JP2015530612A

JP2015530612A - Ｒｆ信号の監視及び制御のための回路のモノリシック集積化のための方法及びシステム

Info

Publication number: JP2015530612A
Application number: JP2015526604A
Authority: JP
Inventors: ステファンビー．クラスリック，; ティモシークレアッツォ，; カルピットジャー，; エルトンマルチェナ，; アミットミズラヒ，
Original assignee: スコーピオズテクノロジーズインコーポレイテッド
Priority date: 2012-08-06
Filing date: 2013-08-05
Publication date: 2015-10-15
Anticipated expiration: 2033-08-05
Also published as: US9479262B2; JP6379091B2; US10200131B2; US20160248516A1; EP2880764B1; WO2014025683A2; US9960854B2; EP2880764A4; US20170201325A1; US20180331765A1; US20140037286A1; EP2880764A2; US9300406B2; WO2014025683A3

Abstract

ＢＰＳＫ変調器を動作させる方法は、ＢＰＳＫ変調器においてＲＦ信号を受け取るステップと、ＲＦ信号を第１の部分及び第１の部分に対して反転される第２の部分に分割するステップとを含む。本方法は、ＢＰＳＫ変調器の第１のアームにおいて第１の部分を受け取るステップと、ＢＰＳＫ変調器の第２のアームにおいて第２の部分を受け取るステップと、ＢＰＳＫ変調器の第１のアームに第１のトーンを適用するステップと、ＢＰＳＫ変調器の第２のアームに第２のトーンを適用するステップとも含む。本方法は、ＢＰＳＫ変調器の出力に関連付けられる電力を測定するステップと、測定された電力に応じて、ＢＰＳＫ変調器の第１のアーム又はＢＰＳＫ変調器の第２のアームのうちの少なくとも１つに適用される位相を調整するステップをさらに含む。【選択図】図２

Description

[0002]本発明の実施形態は、ＲＦ回路に関する。より詳細には、本発明の実施形態は、ＲＦ信号に関連付けられるスペクトル情報を監視するために使用されるアナログ回路を、フォトニック集積回路における特定のアプリケーションと集積化（例えば、モノリシック集積化）する装置及び方法に関する。

関連出願の相互参照

[0001]本願は、「ＭｅｔｈｏｄａｎｄＳｙｓｔｅｍｆｏｒＭｏｎｏｌｉｔｈｉｃＩｎｔｅｇｒａｔｉｏｎｏｆＣｉｒｃｕｉｔｓｆｏｒＭｏｎｉｔｏｒｉｎｇａｎｄＣｏｎｔｒｏｌｏｆＲＦＳｉｇｎａｌｓ（ＲＦ信号の監視及び制御のための回路のモノリシック集積化のための方法及びシステム）」と題され、２０１２年８月６日に出願された米国特許仮出願第６１／６８０，１０３号の優先権を主張し、この仮出願の開示内容は、その全体が、あらゆる目的のために参照によって本明細書に組み込まれる。

[0003]いくつかの実施形態において、モノリシック集積化された回路は、ＲＦ信号を監視及び制御するために使用される。本明細書において説明されるように、いくつかの実装は、モノリシック集積化され、ＲＦ信号のスペクトルを監視するために使用されるアナログ回路を利用して、光位相偏移変調実装のための新規な制御ループを提供する。いくつかの実施形態は、アナログ回路を使用して、監視されるスペクトルの一部（おそらくは、デジタル信号）をフィルタリングして除外し、次いで、ピーク検出器又はＲＭＳ検出器などのアナログ回路が、リアルタイムで電力を監視する。

