JPWO2017145981A1 - 光送信器 - Google Patents

Abstract

入れ子型ＭＺＩを用いた光変調器の自動バイアス制御回路は、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧を発生するペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器と、タップされた光変調器からの出力光を電気信号に変換するフォトデテクタと、電気信号に含まれる第１の周波数より低速な変調成分を抑圧する低周波遮断回路と、低速な変調成分が抑圧された電気信号に基づいて、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器を制御する制御部を有する。制御部は、低速な変調成分が抑圧された電気信号の実効値又はピーク値が最小となるように、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器を制御する。

Description

本発明は、光送信器に関する。
本願は、２０１６年２月２３日に日本へ出願された日本特願２０１６−０３２４３６号、および、２０１６年６月２０日に日本へ出願された日本特願２０１６−１２２１３８号に対して優先権を主張し、それらの内容をここに援用する。

光送信器に用いる光信号を生成する手段として、ＣＷ光（連続光）の強度や光位相を変調する機能を有する光変調器が広く用いられている。光変調器は幾つかのタイプが存在するが、基本的な構成の光変調器は、ＣＷ光源からのＣＷ光を入力する光入力端子、変調された信号を出力する光出力端子、及び、電気のデータ信号を入力するための駆動信号入力電極を有する。理想的な状態にある光変調器では、駆動信号入力電極に印加されたＲＦ（Radio Frequency：無線周波数）の駆動信号に対応する情報を有する光強度変調信号や光位相変調信号が、光出力端子から出力される。

本願は主に、光ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）信号生成用の光送信器に関するため、以降、特に断らない限り、光変調器は、ＱＡＭ信号生成用の光変調器を指すものとする。なお、光ＱＡＭは、単一の波長を持つＣＷ光を２つに分岐し、分岐されたＣＷ光の各々に独立に強度変調ないし位相変調を施して、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ（同相）およびＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ（直角位相）の変調光を生成し、それらを合成することによってデータを伝達する変調方式である。

光ＱＡＭ信号の生成には、マッハツェンダー型干渉計（ＭＺＩ）を複数入れ子状に組み合わせた光変調器が広く用いられている。図１５に、従来のＱＡＭ信号生成用光送信器を構成する光変調器及びその周辺回路の典型例を示す。
光変調器Ｍは、入れ子型ＭＺＩを用いた半導体光変調器である。ＣＷ光は、光変調器Ｍの内部において、光分岐部２００により分岐され、分岐されたＣＷ光は、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用のＭＺＩ２ａ及びＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用のＭＺＩ２ｂに入力される。以下では、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用のＭＺＩ２ａをＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ａとも記載し、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用のＭＺＩ２ｂをＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ｂとも記載する。Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ａ及びＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ｂの両者の出力は、光合波部２０１により合波され、合波された光信号が光変調器Ｍから出力される。Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ａと、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ｂと、光分岐部２００と、光合波部２０１とによって一つのＭＺＩが構成されるが、この干渉計をペアレントＭＺＩ２０とする。

駆動信号±Ｖ_{ｄａｔａ_ａ}がＩｎ−Ｐｈａｓｅ用駆動アンプ３ａにより生成され、第１のＩｎ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極６ａ及び第２のＩｎ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極６ｂを介して、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ａに印加される。同様に、駆動信号±Ｖ_{ｄａｔａ_ｂ}がＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用駆動アンプ３ｂにより生成され、第１のＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極６ｃ及び第２のＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極６ｄを介して、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ｂに印加される。±Ｖ_{ｄａｔａ_ａ}及び±Ｖ_{ｄａｔａ_ｂ}がｎ値を有するＲＦの強度変調信号であるならば、光変調器Ｍから出力される変調光はｎ^２値のＱＡＭ信号となる。ただし、正しく変調を行うためには各ＭＺＩで干渉する２つの光が正しい光位相差をもつよう、各光路長を精密に調整する必要がある。この調整には通例３種類のバイアス電圧を用いるが、以下ではこれらを、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧及びペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧と呼ぶことにする。これら３種類のバイアス電圧を、例えばヒーターに印加して光導波路を熱膨張させることにより、光位相差の微調整が可能である。

Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ａ及びＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ｂにおける光位相差の調整は、各ＭＺＩがヌル点にバイアスされるように行う。すなわち、Ｖ_{ｄａｔａ_ａ}＝Ｖ_{ｄａｔａ_ｂ}＝０である瞬間に、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ａ及びＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ｂの光出力が消光するように光位相差を調整する。図１５では、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧発生器７ａの出力電圧は、第１のＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極８ａ及び第２のＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極８ｂを介してＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ａの光位相差を調整し、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ａをヌル点にバイアスする。また、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧発生器７ｂの出力電圧は、第１のＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極８ｃ及び第２のＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極８ｄを介してＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ｂのもつ光位相差を調整し、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ｂをヌル点にバイアスする。

ペアレントＭＺＩ２０における光位相差の調整は、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ａ及びＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ｂの光出力に対して加えられる光位相差θが＋π／２又は−π／２となるように行う。ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器１０８から出力されるペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧は、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電極１０１を介してペアレントＭＺＩ２０の光位相差を調整する。以下では、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ａの光出力とＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ｂの光出力との光位相差を単に「θ」とも記載する。

現実の光変調器は、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧及びペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧の最適値は一意に定まらず、温度変動その他の理由により経時変化する。この現象をバイアスドリフトという。バイアスドリフトを放置すれば光信号が復調不可能なほどに劣化するため、インサービスでのＡＢＣ（Auto Bias Control：バイアス電圧自動調整）が必須となる。また、バイアスの最適値はＣＷ光の波長にもある程度依存するため、波長チャネルの変更時にはＡＢＣにより速やかに最適なバイアス電圧を選びなおす必要がある。

上記３種類のバイアス電圧のＡＢＣを行う手段として、非対称バイアスディザリングを用いる方法がある。非対称バイアスディザリングでは、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧及びＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧のみにディザリングを行うことにより、３種類全てのバイアス電圧を最適に制御できるほか、上記の光位相差θ＝±π／２の符号を選択したうえでロックすることが出来るため、前置予等化や変調器内で発生するチャープの微修正を正確に行えるという大きな利点を有する（例えば、非特許文献１参照）。

しかしながら、非対称バイアスディザリングによるＡＢＣでは、ペアレントＭＺＩ制御バイアスの誤差検出感度が他の２つのバイアスの誤差検出感度より低く、ドリフトの検出には高感度な検出回路が必要という問題があった。
また、非対称バイアスディザリング以外にも、ペアレントＭＺＩ制御バイアスのＡＢＣに関する複数の手法が提案されている（例えば、非特許文献２参照）。

H. Kawakami，外４名，"Auto bias control and bias hold circuit for IQ-modulator in flexible optical QAM transmitter with Nyquist filtering"，Optics Express，Vol. 22, No. 23, pp. 28163-28168，2014年 Pak S. Cho，外１名，"Bias Control for Optical OFDM Transmitters"，IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS，VOL. 22，NO. 14，pp. 1030-1032，2010年

一般に、非特許文献２に記載されるようなペアレントＭＺＩ制御バイアスのＡＢＣは、他の２つのバイアスのＡＢＣに比べ、非常に大きな困難を伴う。以下その理由を述べる。

図１６に、従来のＱＡＭ信号生成用光送信器によるＱＡＭ信号をＰＤ（Photodetector）で受光し、得られた光信号を電気信号に変換した結果を、シミュレーションで示す。ここでは簡単のためにＱＡＭは４値、すなわちＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）であるとした。また光変調器は理想的な動作を行うものとし、ＰＤはＱＡＭのシンボルレートと同等の帯域を持つものとした。図１６ではＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧及びＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧は最適値に調整されており、ペアレントＭＺＩ制御バイアスのみがドリフトしている状況を考える。電気信号は正負両方の値を持ちうるが、光信号の強度は常に正の値であるため、ＰＤ出力は常に単一の符号（この図では正）となる。

θが最適値π／２である場合を図１６（ｂ）に示す。コンスタレーションの外形は正方形となり、ＰＤ出力電圧の上端の包絡線は一直線となる。深いノッチと浅いノッチが生じるが、これらノッチの各々は、隣接するシンボルへの遷移又は対角位置のシンボルへの遷移によって生じる。シンボル周期よりも充分長い時間で統計処理を行うと、電圧の平均値は１．５７となり、ＲＭＳ（Root Mean Square；実効値）は１．６５となった。

次に、ペアレントＭＺＩ制御バイアスがドリフトしてθが最適値π／２以外の値をとった場合を、図１６（ａ）及び図１６（ｃ）に示す。コンスタレーションの外形は菱形となり、ＰＤ出力波形の包絡線は上下２つに分離する。理想的な変調器であれば包絡線の上昇と下降は等量であるため、θによらず電圧の時間平均は一定値１．５７を保つ。このため、ＰＤ出力の平均値を測定してもθのモニタは出来ない。

一方、ＰＤ出力電圧の分散及び二乗平均平方根（ＲＭＳ）は、θが最適値から離れると大きくなる。この性質を利用してペアレントＭＺＩ制御バイアスのドリフトをモニタすることは可能である（例えば、非特許文献２参照）。

また、ＰＤ出力電圧のピーク値も、θが最適値から離れると大きくなる。図１６（ｂ）の説明で述べたように、図１６に示した時間対ＰＤ出力電圧のグラフにおいて、波形のノッチの部分はシンボル間遷移に伴って生じる。一方、ノッチに挟まれたＰＤ出力電圧の高さはＱＰＳＫの各シンボルの光強度に応じて定まる。そして、この光強度は、コンスタレーションの原点からの距離の２乗、すなわち光電界の大きさの２乗に比例する。図１６（ａ）では、ＰＤ出力電圧がピーク値の２．９となる時刻が、コンスタレーションにおける鋭角の部分（右上と左下）のシンボルが出現する時刻である。図１６（ｃ）でも同様に、ＰＤ出力電圧がピーク値の２．９となる時刻が、コンスタレーションの鋭角の部分（右下と左上）に対応する。ＰＤ出力電圧のピーク値がもっとも小さくなるのは、図１６（ｂ）にて示した、θ＝π／２のときであり、この場合においてθは最適値となる。

しかしこれらの手法の問題点は、θが最適値から減少したときも増加したときもＰＤ出力電圧の分散ないしＲＭＳあるいはピーク値は増加してしまうということである。このため、ドリフトの方向を直接に判定できず、ペアレントＭＺＩ制御バイアスのＡＢＣには困難が伴う。

ペアレントＭＺＩ制御バイアスにディザリングを施すことにより、ドリフトの方向を判定することも理論的には可能ではある。図１７は、従来のＱＡＭ信号生成用光送信器のペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧にディザリングを施した場合の光ＱＡＭ信号のコンスタレーション及びＰＤ出力電圧波形を示す図である。図１７（ａ）は、ディザリングによりθを微小に増減させた場合のコンスタレーション及びＰＤ出力電圧のシミュレーション結果を示す。図１７においても、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧及びＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧は最適値に調整されているものとしている。

図１７（ａ）は、θ＝０．７π／２を中心としたディザリングであるが、θを微小増加させている時間帯における平均電圧♯１も、θを微小減少させている時間帯における平均電圧♯２も共に１．５７である。しかし、θを微小増加させている時間帯における電圧のＲＭＳ♯１と、θを微小減少させている時間帯における電圧のＲＭＳ♯２は各々１．７２と１．８９となり、差分が生じる。

