CN112445040A - 光发送器 - Google Patents

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Abstract

使用了嵌套型MZI的光调制器的自动偏置控制电路具有：母MZI控制偏置电压产生器，产生母MZI控制偏置电压；光电探测器，将分接出的来自光调制器的输出光变换为电信号；低频遮断电路，抑制电信号所包含的比第一频率低速的调制分量；以及控制部，基于抑制低速的调制分量后的电信号来对母MZI控制偏置电压产生器进行控制。控制部对母MZI控制偏置电压产生器进行控制，以使低速的调制分量被抑制后的电信号的电压的有效值或峰值为最小。

Description

光发送器
技术领域
本发明涉及光发送器。
本申请针对在2016年2月23日向日本申请的日本特愿2016-032436号和在2016年6月20日向日本申请的日本特愿2016-122138号要求优先权，并将它们的内容引用于此。
背景技术
作为生成用于光发送器的光信号的手段，广泛使用具有对CW光（连续光）的强度或光相位进行调制的功能的光调制器。关于光调制器，存在几种类型，但是，基本的结构的光调制器具有：输入来自CW光源的CW光的光输入端子、输出调制后的信号的光输出端子、以及用于输入电的数据信号的驱动信号输入电极。在处于理想的状态的光调制器中，从光输出端子输出光强度调制信号或光相位调制信号，所述光强度调制信号或光相位调制信号具有向驱动信号输入电极施加的RF（Radio Frequency：无线频率）的驱动信号所对应的信息。
本申请主要与光QAM（Quadrature Amplitude Modulation，正交调幅）信号生成用的光发送器有关，因此，以后，只要不特别预先通知，则假设光调制器指QAM信号生成用的光调制器。再有，光QAM为如下调制方式：将具有单一波长的CW光分路为2个，对分路后的CW光的各个独立地实施强度调制或相位调制，生成In-Phase（同相）和Quadrature-Phase（正交相位）的调制光，通过合成它们来传递数据。
在光QAM信号的生成中，广泛使用将马赫曾德型干涉仪（MZI）组合为多个嵌套状后的光调制器。在图15中示出构成以往的QAM信号生成用光发送器的光调制器和其周边电路的典型例。
光调制器M为使用了嵌套型MZI的半导体光调制器。CW光在光调制器M的内部被光分路部200分路，分路后的CW光被输入到同相用的MZI2a和正交相位用的MZI2b。在以下，将同相用的MZI2a也记载为同相用MZI2a，将正交相位用的MZI2b也记载为正交相位用MZI2b。同相用MZI2a和正交相位用MZI2b两者的输出被光合波部201合波，将合波后的光信号从光调制器M输出。通过同相用MZI2a、正交相位用MZI2b、光分路部200和光合波部201构成一个MZI，但是，将该干涉仪设为母MZI20。
驱动信号±Vdata a由同相用驱动放大器3a生成，经由第一同相用驱动信号输入电极6a和第二同相用驱动信号输入电极6b被施加到同相用MZI2a。同样地，驱动信号±Vdata b由正交相位用驱动放大器3b生成，经由第一正交相位用驱动信号输入电极6c和第二正交相位用驱动信号输入电极6d被施加到正交相位用MZI2b。如果±Vdata a和±Vdata b为具有n值的RF的强度调制信号，则从光调制器M输出的调制光为n2值的QAM信号。但是，为了正确地进行调制而需要精密地调整各光路长度，以使在各MZI中干涉的2个光具有正确的光相位差。在该调整中使用通常3种偏置电压，但是，在以下将它们称为同相用MZI控制偏置电压、正交相位用MZI控制偏置电压和母MZI控制偏置电压。将这些3种偏置电压施加到例如加热器而使光波导热膨胀，由此，能够进行光相位差的微调整。
进行同相用MZI2a和正交相位用MZI2b中的光相位差的调整，以使各MZI偏置到零点。即，在为Vdata a=Vdata b=0的瞬间，调整光相位差，以使同相用MZI2a和正交相位用MZI2b的光输出消光。在图15中，同相用MZI控制偏置电压产生器7a的输出电压经由第一同相用MZI控制偏置电极8a和第二同相用MZI控制偏置电极8b调整同相用MZI2a的光相位差，将同相用MZI2a偏置到零点。此外，正交相位用MZI控制偏置电压产生器7b的输出电压经由第一正交相位用MZI控制偏置电极8c和第二正交相位用MZI控制偏置电极8d调整正交相位用MZI2b的另一个光相位差，将正交相位用MZI2b偏置到零点。
进行母MZI20中的光相位差的调整，以使对同相用MZI2a和正交相位用MZI2b的光输出施加的光相位差θ为+π/2或-π/2。从母MZI控制偏置电压产生器108输出的母MZI控制偏置电压经由母MZI控制偏置电极101调整母MZI20的光相位差。在以下，将同相用MZI2a的光输出与正交相位用MZI2b的光输出的光相位差也仅记载为“θ”。
现实的光调制器不会唯一地确定同相用MZI控制偏置电压、正交相位用MZI控制偏置电压和母MZI控制偏置电压的最佳值，根据温度变动等理由随时间变化。将该现象称为偏置漂移（bias drift）。如果放置偏置漂移，则光信号劣化到不可能解调程度，因此，必须进行服务中的ABC（Auto Bias Control：偏置电压自动调整）。此外，偏置的最佳值某种程度也依赖于CW光的波长，因此，在波长信道变更时需要利用ABC迅速地重新选择最佳的偏置电压。
作为进行上述3种偏置电压的ABC的手段，存在使用非对称偏置抖动的方法。在非对称偏置抖动中，通过仅对同相用MZI控制偏置电压和正交相位用MZI控制偏置电压进行抖动，从而除了能够将3种全部偏置电压控制为最佳之外，还能够在选择上述的光相位差θ=±π/2的符号之后进行锁定，因此，具有能正确地进行前置预均衡或在调制器内产生的啁啾（chirp）的微修正这样较大的优点（例如，参照非专利文献1）。
可是，在利用非对称偏置抖动的ABC中，母MZI控制偏置的误差检测灵敏度比其他2个偏置的误差检测灵敏度低，存在对于漂移的检测需要高灵敏度的检测电路这样的问题。
此外，除了非对称偏置抖动以外，也提出了与母MZI控制偏置的ABC有关的多个手法（例如，参照非专利文献2）。
现有技术文献
非专利文献
非专利文献1：H. Kawakami，外４名，“Auto bias control and bias hold circuitfor IQ-modulator in flexible optical QAM transmitter with Nyquist filtering”，Optics Express，Vol. 22, No. 23, pp. 28163-28168，2014年；
非专利文献2：Pak S. Cho，外１名，“Bias Control for Optical OFDMTransmitters”，IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS，VOL. 22，NO. 14，pp. 1030-1032，2010年。
发明内容
发明要解决的课题
通常，非专利文献2所记载的那样的母MZI控制偏置的ABC与其他2个偏置的ABC相比，伴随着非常大的困难。以下叙述其理由。
在图16中使用模拟示出在PD（Photodetector，光电探测器）光接收由以往的QAM信号生成用光发送器生成的QAM信号而将得到的光信号变换为电信号后的结果。在此，为了简单而假设QAM为4值即QPSK（Quadrature Phase Shift Keying，正交相移键控）。此外，假设光调制器进行理想的工作，假设PD具有与QAM的符号率同等的频带。在图16中，考虑同相用MZI控制偏置电压和正交相位用MZI控制偏置电压被调整为最佳值而只有母MZI控制偏置漂移的状况。电信号能具有正负两方的值，但是，光信号的强度总是为正的值，因此，PD输出总是为单一的符号（在该图中为正）。
在图16（b）中示出θ为最佳值π/2的情况。星座的外形为正方形，PD输出电压的上端的包络线为一个直线。产生深的陷波和浅的陷波，但是，这些陷波的各个由于向相邻的符号的转变或向对角位置的符号的转变而产生。当以比符号周期充分长的时间进行统计处理时，电压的平均值为1.57，RMS（均方根（Root Mean Square）；有效值）为1.65。
接着，在图16（a）和图16（c）中示出母MZI控制偏置漂移而θ取最佳值π/2以外的值的情况。星座的外形为菱形，PD输出波形的包络线分离为上下2个。只要为理想的调制器，则包络线的上升和下降等量，因此，不管θ而电压的时间平均保持固定值1.57。因此，即使测定PD输出的平均值也不能进行θ的监视。
另一方面，PD输出电压的方差和均方根（RMS）当θ远离最佳值时变大。利用该性质而能够监视母MZI控制偏置的漂移（例如，参照非专利文献2）。