[0004]本発明の一実施形態によれば、ＢＰＳＫ変調器を動作させる方法が提供される。本方法は、ＢＰＳＫ変調器においてＲＦ信号を受け取るステップと、ＲＦ信号を第１の部分及び第１の部分に対して反転される第２の部分に分割するステップとを含む。本方法は、ＢＰＳＫ変調器の第１のアームにおいて第１の部分を受け取るステップと、ＢＰＳＫ変調器の第２のアームにおいて第２の部分を受け取るステップと、ＢＰＳＫ変調器の第１のアームに第１のトーンを適用するステップと、ＢＰＳＫ変調器の第２のアームに第２のトーンを適用するステップとも含む。本方法は、ＢＰＳＫ変調器の出力に関連付けられる電力を測定するステップと、測定された電力に応じて、ＢＰＳＫ変調器の第１のアーム又はＢＰＳＫ変調器の第２のアームのうちの少なくとも１つに適用される位相を調整するステップとをさらに含む。

[0005]本発明の別の実施形態によれば、ＱＰＳＫ変調器を動作させる方法が提供される。本方法は、第１のＢＰＳＫ変調器において光信号を受け取るステップと、第１のＢＰＳＫ変調器の出力において第１の変調信号を生成するステップとを含む。本方法は、第２のＢＰＳＫ変調器において光信号を受け取るステップと、第２のＢＰＳＫ変調器の出力において第２の変調信号を生成するステップとも含む。本方法は、ＱＰＳＫ変調器の出力において第１の変調信号及び第２の変調信号を結合するステップと、ＱＰＳＫ変調器の出力に関連付けられる電力を測定するステップと、測定された電力に応じて、第１のＢＰＳＫ変調器又は第２のＢＰＳＫ変調器のうちの少なくとも１つの出力に適用される位相を調整するステップとをさらに含む。

[0006]本発明の特定の実施形態によれば、ネスト型マッハツェンダ変調器システムが提供される。ネスト型マッハツェンダ変調器システムは、光入力ポートと、光入力ポートに結合され、第１のアーム及び第２のアームを有する光結合器とを備える。ネスト型マッハツェンダ変調器システムは、第１のアームに結合される第１の内側マッハツェンダ変調器（ＭＺＭ）も備える。第１の内側ＭＺＭは、位相制御部及び出力を含む。ネスト型マッハツェンダ変調器システムは、第１のＭＺＭの出力に結合される第１の光検出器と、第１の光検出器を位相制御部に接続するフィードバックループと、第２のアームに結合され、第２の位相制御部及び出力を有する第２の内側ＭＺＭと、第１のＭＺＭの出力及び第２のＭＺＭの出力を受け取る第２の光結合器とをさらに備える。

[0007]本発明の特定の実施形態によれば、装置が提供される。本装置は、ＲＦ信号を搬送するように動作可能な通信チャネルに結合される受信機と、送信機に結合されるフィードバックループとを備える。本装置は、受信機に結合され、ＲＦ信号を監視するように動作可能なアナログ回路も備える。アナログ回路は、スペクトル監視ユニットを含むことができる。受信機は、送受信機を備えることができ、送受信機は、シリコンフォトニクスに集積化されることができる。いくつかの実施形態において、アナログ回路は、異なるスペクトル帯域によって特徴付けられる複数のスペクトルフィルタと、複数のＲＭＳ検出器とを備え、ＲＭＳ検出器の各々が、複数のスペクトルフィルタのうちの１つに結合される。

[0008]本発明の別の特定の実施形態によれば、方法が提供される。本方法は、モノリシック集積化されたアナログ回路の入力においてＲＦ信号を受け取るステップと、モノリシック集積化されたアナログ回路を使用してＲＦ信号を測定するステップとを含む。本方法は、測定されたＲＦ信号に基づいて、フィードバック信号を供給するステップも含む。モノリシック集積化されたアナログ回路は、ＲＭＳ検出器を含むことができる。いくつかの実施形態において、ＲＦ信号を測定するステップは、１つ又は複数の所定のスペクトル帯域におけるＲＦ信号に関連付けられる電力を測定するサブステップを含む。一例として、１つ又は複数の所定のスペクトル帯域は、３つのスペクトル帯域とすることができる。