図１７（ｂ）は、θ＝１．３π／２を中心としてθを微小に増減させた場合を示す。θを微小増加させている時間帯における電圧のＲＭＳ♯１と、θを微小減少させている時間帯における電圧のＲＭＳ♯２は各々１．８９と１．７２となり、図１７（ａ）と比べＲＭＳの大小関係が逆転する。これは、θが最適値である±π／２でＲＭＳが最小値となるためである。ディザ信号に同期した参照クロックを用いてＲＭＳの変動を同期検波することにより、θが最適値より大きいか小さいかを判定し、ペアレントＭＺＩ制御バイアスに加えるべき補正量の正負を決定することも理論的には可能である。

だが前述の手法を現実に行うには、下記に述べる問題点がある。現実の光変調器では例えＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧及びＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧が最適であっても、光変調器出力光パワがペアレントＭＺＩ制御バイアスの影響を若干は受けることがありうる。この光パワの変動は、変調器の不完全性や半導体変調器における光導波路損失の電界依存性によって生じるものであるため、θの最適値とは無関係であり、ＡＢＣにとっては誤差要因となりえる。

図１８は、図１７におけるシミュレーションの条件に加えて、θが微小増加（又は減少）すると変調器損失が微小減少（又は増加）するという条件をおいた場合のシミュレーション結果を示す。図１８（ａ）は、θ＝０．７π／２を中心としたディザリングであるが、θを微小増加させている時間帯における平均電圧♯１と、θを微小減少させている時間帯における平均電圧♯２は各々１．８２と１．３４である。ディザリングの周期より長い時間で平均すれば、（１．８２＋１．３４）／２＝１．５８であり、図１７とほぼ同じ値となる。θを微小増加させている時間帯における電圧のＲＭＳ♯１と、θを微小減少させている時間帯における電圧のＲＭＳ♯２は各々１．９９と１．６１となる。

図１８（ｂ）は、θ＝１．３π／２を中心としたディザリングであるが、θを微小増加させている時間帯における平均電圧♯１と、θを微小減少させている時間帯における平均電圧♯２は各々１．８２と１．３４であり、図１８（ａ）と同様である。θを微小増加させている時間帯における電圧のＲＭＳ♯１と、θを微小減少させている時間帯における電圧のＲＭＳ♯２は各々２．１８と１．４７となる。図１８では、図１８（ａ）でも図１８（ｂ）でもＲＭＳ♯１＞ＲＭＳ♯２となり、大小関係の反転は起きない。このため、ペアレントＭＺＩ制御バイアスを正しく制御することが出来ないという問題が生じる。

上記の問題以外にも、図１７に示した手法を現実に行う際には、ＡＢＣ用のＰＤの帯域制限もまた問題となる。図１６〜図１８では、説明を容易にするために、ＰＤの帯域をシンボルレートと同等とした。しかしながら、高帯域なＰＤは高価格であるため、光変調器に内蔵されているモニタ用ＰＤは一般にシンボルレートに比べはるかに低帯域であり、ＰＤ出力電圧の分散ないしＲＭＳの測定は、ＰＤ出力電圧の平均値の測定に比べ困難である。特に、ナイキストフィルタ付与の多値光ＱＡＭ信号のように、駆動波形が複雑でアナログライクである場合は、θが最適であってもＰＤ出力波形はアナログライクとなり、ＰＤ出力電圧の分散ないしＲＭＳのθ依存性が小さくなるため、ペアレントＭＺＩ制御バイアスのドリフト検出は更に困難となる。

上記事情に鑑み、本発明は、複数のＭＺＩを有するＱＡＭ信号生成用の光変調器において、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧を従来よりも精度よく、正確に制御する光送信器を提供することを目的としている。

本発明の一態様は、光変調器と自動バイアス制御回路とを有する光送信器であって、前記光変調器は、同相用のマッハツェンダー型干渉計である同相用ＭＺＩと直角位相用のマッハツェンダー型干渉計である直角位相用ＭＺＩとを有するマッハツェンダー型干渉計であるペアレントＭＺＩと、連続光を分岐して、分岐された連続光を前記同相用ＭＺＩ及び前記直角位相用ＭＺＩに入力する光入力端子と、前記同相用ＭＺＩにおいて前記連続光を分岐して得られた２つのブランチの光の光位相差を変更して光変調を行う駆動信号が印加される同相用駆動信号入力電極と、前記直角位相用ＭＺＩにおいて前記連続光を分岐して得られた２つのブランチの光の光位相差を変更して光変調を行う駆動信号が印加される直角位相用駆動信号入力電極と、前記同相用ＭＺＩから出力された光と、前記直角位相用ＭＺＩから出力された光とを合波して、合波された光を出力する光出力端子と、前記同相用ＭＺＩから出力された前記光と前記直角位相用ＭＺＩから出力された前記光の光位相差を調整するペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧が印加されるペアレントＭＺＩ制御バイアス電極とを有し、前記同相用ＭＺＩは、前記光入力端子から入力された前記連続光を前記２つのブランチに分岐する第１の分岐部と、前記同相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号による光変調が行われた前記２つのブランチの前記光を合波して、合波された光を出力する第１の合波部とを有し、前記直角位相用ＭＺＩは、前記光入力端子から入力された前記連続光を前記２つのブランチに分岐する第２の分岐部と、前記直角位相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号による光変調が行われた前記２つのブランチの前記光を合波して、合波された光を出力する第２の合波部とを有し、前記自動バイアス制御回路は、前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電極に印加される前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧を発生するペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器と、タップされた前記光変調器からの出力光を電気信号に変換するフォトデテクタと、前記フォトデテクタにより変換された前記電気信号に含まれる第１の周波数より低速な変調成分を抑圧する低周波遮断回路と、前記低周波遮断回路により低速な変調成分が抑圧された電気信号に基づいて、前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器を制御する制御部とを有し、前記制御部は、低速な変調成分が抑圧された前記電気信号の電圧の実効値又はピーク値が最小となるように前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器を制御する。

本発明の一態様は、光変調器と自動バイアス制御回路とを有する光送信器であって、前記光変調器は、同相用のマッハツェンダー型干渉計である同相用ＭＺＩと直角位相用のマッハツェンダー型干渉計である直角位相用ＭＺＩとを有するマッハツェンダー型干渉計であるペアレントＭＺＩと、連続光を分岐して、分岐された連続光を前記同相用ＭＺＩ及び前記直角位相用ＭＺＩに入力する光入力端子と、前記同相用ＭＺＩにおいて前記連続光を分岐して得られた２つのブランチの光の光位相差を変更して光変調を行う駆動信号が印加される同相用駆動信号入力電極と、前記直角位相用ＭＺＩにおいて前記連続光を分岐して得られた２つのブランチの光の光位相差を変更して光変調を行う駆動信号が印加される直角位相用駆動信号入力電極と、前記同相用ＭＺＩから出力された光と、前記直角位相用ＭＺＩから出力された光とを合波して、合波された光を出力する光出力端子と、前記同相用ＭＺＩから出力された前記光と前記直角位相用ＭＺＩから出力された前記光の光位相差を調整するペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧が印加されるペアレントＭＺＩ制御バイアス電極とを有し、前記同相用ＭＺＩは、前記光入力端子から入力された前記連続光を前記２つのブランチに分岐する第１の分岐部と、前記同相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号による光変調が行われた前記２つのブランチの前記光を合波して、合波された光を出力する第１の合波部とを有し、前記直角位相用ＭＺＩは、前記光入力端子から入力された前記連続光を前記２つのブランチに分岐する第２の分岐部と、前記直角位相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号による光変調が行われた前記２つのブランチの前記光を合波して、合波された光を出力する第２の合波部とを有し、前記自動バイアス制御回路は、前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電極に印加される前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧を発生するペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器と、タップされた前記光変調器からの出力光を電気信号に変換するフォトデテクタと、前記電気信号に対して所定のしきい値でクリッピングを行うクリッパ回路と、前記クリッパ回路によりクリッピングされた前記電気信号に基づいて、前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器にフィードバック制御を行う制御部とを有し、前記制御部は、クリッピングされた前記電気信号の電圧の平均値、実効値又はピーク値が最小となるように前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器を制御する。

本発明の一態様は、上述の光送信器において、前記自動バイアス制御回路は、前記フォトデテクタにより変換された前記電気信号に含まれる第１の周波数より低速な変調成分を抑圧し、前記低速な変調成分が抑圧された電気信号を前記クリッパ回路に出力する低周波遮断回路をさらに有する。

本発明の一態様は、上述の光送信器において、前記低周波遮断回路は、応答速度が前記第１の周波数以下の利得調整回路を有する増幅器で構成される。

本発明の一態様は、上述の光送信器において、前記低周波遮断回路は、前記光送信器が有する周辺回路が発するランダム雑音又は前記光入力端子に入力される前記連続光のもつランダム雑音の少なくとも一部を遮断する。

本発明の一態様は、上述の光送信器において、前記自動バイアス制御回路は、前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧に、前記第１の周波数よりも低周波の第２の周波数のディザリングを加える第１のディザリング印加部と、前記低周波遮断回路により低速な変調成分が抑圧された前記電気信号を前記第２の周波数で同期検波する同期検波部とを有し、前記制御部は、前記同期検波の結果が０となるよう前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器を制御する処理を行う。

本発明の一態様は、上述の光送信器において、前記制御部は、前記同期検波の結果に所定のオフセット値を加えた結果が０となるように前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器を制御し、前記オフセット値は、前記光変調器からの前記出力光の強度を測定する光パワモニタの誤差によって定まる。

本発明の一態様は、上述の光送信器において、前記自動バイアス制御回路は、前記クリッパ回路のクリッピングの前記しきい値に第３の周波数のディザリングを加える第２のディザリング印加部と、前記クリッパ回路の出力を前記第３の周波数で同期検波する同期検波部とを有し、前記制御部は、前記同期検波の結果を参照して前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器を制御する処理を行う。

本発明の一態様は、上述の光送信器において、前記制御部は、前記同期検波の結果に所定のオフセット値を加えた結果を参照して前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器を制御し、前記オフセット値は、前記光変調器からの出力光の強度を測定する光パワモニタの誤差によって定まる。

本発明の一態様は、前記光変調器は、前記同相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号により光変調された前記２つのブランチの前記光の前記光位相差を調整する同相用ＭＺＩ制御バイアス電圧が印加される同相用ＭＺＩ制御バイアス電極と、前記直角位相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号により光変調された前記２つのブランチの前記光の前記光位相差を調整する直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電圧が印加される直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電極とをさらに有し、前記第１の合波部は、前記同相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号による光変調及び前記同相用ＭＺＩ制御バイアス電極へ印加される前記同相用ＭＺＩ制御バイアス電圧による前記光位相差の調整が行われた前記２つのブランチの前記光を合波して、合波された光を出力し、前記第２の合波部は、前記直角位相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号による光変調及び前記直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電極へ印加される前記直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電圧による前記光位相差の調整が行われた前記２つのブランチの前記光を合波して、合波された光を出力し、前記自動バイアス制御回路は、前記同相用ＭＺＩ制御バイアス電極に印加される前記同相用ＭＺＩ制御バイアス電圧又は前記直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電極に印加される前記直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電圧の少なくとも片方に第４の周波数のディザリングを加える第３のディザリング印加部を有し、前記第４の周波数、又は、前記第４の周波数の倍の周波数は、前記第１の周波数よりも高周波である。

本発明の一態様は、上述の光送信器において、前記光送信器の立ち上げシーケンスにおける前記ディザリングの振幅を運用期間中における前記ディザリングの振幅よりも大きくする。

