ＝−１で谷を持ち、Ｖ／Ｖπ＝−０．５とＶ／Ｖπ＝０．５において最大値を持つ曲線となる。

図１２に、バンドパスフィルタ２１４を介して得られる包絡線検波器２１２からの信号出力を同期検波した結果をあわせて示す（同図中の点線）。ここで、同期検波器２１６に入力する低周波発信器２１７からの正弦波信号の位相を調整して、０＜Ｖ／Ｖπ＜０．５の範囲で同期検波出力が正（＋）出力となるようにした場合を示す。

図１２に示すように、同期検波器２１６の信号出力はバイアス制御点（Ｖ／Ｖπ＝０）で零となり、その近傍のＶ／Ｖπ＜０の範囲では同期検波出力は負（−）に、Ｖ／Ｖπ＞０の範囲では同期検波出力は正（＋）となる。すなわち、同期検波出力は制御目標点で零、Ｖ／Ｖπに対して正の傾きを持つ感度の高い誤差信号となる。この同期検波出力の特性を用いることにより、光変調器のバイアス電圧をＶ／Ｖπ＝０点に精度良く制御することができる。

一方、同期検波出力には、Ｖ／Ｖπ＝−１、Ｖ／Ｖπ＝＋１点にも正の傾きを持つ零点が現れる。このＶ／Ｖπ＝−１、Ｖ／Ｖπ＝＋１の２点は、バイアス制御における誤った安定点である。しかし本実施形態の光送信器及びその制御方法によれば、以下に述べるように、このような誤った安定点を制御の対象から取り除くことができる。

図１３に、ＱＰＳＫナイキスト光変調時の光出力の計算結果を示す。この計算では、Ｉアームの光変調においてバイアス電圧を変化させ、Ｑアームの光変調においては最適バイアスに固定した条件とした。図１３に示すように、バイアス電圧のズレがゼロ（Ｖ／Ｖπ＝０）となるとき光出力は最小となり、Ｖ／Ｖπ＝１において光出力は最大となる。なお、この信号にもディザ信号成分は含まれていない。図１３に示したように、平均光出力はバイアス電圧の変化に依存し、その変化量は最小値と最大値の比で０．６程度ある。そのため、適正バイアスである０Ｖ近辺における最小領域の探索が可能である。

図１２を用いて説明した同期検波による信号出力と、図１３を用いて説明した平均光強度の信号出力を用いることによって、光変調器のバイアス制御を行うことができる。この場合においても、図１０に示したフローチャートと同様の手順で制御を行うことができる。すなわち、まず、平均光強度が最小となるように子ＭＺＭのバイアス制御を行い、次に、Ｖ／Ｖπ＝０の近傍で包絡線検波器からの同期検波出力が零となるようにバイアス制御を行う。これにより、ＱＰＳＫナイキスト波形信号を用いて光変調を行う場合であっても、バイアス制御を行うことが可能になる。

上述したように、本実施形態の光送信器およびその制御方法によれば、ナイキスト変調方式によるアナログ信号を用いる光変調においても、駆動信号振幅に依存しないバイアス制御が可能になる。

上記各実施形態においては、１６ＱＡＭ方式による光変調およびＱＰＳＫナイキスト方式による光変調を行う場合について説明した。しかし変調方式はこれに限らず、１６ＱＡＭナイキスト変調方式、６４ＱＡＭ方式、６４ＱＡＭナイキスト変調方式等の各種のＱＡＭ方式によって光変調を行う場合であっても、本発明を適用することができる。

本発明は上記実施形態に限定されることなく、請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種々の変形が可能であり、それらも本発明の範囲内に含まれるものであることはいうまでもない。

この出願は、２０１６年１月２１日に出願された日本出願特願２０１６−００９４０７を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

１００、２２６ 光送信器
１０１ レーザ光
１０２ 光信号
１１０ 光変調部
１２０ モニタ部
１３０ バイアス電圧印加部
１４０ 平均光強度検出部
１５０ 最上部ディザ信号検出部
１６０ バイアス電圧制御部
２０１ 符号器
２０２ ドライバＩ
２０３ ドライバＱ
２０４ レーザ
２０５ 光変調器
２０６ Ｉアーム変調部
２０７ Ｑアーム変調部
２０８ π／２位相シフト部
２０９ 光信号
２１０ 光検出器
２１１ 増幅器
２１２ 包絡線検波器
２１３ 平均光強度検出器
２１４ バンドパスフィルタ
２１５ ローパスフィルタ
２１６ 同期検波器
２１７ 低周波発振器
２１８ ＤＣバイアス制御器
２１９ 時分割制御部
２２０、２２２、２２３ バイアス信号
２２４ ＡＢＣ回路
２２５ バイアス制御部
２３１ 第一の制御信号
２３２ 第二の制御信号
８ ＱＰＳＫ変調器
９Ａ モニタ部
１１ 関連する光送信機
８７ フォトダイオード（ＰＤ）
９１ 平均光強度モニタ
９２ 光強度交流成分モニタ
９３Ａ バイアス制御部
９４ Ｉ／Ｖ変換部
９５ ｆ０発生部
９６Ａ、９６Ｂ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
９７ 同期検波部