[0009]従来の技法よりも多くの利益が、本発明によって達成される。例えば、本発明の実施形態は、高電力及び高コストに関連付けられる重たいデジタルサンプリング及び処理を回避する方法及びシステムを提供する。本発明のこれら及び他の実施形態は、その利点及び特徴の多くと共に、以下の本文及び添付の図面に関連して、より詳細に説明される。

本発明の一実施形態に係る通信システムを例示するブロック図である。本発明の一実施形態に係る受信機の要素を例示する簡略ブロック図である。本発明の一実施形態に係るスペクトル監視ユニットの簡略ブロック図である。本発明の一実施形態に係るフィルタ周波数応答曲線を例示するグラフである。本発明の一実施形態に係る入力信号の周波数成分を例示するグラフである。本発明の一実施形態に係るシミュレートされたチャネル歪みを例示するグラフである。本発明の一実施形態に係る、様々なフィルタについてのＲＭＳ検出器応答を例示するグラフである。本発明の一実施形態に係るネスト型変調器システムを例示する簡略概略図である。本発明の一実施形態に係る検出器において測定されたスペクトル成分を例示するグラフである。本発明の一実施形態に係る、電力を変調器バイアスの関数として例示するグラフである。本発明の一実施形態に係るピーク検出器を例示する簡略ブロック図である。本発明の一実施形態に係るトランスインピーダンス増幅器の出力を例示するグラフである。本発明の一実施形態に係るピーク検出器出力及びフィルタ出力を例示するグラフである。本発明の一実施形態に係るトランスインピーダンス増幅器のスペクトルを例示するグラフである。本発明の一実施形態に係るフィルタ出力のスペクトルを例示するグラフである。本発明の別の実施形態に係るネスト型変調器システムを例示する簡略概略図である。本発明の一実施形態に係る、様々なバイアスについての光電力を時間の関数として例示するグラフである。本発明の一実施形態に係る、積分信号をバイアスの関数として例示するグラフである。本発明の一実施形態に係る電力検出器についての簡略回路図である。本発明の一実施形態に係る電力検出器の出力における過度応答を例示するグラフである。本発明の一実施形態に係る電力検出器の出力における定常応答を例示するグラフである。本発明の一実施形態に係る、入力ノイズにおける変化についての電圧出力を例示するグラフである。本発明の一実施形態に係る、ＢＰＳＫ変調器を動作させる方法を例示する簡略フローチャートである。本発明の一実施形態に係る、ＱＰＳＫ変調器を動作させる方法を例示する簡略フローチャートである。

[0034]本発明の一実施形態によれば、四相位相変調（ＱＰＳＫ：ｑｕａｄｒａｔｕｒｅｐｈａｓｅｓｈｉｆｔｋｅｙｉｎｇ）変調器のための制御ループが提供される。信号をサンプリングし、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：ｆａｓｔＦｏｕｒｉｅｒｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を実行し、スペクトル信号を抽出してＲＦ信号を制御する従来の技法とは対照的に、本発明の実施形態は、シリコンフォトニクスを含むフォトニック回路とモノリシックに集積化されることができるアナログ回路を利用して、ＲＦ信号を監視し、所望のフィードバック信号を供給する。従って、本発明の実施形態は、集積オプトエレクトロニクスの計算の複雑度、電力要件、コストなどを低減する。

[0035]図１Ａは、本発明の一実施形態に係る通信システムを例示するブロック図である。通信システムは、信号監視及びスペクトル等化のための方法及びシステムを提供する。送信機１１０及び受信機１２０は、通信チャネル１１５に関連して利用される。図１Ａに例示される実施形態において、受信機１２０の一部として含まれるスペクトル監視ユニット１２２は、チャネル歪みに関するフィードバックを送信機１１０に供給し、それによって、送信機がチャネル歪みを補償し、スペクトルを補正することを可能にする。スペクトル監視ユニット１２２からのフィードバックは、例示される実施形態において、フィードバックパス１３０を使用して供給される。