此外，PD输出电压的峰值也当θ远离最佳值时变大。如在图16（b）的说明中叙述那样，在图16所示的时间对PD输出电压的图表中，伴随着符号间转变而产生波形的陷波的部分。另一方面，根据QPSK的各符号的光强度确定被陷波夹着的PD输出电压的高度。然后，该光强度与星座离原点的距离的平方即光电场的大小的平方成比例。在图16（a）中，PD输出电压为峰值的2.9的时刻为星座中的锐角的部分（右上和左下）的符号出现的时刻。在图16（c）中也同样地，PD输出电压为峰值的2.9的时刻与星座的锐角的部分（右下和左上）对应。PD输出电压的峰值最小的是图16（b）所示的θ=π/2时，在该情况下，θ为最佳值。
可是，这些手法的问题点为在θ从最佳值减少时还是增加时，PD输出电压的方差或RMS或者峰值都增加这样的情况。因此，不能直接判定漂移的方向，困难伴随着母MZI控制偏置的ABC。
通过对母MZI控制偏置实施抖动，从而也能够在理论上判定漂移的方向。图17是示出对以往的QAM信号生成用光发送器的母MZI控制偏置电压实施抖动的情况下的光QAM信号的星座和PD输出电压波形的图。图17（a）示出利用抖动而使θ微小地增减的情况下的星座和PD输出电压的模拟结果。在图17中也假设将同相用MZI控制偏置电压和正交相位用MZI控制偏置电压调整为最佳值。
在图17（a）中，为将θ=0.7π/2作为中心的抖动，但是，使θ微小增加的时间带中的平均电压#1还是使θ微小减少的时间带中的平均电压#2都为1.57。可是，使θ微小增加的时间带中的电压的RMS#1和使θ微小减少的时间带中的电压的RMS#2分别为1.72和1.89，产生差分。
图17（b）示出将θ=1.3π/2作为中心来使θ微小地增减的情况。使θ微小增加的时间带中的电压的RMS#1和使θ微小减少的时间带中的电压的RMS#2分别为1.89和1.72，与图17（a）相比，RMS的大小关系逆转。这是因为：θ为作为最佳值的±π/2且RMS为最小值。使用与抖动信号同步的参照时钟来对RMS的变动进行同步检波，由此，判定θ比最佳值大还是小，理论上也能够决定应该向母MZI控制偏置施加的校正量的正负。
但是，对于在现实中进行前述的手法，存在在下述叙述的问题点。在现实的光调制器中即使同相用MZI控制偏置电压和正交相位用MZI控制偏置电压为最佳，也能够有光调制器输出光功率稍微受到母MZI控制偏置的影响的情况。该光功率的变动由于调制器的不完全性或半导体调制器中的光波导损失的电场依赖性产生，因此，与θ的最佳值无关系，对于ABC，能够成为误差主要原因。
图18示出除了图17中的模拟的条件之外还处于当θ微小增加（或减少）时调制器损失微小减少（或增加）这样的条件的情况下的模拟结果。在图18（a）中，为将θ=0.7π/2作为中心的抖动，但是，使θ微小增加的时间带中的平均电压#1和使θ微小减少的时间带中的平均电压#2分别为1.82和1.34。只要在比抖动的周期长的时间中进行平均，则为（1.82+1.34）/2=1.58，为与图17大致相同的值。使θ微小增加的时间带中的电压的RMS#1和使θ微小减少的时间带中的电压的RMS#2分别为1.99和1.61。
在图18（b）中，为将θ=1.3π/2作为中心的抖动，但是，使θ微小增加的时间带中的平均电压#1和使θ微小减少的时间带中的平均电压#2分别为1.82和1.34，与图18（a）同样。使θ微小增加的时间带中的电压的RMS#1和使θ微小减少的时间带中的电压的RMS#2分别为2.18和1.47。在图18中，在图18（a）中还是在图18（b）中都为RMS#1>RMS#2，不会引起大小关系的反转。因此，产生不能正确地控制母MZI控制偏置这样的问题。
除了上述的问题以外，在现实中进行图17所示的手法时，ABC用的PD的频带限制也还是成为问题。在图16~图18中，为了容易说明，使PD的频带与符号率同样。可是，高频带的PD为高价格，因此，内置于光调制器的监视器用PD通常与符号率相比远远为低频带，PD输出电压的方差或RMS的测定与PD输出电压的平均值的测定相比是困难的。特别地，在如尼奎斯特滤波器（Nyquist filter）赋予的多值光QAM信号那样驱动波形复杂且似模拟的情况下，即使θ为最佳，PD输出波形也为似模拟（analog-like），PD输出电压的方差或RMS的θ依赖性变小，因此，母MZI控制偏置的漂移检测更困难。
鉴于上述情况，本发明的目的在于提供一种在具有多个MZI的QAM信号生成用的光调制器中比以往高精度且正确地控制母MZI控制偏置电压的光发送器。
用于解决课题的方案
本发明的一个方式是，一种光发送器，具有光调制器以及自动偏置控制电路，其中，所述光调制器具有：作为马赫曾德型干涉仪的母MZI，具有作为同相用的马赫曾德型干涉仪的同相用MZI和作为正交相位用的马赫曾德型干涉仪的正交相位用MZI；光输入端子，对连续光进行分路，将分路后的连续光向所述同相用MZI和所述正交相位用MZI输入；同相用驱动信号输入电极，被施加驱动信号，所述驱动信号对在所述同相用MZI中将所述连续光分路而得到的2个支路的光的光相位差进行变更来进行光调制；正交相位用驱动信号输入电极，被施加驱动信号，所述驱动信号对在所述正交相位用MZI中将所述连续光分路而得到的2个支路的光的光相位差进行变更来进行光调制；光输出端子，将从所述同相用MZI输出的光和从所述正交相位用MZI输出的光合波，输出合波后的光；以及母MZI控制偏置电极，被施加母MZI控制偏置电压，所述母MZI控制偏置电压对从所述同相用MZI输出的所述光与从所述正交相位用MZI输出的所述光的光相位差进行调整，所述同相用MZI具有：第一分路部，将从所述光输入端子输入的所述连续光分路为所述2个支路；以及第一合波部，将进行了光调制的所述2个支路的所述光合波，输出合波后的光，所述光调制为利用向所述同相用驱动信号输入电极施加的所述驱动信号的光调制，所述正交相位用MZI具有：第二分路部，将从所述光输入端子输入的所述连续光分路为所述2个支路；以及第二合波部，将进行了光调制的所述2个支路的所述光合波，输出合波后的光，所述光调制为利用向所述正交相位用驱动信号输入电极施加的所述驱动信号的光调制，所述自动偏置控制电路具有：母MZI控制偏置电压产生器，产生向所述母MZI控制偏置电极施加的所述母MZI控制偏置电压；光电探测器，将分接出的来自所述光调制器的输出光变换为电信号；低频遮断电路，抑制由所述光电探测器变换后的所述电信号所包含的比第一频率低速的调制分量；以及控制部，基于由所述低频遮断电路抑制低速的调制分量后的电信号来对所述母MZI控制偏置电压产生器进行控制，所述控制部对所述母MZI控制偏置电压产生器进行控制，以使低速的调制分量被抑制后的所述电信号的电压的有效值或峰值为最小。
本发明的一个方式是，一种光发送器，具有光调制器以及自动偏置控制电路，其中，所述光调制器具有：作为马赫曾德型干涉仪的母MZI，具有作为同相用的马赫曾德型干涉仪的同相用MZI和作为正交相位用的马赫曾德型干涉仪的正交相位用MZI；光输入端子，对连续光进行分路，将分路后的连续光向所述同相用MZI和所述正交相位用MZI输入；同相用驱动信号输入电极，被施加驱动信号，所述驱动信号对在所述同相用MZI中将所述连续光分路而得到的2个支路的光的光相位差进行变更来进行光调制；正交相位用驱动信号输入电极，被施加驱动信号，所述驱动信号对在所述正交相位用MZI中将所述连续光分路而得到的2个支路的光的光相位差进行变更来进行光调制；光输出端子，将从所述同相用MZI输出的光和从所述正交相位用MZI输出的光合波，输出合波后的光；以及母MZI控制偏置电极，被施加母MZI控制偏置电压，所述母MZI控制偏置电压对从所述同相用MZI输出的所述光与从所述正交相位用MZI输出的所述光的光相位差进行调整，所述同相用MZI具有：第一分路部，将从所述光输入端子输入的所述连续光分路为所述2个支路；以及第一合波部，将进行了光调制的所述2个支路的所述光合波，输出合波后的光，所述光调制为利用向所述同相用驱动信号输入电极施加的所述驱动信号的光调制，所述正交相位用MZI具有：第二分路部，将从所述光输入端子输入的所述连续光分路为所述2个支路；以及第二合波部，将进行了光调制的所述2个支路的所述光合波，输出合波后的光，所述光调制为利用向所述正交相位用驱动信号输入电极施加的所述驱动信号的光调制，所述自动偏置控制电路具有：母MZI控制偏置电压产生器，产生向所述母MZI控制偏置电极施加的所述母MZI控制偏置电压；光电探测器，将分接出的来自所述光调制器的输出光变换为电信号；限幅器电路，对所述电信号以规定的阈值进行限幅；控制部，基于由所述限幅器电路限幅后的所述电信号，对所述母MZI控制偏置电压产生器进行反馈控制，所述控制部对所述母MZI控制偏置电压产生器进行控制，以使限幅后的所述电信号的电压的平均值、有效值或峰值为最小。
本发明的一个方式是，在上述的光发送器中，所述自动偏置控制电路还具有低频遮断电路，所述低频遮断电路抑制由所述光电探测器变换后的所述电信号所包含的比第一频率低速的调制分量，将所述低速的调制分量被抑制后的电信号向所述限幅器电路输出。
本发明的一个方式是，在上述的光发送器中，所述低频遮断电路由具有响应速度为所述第一频率以下的增益调整电路的放大器构成。