本発明の一態様は、上述の光送信器において、前記クリッパ回路は、前記しきい値に達しない信号を前記しきい値に切り上げて前記クリッピングを行う。

本発明の一態様は、上述の光送信器において、前記光変調器は、前記同相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号により光変調された前記２つのブランチの前記光の前記光位相差を調整する同相用ＭＺＩ制御バイアス電圧が印加される同相用ＭＺＩ制御バイアス電極と、前記直角位相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号により光変調された前記２つのブランチの前記光の前記光位相差を調整する直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電圧が印加される直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電極とをさらに有し、前記第１の合波部は、前記同相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号による光変調及び前記同相用ＭＺＩ制御バイアス電極へ印加される前記同相用ＭＺＩ制御バイアス電圧による前記光位相差の調整が行われた前記２つのブランチの前記光を合波して、合波された光を出力し、前記第２の合波部は、前記直角位相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号による光変調及び前記直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電極へ印加される前記直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電圧による前記光位相差の調整が行われた前記２つのブランチの前記光を合波して、合波された光を出力し、前記制御部は、前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧の制御を開始するに先立ち、前記同相用ＭＺＩ制御バイアス電極に印加される前記同相用ＭＺＩ制御バイアス電圧及び前記直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電極に印加される前記直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電圧の両方又は一方を調整する。

本発明の一態様は、光変調器と自動バイアス制御回路とを有する光送信器であって、前記光変調器は、同相用のマッハツェンダー型干渉計である同相用ＭＺＩと直角位相用のマッハツェンダー型干渉計である直角位相用ＭＺＩとを有するマッハツェンダー型干渉計であるペアレントＭＺＩと、連続光を分岐して、分岐された連続光を前記同相用ＭＺＩ及び前記直角位相用ＭＺＩに入力する光入力端子と、前記同相用ＭＺＩにおいて前記連続光を分岐して得られた２つのブランチの光の光位相差を変更して光変調を行う駆動信号が印加される同相用駆動信号入力電極と、前記直角位相用ＭＺＩにおいて前記連続光を分岐して得られた２つのブランチの光の光位相差を変更して光変調を行う駆動信号が印加される直角位相用駆動信号入力電極と、前記同相用ＭＺＩから出力された光と、前記直角位相用ＭＺＩから出力された光とを合波して、合波された光を出力する光出力端子と、前記同相用ＭＺＩから出力された前記光と前記直角位相用ＭＺＩから出力された前記光の光位相差を調整するペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧が印加されるペアレントＭＺＩ制御バイアス電極とを有し、前記同相用ＭＺＩは、前記光入力端子から入力された前記連続光を前記２つのブランチに分岐する第１の分岐部と、前記同相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号による光変調が行われた前記２つのブランチの前記光を合波して、合波された光を出力する第１の合波部とを有し、前記直角位相用ＭＺＩは、前記光入力端子から入力された前記連続光を前記２つのブランチに分岐する第２の分岐部と、前記直角位相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号による光変調が行われた前記２つのブランチの前記光を合波して、合波された光を出力する第２の合波部とを有し、前記自動バイアス制御回路は、前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電極に印加される前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧を発生するペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器と、タップされた前記光変調器からの出力光の強度に対応する電圧を発生するフォトデテクタと、前記フォトデテクタが発生させた前記電圧の値と所定のしきい値とを比較し、前記しきい値より大きな前記電圧又は前記しきい値より小さな前記電圧を選択する識別回路と、前記識別回路によって選択された前記電圧のデータを用いて演算処理する演算回路と、前記演算処理の結果に基づいて、前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器にフィードバック制御を行う制御部とを有する。

本発明の一態様は、上述の光送信器において、前記演算回路は、選択された前記電圧の時間平均値、選択された前記電圧の積算値、又は、選択された前記電圧の二乗平均平方根を前記演算処理において演算する。

本発明の一態様は、上述の光送信器において、前記演算回路は、前記識別回路により前記電圧が選択される頻度を前記演算処理において演算する。

本発明の一態様は、上述の光送信器において、前記識別回路は、Ｎ種類（Ｎは自然数）の前記しきい値それぞれに基づいて前記フォトデテクタから出力された前記電圧を選択し、前記演算回路は、前記識別回路により選択されたＮ種類の前記電圧のデータそれぞれに対して前記演算処理を行う。

本発明の一態様は、上述の光送信器において、前記識別回路は、２種類の前記しきい値で上限および下限が定まるよう前記フォトデテクタから出力された前記電圧を選択し、前記演算回路は、前記識別回路により選択された前記電圧のデータに対して前記演算処理を行う。

本発明の一態様は、上述の光送信器において、前記制御部は、前記識別回路により前記電圧が選択される頻度が予め定められた頻度より小さい場合は、前記しきい値を前記フォトデテクタが発生させた前記電圧の時間平均値に近づける。

本発明により、複数のＭＺＩからなるＱＡＭ信号生成用の光変調器において、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧を従来技術よりも精度よく、正確に制御できるバイアス電圧自動調整が実現可能となる。

本発明の第１の実施形態の構成を示す図である。 第１の実施形態の作用を示す図である。 第２の実施形態の構成を示す図である。 第２の実施形態の作用を示す図である。 第４の実施形態の構成を示す図である。 第４の実施形態のクリッパ回路の出力を模式的に示す図である。 第５の実施形態の作用を示す図である。 第６の実施形態の構成を示す図である。 第７の実施形態の構成を示す図である。 第８の実施形態の構成を示す図である。 第１０の実施形態の構成を示す図である。 光位相差の変化と各シンボルの光強度との関係を示す図である。 光位相差の変化と各シンボルの光強度との関係を示す図である。 第１０の実施形態の光位相差の変化に応じた光強度の変化としきい値との関係を示す図である。 第１１の実施形態の構成を示す図である。 従来のＱＡＭ信号生成用光送信器の典型的な構成を示す図である。 従来のＱＡＭ信号生成用光送信器による光ＱＡＭ信号のコンスタレーション及びＰＤ出力電圧波形を示す図である。 従来のＱＡＭ信号生成用光送信器のペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧にディザリングを施した場合の光ＱＡＭ信号のコンスタレーション及びＰＤ出力電圧波形を示す図である。 理想的ではない光変調器を用いた従来のＱＡＭ信号生成用光送信器のペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧にディザリングを施した場合の光ＱＡＭ信号のコンスタレーション及びＰＤ出力電圧波形を示す図である。

以下、図面を参照して、本発明の各実施形態における光送信器を説明する。
以下に説明する各実施形態において、図１５に示した光送信器の構成要素又は他の実施形態における構成要素と同じ構成要素に対しては同一の符号を付して重複する説明を省略することがある。

＜第１の実施形態＞
図１は、第１の実施形態における光送信器１の構成例を示す図である。第１の実施形態における光送信器１は、図１５に示すＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）信号生成用の光変調器Ｍと、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ（同相）用ＭＺＩ（マッハツェンダー型干渉計）制御バイアス電圧発生器７ａと、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ（直角位相）用ＭＺＩ制御バイアス電圧発生器７ｂとを有し、更にＡＢＣ（バイアス電圧自動調整）回路３０を有する。ＡＢＣ回路３０は、図１５におけるペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器１０８を有し、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器１０８を制御する。

光変調器Ｍは、入れ子型ＭＺＩを用いた半導体光変調器であり、ペアレントＭＺＩ２０と、第１のＩｎ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極６ａと、第２のＩｎ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極６ｂと、第１のＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極６ｃと、第２のＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極６ｄと、第１のＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極８ａと、第２のＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極８ｂと、第１のＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極８ｃと、第２のＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極８ｄと、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電極１０１を有する。ペアレントＭＺＩ２０は、光分岐部２００（光入力端子）と、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ａと、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ｂと、光合波部２０１（光出力端子）とを有する。

光分岐部２００は、ＣＷ光を入力する。光分岐部２００は、入力されたＣＷ光を分岐し、分岐されたＣＷ光をＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ａ及びＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ｂに出力する。
Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ａの分岐部２１ａ（第１の分岐部）は、光分岐部２００から入力したＣＷ光を２つのブランチに分岐する。第１のＩｎ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極６ａ及び第２のＩｎ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極６ｂはそれぞれ、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用駆動アンプ３ａが生成した駆動信号±Ｖ_{ｄａｔａ_ａ}をＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ａの各ブランチの光信号に印加する。第１のＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極８ａ及び第２のＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極８ｂはそれぞれ、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧発生器７ａからの出力電圧により、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ａの２つのブランチの光信号の光位相差を調整し、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ａをヌル点にバイアスする。Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ａの合波部２２ａ（第１の合波部）は、光位相差が調整された２つのブランチの光信号を合波し、合波された光信号を光合波部２０１に出力する。

Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ｂの分岐部２１ｂ（第２の分岐部）は、光分岐部２００から入力したＣＷ光を２つのブランチに分岐する。第１のＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極６ｃ及び第２のＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極６ｄはそれぞれ、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用駆動アンプ３ｂが生成した駆動信号±Ｖ_{ｄａｔａ_ｂ}をＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ｂの各ブランチの光信号に印加する。第１のＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極８ｃ及び第２のＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極８ｄは、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧発生器７ｂの出力電圧により、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ｂの２つのブランチの光信号の光位相差を調整し、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ｂをヌル点にバイアスする。Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ｂの合波部２２ｂ（第２の合波部）は、光位相差が調整された２つのブランチの光信号を合波し、合波された光信号を光合波部２０１に出力する。

光合波部２０１は、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ａから出力される光信号及びＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ｂから出力される光信号を入力して合波し、合波された光信号を光変調器Ｍから出力する。

実際の光送信器においては、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧発生器７ａ及びＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧発生器７ｂを制御するためのＡＢＣ回路も必要であるが、本実施形態における図面では割愛する。これら２種類のバイアスを制御するためのＡＢＣ回路は、後述する第８の実施形態において説明するように、例えば非特許文献１に記載の公知の技術で実現することが可能である。

前述のとおり、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス及びＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアスの最適化は、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧の最適化に比べ容易であるため、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧の制御の前段階でＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス及びＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアスを最適化しておくことが望ましい。そこで、後述するＡＢＣ回路３０のコントローラ３０７は、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧の制御を開始するに先立ち、第１のＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極８ａ及び第２のＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極８ｂのそれぞれに印加されるＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧と、第１のＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極８ｃ及び第２のＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極８ｄのそれぞれに印加されるＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧との両方（又は少なくとも一方）を調整する。この前処理により、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧の収束速度を上げることが可能となる。

ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器１０８を制御するためのＡＢＣ回路３０は、光タップ３００と、フォトデテクタ３０１と、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）３０２と、ＲＭＳモニタ３０３と、ディザリング部３０４と、ディザリング印加部３０５と、同期検波回路３０６と、コントローラ３０７（制御部）とを備えて構成される。

光タップ３００は、光変調器Ｍから出力された光信号を分岐し、分岐された光信号をフォトデテクタ３０１に出力する。フォトデテクタ３０１は、光タップ３００が出力した光信号を入力する。フォトデテクタ３０１は、入力した光信号を電気信号に変換し、変換された電気信号をＨＰＦ３０２に出力する。ここで、図１６（ｂ）に関する説明で述べたように、フォトデテクタ３０１から出力された電気信号は、シンボル間遷移に応じて大小のノッチを有している。ＨＰＦ３０２は、フォトデテクタ３０１が出力した電気信号を入力し、遮断周波数ｆｃよりも低速な変調成分を抑圧し、得られた電気信号をＲＭＳモニタ３０３に出力する。ＲＭＳモニタ３０３は、ＨＰＦ３０２が出力した電気信号を入力し、ＲＭＳの変化を検出した後、測定結果の情報（ｄａｔａ）を同期検波回路３０６に出力する。