[0036]本発明の第１の実施形態において、信号スペクトルを等化するために、ＲＦ信号が監視されて、チャネル歪みが検出され、フィードバックが受信機に供給される。

[0037]図１Ｂは、本発明の一実施形態に係る受信機１２０の要素を例示する簡略ブロック図である。受信機１２０（例えば、集積光受信機）は、チャネル上で信号を受信し、信号を導波路１５０に結合する。偏波ダイバーシティユニット（例えば、分波器及び回転子）１５５の後段には、（例えば、ＴＥ偏光と、ＴＥ偏光へ回転されたＴＭ光とのための）２つの導波路が存在することができる。光フィルタ１５７が例示され、光フィルタ１５７は、ＷＤＭフィルタとすることができる。光は、フォトダイオード１６５によって検出され、スペクトル監視ユニット１６０へ渡される。複数の導波路及びフォトダイオードが存在してもよいことが留意されるべきである。また、本明細書において説明される方法及びシステムは、光学系の外部で使用されることができる（換言すれば、チャネルは、必ずしも光チャネルである必要はない）。図１Ｂにおいて例示される要素は、例に過ぎず、本発明に必須ではなく、特定の適用に応じて、利用され、置換され、又は除去されてもよいことが認識されるべきである。

[0038]図２は、本発明の一実施形態に係るスペクトル監視ユニットの簡略ブロック図である。スペクトル監視ユニット２００は、３つのスペクトルフィルタのセット、すなわち、４ＧＨｚよりも低い周波数を通過させるローパスフィルタ（ＬＰＦ：ｌｏｗｐａｓｓｆｉｌｔｅｒ）２２０、４ＧＨｚ〜８ＧＨｚまでの周波数を通過させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ：ｂａｎｄｐａｓｓｆｉｌｔｅｒ）２２２、及び８ＧＨｚを超える周波数を通過させるハイパスフィルタ（ＨＰＦ：ｈｉｇｈｐａｓｓｆｉｌｔｅｒ）２２４を含む。スペクトル監視ユニット２００は、（例えば、３つの）ＲＭＳ検出器２３０、２３２、及び２３４のセットも含み、ＲＭＳ検出器２３０、２３２、及び２３４は、それぞれ対応するフィルタ２２０、２２２、及び２２４の出力を受け取る。スペクトル監視ユニット２００を利用することによって、周波数の関数としての歪みが測定されることができ、フィードバックが送信機に供給されて、チャネルにおける歪みが補償されることができる。

[0039]図２を参照すると、チャネル歪みをシミュレートするために、ＲＦ信号は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２１０を通過させられ、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２１０は、図５に関連して議論される。信号がチャネルから受信機１２０において受信された後、歪み信号は、次いで、スペクトル監視ユニット２００への入力として供給され、スペクトル監視ユニット２００は、所定の帯域を通過させる（例えば、３つの）フィルタのセットを含むことができる。例示されるように、３つのフィルタ２２０、２２２、及び２２４、すなわち、ローパス、バンドパス、及びハイパスが利用されることができるが、本発明は、この構成に限定されない。所定のスペクトル特性を有する他の数のフィルタ、例えば、３つよりも少ないフィルタ又は３つよりも多いフィルタが利用されてもよい。さらに、ギガヘルツ単位の周波数範囲が例示されるが、特定の適用に応じて、他の周波数が利用されてもよい。複数の帯域の各々における信号を供給するスペクトルフィルタからの出力は、各スペクトル帯域における電力の測定値を提供する、これらのフィルタに結合されるＲＭＳ検出器のセットへの入力として供給される。図２において、ＲＭＳ検出器は、ＲＭＳ検出器２３０、２３２、及び２３４として例示される。ＲＭＳ検出器の出力は、スペクトルに存在する歪みの指標を供給し、従って、チャネル歪みの補償のためのフィードバックを供給するために使用されることができる。