本发明的一个方式是，在上述的光发送器中，所述低频遮断电路遮断所述光发送器所具有的周边电路发出的随机噪声或向所述光输入端子输入的所述连续光的另一个随机噪声的至少一部分。
本发明的一个方式是，在上述的光发送器中，所述自动偏置控制电路具有：第一抖动施加部，向所述母MZI控制偏置电压施加比所述第一频率低频的第二频率的抖动；以及同步检波部，以所述第二频率对由所述低频遮断电路抑制低速的调制分量后的所述电信号进行同步检波，所述控制部进行对所述母MZI控制偏置电压产生器进行控制的处理，以使所述同步检波的结果为0。
本发明的一个方式是，在上述的光发送器中，所述控制部对所述母MZI控制偏置电压产生器进行控制，以使对所述同步检波的结果加上规定的偏移值后的结果为0，所述偏移值由对来自所述光调制器的所述输出光的强度进行测定的光功率监视器的误差确定。
本发明的一个方式是，在上述的光发送器中，所述自动偏置控制电路具有：第二抖动施加部，对所述限幅器电路的限幅的所述阈值施加第三频率的抖动；以及同步检波部，以所述第三频率对所述限幅器电路的输出进行同步检波，所述控制部参照所述同步检波的结果来进行对所述母MZI控制偏置电压产生器进行控制的处理。
本发明的一个方式是，在上述的光发送器中，所述控制部参照对所述同步检波的结果加上规定的偏移值后的结果来控制所述母MZI控制偏置电压产生器，所述偏移值由对来自所述光调制器的输出光的强度进行测定的光功率监视器的误差确定。
本发明的一个方式是，在上述的光发送器中，所述光调制器还具有：同相用MZI控制偏置电极，被施加同相用MZI控制偏置电压，所述同相用MZI控制偏置电压对利用向所述同相用驱动信号输入电极施加的所述驱动信号光调制后的所述2个支路的所述光的所述光相位差进行调整；以及正交相位用MZI控制偏置电极，被施加正交相位用MZI控制偏置电压，所述正交相位用MZI控制偏置电压对利用向所述正交相位用驱动信号输入电极施加的所述驱动信号光调制后的所述2个支路的所述光的所述光相位差进行调整，所述第一合波部将进行了光调制和所述光相位差的调整后的所述2个支路的所述光合波，输出合波后的光，所述光调制为利用向所述同相用驱动信号输入电极施加的所述驱动信号的光调制，所述光相位差的调整为利用向所述同相用MZI控制偏置电极施加的所述同相用MZI控制偏置电压的所述光相位差的调整，所述第二合波部将进行了光调制和所述光相位差的调整后的所述2个支路的所述光合波，输出合波后的光，所述光调制为利用向所述正交相位用驱动信号输入电极施加的所述驱动信号的光调制，所述光相位差的调整为利用向所述正交相位用MZI控制偏置电极施加的所述正交相位用MZI控制偏置电压的所述光相位差的调整，所述自动偏置控制电路具有第三抖动施加部，所述第三抖动施加部对向所述同相用MZI控制偏置电极施加的所述同相用MZI控制偏置电压或向所述正交相位用MZI控制偏置电极施加的所述正交相位用MZI控制偏置电压的至少一个施加第四频率的抖动，所述第四频率或所述第四频率的二倍的频率与所述第一频率相比为高频。
本发明的一个方式是，在上述的光发送器中，使所述光发送器的启动序列中的所述抖动的振幅比在运用期间中的所述抖动的振幅大。
本发明的一个方式是，在上述的光发送器中，所述限幅器电路将未达到所述阈值的信号增值到所述阈值来进行所述限幅。
本发明的一个方式是，在上述的光发送器中，所述光调制器还具有：同相用MZI控制偏置电极，被施加同相用MZI控制偏置电压，所述同相用MZI控制偏置电压对利用向所述同相用驱动信号输入电极施加的所述驱动信号光调制后的所述2个支路的所述光的所述光相位差进行调整；以及正交相位用MZI控制偏置电极，被施加正交相位用MZI控制偏置电压，所述正交相位用MZI控制偏置电压对利用向所述正交相位用驱动信号输入电极施加的所述驱动信号光调制后的所述2个支路的所述光的所述光相位差进行调整，所述第一合波部将进行了光调制和所述光相位差的调整后的所述2个支路的所述光合波，输出合波后的光，所述光调制为利用向所述同相用驱动信号输入电极施加的所述驱动信号的光调制，所述光相位差的调整为利用向所述同相用MZI控制偏置电极施加的所述同相用MZI控制偏置电压的所述光相位差的调整，所述第二合波部将进行了光调制和所述光相位差的调整后的所述2个支路的所述光合波，输出合波后的光，所述光调制为利用向所述正交相位用驱动信号输入电极施加的所述驱动信号的光调制，所述光相位差的调整为利用向所述正交相位用MZI控制偏置电极施加的所述正交相位用MZI控制偏置电压的所述光相位差的调整，所述控制部在开始所述母MZI控制偏置电压的控制之前，调整向所述同相用MZI控制偏置电极施加的所述同相用MZI控制偏置电压和向所述正交相位用MZI控制偏置电极施加的所述正交相位用MZI控制偏置电压的双方或一个。
本发明的一个方式是，一种光发送器，具有光调制器以及自动偏置控制电路，其中，所述光调制器具有：作为马赫曾德型干涉仪的母MZI，具有作为同相用的马赫曾德型干涉仪的同相用MZI和作为正交相位用的马赫曾德型干涉仪的正交相位用MZI；光输入端子，对连续光进行分路，将分路后的连续光向所述同相用MZI和所述正交相位用MZI输入；同相用驱动信号输入电极，被施加驱动信号，所述驱动信号对在所述同相用MZI中将所述连续光分路而得到的2个支路的光的光相位差进行变更来进行光调制；正交相位用驱动信号输入电极，被施加驱动信号，所述驱动信号对在所述正交相位用MZI中将所述连续光分路而得到的2个支路的光的光相位差进行变更来进行光调制；光输出端子，将从所述同相用MZI输出的光和从所述正交相位用MZI输出的光合波，输出合波后的光；以及母MZI控制偏置电极，被施加母MZI控制偏置电压，所述母MZI控制偏置电压对从所述同相用MZI输出的所述光与从所述正交相位用MZI输出的所述光的光相位差进行调整，所述同相用MZI具有：第一分路部，将从所述光输入端子输入的所述连续光分路为所述2个支路；以及第一合波部，将进行了光调制的所述2个支路的所述光合波，输出合波后的光，所述光调制为利用向所述同相用驱动信号输入电极施加的所述驱动信号的光调制，所述正交相位用MZI具有：第二分路部，将从所述光输入端子输入的所述连续光分路为所述2个支路；以及第二合波部，将进行了光调制的所述2个支路的所述光合波，输出合波后的光，所述光调制为利用向所述正交相位用驱动信号输入电极施加的所述驱动信号的光调制，所述自动偏置控制电路具有：母MZI控制偏置电压产生器，产生向所述母MZI控制偏置电极施加的所述母MZI控制偏置电压；光电探测器，产生与分接出的来自所述光调制器的输出光的强度对应的电压；识别电路，比较使所述光电探测器产生的所述电压的值与规定的阈值，选择比所述阈值大的所述电压或比所述阈值小的所述电压；运算电路，使用由所述识别电路选择出的所述电压的数据来进行运算处理；以及控制部，基于所述运算处理的结果来对所述母MZI控制偏置电压产生器进行反馈控制。
本发明的一个方式是，在上述的光发送器中，所述运算电路在所述运算处理中运算所选择的所述电压的时间平均值、所选择的所述电压的累计值、或所选择的所述电压的均方根。
本发明的一个方式是，在上述的光发送器中，所述运算电路在所述运算处理中运算由所述识别电路选择所述电压的频度。
本发明的一个方式是，在上述的光发送器中，所述识别电路基于N种所述阈值各个来选择从所述光电探测器输出的所述电压，其中，N为自然数，所述运算电路对由所述识别电路选择出的N种所述电压的数据各个进行所述运算处理。
本发明的一个方式是，在上述的光发送器中，所述识别电路选择从所述光电探测器输出的所述电压，以使使用2种所述阈值确定上限和下限，所述运算电路对由所述识别电路选择出的所述电压的数据进行所述运算处理。
本发明的一个方式是，在上述的光发送器中，所述控制部在由所述识别电路选择所述电压的频度比预先确定的频度小的情况下，将所述阈值接近使所述光电探测器产生的所述电压的时间平均值。
发明效果
根据本发明，在由多个MZI构成的QAM信号生成用的光调制器中，能够实现能够与现有技术相比高精度且正确地控制母MZI控制偏置电压的偏置电压自动调整。
附图说明
图1是示出本发明的第一实施方式的结构的图。
图2是示出第一实施方式的作用的图。
图3是示出第二实施方式的结构的图。
图4是示出第二实施方式的作用的图。
图5是示出第四实施方式的结构的图。
图6是示意性地示出第四实施方式的限幅器（clipper）电路的输出的图。
图7是示出第五实施方式的作用的图。
图8是示出第六实施方式的结构的图。
图9是示出第七实施方式的结构的图。
图10是示出第八实施方式的结构的图。
图11是示出第十实施方式的结构的图。
图12A是示出光相位差的变化与各符号（symbol）的光强度的关系的图。
图12B是示出光相位差的变化与各符号的光强度的关系的图。
图13是示出第十实施方式的光相位差的变化所对应的光强度的变化与阈值的关系的图。
图14是示出第十一实施方式的结构的图。
图15是示出以往的QAM信号生成用光发送器的典型的结构的图。
图16是示出利用以往的QAM信号生成用光发送器的光QAM信号的星座（constellation）和PD输出电压波形的图。