ディザリング部３０４及びディザリング印加部３０５は、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧に周波数ｆｄのディザリングを加える。ここでｆｃ＞ｆｄとする。同期検波回路３０６は、ディザリング部３０４から出力される参照クロック（ｃｌｋ）とＲＭＳモニタ３０３による測定結果を元にフォトデテクタ３０１で変換された電気信号の同期検波を行う。コントローラ３０７は、同期検波回路３０６から出力される同期検波結果をもとにペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧が最適であるか否かを判定し、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧が最適でない場合にはペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器１０８の出力を修正することによりＡＢＣを行う。

図２は、ＨＰＦ３０２及びＲＭＳモニタ３０３の作用をシミュレーションで示した図である。シミュレーションの条件は図１８と同様である。すなわち、ＱＡＭは４値のＱＰＳＫであり、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧にディザリングを施した。光変調器は理想的ではないものとし、ＰＤ（Photodetector）はＱＡＭのシンボルレートと同等の帯域を持つものとした。また、θが微小増加（又は減少）すると変調器損失が微小減少（又は増加）する条件とした。θは、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ａの光出力とＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ２ｂの光出力との光位相差である。

本実施形態ではペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧に周波数ｆｄのディザリングが加わっているため、θも周波数ｆｄで微小な増減を繰り返す。図２や図１８では、理解を容易にするためにθの増減を大きめにしてシミュレーションと作図を行っているが、ＡＢＣ回路３０をインサービスで動かす場合においては、ＱＡＭ信号の信号品質劣化が生じない程度のディザ振幅に抑える必要がある。ただし、光送信器１のスタートアップ期間のみはディザ振幅を大きめにとり、誤差検出感度を向上させて速やかに各バイアスを最適値に収束させる構成としてもよい。このように、ディザリングの振幅は、光送信器１の立ち上げシーケンスにおいて大きく、運用期間中において小さくしてもよい。

図２及び図１８では理想的ではない光変調器を仮定しているため、図１８にて既に説明したように、θが微小に増加している時間領域でのフォトデテクタ３０１の出力電圧の平均値（図１８に示した平均電圧＃１）と、θが微小に減少している時間領域でのフォトデテクタ３０１の出力電圧の平均値（図１８に示した平均電圧＃２）とは異なる。しかし、ＨＰＦ３０２はｆｃ以下の周波数成分を遮断するため、図２に示すように、ＨＰＦ３０２出力での平均電圧＃１と平均電圧＃２の値は殆ど０になる。だが、θが微小に増加している時間領域でのＨＰＦ３０２の出力電圧のＲＭＳ（ＲＭＳ＃１）と、θが微小に減少している時間領域でのＨＰＦ３０２の出力電圧のＲＭＳ（ＲＭＳ＃２）とは同一ではない。θの平均値が０．７×π／２である場合にはＲＭＳ♯１＜ＲＭＳ♯２であるが、θの平均値が１．３×π／２である場合にはＲＭＳ♯１＞ＲＭＳ♯２となる。図１７に示した理想的な光変調器を用いた場合と同様に、θが最適値より大きいか小さいかによって、ＲＭＳ♯１とＲＭＳ♯２との大小関係が逆転する。θが最適値であればＲＭＳ♯１及びＲＭＳ♯２はともに最小値となる。

ＲＭＳの変化はＲＭＳモニタ３０３によって検出され、検出結果は同期検波回路３０６で同期検波され、ＲＭＳの変化とディザリング信号ｆｄが同相であるか逆相であるかが判定される。θが最適値であれば同期検波結果は０となる。コントローラ３０７は、この同期検波結果をペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器１０８にフィードバックし、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧及びθを最適値に保つ。
このように、ＡＢＣ回路３０は、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧に、周波数ｆｃよりも低周波の周波数ｆｄのディザリングを加える処理と、ＨＰＦ３０２からの出力信号を周波数ｆｄで同期検波し、同期検波結果が０（又は０に近い値）となるようペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器１０８を制御する処理とを行う。

なんらかの理由でディザリング又は同期検波が困難な場合は、コントローラ３０７は、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧を微小変更しつつ山登り法を行ってＲＭＳが最小となるよう制御を行ってもよい。このとき、コントローラ３０７は、ＲＭＳの統計処理を１／ｆｃよりも長い時間範囲で行うのが望ましい。これは、コントローラ３０７への入力時の信号においては、ＨＰＦ３０２により、０〜ｆｃの周波数成分を持つランダム雑音が抑圧されているためである。

＜第２の実施形態＞
図２に示したＨＰＦ出力電圧の波形に着目し、上端の包絡線と下端の包絡線を描くと、周波数ｆｄで変動していることが分る。ただし上端の包絡線と下端の包絡線とは逆相であるため、ＨＰＦ出力には周波数ｆｄの強度変調成分は存在しない。第２の実施形態では、片方の包絡線を選択的に取り出すことにより、θが最適値であるか否かを判定する。

図３は、第２の実施形態における光送信器１ａの構成例を示す図である。第２の実施形態の光送信器１ａが図１に示す第１の実施形態の光送信器１と異なる点は、ＡＢＣ回路３０に代えて、ＡＢＣ回路３１を備える点である。ＡＢＣ回路３１がＡＢＣ回路３０と異なる点は、第１の実施形態におけるＲＭＳモニタ３０３に代えて、ＤＣ電源３０８と、電圧加算器３０９と、クリッパ回路３１０と、平滑化回路３１１とを備える点である。

ＤＣ電源３０８は電圧加算器３０９を介して、ＨＰＦ３０２の出力にＤＣ電圧Ｖ１を加算する。ＨＰＦ３０２の出力は一般に正負にまたがるが、小型光送信器では電源供給に制約が伴うことが多いため、アクティブ回路については入出力電圧を正又は負のどちらかに限定した方が、回路構成が容易になることがある。このような場合は、ＨＰＦ３０２をパッシブ回路で構成し、ＤＣ電圧Ｖ１を適切に選ぶことにより、電圧加算器３０９の出力を正又は負のどちらかに限定することが出来る。

電圧加算器３０９の出力はクリッパ回路３１０に入力される。クリッパ回路３１０は、ＤＣ電源３０８から出力される電圧Ｖ２を参照して、電圧加算器３０９の出力に対して電圧Ｖ２をしきい値としたクリッピング処理を施す。ここで、電圧Ｖ２はＤＣ電圧Ｖ１と概ね同じ値とするが、必ずしもＤＣ電圧Ｖ１と同一でなくてもよく、誤差検出感度が最も高くなるように電圧Ｖ２の値を選択する。

ここで、クリッピング処理には２つの選択肢がある。すなわち、これら２つのクリッピング処理は、電圧Ｖ２以上の電圧を電圧Ｖ２にクリップする処理と、電圧Ｖ２以下の電圧を電圧Ｖ２にクリップする処理である。光ＱＡＭ信号の強度波形は、図１６などに示したように、シンボル間の遷移時にノッチが生じ、このノッチはθの大小に関わらず発生するため、精度のよいＡＢＣの実現のためにはノッチを抑圧した方がよい。このため、フォトデテクタ３０１から出力される電圧Ｖ２以下の電圧を電圧Ｖ２にクリップする処理をとることが望ましい。

図４は、Ｖ１＝Ｖ２＝０とした場合の、クリッパ回路３１０の出力波形の作用をシミュレーションで示した図である。シミュレーションの条件は図２及び図１８と同様である。θが微小に増加している時間領域でのクリッパ回路３１０出力電圧の平均値（平均電圧＃１）と、θが微小に減少している時間領域でのクリッパ回路３１０出力の出力電圧の平均値（平均電圧＃２）とは異なる値を持つ。同様に、θが微小に増加している時間領域でのクリッパ回路３１０出力電圧のＲＭＳ（ＲＭＳ＃１）と、θが微小に減少している時間領域でのクリッパ回路３１０の出力電圧のＲＭＳ（ＲＭＳ＃２）とは異なる値を持つ。θが最適値π／２より小さいときに平均電圧＃１＜平均電圧＃２、ＲＭＳ＃１＜ＲＭＳ＃２であるが、θが最適値π／２より大きいときには平均電圧＃１＞平均電圧＃２、ＲＭＳ＃１＞ＲＭＳ＃２となって、大小関係が逆転する。第１の実施形態と同様にして、ＲＭＳの変化を同期検波してθが最適値より大きいか小さいかを判定することは可能であるが、第２の実施形態では、平均電圧の変化を同期検波してθが最適値より大きいか小さいかを判定することも出来る。前述したように、ＲＭＳの変化を検出するためにはＡＢＣ回路３１の帯域を高く取る必要があるが、平均電圧の変化の検出であれば、帯域への要求が緩和されるため、平均電圧の変化を同期検波することがより望ましい。

クリッパ回路３１０の出力波形は、平滑化回路３１１によってｆｄより充分高い周波数成分が平滑化される。平滑化回路３１１は遮断周波数がｆｄより充分大きなローパスフィルタで構成可能である。ローパスフィルタに代えて透過帯域ｆｄのバンドパスフィルタを用いてもよい。平滑化回路３１１の出力は、第１の実施形態と同様に同期検波回路３０６によって同期検波され、コントローラ３０７によりθが最適値より大きいか小さいかが判定される。θが最適値であれば同期検波結果は０となる。コントローラ３０７はこの結果をペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器１０８にフィードバックし、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧及びθを最適値に保つ。

この実施形態でも、なんらかの理由でディザリング又は同期検波が困難な場合は、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧を微小変更しつつ山登り法を行って平均電圧又はＲＭＳが最小となるよう制御を行ってもよい。このときもまた、コントローラ３０７は、平均電圧又はＲＭＳの統計処理を１／ｆｃよりも長い時間範囲で行うのが望ましい。

＜第３の実施形態＞
第１及び第２の実施形態では、ＨＰＦ３０２の遮断周波数ｆｃをディザリングの周波数ｆｄより高くとった。ここで、ｆｄ成分だけでなく、ＨＰＦ３０２が、光送信器１又は光送信器１ａ内のランダム雑音を抑圧するようにｆｃを設定してもよい。このような場合は、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用駆動アンプ３ａやＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用駆動アンプ３ｂ、あるいは電源系の揺らぎなど電気回路系のランダム雑音や、ＣＷ光源の強度変調雑音などに由来する雑音スペクトルの全て、又は一部がＨＰＦ３０２によって遮断されるようにｆｃを設定する。

＜第４の実施形態＞
図５は、第４の実施形態における光送信器１ｂの構成例を示す図である。第４の実施形態の光送信器１ｂが図３に示す第２の実施形態の光送信器１ａと異なる点は、ＡＢＣ回路３１に代えて、ＡＢＣ回路３２を備える点である。ＡＢＣ回路３２が、第２の実施形態のＡＢＣ回路３１と異なる点は、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧に周波数ｆｄのディザリングを加えるディザリング部３０４及びディザリング印加部３０５に代えて、ＤＣ電源３０８から出力される電圧Ｖ２に周波数ｆｄのディザリングを加えるディザリング部３０４ｂ及びディザリング印加部３０５ｂを備える点である。ディザリング部３０４ｂは、参照クロック（ｃｌｋ）を同期検波回路３０６に出力し、かつ、ディザリング印加部３０５ｂを介してクリッパ回路３１０のクリッピングのしきい値に周波数ｆｄのディザリングを加える。クリッパ回路３１０の出力は平滑化回路３１１によって平滑化され、周波数ｆｄの周期信号が得られる。平滑化回路３１１の出力は同期検波回路３０６によって同期検波される。コントローラ３０７は、同期検波結果をペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器１０８にフィードバックし、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧及びθを最適値に保つ。