Claims (8)

1. レーザ光を駆動信号により変調して光信号を出力する光変調手段と、
   前記光信号の一部を検出してモニタ信号を出力するモニタ手段と、
   前記光変調手段に、ディザ信号を重畳したバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段と、
   前記モニタ信号から前記光信号の平均光強度を検出する平均光強度検出手段と、
   前記モニタ信号から前記光信号に含まれる最大光強度の波形に重畳したディザ信号である最上部ディザ信号を検出する最上部ディザ信号検出手段と、
   前記平均光強度と前記最上部ディザ信号に基づいて前記バイアス電圧を制御するバイアス電圧制御手段、とを有し、
   前記バイアス電圧制御手段は、前記平均光強度が最小となり、前記最上部ディザ信号が零となるように、前記バイアス電圧を制御する
   光送信器。
2. 請求項１に記載した光送信器において、
   前記最上部ディザ信号検出手段は、前記モニタ信号を包絡線検波して包絡線検波信号を出力する包絡線検波手段と、前記包絡線検波信号を前記ディザ信号によって同期検波し、前記最上部ディザ信号を出力する同期検波手段、とを備える
   光送信器。
3. 請求項１または２に記載した光送信器において、
   前記光変調手段は、
   前記レーザ光を二分岐した一方である第１のレーザ光を第１の駆動信号により変調して第１の光信号を出力する第１の光変調器と、
   前記レーザ光を二分岐した他方である第２のレーザ光を第２の駆動信号により変調して第２の光信号を出力する第２の光変調器と、
   前記第１の光信号と前記第２の光信号との位相差を制御する位相制御手段、とを備え、
   前記バイアス電圧印加手段は、前記ディザ信号を重畳した第１のバイアス電圧を前記第１の光変調器に、前記ディザ信号を重畳した第２のバイアス電圧を前記第２の光変調器に、前記ディザ信号を重畳した第３のバイアス電圧を前記位相制御手段に、時間分割でそれぞれ印加する
   光送信器。
4. 請求項１から３のいずれか一項に記載した光送信器において、
   前記駆動信号は、アナログ波形信号である
   光送信器。
5. 請求項４に記載した光送信器において、
   前記駆動信号は、直交振幅変調方式を含む多値変調方式によるアナログ波形信号、およびナイキスト変調方式によるアナログ波形信号、のいずれかである
   光送信器。
6. 光送信器を構成する光変調手段であって、レーザ光を駆動信号により変調して光信号を出力する前記光変調手段に、ディザ信号を重畳したバイアス電圧を印加し、
   前記光信号の一部を検出してモニタ信号を生成し、
   前記モニタ信号から前記光信号の平均光強度を検出し、
   前記モニタ信号から前記光信号に含まれる最大光強度の波形に重畳したディザ信号である最上部ディザ信号を検出し、
   前記平均光強度と前記最上部ディザ信号に基づいて前記バイアス電圧を制御し、
   前記バイアス電圧の制御は、前記平均光強度が最小となり、前記最上部ディザ信号が零となるように、前記バイアス電圧を制御することを含む
   光送信器の制御方法。
7. 請求項６に記載した光送信器の制御方法において、
   前記最上部ディザ信号の検出は、前記モニタ信号を包絡線検波して包絡線検波信号を取得し、前記包絡線検波信号を前記ディザ信号によって同期検波することにより前記最上部ディザ信号を取得することを含む
   光送信器の制御方法。
8. 請求項６または７に記載した光送信器の制御方法において、
   前記バイアス電圧の印加は、
   前記ディザ信号を重畳した第１のバイアス電圧を、前記光変調手段に含まれる第１の光変調器に印加し、
   前記ディザ信号を重畳した第２のバイアス電圧を、前記光変調手段に含まれる第２の光変調器に印加し、
   前記ディザ信号を重畳した第３のバイアス電圧を、前記光変調手段に含まれる位相制御手段に印加する、ことを含み、
   前記第１のバイアス電圧と、前記第２のバイアス電圧と、前記第３のバイアス電圧を時間分割でそれぞれ印加することを含む
   光送信器の制御方法。

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