图17是示出对以往的QAM信号生成用光发送器的母（parent）MZI控制偏置电压实施抖动（dithering）后的情况下的光QAM信号的星座和PD输出电压波形的图。
图18是示出对使用了不是理想的光调制器的以往的QAM信号生成用光发送器的母MZI控制偏置电压实施抖动后的情况下的光QAM信号的星座和PD输出电压波形的图。
具体实施方式
以下，参照附图来对本发明的各实施方式中的光发送器进行说明。
在以下说明的各实施方式中，存在如下情况：对与图15所示的光发送器的结构要素或其他的实施方式中的结构要素相同的结构要素标注相同的附图标记并省略重复的说明。
<第一实施方式>
图1是示出第一实施方式中的光发送器1的结构例的图。第一实施方式中的光发送器1具有：图15所示的QAM（Quadrature Amplitude Modulation，正交幅度调制）信号生成用的光调制器M、In-Phase（同相）用MZI（马赫曾德型干涉仪（Mach-Zehnder interferometer））控制偏置电压产生器7a、以及Quadrature-Phase（正交相位）用MZI控制偏置电压产生器7b，进而具有ABC（偏置电压自动调整）电路30。ABC电路30具有图15中的母MZI控制偏置电压产生器108，对母MZI控制偏置电压产生器108进行控制。
光调制器M为使用了嵌套型MZI的半导体光调制器，具有：母MZI20、第一同相用驱动信号输入电极6a、第二同相用驱动信号输入电极6b、第一正交相位用驱动信号输入电极6c、第二正交相位用驱动信号输入电极6d、第一同相用MZI控制偏置电极8a、第二同相用MZI控制偏置电极8b、第一正交相位用MZI控制偏置电极8c、第二正交相位用MZI控制偏置电极8d、以及母MZI控制偏置电极101。母MZI20具有：光分路部200（光输入端子）、同相用MZI2a、正交相位用MZI2b、以及光合波部201（光输出端子）。
光分路部200输入CW光。光分路部200对输入的CW光进行分路，将分路后的CW光向同相用MZI2a和正交相位用MZI2b输出。
同相用MZI2a的分路部21a（第一分路部）将从光分路部200输入的CW光分路为2个支路。第一同相用驱动信号输入电极6a和第二同相用驱动信号输入电极6b分别将同相用驱动放大器3a所生成的驱动信号±Vdata a向同相用MZI2a的各支路的光信号施加。第一同相用MZI控制偏置电极8a和第二同相用MZI控制偏置电极8b分别利用来自同相用MZI控制偏置电压产生器7a的输出电压来调整同相用MZI2a的2个支路的光信号的光相位差，将同相用MZI2a偏置到零（null）点。同相用MZI2a的合波部22a（第一合波部）将调整光相位差后的2个支路的光信号合波，将合波后的光信号向光合波部201输出。
正交相位用MZI2b的分路部21b（第二分路部）将从光分路部200输入的CW光分路为2个支路。第一正交相位用驱动信号输入电极6c和第二正交相位用驱动信号输入电极6d分别将正交相位用驱动放大器3b所生成的驱动信号±Vdata b向正交相位用MZI2b的各支路的光信号施加。第一正交相位用MZI控制偏置电极8c和第二正交相位用MZI控制偏置电极8d利用正交相位用MZI控制偏置电压产生器7b的输出电压来调整正交相位用MZI2b的2个支路的光信号的光相位差，将正交相位用MZI2b偏置到零点。正交相位用MZI2b的合波部22b（第二合波部）将调整光相位差后的2个支路的光信号合波，将合波后的光信号向光合波部201输出。
光合波部201输入从同相用MZI2a输出的光信号和从正交相位用MZI2b输出的光信号并将它们合波，将合波后的光信号从光调制器M输出。
在实际的光发送器中，也需要用于对同相用MZI控制偏置电压产生器7a和正交相位用MZI控制偏置电压产生器7b进行控制的ABC电路，但是，在本实施方式中的附图中只好作罢。用于控制这些2种偏置的ABC电路如在后述的第八实施方式中说明那样能够由例如非专利文献1所记载的公知的技术实现。
如前述那样，同相用MZI控制偏置和正交相位用MZI控制偏置的最佳化与母MZI控制偏置电压的最佳化相比容易，因此，优选在母MZI控制偏置电压的控制的前阶段中将同相用MZI控制偏置和正交相位用MZI控制偏置最佳化。因此，后述的ABC电路30的控制器307在开始母MZI控制偏置电压的控制之前调整同相用MZI控制偏置电压和正交相位用MZI控制偏置电压双方（或至少一个），所述同相用MZI控制偏置电压向第一同相用MZI控制偏置电极8a和第二同相用MZI控制偏置电极8b的各个施加，所述正交相位用MZI控制偏置电压向第一正交相位用MZI控制偏置电极8c和第二正交相位用MZI控制偏置电极8d的各个施加。通过该前处理，能够提高母MZI控制偏置电压的收敛速度（convergence speed）。
用于对母MZI控制偏置电压产生器108进行控制的ABC电路30具备：光分接头（optical tap）300、光电探测器（photodetector）301、高通滤波器（HPF）302、RMS监视器303、抖动部304、抖动施加部305、同步检波电路306、以及控制器307（控制部）而构成。
光分接头300对从光调制器M输出的光信号进行分路，将分路后的光信号向光电探测器301输出。光电探测器301输入光分接头300所输出的光信号。光电探测器301将输入的光信号变换为电信号，将变换后的电信号向HPF302输出。在此，如在与图16（b）有关的说明中叙述那样，从光电探测器301输出的电信号由于符号间转变而具有大和小的陷波（notch）。HPF302输入光电探测器301所输出的电信号，抑制比截止频率fc低速的调制分量，将得到的电信号向RMS监视器303输出。RMS监视器303输入HPF302所输出的电信号，在检测出RMS的变化之后，将测定结果的信息（data）向同步检波电路306输出。
抖动部304和抖动施加部305向母MZI控制偏置电压施加频率fd的抖动。在此，假设fc>fd。同步检波电路306基于从抖动部304输出的参照时钟（clk）和由RMS监视器303得到的测定结果来进行由光电探测器301变换后的电信号的同步检波。控制器307基于从同步检波电路306输出的同步检波结果来判定母MZI控制偏置电压是否为最佳，在母MZI控制偏置电压不为最佳的情况下修正母MZI控制偏置电压产生器108的输出，由此，进行ABC。
图2是使用模拟示出了HPF302和RMS监视器303的作用的图。模拟的条件与图18同样。即，QAM为4值的QPSK，对母MZI控制偏置电压实施了抖动。假设光调制器不是理想的，假设PD（Photodetector，光电探测器）具有与QAM的符号率同等的频带。此外，采用了当θ微小增加（或减少）时调制器损失微小减少（或增加）的条件。θ为同相用MZI2a的光输出与正交相位用MZI2b的光输出的光相位差。
在本实施方式中，对母MZI控制偏置电压施加频率fd的抖动，因此，θ也在频率fd处重复微小的增减。在图2或图18中，为了容易理解而使θ的增减变大一点来进行了模拟和作图，但是，在服务中（in service）启动ABC电路30的情况下，需要抑制为不产生QAM信号的信号品质劣化程度的抖动（dither）振幅。但是，也可以为仅在光发送器1的启动（startup）期间使抖动振幅变大一点来提高误差检测灵敏度而使各偏置迅速地收敛为最佳值的结构。像这样，使抖动的振幅在光发送器1的启动序列（startup sequence）中变大而在运用期间中变小也可。
在图2和图18中假定不是理想的光调制器，因此，如在图18中已经说明那样，θ微小地增加的时间区域（time region）中的光电探测器301的输出电压的平均值（图18所示的平均电压#1）与θ微小地减少的时间区域中的光电探测器301的输出电压的平均值（图18所示的平均电压#2）不同。可是，HPF302遮断fc以下的频率分量，因此，如图2所示那样，HPF302输出中的平均电压#1和平均电压#2的值大致为0。但是，θ微小地增加的时间区域中的HPF302的输出电压的RMS（RMS#1）与θ微小地减少的时间区域中的HPF302的输出电压的RMS（RMS#2）不为相同。在θ的平均值为0.7×π/2的情况下为RMS#1<RMS#2，但是，在θ的平均值为1.3×π/2的情况下为RMS#1>RMS#2。与使用了图17所示的理想的光调制器的情况同样地，根据θ比最佳值大还是小，RMS#1与RMS#2的大小关系逆转。只要θ为最佳值，则RMS#1和RMS#2都为最小值。
RMS的变化由RMS监视器303检测，检测结果由同步检波电路306同步检波，判定RMS的变化与抖动信号fd为同相还是为反相。只要θ为最佳值，则同步检波结果为0。控制器307将该同步检波结果反馈到母MZI控制偏置电压产生器108中，将母MZI控制偏置电压和θ保持为最佳值。
像这样，ABC电路30进行：对母MZI控制偏置电压施加比频率fc低频的频率fd的抖动的处理、以及在频率fd对来自HPF302的输出信号进行同步检波并且以使同步检波结果为0（或接近0的值）的方式对母MZI控制偏置电压产生器108进行控制的处理。