図６は、第４の実施形態におけるクリッパ回路３１０の出力を模式的に示す図である。ここでは、ディザリングによりクリッパ回路３１０のクリッピングしきい値は２つの値ｔｈ１とｔｈ２を周波数ｆｄで繰り返すものとしている。また、ＱＡＭ信号は４値、すなわちＱＰＳＫ信号であるものとする。

図６（ａ）に示すように、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧及びθが最適であるとき、ＱＰＳＫのもつ４つのシンボルＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄはそれぞれ、同一の光パワＰａ、Ｐｂ、Ｐｃ、Ｐｄを持つ。図６では、クリッパ回路３１０のしきい値ｔｈ１とｔｈ２は、ｔｈ１＞Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃ，Ｐｄ≧ｔｈ２の関係をみたしているが、かならずしもこの関係である必要はない。また、クリッピングのしきい値が正弦波状に変動してもよい。

図６（ｂ）に示すように、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧及びθが離調し始めると、シンボルＢとシンボルＤの光パワＰｂ、Ｐｄは下降するが、クリッパ回路３１０の出力はｔｈ２より下には落ちない。一方、シンボルＡとシンボルＣの光パワＰａ、Ｐｃは上昇するため、しきい値がｔｈ２の期間における平均電圧は上昇する。図６（ｃ）に示すように、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧及びθが更に離調すると、光パワＰａ、Ｐｃがｔｈ１を越えるため、クリッパ回路３１０の出力の最大電圧は一定に揃う。

クリッパ回路３１０の出力を平滑化回路３１１に通すと、周波数ｆｄの周期信号が得られるが、その振幅はペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧及びθが最適であるときに最大となる。ただし、クリッパ回路３１０の出力電圧を１／ｆｄより長い時間で平均した平均値は、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧及びθが最適であるときに最小となっている。

平滑化回路３１１の出力は同期検波回路３０６によって同期検波される。本実施形態では、同期検波結果はペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧及びθが最適であるときに、絶対値が最大となる。同期検波結果の符号は同期検波回路３０６が受け取る参照クロックとディザリング印加部３０５ｂが印加するディザリングの位相差に依存するが、正負どちらの符号となるかは回路設計時に定まるので、θを最適とするにあたっての同期検波結果の目標値を定めることが出来る。

コントローラ３０７は、同期検波結果が上記の目標値となるようにペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器１０８を制御する。本実施形態では、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧が過大であるか不足しているかの判定が直接にはできない。そのため、コントローラ３０７は、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧の微小変更と同期検波結果の取得を交互に繰り返しつつ山登り法を行って同期検波結果が上記の目標値に近づくようペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧を選択する制御を行ってもよい。

平滑化回路３１１は遮断周波数がｆｄより充分大きなローパスフィルタで構成可能である。ローパスフィルタに代えて透過帯域ｆｄのバンドパスフィルタを用いてもよい。

本実施形態では、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧には周波数ｆｄのディザリングが加わっていないため、理想的ではない光変調器であっても、フォトデテクタ３０１の出力には周波数ｆｄの強度変調成分は発生しない。このため、図１８に示したような同期検波結果に対する悪影響は発生しない。

また本実施形態では、ディザリングがＨＰＦ３０２の後段で行われるため、ＨＰＦ３０２の遮断周波数ｆｃをディザリングの周波数ｆｄより高くとる必要はないが、ＨＰＦ３０２が、光送信器１ｂ内のランダム雑音を抑圧するようにｆｃを設定してもよい。あるいは、ＨＰＦ３０２および電圧加算器３０９に代えて、１／ｆｄよりも長い時間範囲で平均した平均電圧が常に一定に保たれるような利得制御アンプをクリッパ回路３１０の入力側に配置してもよい。

＜第５の実施形態＞
第２の実施形態では、理想的ではない光変調器を想定し、変調器挿入損失の変動を抑える為、ＨＰＦ３０２及びクリッパ回路３１０を併用した。しかし、変調器の応答が充分に理想的であり、図１７に示したようなＰＤ出力電圧が得られるならば、第２の実施形態からＨＰＦ３０２を省いてもよい。

図７は、第２の実施形態からＨＰＦ３０２を省き、Ｖ１＝０、Ｖ２＝２とした場合の、クリッパ回路３１０出力をシミュレーションで示した図である。シミュレーションの条件は図１７と同様である。第２の実施形態と同様に、θが最適値π／２より小さいときに平均電圧＃１＜平均電圧＃２であるが、θが最適値π／２より大きいときには平均電圧＃１＞平均電圧＃２となって、大小関係が逆転することが分る。このため、第２の実施形態と同様にθが最適値より大きいか小さいかの判定が可能となる。

＜第６の実施形態＞
第１〜第２の実施形態では、ＨＰＦ３０２によってｆｃ以下の変調成分を抑圧し、ディザリングの周波数ｆｄの周波数成分を抑圧した。ＨＰＦ３０２に代えて、応答速度がｆｃ以下の利得調整機能を有するＲＦアンプ（増幅器）を用いることも出来る。図８は、第６の実施形態における光送信器１ｃの構成例を示す図である。なお、図８では、第１の実施形態に基づいた構成を例として示している。第６の実施形態の光送信器１ｃが図１に示す第１の実施形態の光送信器１と異なる点は、ＡＢＣ回路３０に代えてＡＢＣ回路３３を備える点、及び、ＨＰＦ３０２に代えてＲＦアンプ３１２を備える点である。図１８に示されるようなＰＤ出力電圧がＲＦアンプ３１２に入力される場合について考える。ディザリングの周波数ｆｄはｆｃより低いため、利得調整機能は、図１８に記載の平均電圧＃１及び平均電圧＃２の変動を補償するように利得を変更することが出来る。すなわち、図１８においてθが微小減少している期間では利得を平常値の１１５％とし（ここで１．８２／（（１．８２＋１．３４）／２）×１００＝１１５）、θが微小増加している期間では利得を平常値の８５％とする（ここで１．３４／（（１．８２＋１．３４）／２）×１００＝８５）ことにより、平均電圧＃１と平均電圧＃２を等しく保つことが出来る。これにより、他の実施形態と同様に、θが最適値より大きいか小さいかの判定が可能となる。

＜第７の実施形態＞
第１〜第２の実施形態及び第６の実施形態では、ＨＰＦ３０２又は利得調整機能を有するＲＦアンプ３１２によって周波数ｆｃ以下の変調成分を抑圧し、ディザリングの周波数ｆｄの周波数成分を抑圧した。ＨＰＦ３０２又は利得調整機能を有するＲＦアンプ３１２と類似の機能を有するディジタル回路により、周波数ｆｃ以下の変調成分を抑圧し、ディザリングの周波数ｆｄの周波数成分を抑圧してもよい。

図９は、第７の実施形態における光送信器１ｄの構成例を示す図である。
同図に示す光送信器１ｄでは、上述したいずれかの実施形態の光送信器におけるフォトデテクタ３０１を除いたＡＢＣ回路の全ての構成要素がディジタルシグナルプロセッサ４００の内部でディジタル回路として構成される。同図では、ディジタルシグナルプロセッサ４００が、図３に示す光送信器１ａのフォトデテクタ３０１を除いたＡＢＣ回路３１の全ての構成要素を備える場合を例に示している。

光送信器１ｄは、光変調器Ｍと、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧発生器７ａと、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧発生器７ｂとを有し、更にフォトデテクタ３０１と、ディジタルシグナルプロセッサ４００と、ＡＤ（アナログ・ディジタル）コンバータ４０１と、ＤＡ（ディジタル・アナログ）コンバータ４０２とを有する。ディジタルシグナルプロセッサ４００は、振幅調整回路４０３と、ＤＣ電源３０８と、電圧加算器３０９と、クリッパ回路３１０と、平滑化回路３１１と、ディザリング部３０４と、ディザリング印加部３０５と、同期検波回路３０６と、コントローラ３０７と、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器１０８とを有する。

フォトデテクタ３０１の出力は、ＡＤコンバータ４０１を介して、ディジタルシグナルプロセッサ４００に入力される。ＡＤコンバータ４０１の出力に含まれる周波数ｆｄの周波数成分は、振幅調整回路４０３によって抑圧される。本実施形態では、振幅調整回路４０３は、ディザリング部３０４からディザ信号に同期したクロックを得ることが出来る。クロックと同期して図１８に記載の平均電圧＃１と平均電圧＃２の算定を行い、第６の実施形態と同様に比例係数を定めてからＡＤコンバータ４０１の出力に比例係数をかける。得られたデータ列を第２の実施形態と同様に処理することにより、θが最適値より大きいか小さいかの判定が可能となる。コントローラ３０７によって得られたペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧の補正量を示すディジタルデータは、他の実施形態と同様に周波数ｆｄのディザリングに対応する数値を加算／減算したうえで、ＤＡコンバータ４０２を介して、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電極１０１にフィードバックされる。

＜第８の実施形態＞
これまで説明した実施形態では、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス及びＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアスのＡＢＣや、θの符号の選択（＋π／２又は−π／２の選択）が出来ない。これらの機能を実現するために、これまで説明した第１〜７の実施形態と、非特許文献１に記載された公知の手法とを併用することも出来る。

非特許文献１に記載の技術では、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス及びＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアスの両者に同一の周波数ｆｄ２のディザ信号を重畳し、フォトデテクタ３０１の出力に重畳される周波数ｆｄ２又は２×ｆｄ２の信号を検出する。ディザリング部３０４及び後述する同期検波回路３０６ａをタイムシェアリングで動作させ、第１〜７の実施形態における周波数ｆｄの検出と、非特許文献１に記載の手法による周波数ｆｄ２又は２×ｆｄ２の検出とをサイクリックに行うことで、上述したいずれかの実施形態と非特許文献１に記載の技術を併用することができる。

図１０は、第８の実施形態における光送信器１ｅの構成例を示す図である。なお、図１０では、第７の実施形態に基づいた構成を例として示している。第８の実施形態の光送信器１ｅが第７の実施形態の光送信器１ｄと異なる点は、ディジタルシグナルプロセッサ４００に代えてディジタルシグナルプロセッサ４０５を備える点、同期検波回路３０６に代えて同期検波回路３０６ａを備える点、ならびに、ディザリング部９００、ディザリング印加部９０１及びディザリング印加部９０２を備える点である。

ディザリング印加部９０１及びディザリング印加部９０２は、それぞれ、ディザリング部９００が発生させる周波数ｆｄ２のディザ信号をＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧発生器７ａの出力電圧（図１０の例では第１のＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極８ａへ供給される出力電圧）、および、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧発生器７ｂの出力電圧（図１０の例では第１のＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極８ｃへ供給される出力電圧）に印加する。あるいは、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧発生器７ａの出力電圧及びＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧発生器７ｂの出力電圧のどちらか片方に周波数ｆｄ２のディザ信号を印加するようにしてもよい。この場合、ディザリング印加部９０１又はディザリング印加部９０２を設けなくともよい。