[0040]図３は、本発明の一実施形態に係るフィルタ周波数応答曲線を例示するグラフである。図３から分かるように、ＬＰＦフィルタは、４ＧＨｚ未満の信号をフィルタリングし、ＢＰＦは、４〜８ＧＨｚの信号をフィルタリングし、ＨＰＦは、８ＧＨｚを超える信号をフィルタリングする。これらの特定の範囲は、本発明に必須ではなく、特定の実装に応じて適切に変更されることができる。当業者は、多くの変形例、変更例、及び代替例を認識するであろう。

[0041]図４は、本発明の一実施形態に係る入力信号の周波数成分を例示するグラフである。１２ＧｂｐｓのＰＲＢＳ信号に関連付けられる、この入力信号の場合、ディップは、１２ＧＨｚのスペクトルにおいて見られる。

[0042]一例において、図２に示されるＶ_{ＲＦ＿ｉｎ}は、ＲＦ信号の電圧であり、特に、本明細書において説明される方法及びシステムの動作を実証するために有益な、所望のビットレート（例えば、１２Ｇｂｐｓ）における疑似ランダムビット列（ＰＲＢＳ：ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍｂｉｔｓｅｒｉｅｓ）であってもよい。

[0043]図５は、本発明の一実施形態に係るシミュレートされたチャネル歪みを例示するグラフである。図５に例示されるように、チャネル歪みは、１ＧＨｚ〜１２ＧＨｚまでで１０ｄＢの減衰を有するローパスフィルタ（ＬＰＦ）によってモデリング及び／又はシミュレートされることができる。

[0044]図６は、本発明の一実施形態に係る、様々なフィルタについてのＲＭＳ検出器応答を例示するグラフである。図６を参照すると、ＲＭＳ検出器のセットの出力は、「ＲＭＳ検出器応答（ＲＭＳＤｅｔｅｃｔｏｒＲｅｓｐｏｎｓｅ）」と例示され、例えば、チャネル歪みを有しないローパスフィルタ（ＬＰＦ）の出力と、チャネル歪みが適用されたローパスフィルタ（ＬＰＦｃｈ）の出力との間の差を示す。その他のスペクトルフィルタ、すなわち、ＢＰＦとＢＰＦｃｈ、ＨＰＦとＨＰＦｃｈについての曲線は、チャネル歪みが導入される場合、ＲＭＳ検出器出力において同様の低下を示す。図６に例示されるように、ＲＭＳ検出器出力は、チャネル歪みが含まれる場合、フィルタリングされた信号の各々について、より低くなる。

[0045]従って、様々なスペクトル帯域における出力電力を測定するためのアナログ検出器（例えば、ＲＭＳ検出器）の使用は、（本例では出力応答の低下によって表される）チャネル歪みの導入の影響の測定を可能にし、この測定は、次いで、チャネル歪みを補償するためのフィードバック信号を供給するために使用されることができる。アナログ回路はモノリシック集積化されることができるため、アナログ回路は、フィードバック制御信号を供給するために使用され得るデジタル回路の代わりに使用されることができる。一例として、チャネル歪みが存在しない場合、受信信号は、周波数の関数として平坦になることがあり、ＲＭＳ検出器２３０、２３２、及び２３４の各々において等しい電圧をもたらす。チャネル歪みが存在する場合、いくつかの周波数における減衰は、ＲＭＳ検出器のうちの１つ又は複数において測定される電圧の低下（例えば、高周波数と比較した低周波数の減衰）をもたらすことがある。信号が最も減衰されたＨＰＦにおいて最も大きくなる相対的な電圧低下は、チャネル歪みを補償し、ＲＭＳ電圧を一般的なレベルに戻すためにフィードバックループにおいて使用されるデータを送信機に供給することができる。当業者は、多くの変形例、変更例、及び代替例を認識するであろう。