在由于某些理由而难以进行抖动或同步检波的情况下，控制器307也可以将母MZI控制偏置电压微小变更并进行控制以使进行爬山法而RMS为最小也可。此时，控制器307优选在比1/fc长的时间范围内进行RMS的统计处理。这是因为：在向控制器307的输入时的信号中，利用HPF302抑制具有0~fc的频率分量的随机噪声。
<第二实施方式>
着眼于图2所示的HPF输出电压的波形，已知当描绘上端的包络线和下端的包络线时，在频率fd处进行变动。但是，上端的包络线与下端的包络线反相，因此，在HPF输出中不存在频率fd的强度调制分量。在第二实施方式中，通过有选择地取出一个包络线，从而判定θ是否为最佳值。
图3是示出第二实施方式中的光发送器1a的结构例的图。第二实施方式的光发送器1a与图1所示的第一实施方式的光发送器1不同之处在于代替ABC电路30而具备ABC电路31。ABC电路31与ABC电路30不同之处在于代替第一实施方式中的RMS监视器303而具备DC电源308、电压加法运算器309、限幅器电路310、以及平滑化电路311。
DC电源308经由电压加法运算器309对HPF302的输出加上DC电压V1。HPF302的输出通常横跨正负，但是，在小型光发送器中制约伴随于电源供给的情况较多，因此，对于有源电路，存在将输入输出电压限定为正或负的任一个的电路结构更容易的情况。在这样的情况下，通过使用无源（passive）电路构成HPF302并且适当地选择DC电压V1，从而能够将电压加法运算器309的输出限定为正或负的任一个。
电压加法运算器309的输出被输入到限幅器电路310中。限幅器电路310参照从DC电源308输出的电压V2来对电压加法运算器309的输出实施将电压V2作为阈值的限幅（clipping）处理。在此，电压V2为与DC电压V1大致相同的值，但是，未必与DC电压V1相同也可，选择电压V2的值，以使误差检测灵敏度最高。
在此，在限幅处理中有2个选择项。即，这些2个限幅处理为将电压V2以上的电压限幅为电压V2的处理和将电压V2以下的电压限幅为电压V2的处理。光QAM信号的强度波形如图16等所示那样在符号间的转变时产生陷波，该陷波不管θ的大小都会产生，因此，为了实现精度高的ABC而抑制陷波更好。因此，优选采用将从光电探测器301输出的电压V2以下的电压限幅为电压V2的处理。
图4是使用模拟示出了假设V1=V2=0的情况下的、限幅器电路310的输出波形的作用的图。模拟的条件与图2和图18同样。θ微小地增加的时间区域中的限幅器电路310输出电压的平均值（平均电压#1）和θ微小地减少的时间区域中的限幅器电路310输出的输出电压的平均值（平均电压#2）具有不同的值。同样地，θ微小地增加的时间区域中的限幅器电路310输出电压的RMS（RMS#1）和θ微小地减少的时间区域中的限幅器电路310的输出电压的RMS（RMS#2）具有不同的值。在θ比最佳值π/2小时，为平均电压#1<平均电压#2，RMS#1<RMS#2，但是，在θ比最佳值π/2大时，为平均电压#1>平均电压#2，RMS#1>RMS#2，大小关系逆转。与第一实施方式同样地，能够对RMS的变化进行同步检波来判定θ比最佳值大还是小，但是，在第二实施方式中，也能够对平均电压的变化进行同步检波来判定θ比最佳值大还是小。如前述那样，为了检测RMS的变化而需要将ABC电路31的频带取得高，但是，只要为平均电压的变化的检测，则缓和向频带的要求，因此，更优选对平均电压的变化进行同步检波。
关于限幅器电路310的输出波形，利用平滑化电路311将比fd充分高的频率分量平滑化。平滑化电路311能够由截止频率比fd充分大的低通滤波器构成。代替低通滤波器而使用通带（transmission band）fd的带通滤波器也可。平滑化电路311的输出与第一实施方式同样地被同步检波电路306同步检波，利用控制器307判定θ比最佳值大还是小。只要θ为最佳值，则同步检波结果为0。控制器307将该结果反馈到母MZI控制偏置电压产生器108中，将母MZI控制偏置电压和θ保持为最佳值。
在该实施方式中也由于某些理由而难以进行抖动或同步检波的情况下，将母MZI控制偏置电压微小变更并进行控制以使进行爬山法而平均电压或RMS为最小也可。此时也还是，控制器307优选在比1/fc长的时间范围内进行平均电压或RMS的统计处理。
<第三实施方式>
在第一和第二实施方式中，将HPF302的截止频率fc取得比抖动的频率fd高。在此，HPF302也可以设定fc，以使不仅抑制fd分量而且抑制光发送器1或光发送器1a内的随机噪声。在这样的情况下，设定fc，以使源自同相用驱动放大器3a或正交相位用驱动放大器3b或者电源系统的波动（fluctuation）等电路系统的随机噪声、或CW光源的强度调制噪声等的噪声频谱（noise spectrum）的全部或一部分被HPF302遮断。
<第四实施方式>
图5是示出第四实施方式中的光发送器1b的结构例的图。第四实施方式的光发送器1b与图3所示的第二实施方式的光发送器1a不同之处在于代替ABC电路31而具备ABC电路32。ABC电路32与第二实施方式的ABC电路31不同之处在于代替对母MZI控制偏置电压施加频率fd的抖动的抖动部304和抖动施加部305而具备对从DC电源308输出的电压V2施加频率fd的抖动的抖动部304b和抖动施加部305b。抖动部304b将参照时钟（clk）向同步检波电路306输出，并且，经由抖动施加部305b对限幅器电路310的限幅的阈值施加频率fd的抖动。限幅器电路310的输出被平滑化电路311平滑化，得到频率fd的周期信号。平滑化电路311的输出被同步检波电路306同步检波。控制器307将同步检波结果反馈到母MZI控制偏置电压产生器108中，将母MZI控制偏置电压和θ保持为最佳值。
图6是示意性地示出第四实施方式中的限幅器电路310的输出的图。在此，假设限幅器电路310的限幅阈值由于抖动而在频率fd处重复2个值th1和th2。此外，假设QAM信号为4值即QPSK信号。
如图6（a）所示那样，在母MZI控制偏置电压和θ为最佳时，QPSK的另外4个符号A、B、C、D分别具有相同的光功率（optical power）Pa、Pb、Pc、Pd。在图6中，限幅器电路310的阈值th1和th2满足th1>Pa, Pb, Pc, Pd≥th2的关系，但是，未必需要为此关系。此外，限幅的阈值也可以变动为正弦波状。
如图6（b）所示那样，当母MZI控制偏置电压和θ开始失谐（detune）时，符号B和符号D的光功率Pb、Pd下降，但是，限幅器电路310的输出不会下降为th2之下。另一方面，符号A和符号C的光功率Pa、Pc上升，因此，阈值为th2的期间中的平均电压上升。如图6（c）所示那样，当母MZI控制偏置电压和θ进一步失谐时，光功率Pa、Pc超过th1，因此，限制器电路310的输出的最大电压固定相同。
当将限幅器电路310的输出通过平滑化电路311时，得到频率fd的周期信号，但是，其振幅在母MZI控制偏置电压和θ为最佳时为最大。但是，在比1/fd长的时间将限幅器电路310的输出电压平均后的平均值在母MZI控制偏置电压和θ为最佳时为最小。
平滑化电路311的输出被同步检波电路306同步检波。在本实施方式中，关于同步检波结果，在母MZI控制偏置电压和θ为最佳时，绝对值为最大。同步检波结果的符号依赖于同步检波电路306所接收的参照时钟与抖动施加部305b所施加的抖动的相位差，但是，在电路设计时确定为正负哪一个符号，因此，能够确定在将θ作为最佳时的同步检波结果的目标值。
控制器307对母MZI控制偏置电压产生器108进行控制，以使同步检波结果为上述的目标值。在本实施方式中，不能直接进行母MZI控制偏置电压为过大还是不足的判定。因此，控制器307也可以交替地重复母MZI控制偏置电压的微小变更和同步检波结果的取得并进行对母MZI控制偏置电压进行选择的控制，以使进行爬山法而同步检波结果接近上述的目标值。
平滑化电路311能够由截止频率比fd充分大的低通滤波器构成。代替低通滤波器而使用通带fd的带通滤波器也可。
在本实施方式中，不对母MZI控制偏置电压施加频率fd的抖动，因此，即使为不为理想的光调制器，也不会在光电探测器301的输出中产生频率fd的强度调制分量。因此，不会产生图18所示那样的针对同步检波结果的坏影响。
此外，在本实施方式中，在HPF302的后级进行抖动，因此，不需要将HPF302的截止频率fc取得比抖动的频率fd高，但是，HPF302也可以设定fc，以使抑制光发送器1b内的随机噪声。或者，代替HPF302和电压加法运算器309而在限幅器电路310的输入侧配置将在比1/fd长的时间范围内平均后的平均电压总是保持为固定那样的增益控制放大器也可。
<第五实施方式>
在第二实施方式中，设想不为理想的光调制器，为了抑制调制器插入损失的变动，并用了HPF302和限幅器电路310。可是，如果调制器的响应充分理想而得到图17所示那样的PD输出电压，则也可以从第二实施方式去掉HPF302。