ここで、ディザリング部９００がディザ信号を生成している時間帯では、ディザリング部３０４はディザ信号を生成しない。逆に、ディザリング部３０４がディザ信号を生成しているときには、ディザリング部９００はディザ信号を生成しない。ディザリング部９００がディザ信号を生成している時間帯では、周波数ｆｄ２又は２×ｆｄ２の第２の参照クロック（ｃｌｋ２）がディザリング部９００から同期検波回路３０６ａに入力される。この時間帯では、参照クロック（ｃｌｋ）はディザリング部３０４から同期検波回路３０６ａに入力されない。同期検波回路３０６ａは、フォトデテクタ３０１の出力に重畳される周波数ｆｄ２又は２×ｆｄ２の信号を同期検波し、非特許文献１に記載の手法によってバイアスを制御する。

ここで注意しなければならないのは、非特許文献１に記載の技術ではフォトデテクタ３０１からの出力には既に周波数ｆｄ２又は２×ｆｄ２の周波数成分が重畳されているため、ＨＰＦ３０２や振幅調整回路４０３は、周波数ｆｄ２又は２×ｆｄ２の周波数成分を抑圧せずに透過させなければならない。したがって、ｆｄ＜ｆｃ＜ｆｄ２又はｆｄ＜ｆｃ＜２×ｆｄ２を満たすよう、周波数ｆｄ２を定める。

＜第９の実施形態＞
これまで説明した実施形態では光タップ３００によってタップされた変調光を変調器外にあるＲＭＳモニタ３０３でモニタする構成であった。これらに代えて光変調器に内蔵されているパワモニタを活用してもよい。この構成をとる場合、光変調器出力強度の変化が変調器内蔵パワモニタ出力に正しく反映されないことがあるので注意しなければならない。例えば、３つあるバイアス電圧のどれか一つをスイープさせた結果、光変調器出力強度が増減をしたとする。変調器内蔵パワモニタの出力もまた増減を行うが、光変調器出力強度が極値を作るバイアス電圧と、変調器内蔵パワモニタ出力が極値を作るバイアス電圧とにずれが生じることがある。そこで、コントローラ３０７は、光パワモニタの誤差によって定まるある一定のオフセット値を同期検波結果に加えた結果を参照して、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧をフィードバック制御する。上記のようなずれが生じると、例えば、本来は同期検波結果が０でペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧が最良となる筈のものが、同期検波結果が０以外の値でペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧が最良となることがありえる。この誤差を補正するためには、光パワモニタの誤差によって定まるある一定のオフセット値を同期検波結果に加算し、加算結果が０又は０に近い値となるようにペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧をフィードバック制御する。

＜第１０の実施形態＞
図１１は、第１０の実施形態における光送信器１ｆの構成例を示す図である。
同図に示す光送信器１ｆでは、第７の実施形態と同様に、フォトデテクタ３０１を除いたＡＢＣ回路の全ての構成要素がディジタルシグナルプロセッサ４１０の内部でディジタル回路として構成される。

光送信器１ｆは、光変調器Ｍと、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧発生器７ａと、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧発生器７ｂとを有し、更にフォトデテクタ３０１と、ディジタルシグナルプロセッサ４１０と、ＡＤコンバータ４０１と、ＤＡコンバータ４０２とを有する。ディジタルシグナルプロセッサ４１０は、識別回路５００と、第１の演算回路５０１と、第２の演算回路５０２と、コントローラ３０７と、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器１０８とを有する。

光タップ３００は、光変調器Ｍから出力された光信号を分岐し、分岐された光信号をフォトデテクタ３０１に出力する。フォトデテクタ３０１は、光タップ３００からの出力光を電気信号に変換する。この変換により、フォトデテクタ３０１は、出力光の強度に対応する電圧を発生する。光信号の光強度が高いほど、信号の電圧値は高くなる。ＡＤコンバータ４０１は、フォトデテクタ３０１が発生させた電気信号をアナログからディジタルに変換する。ディジタルに変換された電気信号は、フォトデテクタ３０１からの出力電圧の値を含んだデータである。ＡＤコンバータ４０１は、ディジタルに変換された信号を、ディジタルシグナルプロセッサ４１０の識別回路５００に出力する。

識別回路５００は、電圧値に変換された光信号の光強度を識別するために、少なくとも１つの識別用のしきい値を有する。本実施形態では、識別回路５００が、第１のしきい値（ｔｈ１）と第２のしきい値（ｔｈ２）の２つの識別用のしきい値を持つ場合を例に説明する。識別回路５００は、ＡＤコンバータ４０１から入力された信号が示す電圧と識別用のしきい値との大小関係を調べる。識別回路５００は、入力された信号が示す電圧が第１のしきい値（ｔｈ１）を越えた場合、入力信号の値を第１の演算回路５０１に出力する。また、識別回路５００は、入力された信号が示す電圧が第２のしきい値（ｔｈ２）より小さい場合、入力信号の値を第２の演算回路５０２に出力する。

第１のしきい値及び第２のしきい値の設定と、識別回路５００の動作とを、図１２Ａ、図１２Ｂ及び図１３を用いて説明する。ここでは、ＱＰＳＫに代えて、１６ＱＡＭを用いて説明する。

図１２Ａ及び図１２Ｂは、光位相差θの変化と各シンボルの光強度との関係を示す図である。図１２Ａは、１６ＱＡＭのコンスタレーションにおけるシンボルと光位相差θを示す。１６ＱＡＭのコンスタレーションは、星印で表されるように、♯１〜♯１６のシンボルを有する。原点から遠い位置にあるシンボルは、それだけ光電界の絶対値が大きいので、大きな光強度を有する。

図１２Ｂは、図１２Ａに示す♯１〜♯１６の各シンボルの光強度が、光位相差θに応じてどのように変化するかを示すグラフである。θが、最適値ではないある値から、最適値π／２＝９０度（ｄｅｇ）に近づいていくと、光強度が減少するシンボルと光強度が増大するシンボルとが現れるため、各シンボルの光強度の変動は複雑なものとなる。

図１３は、光位相差θの変化に応じた光強度の変化としきい値との関係を示す図である。上述したように、各シンボルの光強度には変動があるものの、１６ＱＡＭの全シンボルの光強度の平均値は、図１６において説明したＱＰＳＫの例と同様に、θに関わらず一定である。この平均値の位置を、図１３に示す。このため、変調光の光強度をモニタするだけではθの制御を行うことは出来ない。また、図１６において説明したＱＰＳＫの例と同様に、光強度のＲＭＳを求めてθの制御を行うことは可能であるが、多値ＱＡＭの場合は各シンボルの光強度の変化が複雑であるため、光強度のＲＭＳの変化率は抑圧され、θの制御の精度が落ちる。

そこで、本実施形態では先述のとおり、識別回路５００に２つのしきい値を持たせる。図１３に示す例では、第１のしきい値より高い光強度を有するシンボルのみ着目すると、それらのシンボルの光強度の合計（図１２Ａにおける＃１，＃４、＃１３、＃１６のシンボルの光強度の合計）は、θが最適値９０度に近づくにつれ単調減少してゆくことが分る。また第２のしきい値より低い光強度を有するシンボルのみ着目すると、θが０〜３０度及び１５０〜１８０度においてやや複雑な変化が生じるものの、θが３０〜１５０度の範囲では、光強度の合計（図１２Ａにおける＃６，＃７、＃１０、＃１１のシンボルの光強度の合計）は、θが最適値９０度に近づくにつれ単調増加していくことが分る。この性質を利用して、θの制御を精度良く行うことが出来る。

具体的には、コントローラ３０７は、第１の演算回路５０１に入力される信号（データ）が示す電圧の平均値が最小となり、かつ、第２の演算回路５０２に入力される信号（データ）が示す電圧の平均値が最大となるように、θを制御すればよい。なお、平均値に代えて、電圧の積算値又は電圧の値の二乗平均平方根を用いてもよい。あるいは、コントローラ３０７は、第１の演算回路５０１及び第２の演算回路５０２に入力されるデータの出現頻度が最小となるようにθを制御してもよい。

第１及び第２のしきい値をどのように決定するかは、変調光の光強度及びフォトデテクタ３０１の帯域に依存するが、任意のθで第１のしきい値より大きな光強度が必ず存在するように、また、第２のしきい値より小さな光強度が必ず存在するように設定することが望ましい。図１３には、第１のしきい値の設定に失敗した例を示している。この例では、θが６０〜１２０度の範囲において、しきい値より大きな光強度は存在しないため、第１の演算回路５０１に入力されるデータは存在せず、θを最適値の９０度に設定することが出来ない。

この問題を解消するためには、予め第１のしきい値を光強度の平均値より充分高く設定し、また第２のしきい値を光強度の平均値より充分低く設定しておき、コントローラ３０７は、必要に応じて第１のしきい値及び第２のしきい値を変更すればよい。例えば、第１の演算回路５０１に入力されるデータの出現頻度が０または非常に小さい場合（予め定められた頻度より小さい場合）、コントローラ３０７は、第１のしきい値を光強度の平均値、すなわち、フォトデテクタ３０１から出力される電圧の時間平均値に近づける。また、例えば、第２の演算回路５０２に入力されるデータの出現頻度が０または非常に小さい場合、コントローラ３０７は、第２のしきい値を光強度の平均値、すなわち、フォトデテクタ３０１から出力される電圧の時間平均値に近づける。これによって、第１の演算回路５０１及び第２の演算回路５０２に入力されるデータの出現頻度をある程度確保する。

データの出現頻度を確保したならば、次に、コントローラ３０７は、第１のしきい値及び第２のしきい値を固定した状態で、第１の演算回路５０１、及び、第２の演算回路５０２のそれぞれに入力される信号（データ）が示す電圧の平均値、積算値又は二乗平均平方根が、最大または最小となるようθを制御すればよい。あるいは、コントローラ３０７は、第１の演算回路５０１及び第２の演算回路５０２に入力されるデータの出現頻度が最小となるようにθを制御してもよい。

第１の演算回路５０１、及び、第２の演算回路５０２が収集するデータは基本的にランダム信号であるため、データ数が多ければ多いほど、統計的に信用の出来る演算結果が得られる。しかし多くのデータを収集するためには、長時間ディジタルシグナルプロセッサ４１０をデータの収集の稼動に占有させなければならない。この間に、ディジタルシグナルプロセッサ４１０は、他の制御、例えば基板温度の制御や光源の強度の監視といった作業が出来なくなるという弊害が生じる。この問題を避けるために、第１の演算回路５０１、及び、第２の演算回路５０２が行うデータの収集および演算を一時的に中断し、この中断期間にディジタルシグナルプロセッサ４１０は基板温度の制御や光源の強度の監視といった他の作業を行い、再び第１の演算回路５０１、及び、第２の演算回路５０２が行うデータの収集および演算を再開するという手順を踏んでも良い。

このように、コントローラ３０７は、第１の演算回路５０１及び第２の演算回路５０２における演算処理の結果に基づいて、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧が適切であるか否かを判定し、判定結果によりペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器１０８にフィードバック制御を行う。演算処理では、フォトデテクタ３０１からの出力電圧の時間平均値、積算値又は二乗平均平方根、あるいは、識別回路５００において出力電圧が選択される頻度が演算される。

また、本実施形態では、識別回路５００が用いるしきい値を２種類としたが、いずれか１つだけを用いてもよい。あるいは、３種類以上のしきい値と、それぞれのしきい値に対応した演算回路を用いて、演算結果の相互比較を行ってもよい。このように、識別回路５００は、Ｎ種類（Ｎは自然数）のしきい値それぞれによりフォトデテクタ３０１の出力電圧を選択し、演算回路は、識別回路５００により選択されたＮ種類の出力電圧のデータそれぞれに対して演算処理を行う。なお、識別回路５００がＭ種類（Ｍは２以上の整数）のしきい値を有する場合、少なくとも一つのしきい値をフォトデテクタ３０１の出力電圧の時間平均値より大きくし、かつ、少なくとも他の一つのしきい値をフォトデテクタ３０１の出力電圧の時間平均値より小さくする。