[0046]要約すれば、実施形態は、チャネル歪みが検出され、フィードバックが信号等化のために供給されることができるように、デジタル信号のスペクトル監視を提供する。一実施形態において、１２ＧｂｐｓにおけるＰＲＢＳが生成され、＋／−０．１５Ｖで表される。図２を参照すると、スペクトルは、アナログフィルタを使用して、３つのスペクトル帯域にフィルタリングされることができる。フィルタリング後の信号は、各々ＲＭＳ検出器のセットのうちの１つへ渡され、ＲＭＳ検出器のセットは、各スペクトル帯域に存在する電力を測定するために使用される。周波数の関数としての均一な信号を仮定すると、信号がチャネルによって歪められる場合、各ＲＭＳ検出器における出力電力は、変化するであろう。従って、チャネルからもたらされる歪みは、検出され、送信時の信号の等化のためのフィードバックを供給するために使用されることができる。

[0047]図７は、本発明の一実施形態に係るネスト型変調器システムを例示する簡略概略図である。このネスト型変調器システムは、以下に説明されるようなマッハツェンダ型光変調器（ＭＺＭ：Ｍａｃｈ−ＺｅｈｎｄｅｒＭｏｄｕｌａｔｏｒ）におけるヌルバイアスの制御を可能にする。

[0048]以下により完全に説明されるように、図７に関連して議論される実施形態は、光ＭＺＭのバイアス点を維持するための制御ループについての設計を含む。特定の例として、本制御技法は、二相位相変調（ＢＰＳＫ：ＢｉｎａｒｙＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）の変調フォーマットにおけるヌルバイアスを維持するために使用されることができる。ＢＰＳＫに加えて、この制御技法は、ＱＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ、又はＤＰ−ＱＰＳＫについてのネスト型ＭＺＭ構成における内側変調器のために使用されることができる。当業者は、多くの変形例、変更例、及び代替例を認識するであろう。

[0049]図７を参照すると、ネスト型ＭＺＭ構成は、外側ＭＺＭ７００内で互いに接続された２つの内側ＭＺＭ、すなわち、第１のＭＺＭ７１０と第２のＭＺＭ７１２とを含む。ＭＺＭ７００は、入力ポート７０５と、ノード７３０における出力ポートとを含む。ＱＰＳＫの場合、各ＭＺＭは、動作のために特定のバイアス点を使用する。

内側ＭＺＭ７１０及び７１２のバイアス点は、アームが別な方法で駆動されない場合、内側ＭＺＭの出力が最小（ヌルバイアス）となるように維持される。２つの高速ＲＦ入力（例えば、ＲＦ−Ｉ及びＲＦ−Ｉ_ｂａｒ）は、互いにπ位相変調される２つの出力を得るために、（例えば、ダイオードを備える）２つのアームを駆動する。

外側ＭＺＭ７００のバイアス点は、以下に議論されるように、内側ＭＺＭの出力が互いに９０度（すなわち、π／２）位相がずれるように（直交バイアス）維持される。

[0050]ヌルバイアスのための制御ループは、ＭＺＭの出力信号における相互変調トーンを生成する２つのパイロットトーンの適用に依存する。次いで、ピーク検出器のアナログ回路は、異常な相互変調周波数の強度を監視し、この量を最大化し、ヌルバイアスを維持するためのフィードバックを供給するために使用される。

[0051]図７を参照すると、ＱＰＳＫのＩ／Ｑコンステレーションについて、第１の内側ＭＺＭ７１０は、Ｉ信号及びＩ_ｂａｒ信号を受け取り、第２の内側ＭＺＭ７１２は、Ｑ信号及びＱ_ｂａｒ信号を受け取る。位相制御は、各内側ＭＺＭに提供され、図７に示されるように、内側ＭＺＭの上側アーム及び下側アームに提供される位相１＋パイロット１／位相２＋パイロット２によって例示される。ノード７２０における電力は、モノリシック集積化された監視用光検出器（ＭＰＤ（ｍｏｎｉｔｏｒｐｈｏｔｏｄｅｔｅｃｔｏｒ）１）を使用して測定され、ノード７２２における電力は、ＭＰＤ２を使用して測定され、ノード７３０における電力は、ＭＰＤ３を使用して測定される。位相３は、外側ＭＺＭ７００の下側アームの位相を変更するために使用される。導波路要素と集積化された加熱器、ダイオードベースの位相調整部を含む電気光学位相調整要素などを含む、多様な位相調整装置が利用されることができる。各場合において、２つのアーム間の位相差のみが重要であり、実際の移相器は、各（内側又は外側）ＭＺのアームのうちの一方又は双方に適用されることができることが理解される。