图7是使用模拟示出了从第二实施方式去掉HPF302且假设V1=0、V2=2的情况下的、限幅器电路310输出的图。模拟的条件与图17同样。已知：与第二实施方式同样地，在θ比最佳值π/2小时，为平均电压#1<平均电压#2，但是，在θ比最佳值π/2大时，为平均电压#1>平均电压#2，大小关系逆转。因此，能够与第二实施方式同样地进行θ比最佳值大还是小的判定。
<第六实施方式>
在第一~第二实施方式中，利用HPF302抑制fc以下的调制分量，抑制了抖动的频率fd的频率分量。也能够代替HPF302而使用具有响应速度为fc以下的增益调整功能的RF放大器（放大器）。图8是示出第六实施方式中的光发送器1c的结构例的图。再有，在图8中，将基于第一实施方式的结构示出为例子。第六实施方式的光发送器1c与图1所示的第一实施方式的光发送器1不同之处在于代替ABC电路30而具备ABC电路33以及代替HPF302而具备RF放大器312。对将图18所示那样的PD输出电压向RF放大器312输入的情况进行考虑。抖动的频率fd比fc低，因此，增益调整功能能够变更增益，以使对图18所记载的平均电压#1和平均电压#2的变动进行补偿。即，在图18中在θ微小减少的期间使增益为平常值的115%（在此，1.82/（（1.82+1.34）/2）×100=115），在θ微小增加的期间使增益为平常值的85%（在此，1.34/（（1.82+1.34）/2）×100=85），由此，能够将平均电压#1和平均电压#2相等地保持。由此，与其他的实施方式同样地，能够进行θ比最佳值大还是小的判定。
<第七实施方式>
在第一~第二实施方式和第六实施方式中，利用HPF302或具有增益调整功能的RF放大器312抑制频率fc以下的调制分量，抑制了抖动的频率fd的频率分量。利用具有与HPF302或具有增益调整功能的RF放大器312类似的功能的数字电路，抑制频率fc以下的调制分量，抑制抖动的频率fd的频率分量也可。
图9是示出第七实施方式中的光发送器1d的结构例的图。
在该图所示的光发送器1d中，在数字信号处理器400的内部作为数字电路构成上述的任一个实施方式的光发送器中的除了光电探测器301之外的ABC电路的全部结构要素。在该图中，将数字信号处理器400具备图3所示的光发送器1a的除了光电探测器301之外的ABC电路31的全部结构要素的情况示出为例子。
光发送器1d具有：光调制器M、同相用MZI控制偏置电压产生器7a、以及正交相位用MZI控制偏置电压产生器7b，还具有光电探测器301、数字信号处理器400、AD（模拟、数字）转换器401、以及DA（数字、模拟）转换器402。数字信号处理器400具有：振幅调整电路403、DC电源308、电压加法运算器309、限幅器电路310、平滑化电路311、抖动部304、抖动施加部305、同步检波电路306、控制器307、以及母MZI控制偏置电压产生器108。
将光电探测器301的输出经由AD转换器401向数字信号处理器400输入。AD转换器401的输出所包含的频率fd的频率分量被振幅调整电路403抑制。在本实施方式中，振幅调整电路403能够从抖动部304得到与抖动信号同步的时钟。与时钟同步地进行图18所记载的平均电压#1和平均电压#2的计算，与第六实施方式同样地在确定比例系数之后对AD转换器401的输出乘上比例系数。通过与第二实施方式同样地对得到的数据串进行处理，从而能够进行θ比最佳值大还是小的判定。表示由控制器307得到的母MZI控制偏置电压的校正量的数字数据在与其他的实施方式同样地加上/减去与频率fd的抖动对应的数值之后经由DA转换器402被反馈到母MZI控制偏置电极101。
<第八实施方式>
在在此之前说明的实施方式中，不能进行同相用MZI控制偏置和正交相位用MZI控制偏置的ABC或θ的符号的选择（+π/2或-π/2的选择）。为了实现这些功能，也能够并用在此之前说明的第一~七实施方式和非专利文献1所记载的公知的手法。
在非专利文献1所记载的技术中，对同相用MZI控制偏置和正交相位用MZI控制偏置两者叠加相同的频率fd2的抖动信号，对叠加于光电探测器301的输出的频率fd2或2×fd2的信号进行检测。使抖动部304和后述的同步检波电路306a分时（time-sharing）地进行工作，循环地进行第一~七实施方式中的频率fd的检测和利用非专利文献1所记载的手法的频率fd2或2×fd2的检测，由此，能够并用上述的任一个实施方式和非专利文献1所记载的技术。
图10是示出第八实施方式中的光发送器1e的结构例的图。再有，在图10中，将基于第七实施方式的结构示出为例子。第八实施方式的光发送器1e与第七实施方式的光发送器1d不同之处在于代替数字信号处理器400而具备数字信号处理器405、代替同步检波电路306而具备同步检波电路306a、以及具备抖动部900、抖动施加部901和抖动施加部902。
抖动施加部901和抖动施加部902分别将使抖动部900产生的频率fd2的抖动信号施加到同相用MZI控制偏置电压产生器7a的输出电压（在图10的例子中为向第一同相用MZI控制偏置电极8a供给的输出电压）和正交相位用MZI控制偏置电压产生器7b的输出电压（在图10的例子中为向第一正交相位用MZI控制偏置电极8c供给的输出电压）。或者，也可以向同相用MZI控制偏置电压产生器7a的输出电压和正交相位用MZI控制偏置电压产生器7b的输出电压的任一个施加频率fd2的抖动信号。在该情况下，也优选不设置抖动施加部901或抖动施加部902。
在此，在抖动部900生成抖动信号的时间带中，抖动部304不生成抖动信号。相反地，在抖动部304生成抖动信号时，抖动部900不生成抖动信号。在抖动部900生成抖动信号的时间带中，将频率fd2或2×fd2的第二参照时钟（clk2）从抖动部900向同步检波电路306a输入。在该时间带中，不将参照时钟（clk）从抖动部304向同步检波电路306a输入。同步检波电路306a对叠加于光电探测器301的输出的频率fd2或2×fd2的信号进行同步检波，利用非专利文献1所记载的手法控制偏置。
在此必须注意的是，在非专利文献1所记载的技术中，在来自光电探测器301的输出中已经叠加了频率fd2或2×fd2的频率分量，因此，HPF302或振幅调整电路403必须使频率fd2或2×fd2的频率分量在不抑制的情况下透过。因此，确定频率fd2，以使满足fd<fc<fd2或fd<fc<2×fd2。
<第九实施方式>
在在此之前说明的实施方式中，为使用处于调制器外的RMS监视器303来对由光分接头300分接出的调制光进行监视的结构。也可以代替它们而活用内置于光调制器的功率监视器。在采用该结构的情况下，存在光调制器输出强度的变化不会被正确地反映到调制器内置功率监视器输出的情况，因此，必须注意。例如，扫描（sweep）有3个的偏置电压的任一个的结果是，假设光调制器输出强度进行增减。调制器内置功率监视器的输出也还是进行增减，但是，存在在光调制器输出强度出现极值的偏置电压和调制器内置功率监视器输出出现极值的偏置电压中产生偏差的情况。因此，控制器307参照对同步检波结果加上由光功率监视器的误差确定的某个固定的偏移值后的结果，对母MZI控制偏置电压进行反馈控制。当产生上述那样的偏差时，例如，本来同步检波结果为0而母MZI控制偏置电压应该为最好，但是，能够有同步检波结果为0以外的值而母MZI控制偏置电压为最好的情况。为了校正该误差，对同步检波结果加上由光功率监视器的误差确定的某个固定的偏移值，对母MZI控制偏置电压进行反馈控制，以使相加结果为0或接近0的值。
<第十实施方式>
图11是示出第十实施方式中的光发送器1f的结构例的图。
在该图所示的光发送器1f中，与第七实施方式同样地，在数字信号处理器410的内部作为数字电路构成除了光电探测器301之外的ABC电路的全部结构要素。
光发送器1f具有：光调制器M、同相用MZI控制偏置电压产生器7a、以及正交相位用MZI控制偏置电压产生器7b，还具有光电探测器301、数字信号处理器410、AD转换器401、以及DA转换器402。数字信号处理器410具有：识别电路500、第一运算电路501、第二运算电路502、控制器307、以及母MZI控制偏置电压产生器108。
光分接头300对从光调制器M输出的光信号进行分路，将分路后的光信号向光电探测器301输出。光电探测器301将来自光分接头300的输出光变换为电信号。利用该变换，光电探测器301产生与输出光的强度对应的电压。光信号的光强度越高，信号的电压值越高。AD转换器401将使光电探测器301产生的电信号从模拟变换为数字。变换为数字的电信号为包含来自光电探测器301的输出电压的值的数据。AD转换器401将变换为数字后的信号向数字信号处理器410的识别电路500输出。
识别电路500为了识别变换为电压值后的光信号的光强度而具有至少一个识别用的阈值。在本实施方式中，将识别电路500具有第一阈值（th1）和第二阈值（th2）这2个识别用的阈值的情况说明为例子。识别电路500调查从AD转换器401输入的信号表示的电压与识别用的阈值的大小关系。识别电路500在输入的信号表示的电压超过第一阈值（th1）的情况下，将输入信号的值向第一运算电路501输出。此外，识别电路500在输入的信号表示的电压比第二阈值（th2）小的情况下，将输入信号的值向第二运算电路502输出。