＜第１１の実施形態＞
前述の第１０の実施形態では、識別回路５００に２つのしきい値を持たせ、第１のしきい値より高いデータのみを第１の演算回路５０１にて集計し、第２のしきい値より低いデータのみを第２の演算回路５０２にて集計した。しかし、本発明はこのような構成に限られず、２つのしきい値の間にあるデータのみを選択し、選択されたデータを単一の演算回路にて集計し、電圧の平均値、積算値、または電圧の値の二乗平均平方根を計算する構成としてもよい。

図１４は、第１１の実施形態における光送信器１ｇの構成例を示す図である。
第１１の実施形態の光送信器１ｅが図１１に示す第１０の実施形態の光送信器１ｆと異なる点は、ディジタルシグナルプロセッサ４１０に代えてディジタルシグナルプロセッサ４１５を備える点、識別回路５００に代えて識別回路５００ａを備える点、および、第２の演算回路５０２を用いない点である。図１４に示す光送信器１ｇでは、第１０の実施形態と同様に、フォトデテクタ３０１を除いたＡＢＣ回路の全ての構成要素がディジタルシグナルプロセッサ４１５の内部でディジタル回路として構成される。

識別回路５００ａは、電圧値に変換された光信号の光強度を識別するために、第１のしきい値（ｔｈ１）と第２のしきい値（ｔｈ２）の２つの識別用のしきい値を持つ。識別回路５００ａは、ＡＤコンバータ４０１から入力された信号が示す電圧と識別用のしきい値との大小関係を調べる。識別回路５００ａは、入力された信号が示す電圧が第１のしきい値（ｔｈ１）より小さく、かつ第２のしきい値（ｔｈ２）より大きい場合にのみ、入力信号の値を第１の演算回路５０１に出力する。すなわち、識別回路５００ａは、第１のしきい値（ｔｈ１）及び第２のしきい値（ｔｈ２）でそれぞれ上限および下限が定まるように、ＡＤコンバータ４０１から入力された信号を選択する。

コントローラ３０７は、第１の演算回路５０１に入力される信号（データ）が示す電圧の平均値が最小となるように、θを制御すればよい。なお、平均値に代えて、電圧の積算値又は電圧の値の二乗平均平方根を用いてもよい。あるいは、コントローラ３０７は、第１の演算回路５０１に入力されるデータの出現頻度が最小となるようにθを制御してもよい。

図１３に示した光強度は理想的な条件下での計算値であるため、θ＝９０度を中心に完全に左右対称となっている。しかし、現実の変調信号では、符号の偏りや変調器の不完全性により、図１３に示した光強度が左右非対称なピークをもつことがあり得る。また、回路雑音により、θとは無関係なサージ状のノイズや、フォトデテクタ３０１の暗電流による低パワの雑音が、変調信号に重畳することもあり得る。

本実施形態では、このような不均一なピークやサージ状のノイズを第１のしきい値によって遮断し、また、暗電流による低パワの雑音を第２のしきい値によって遮断する。これにより、制御誤差を抑圧することが可能となる。

以上説明した実施形態によれば、入れ子型ＭＺＩを用いた光送信器は、光変調器と、自動バイアス制御回路と、それらの周辺回路とを有する。光変調器は、ペアレントＭＺＩと、光入力端子と、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極と、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極と、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極と、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極と、光出力端子と、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電極とを有する。ペアレントＭＺＩは、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ及びＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩを有する。光入力端子は、連続光を分岐して、分岐された連続光をＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ及びＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩに入力する。Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極には、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩにおいて連続光を分岐して得られた２つのブランチの光の光位相差を変更して光変調を行う駆動信号が印加される。Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極には、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極へ印加される駆動信号により光変調された２つのブランチの光の光位相差を調整するＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧が印加される。Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極には、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩにおいて連続光を分岐して得られた２つのブランチの光の光位相差を変更して光変調を行う駆動信号が印加される。Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極には、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極へ印加される駆動信号により光変調された２つのブランチの光の光位相差を調整するＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧が印加される。光出力端子は、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩから出力された光と、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩから出力された光とを合波して、合波された光を出力する。ペアレントＭＺＩ制御バイアス電極には、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩから出力された光とＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩから出力された光の光位相差を調整するペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧が印加される。

Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩは、光入力端子から入力された連続光を２つのブランチに分岐する第１の分岐部と、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極へ印加される駆動信号による光変調及びＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極へ印加されるＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧による光位相差の調整が行われた２つのブランチの光を合波して、合波された光を出力する第１の合波部とを有する。Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩは、光入力端子から入力された連続光を２つのブランチに分岐する第２の分岐部と、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極へ印加される駆動信号による光変調及びＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極へ印加されるＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧による光位相差の調整が行われた２つのブランチの光を合波して、合波された光を出力する第２の合波部とを有する。

自動バイアス制御回路は、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器と、フォトデテクタと、低周波遮断回路と、制御部とを有する。
ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器は、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電極に印加されるペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧を発生する。フォトデテクタは、タップされた光変調器からの出力光を電気信号に変換する。低周波遮断回路は、フォトデテクタにより変換された電気信号に含まれる周波数ｆｃより低速な変調成分を抑圧する。制御部は、低速な変調成分が抑圧された信号に基づいて、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器を制御する。具体的には、制御部は、低速な変調成分が抑圧された信号のＲＭＳ又はピーク値が最小となるように、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器を制御する。

あるいは、自動バイアス制御回路は、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器と、フォトデテクタと、低周波遮断回路と、クリッパ回路と、制御部とを有する。
ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器は、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電極に印加されるペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧を発生する。フォトデテクタは、タップされた光変調器からの出力光を電気信号に変換する。低周波遮断回路は、フォトデテクタにより変換された電気信号に含まれる周波数ｆｃより低速な変調成分を抑圧する。クリッパ回路は、低速な変調成分が抑圧された電気信号に対して所定のしきい値でクリッピングを行う。制御部は、クリッパ回路によりクリッピングされた電気信号に基づいて、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器にフィードバック制御を行う。具体的には、制御部は、クリッピングされた電気信号の電圧の平均値、ＲＭＳ、又は、ピーク値が最小となるように、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器を制御する。

あるいは、自動バイアス制御回路は、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器と、フォトデテクタと、クリッパ回路と、制御部とを有する。
ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器は、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電極に印加されるペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧を発生する。フォトデテクタは、タップされた光変調器からの出力光を電気信号に変換する。クリッパ回路は、変換された電気信号に対して所定のしきい値でクリッピングを行う。制御部は、クリッパ回路によりクリッピングされた電気信号に基づいて、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器にフィードバック制御を行う。具体的には、制御部は、クリッピングされた電気信号の電圧の平均値、ＲＭＳ、又は、ピーク値が小さな値となるようにペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器を制御する。

あるいは、自動バイアス制御回路は、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器と、フォトデテクタと、識別回路と、演算回路と、制御部とを有する。
ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器は、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電極に印加されるペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧を発生する。フォトデテクタは、タップされた光変調器からの出力光の強度に対応する電圧を発生する。識別回路は、フォトデテクタが発生させた電圧の値と所定のしきい値とを比較し、しきい値より大きな電圧又はしきい値より小さな電圧を選択する。演算回路は、識別回路によって選択された電圧を用いて演算処理する。制御部は、演算処理の結果に基づいて、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器にフィードバック制御を行う。

上述した実施形態によれば、ＭＺＩを複数入れ子状に組み合わせた、光ＱＡＭ信号生成用の光変調器において、ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧を従来技術よりも精度よく、正確に最適値に保つことが可能となる。

以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこれら実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。

本発明は、例えば、光直角位相振幅変調信号生成用の光送信器に利用可能である。

Ｍ…光変調器
１、１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ、１ｅ、１ｆ、１ｇ…光送信器
２ａ…Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ
２ｂ…Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ
３ａ…Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用駆動アンプ
３ｂ…Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用駆動アンプ
６ａ…第１のＩｎ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極
６ｂ…第２のＩｎ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極
６ｃ…第１のＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極
６ｄ…第２のＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用駆動信号入力電極
７ａ…Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧発生器
７ｂ…Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電圧発生器
８ａ…第１のＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極
８ｂ…第２のＩｎ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極
８ｃ…第１のＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極
８ｄ…第２のＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ用ＭＺＩ制御バイアス電極
２０…ペアレントＭＺＩ
２１ａ、２１ｂ…分岐部
２２ａ、２２ｂ…合波部
３０、３１、３２、３３…ＡＢＣ回路（自動バイアス制御回路）
１０１…ペアレントＭＺＩ制御バイアス電極
１０８…ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器
２００…光分岐部
２０１…光合波部
３００…光タップ
３０１…フォトデテクタ
３０２…ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）
３０３…ＲＭＳモニタ
３０４、３０４ｂ、９００…ディザリング部
３０５、３０５ｂ、９０１、９０２…ディザリング印加部
３０６、３０６ａ…同期検波回路
３０７…コントローラ
３０８…ＤＣ電源
３０９…電圧加算器
３１０…クリッパ回路
３１１…平滑化回路
３１２…ＲＦアンプ
４００、４０５、４１０、４１５…ディジタルシグナルプロセッサ
４０１…ＡＤコンバータ
４０２…ＤＡコンバータ
４０３…振幅調整回路
５００、５００ａ…識別回路
５０１…第１の演算回路
５０２…第２の演算回路

Claims (19)

1. 光変調器と自動バイアス制御回路とを有する光送信器であって、
   前記光変調器は、
   同相用のマッハツェンダー型干渉計である同相用ＭＺＩと直角位相用のマッハツェンダー型干渉計である直角位相用ＭＺＩとを有するマッハツェンダー型干渉計であるペアレントＭＺＩと、
   連続光を分岐して、分岐された連続光を前記同相用ＭＺＩ及び前記直角位相用ＭＺＩに入力する光入力端子と、
   前記同相用ＭＺＩにおいて前記連続光を分岐して得られた２つのブランチの光の光位相差を変更して光変調を行う駆動信号が印加される同相用駆動信号入力電極と、
   前記直角位相用ＭＺＩにおいて前記連続光を分岐して得られた２つのブランチの光の光位相差を変更して光変調を行う駆動信号が印加される直角位相用駆動信号入力電極と、
   前記同相用ＭＺＩから出力された光と、前記直角位相用ＭＺＩから出力された光とを合波して、合波された光を出力する光出力端子と、
   前記同相用ＭＺＩから出力された前記光と前記直角位相用ＭＺＩから出力された前記光の光位相差を調整するペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧が印加されるペアレントＭＺＩ制御バイアス電極とを有し、
   前記同相用ＭＺＩは、
   前記光入力端子から入力された前記連続光を前記２つのブランチに分岐する第１の分岐部と、
   前記同相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号による光変調が行われた前記２つのブランチの前記光を合波して、合波された光を出力する第１の合波部とを有し、
   前記直角位相用ＭＺＩは、
   前記光入力端子から入力された前記連続光を前記２つのブランチに分岐する第２の分岐部と、
   前記直角位相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号による光変調が行われた前記２つのブランチの前記光を合波して、合波された光を出力する第２の合波部とを有し、
   前記自動バイアス制御回路は、
   前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電極に印加される前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧を発生するペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器と、
   タップされた前記光変調器からの出力光を電気信号に変換するフォトデテクタと、
   前記フォトデテクタにより変換された前記電気信号に含まれる第１の周波数より低速な変調成分を抑圧する低周波遮断回路と、
   前記低周波遮断回路により低速な変調成分が抑圧された電気信号に基づいて、前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器を制御する制御部とを有し、
   前記制御部は、低速な変調成分が抑圧された前記電気信号の電圧の実効値又はピーク値が最小となるように前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器を制御する光送信器。
2. 光変調器と自動バイアス制御回路とを有する光送信器であって、
   前記光変調器は、
   同相用のマッハツェンダー型干渉計である同相用ＭＺＩと直角位相用のマッハツェンダー型干渉計である直角位相用ＭＺＩとを有するマッハツェンダー型干渉計であるペアレントＭＺＩと、
   連続光を分岐して、分岐された連続光を前記同相用ＭＺＩ及び前記直角位相用ＭＺＩに入力する光入力端子と、
   前記同相用ＭＺＩにおいて前記連続光を分岐して得られた２つのブランチの光の光位相差を変更して光変調を行う駆動信号が印加される同相用駆動信号入力電極と、
   前記直角位相用ＭＺＩにおいて前記連続光を分岐して得られた２つのブランチの光の光位相差を変更して光変調を行う駆動信号が印加される直角位相用駆動信号入力電極と、
   前記同相用ＭＺＩから出力された光と、前記直角位相用ＭＺＩから出力された光とを合波して、合波された光を出力する光出力端子と、
   前記同相用ＭＺＩから出力された前記光と前記直角位相用ＭＺＩから出力された前記光の光位相差を調整するペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧が印加されるペアレントＭＺＩ制御バイアス電極とを有し、
   前記同相用ＭＺＩは、
   前記光入力端子から入力された前記連続光を前記２つのブランチに分岐する第１の分岐部と、
   前記同相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号による光変調が行われた前記２つのブランチの前記光を合波して、合波された光を出力する第１の合波部とを有し、
   前記直角位相用ＭＺＩは、
   前記光入力端子から入力された前記連続光を前記２つのブランチに分岐する第２の分岐部と、
   前記直角位相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号による光変調が行われた前記２つのブランチの前記光を合波して、合波された光を出力する第２の合波部とを有し、
   前記自動バイアス制御回路は、
   前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電極に印加される前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧を発生するペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器と、
   タップされた前記光変調器からの出力光を電気信号に変換するフォトデテクタと、
   前記電気信号に対して所定のしきい値でクリッピングを行うクリッパ回路と、
   前記クリッパ回路によりクリッピングされた前記電気信号に基づいて、前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器にフィードバック制御を行う制御部とを有し、
   前記制御部は、クリッピングされた前記電気信号の電圧の平均値、実効値又はピーク値が最小となるように前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器を制御する光送信器。
3. 前記自動バイアス制御回路は、前記フォトデテクタにより変換された前記電気信号に含まれる第１の周波数より低速な変調成分を抑圧し、前記低速な変調成分が抑圧された電気信号を前記クリッパ回路に出力する低周波遮断回路をさらに有する請求項２に記載の光送信器。
4. 前記低周波遮断回路は、応答速度が前記第１の周波数以下の利得調整回路を有する増幅器で構成される請求項１又は請求項３に記載の光送信器。
5. 前記低周波遮断回路は、前記光送信器が有する周辺回路が発するランダム雑音又は前記光入力端子に入力される前記連続光のもつランダム雑音の少なくとも一部を遮断する請求項１又は請求項３に記載の光送信器。
6. 前記自動バイアス制御回路は、
   前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧に、前記第１の周波数よりも低周波の第２の周波数のディザリングを加える第１のディザリング印加部と、
   前記低周波遮断回路により低速な変調成分が抑圧された前記電気信号を前記第２の周波数で同期検波する同期検波部とを有し、
   前記制御部は、前記同期検波の結果が０となるよう前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器を制御する処理を行う請求項１又は請求項３に記載の光送信器。
7. 前記制御部は、前記同期検波の結果に所定のオフセット値を加えた結果が０となるように前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器を制御し、
   前記オフセット値は、前記光変調器からの前記出力光の強度を測定する光パワモニタの誤差によって定まる請求項６に記載の光送信器。
8. 前記自動バイアス制御回路は、
   前記クリッパ回路のクリッピングの前記しきい値に第３の周波数のディザリングを加える第２のディザリング印加部と、
   前記クリッパ回路の出力を前記第３の周波数で同期検波する同期検波部とを有し、
   前記制御部は、前記同期検波の結果を参照して前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器を制御する処理を行う請求項２又は請求項３に記載の光送信器。
9. 前記制御部は、前記同期検波の結果に所定のオフセット値を加えた結果を参照して前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器を制御し、
   前記オフセット値は、前記光変調器からの出力光の強度を測定する光パワモニタの誤差によって定まる請求項８に記載の光送信器。
10. 前記光変調器は、
    前記同相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号により光変調された前記２つのブランチの前記光の前記光位相差を調整する同相用ＭＺＩ制御バイアス電圧が印加される同相用ＭＺＩ制御バイアス電極と、
    前記直角位相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号により光変調された前記２つのブランチの前記光の前記光位相差を調整する直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電圧が印加される直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電極とをさらに有し、
    前記第１の合波部は、前記同相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号による光変調及び前記同相用ＭＺＩ制御バイアス電極へ印加される前記同相用ＭＺＩ制御バイアス電圧による前記光位相差の調整が行われた前記２つのブランチの前記光を合波して、合波された光を出力し、
    前記第２の合波部は、前記直角位相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号による光変調及び前記直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電極へ印加される前記直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電圧による前記光位相差の調整が行われた前記２つのブランチの前記光を合波して、合波された光を出力し、
    前記自動バイアス制御回路は、前記同相用ＭＺＩ制御バイアス電極に印加される前記同相用ＭＺＩ制御バイアス電圧又は前記直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電極に印加される前記直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電圧の少なくとも片方に第４の周波数のディザリングを加える第３のディザリング印加部を有し、
    前記第４の周波数、又は、前記第４の周波数の倍の周波数は、前記第１の周波数よりも高周波である請求項１又は請求項３に記載の光送信器。
11. 前記光送信器の立ち上げシーケンスにおける前記ディザリングの振幅を運用期間中における前記ディザリングの振幅よりも大きくする請求項６、請求項８又は請求項１０に記載の光送信器。
12. 前記クリッパ回路は、前記しきい値に達しない信号を前記しきい値に切り上げて前記クリッピングを行う請求項２又は請求項３に記載の光送信器。
13. 前記光変調器は、
    前記同相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号により光変調された前記２つのブランチの前記光の前記光位相差を調整する同相用ＭＺＩ制御バイアス電圧が印加される同相用ＭＺＩ制御バイアス電極と、
    前記直角位相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号により光変調された前記２つのブランチの前記光の前記光位相差を調整する直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電圧が印加される直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電極とをさらに有し、
    前記第１の合波部は、前記同相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号による光変調及び前記同相用ＭＺＩ制御バイアス電極へ印加される前記同相用ＭＺＩ制御バイアス電圧による前記光位相差の調整が行われた前記２つのブランチの前記光を合波して、合波された光を出力し、
    前記第２の合波部は、前記直角位相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号による光変調及び前記直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電極へ印加される前記直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電圧による前記光位相差の調整が行われた前記２つのブランチの前記光を合波して、合波された光を出力し、
    前記制御部は、前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧の制御を開始するに先立ち、前記同相用ＭＺＩ制御バイアス電極に印加される前記同相用ＭＺＩ制御バイアス電圧及び前記直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電極に印加される前記直角位相用ＭＺＩ制御バイアス電圧の両方又は一方を調整する請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の光送信器。
14. 光変調器と自動バイアス制御回路とを有する光送信器であって、
    前記光変調器は、
    同相用のマッハツェンダー型干渉計である同相用ＭＺＩと直角位相用のマッハツェンダー型干渉計である直角位相用ＭＺＩとを有するマッハツェンダー型干渉計であるペアレントＭＺＩと、
    連続光を分岐して、分岐された連続光を前記同相用ＭＺＩ及び前記直角位相用ＭＺＩに入力する光入力端子と、
    前記同相用ＭＺＩにおいて前記連続光を分岐して得られた２つのブランチの光の光位相差を変更して光変調を行う駆動信号が印加される同相用駆動信号入力電極と、
    前記直角位相用ＭＺＩにおいて前記連続光を分岐して得られた２つのブランチの光の光位相差を変更して光変調を行う駆動信号が印加される直角位相用駆動信号入力電極と、
    前記同相用ＭＺＩから出力された光と、前記直角位相用ＭＺＩから出力された光とを合波して、合波された光を出力する光出力端子と、
    前記同相用ＭＺＩから出力された前記光と前記直角位相用ＭＺＩから出力された前記光の光位相差を調整するペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧が印加されるペアレントＭＺＩ制御バイアス電極とを有し、
    前記同相用ＭＺＩは、
    前記光入力端子から入力された前記連続光を前記２つのブランチに分岐する第１の分岐部と、
    前記同相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号による光変調が行われた前記２つのブランチの前記光を合波して、合波された光を出力する第１の合波部とを有し、
    前記直角位相用ＭＺＩは、
    前記光入力端子から入力された前記連続光を前記２つのブランチに分岐する第２の分岐部と、
    前記直角位相用駆動信号入力電極へ印加される前記駆動信号による光変調が行われた前記２つのブランチの前記光を合波して、合波された光を出力する第２の合波部とを有し、
    前記自動バイアス制御回路は、
    前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電極に印加される前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧を発生するペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器と、
    タップされた前記光変調器からの出力光の強度に対応する電圧を発生するフォトデテクタと、
    前記フォトデテクタが発生させた前記電圧の値と所定のしきい値とを比較し、前記しきい値より大きな前記電圧又は前記しきい値より小さな前記電圧を選択する識別回路と、
    前記識別回路によって選択された前記電圧のデータを用いて演算処理する演算回路と、
    前記演算処理の結果に基づいて、前記ペアレントＭＺＩ制御バイアス電圧発生器にフィードバック制御を行う制御部とを有する光送信器。
15. 前記演算回路は、選択された前記電圧の時間平均値、選択された前記電圧の積算値、又は、選択された前記電圧の二乗平均平方根を前記演算処理において演算する請求項１４に記載の光送信器。
16. 前記演算回路は、前記識別回路により前記電圧が選択される頻度を前記演算処理において演算する請求項１４に記載の光送信器。
17. 前記識別回路は、Ｎ種類（Ｎは自然数）の前記しきい値それぞれに基づいて前記フォトデテクタから出力された前記電圧を選択し、
    前記演算回路は、前記識別回路により選択されたＮ種類の前記電圧のデータそれぞれに対して前記演算処理を行う請求項１４から請求項１６のいずれか一項に記載の光送信器。
18. 前記識別回路は、２種類の前記しきい値で上限および下限が定まるよう前記フォトデテクタから出力された前記電圧を選択し、
    前記演算回路は、前記識別回路により選択された前記電圧のデータに対して前記演算処理を行う請求項１４から請求項１６のいずれか一項に記載の光送信器。
19. 前記制御部は、前記識別回路により前記電圧が選択される頻度が予め定められた頻度より小さい場合は、前記しきい値を前記フォトデテクタが発生させた前記電圧の時間平均値に近づける請求項１７又は請求項１８に記載の光送信器。

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