使用图12A、图12B和图13来说明第一阈值和第二阈值的设定以及识别电路500的工作。在此，代替QPSK而使用16QAM来进行说明。
图12A和图12B是示出光相位差θ的变化与各符号的光强度的关系的图。图12A示出16QAM的星座中的符号和光相位差θ。16QAM的星座如由星标记表示那样具有#1~#16的符号。关于处于远离原点的位置的符号，光电场（optical electric fieldr）的绝对值那么大，因此，具有较大的光强度。
图12B是示出图12A所示的#1~#16的各符号的光强度根据光相位差θ怎样发生变化的图表。当θ从不为最佳值的某个值接近最佳值π/2=90度（deg）时，出现光强度减少的符号和光强度增大的符号，因此，各符号的光强度的变动复杂。
图13是示出光相位差θ的变化所对应的光强度的变化与阈值的关系的图。如上述那样，虽然在各符号的光强度中存在变动，但是，16QAM的全部符号的光强度的平均值与在图16中说明的QPSK的例子同样地不管θ都为固定。在图13中示出该平均值的位置。因此，不能仅通过对调制光的光强度进行监视来进行θ的控制。此外，与在图16中说明的QPSK的例子同样地，能够求取光强度的RMS来进行θ的控制，但是，在多值QAM的情况下，各符号的光强度的变化复杂，因此，光强度的RMS的变化率被抑制，θ的控制的精度下降。
因此，在本实施方式中，如前述那样，使识别电路500具有2个阈值。在图13所示的例子中，当仅着眼具有比第一阈值高的光强度的符号时，已知：那些符号的光强度的合计（图12A中的#1、#4、#13、#16的符号的光强度的合计）随着θ接近最佳值90度而单调减少。此外，当仅着眼具有比第二阈值低的光强度的符号时，已知：虽然在θ为0~30度和150~180度中产生稍微复杂的变化，但是在θ为30~150度的范围中，光强度的合计（图12A中的#6、#7、#10、#11的符号的光强度的合计）随着θ接近最佳值90度而单调增加。利用该性质而能够高精度地进行θ的控制。
具体地，控制器307只要控制θ以使向第一运算电路501输入的信号（数据）表示的电压的平均值为最小且向第二运算电路502输入的信号（数据）表示的电压的平均值为最大即可。再有，也可以代替平均值而使用电压的累计值或电压的值的均方根。或者，控制器307也可以控制θ，以使向第一运算电路501和第二运算电路502输入的数据的出现频度为最小。
怎样决定第一和第二阈值依赖于调制光的光强度和光电探测器301的频带，但是，优选在任意的θ处以比第一阈值大的光强度必须存在的方式此外以比第二阈值小的光强度必须存在的方式进行设定。在图13中示出了在第一阈值的设定失败的例子。在该例子中，在θ为60~120度的范围内，不存在比阈值大的光强度，因此，不存在向第一运算电路501输入的数据，不能将θ设定为最佳值的90度。
为了消除该问题，预先将第一阈值设定得比光强度的平均值充分高，此外，将第二阈值设定得比光强度的平均值充分低，控制器307只要根据需要变更第一阈值和第二阈值即可。例如，在向第一运算电路501输入的数据的出现频度为0或非常小的情况（比预先确定的频度小的情况）下，控制器307将第一阈值接近光强度的平均值即从光电探测器301输出的电压的时间平均值。此外，例如，在向第二运算电路502输入的数据的出现频度为0或非常小的情况下，控制器307将第二阈值接近光强度的平均值即从光电探测器301输出的电压的时间平均值。由此，某种程度确保向第一运算电路501和第二运算电路502输入的数据的出现频度。
如果确保了数据的出现频度，则接着控制器307只要控制θ以使在将第一阈值和第二阈值固定了的状态下向第一运算电路501和第二运算电路502的各个输入的信号（数据）表示的电压的平均值、累计值或均方根为最大或最小即可。或者，控制器307也可以控制θ，以使向第一运算电路501和第二运算电路502输入的数据的出现频度为最小。
第一运算电路501和第二运算电路502所收集的数据基本上为随机信号，因此，数据数越多，越是统计地得到能够信用的运算结果。可是，为了收集多的数据，必须在数据的收集的工作中长时间占有数字信号处理器410。在此期间，数字信号处理器410产生不能进行其他的控制例如基板温度的控制或光源的控制的监视等作业这样的弊病。为了避免该问题，也可以履行这样的顺序：暂时中断第一运算电路501和第二运算电路502所进行的数据的收集和运算，在该中断期间，数字信号处理器410进行基板温度的控制或光源的强度的监视等其他的作业，再次再开第一运算电路501和第二运算电路502所进行的数据的收集和运算。
像这样，控制器307基于第一运算电路501和第二运算电路502中的运算处理的结果，判定母MZI控制偏置电压是否适当，根据判定结果对母MZI控制偏置电压产生器108进行反馈控制。在运算处理中，运算来自光电探测器301的输出电压的时间平均值、累计值或均方根或者在识别电路500中选择输出电压的频度。
此外，在本实施方式中，使识别电路500所使用的阈值为2种，但是，也可以仅使用任一个。或者，使用3种以上的阈值和与各个阈值对应的运算电路来进行运算结果的相互比较也可。像这样，识别电路500根据N种（N为自然数）阈值各个选择光电探测器301的输出电压，运算电路对由识别电路500选择的N种输出电压的数据各个进行运算处理。再有，在识别电路500具有M种（M为2以上的整数）阈值的情况下，使至少一个阈值比光电探测器301的输出电压的时间平均值大，并且，使至少另一个阈值比光电探测器301的输出电压的时间平均值小。
<第十一实施方式>
在前述的第十实施方式中，使识别电路500具有2个阈值，在第一运算电路501中仅合计比第一阈值高的数据，在第二运算电路502中仅合计比第二阈值低的数据。可是，本发明并不限于这样的结构，也可以为仅选择处于2个阈值之间的数据而在单一的运算电路中合计所选择的数据来计算电压的平均值、累计值或电压的值的均方根的结构。
图14是示出第十一实施方式中的光发送器1g的结构例的图。
第十一实施方式的光发送器1e与图11所示的第十实施方式的光发送器1f不同之处在于代替数字信号处理器410而具备数字信号处理器415、代替识别电路500而具备识别电路500a、以及不使用第二运算电路502。在图14所示的光发送器1g中，与第十实施方式同样地，在数字信号处理器415的内部作为数字电路构成除了光电探测器301之外的ABC电路的全部结构要素。
识别电路500a为了识别变换为电压值后的光信号的光强度而具有第一阈值（th1）和第二阈值（th2）这2个识别用阈值。识别电路500a调查从AD转换器401输入的信号表示的电压与识别用的阈值的大小关系。识别电路500a仅在输入的信号表示的电压比第一阈值（th1）小且比第二阈值（th2）大的情况下将输入信号的值向第一运算电路501输出。即，识别电路500a选择从AD转换器401输入的信号，以使通过第一阈值（th1）和第二阈值（th2）分别确定上限和下限。
控制器307只要控制θ以使向第一运算电路501输入的信号（数据）表示的电压的平均值为最小即可。再有，也可以代替平均值而使用电压的累计值或电压的值的均方根。或者，控制器307也可以控制θ，以使向第一运算电路501输入的数据的出现频度为最小。
图13所示的光强度为在理想的条件下的计算值，因此，以θ=90度为中心完全左右对称。可是，在现实的调制信号中，由于符号的偏差或调制器的不完全性，能够有图13所示的光强度具有左右非对称的峰的情况。此外，由于电路噪声而与θ无关系的浪涌（surge）状的噪声或由光电探测器301的暗电流（dark current）造成的低功率的噪声也能够有叠加于调制信号的情况。
在本实施方式中，利用第一阈值遮断这样的不均匀的峰或浪涌状的噪声，此外，利用第二阈值遮断由暗电流造成的低功率的噪声。由此，能够抑制控制误差。
根据以上说明的实施方式，使用了嵌套型MZI的光发送器具有：光调制器、自动偏置控制电路、以及它们的周边电路。光调制器具有：母MZI、光输入端子、同相用驱动信号输入电极、正交相位用驱动信号输入电极、同相用MZI控制偏置电极、正交相位用MZI控制偏置电极、光输出端子、以及母MZI控制偏置电极。母MZI具有同相用MZI和正交相位用MZI。光输入端子对连续光进行分路，将分路后的连续光向同相用MZI和正交相位用MZI输入。向同相用驱动信号输入电极施加对在同相用MZI中将连续光分路而得到的2个支路的光的光相位差进行变更来进行光调制的驱动信号。向同相用MZI控制偏置电极施加同相用MZI控制偏置电压，所述同相用MZI控制偏置电压对利用向同相用驱动信号输入电极施加的驱动信号光调制后的2个支路的光的光相位差进行调整。向正交相位用驱动信号输入电极施加对在正交相位用MZI中将连续光分路而得到的2个支路的光的光相位差进行变更来进行光调制的驱动信号。向正交相位用MZI控制偏置电极施加正交相位用MZI控制偏置电压，所述正交相位用MZI控制偏置电压对利用向正交相位用驱动信号输入电极施加的驱动信号光调制后的2个支路的光的光相位差进行调整。光输出端子将从同相用MZI输出的光和从正交相位用MZI输出的光合波，输出合波后的光。向母MZI控制偏置电极施加对从同相用MZI输出的光与从正交相位用MZI输出的光的光相位差进行调整的母MZI控制偏置电压。
同相用MZI具有第一分路部和第一合波部，所述第一分路部将从光输入端子输入的连续光分路为2个支路，所述第一合波部将进行了光调制和光相位差的调整的2个支路的光合波，输出合波后的光，所述光调制为利用向同相用驱动信号输入电极施加的驱动信号的光调制，所述光相位差的调整为利用向同相用MZI控制偏置电极施加的同相用MZI控制偏置电压的光相位差的调整。正交相位用MZI具有第二分路部和第二合波部，所述第二分路部将从光输入端子输入的连续光分路为2个支路，所述第二合波部将进行了光调制和光相位差的调整的2个支路的光合波，输出合波后的光，所述光调制为利用向正交相位用驱动信号输入电极施加的驱动信号的光调制，所述光相位差的调整为利用向正交相位用MZI控制偏置电极施加的正交相位用MZI控制偏置电压的光相位差的调整。
自动偏置控制电路具有母MZI控制偏置电压产生器、光电探测器、低频遮断电路、以及控制部。
母MZI控制偏置电压产生器产生向母MZI控制偏置电极施加的母MZI控制偏置电压。光电探测器将分接出的来自光调制器的输出光变换为电信号。低频遮断电路抑制由光电探测器变换后的电信号所包含的比频率fc低速的调制分量。控制部基于低速的调制分量被抑制后的信号，控制母MZI控制偏置电压产生器。具体地，控制部对母MZI控制偏置电压产生器进行控制，以使低速的调制分量被抑制后的信号的RMS或峰值为最小。
或者，自动偏置控制电路具有：母MZI控制偏置电压产生器、光电探测器、低频遮断电路、限幅器电路、以及控制部。
母MZI控制偏置电压产生器产生向母MZI控制偏置电极施加的母MZI控制偏置电压。光电探测器将分接出的来自光调制器的输出光变换为电信号。低频遮断电路抑制由光电探测器变换后的电信号所包含的比频率fc低速的调制分量。限幅器电路对低速的调制分量被抑制后的电信号以规定的阈值进行限幅。控制部基于由限幅器电路限幅后的电信号来对母MZI控制偏置电压产生器进行反馈控制。具体地，控制部对母MZI控制偏置电压产生器进行控制，以使限幅后的电信号的电压的平均值、RMS或峰值为最小。
或者，自动偏置控制电路具有：母MZI控制偏置电压产生器、光电探测器、限幅器电路、以及控制部。
母MZI控制偏置电压产生器产生向母MZI控制偏置电极施加的母MZI控制偏置电压。光电探测器将分接出的来自光调制器的输出光变换为电信号。限幅器电路对变换后的电信号以规定的阈值进行限幅。控制部基于由限幅器电路限幅后的电信号来对母MZI控制偏置电压产生器进行反馈控制。具体地，控制部对母MZI控制偏置电压产生器进行控制，以使限幅后的电信号的电压的平均值、RMS或峰值为小的值。
或者，自动偏置控制电路具有：母MZI控制偏置电压产生器、光电探测器、识别电路、运算电路、以及控制部。
母MZI控制偏置电压产生器产生向母MZI控制偏置电极施加的母MZI控制偏置电压。光电探测器产生与分接出的来自光调制器的输出光的强度对应的电压。识别电路将使光电探测器产生的电压的值与规定的阈值比较，选择比阈值大的电压或比阈值小的电压。运算电路使用由识别电路选择的电压来进行运算处理。控制部基于运算处理的结果来对母MZI控制偏置电压产生器进行反馈控制。
根据上述的实施方式，在将MZI组合成多个嵌套状后的、光QAM信号生成用的光调制器中，能够比现有技术高精度地、正确地将母MZI控制偏置电压保持为最佳值。
以上，参照附图来对该发明的实施方式详细地进行了叙述，但是，具体的结构并不限于这些实施方式，也包含不偏离该发明的主旨的范围的设计等。
产业上的可利用性
本发明例如能够用于光正交相位振幅调制信号生成用的光发送器。
附图标记的说明
M…光调制器
1、1a、1b、1c、1d、1e、1f、1g…光发送器
2a…同相用MZI
2b…正交相位用MZI
3a…同相用驱动放大器
3b…正交相位用驱动放大器
6a…第一同相用驱动信号输入电极
6b…第二同相用驱动信号输入电极
6c…第一正交相位用驱动信号输入电极
6d…第二正交相位用驱动信号输入电极
7a…同相用MZI控制偏置电压产生器
7b…正交相位用MZI控制偏置电压产生器
8a…第一同相用MZI控制偏置电极
8b…第二同相用MZI控制偏置电极
8c…第一正交相位用MZI控制偏置电极
8d…第二正交相位用MZI控制偏置电极
20…母MZI
21a、21b…分路部
22a、22b…合波部
30、31、32、33…ABC电路（自动偏置控制电路）
101…母MZI控制偏置电极
108…母MZI控制偏置电压产生器
200…光分路部
201…光合波部
300…光分接头
301…光电探测器
302…高通滤波器（HPF）
303…RMS监视器
304、304b、900…抖动部
305、305b、901、902…抖动施加部
306、306a…同步检波电路
307…控制器
308…DC电源
309…电压加法运算器
310…限幅器电路
311…平滑化电路
312…RF放大器
400、405、410、415…数字信号处理器
401…AD转换器
402…DA转换器
403…振幅调整电路
500、500a…识别电路
501…第一运算电路
502…第二运算电路。

Claims (7)

1.一种光发送器，具有光调制器以及自动偏置控制电路，其中，
所述光调制器具有：
作为马赫曾德型干涉仪的母MZI，具有作为同相用的马赫曾德型干涉仪的同相用MZI和作为正交相位用的马赫曾德型干涉仪的正交相位用MZI；
光输入端子，对连续光进行分路，将分路后的连续光向所述同相用MZI和所述正交相位用MZI输入；
同相用驱动信号输入电极，被施加驱动信号，所述驱动信号对在所述同相用MZI中将所述连续光分路而得到的2个支路的光的光相位差进行变更来进行光调制；
正交相位用驱动信号输入电极，被施加驱动信号，所述驱动信号对在所述正交相位用MZI中将所述连续光分路而得到的2个支路的光的光相位差进行变更来进行光调制；
光输出端子，将从所述同相用MZI输出的光和从所述正交相位用MZI输出的光合波，输出合波后的光；以及
母MZI控制偏置电极，被施加母MZI控制偏置电压，所述母MZI控制偏置电压对从所述同相用MZI输出的所述光与从所述正交相位用MZI输出的所述光的光相位差进行调整，
所述同相用MZI具有：
第一分路部，将从所述光输入端子输入的所述连续光分路为所述2个支路；以及
第一合波部，将进行了光调制的所述2个支路的所述光合波，输出合波后的光，所述光调制为利用向所述同相用驱动信号输入电极施加的所述驱动信号的光调制，
所述正交相位用MZI具有：
第二分路部，将从所述光输入端子输入的所述连续光分路为所述2个支路；以及
第二合波部，将进行了光调制的所述2个支路的所述光合波，输出合波后的光，所述光调制为利用向所述正交相位用驱动信号输入电极施加的所述驱动信号的光调制，
所述自动偏置控制电路具有：
母MZI控制偏置电压产生器，产生向所述母MZI控制偏置电极施加的所述母MZI控制偏置电压；
光电探测器，产生与分接出的来自所述光调制器的输出光的强度对应的电压；
识别电路，比较使所述光电探测器产生的所述电压的值与规定的阈值，选择比所述阈值大的所述电压或比所述阈值小的所述电压；
运算电路，使用由所述识别电路选择出的所述电压的数据来进行运算处理；以及
控制部，基于所述运算处理的结果来对所述母MZI控制偏置电压产生器进行反馈控制。
2.根据权利要求1所述的光发送器，其中，所述运算电路在所述运算处理中运算所选择的所述电压的时间平均值、所选择的所述电压的累计值、或所选择的所述电压的均方根。
3.根据权利要求1所述的光发送器，其中，所述运算电路在所述运算处理中运算由所述识别电路选择所述电压的频度。
4.根据权利要求1所述的光发送器，其中，
所述识别电路基于N种所述阈值的每一个来选择从所述光电探测器输出的所述电压，其中，N为自然数，
所述运算电路对由所述识别电路选择出的N种所述电压的数据的每一个进行所述运算处理。
5.根据权利要求1所述的光发送器，其中，
所述识别电路选择从所述光电探测器输出的所述电压，以使使用2种所述阈值确定上限和下限，
所述运算电路对由所述识别电路选择出的所述电压的数据进行所述运算处理。
6.根据权利要求4所述的光发送器，其中，所述控制部在由所述识别电路选择所述电压的频度比预先确定的频度小的情况下，将所述N种所述阈值的每一个接近使所述光电探测器产生的所述电压的时间平均值。
7.根据权利要求5所述的光发送器，其中，所述控制部在由所述识别电路选择所述电压的频度比预先确定的频度小的情况下，将所述2种所述阈值的每一个接近使所述光电探测器产生的所述电压的时间平均值。
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