[0052]図８Ａは、本発明の一実施形態に係る検出器において測定されたスペクトル成分を例示するグラフである。本実施形態の場合、パイロットトーン１（ｆ_１）は、３ｋＨｚに設定され、パイロットトーン２（ｆ_２）は、４ｋＨｚに設定された。図８Ａは、ＭＰＤ１において測定されたスペクトルを、２ｆ_１（６ｋＨｚ）、２ｆ_２（８ｋＨｚ）、ｆ_１＋ｆ_２（７ｋＨｚ）、及びｆ_１−ｆ_２（１ｋＨｚ）におけるパワースペクトルのピークと共に示す。

[0053]図８Ｂは、本発明の一実施形態に係る、電力を変調器バイアスの関数として例示するグラフである。図８Ｂは、ｆ_１−ｆ_２における相互変調電力を表示し、これは、ＭＺＭの非線形伝達関数に関連する。相互変調スペクトルにおける電力を測定することによって、本例において好ましくはπにおいて位相シフトを制御するために使用されることができるフィードバック信号が供給される。位相は、相互変調スペクトルが最大化されるまで調整されて、所望のヌル（π）バイアス点が供給される。

[0054]図７に例示される実施形態において、（強度を検出する）ＭＰＤ１及びＭＰＤ２を使用して電力測定が行われて、各ＭＺＭ７１０及び７１２の２つのアーム間にπ位相シフトが存在することが判定される。例示される例において、ＭＰＤ１は、１ｋＨｚの相互変調周波数における電力を測定することによってＭＺＭ７１０を制御するために使用される。本例では３ｋＨｚ及び４ｋＨｚがパイロットトーンに利用されるが、本発明は、これらの周波数に限定されず、他の適切な周波数が特定の適用に応じて適切に利用されることができる。パイロットトーンは、別個のアームに適用されてもよく、又は同じアームに適用されてもよい。明確さの目的のために図７には例示されていないが、ＭＰＤ２において測定される電力は、ＭＺＭ７１２の下側アームにおいて位相２を制御するために使用されることができる。従って、ＭＰＤ１及びＭＺＭ７１０に関連して提供される説明は、ＭＰＤ２及びＭＺＭ７１２にも適切に適用可能である。当業者は、多くの変形例、変更例、及び代替例を認識するであろう。

[0055]図８Ｂを再び参照すると、所望のπバイアスは、相互変調トーン（ｆ_１−ｆ_２）の電力に相互に関連付けられ、相互変調トーン（ｆ_１−ｆ_２）を最大化することによって、所望のπバイアスが維持されることができる。従って、制御ループは、本実装において相互変調トーン（ｆ_１−ｆ_２）を最大化して、ＭＺＭ７１０及び７１２の所望のヌルバイアスを達成するであろう。これらの同じ技法は、個々のＢＰＳＫＭＺＭの制御について使用されることができることが留意されるべきである。従って、ＱＰＳＫ構成が図７に例示されるが、図７のＱＰＳＫ構成は、本発明に必須ではなく、本ヌルバイアス技法は、単一のＢＰＳＫ変調器についても同様に実装されることができる。当業者は、多くの変形例、変更例、及び代替例を認識するであろう。

[0056]図９は、本発明の一実施形態に係るピーク検出器を例示する簡略ブロック図である。図９に例示される例示的なアナログ回路（すなわち、ピーク検出器回路）は、相互変調トーンを最大化するために、ＭＺＭ７１０、ＭＺＭ７２０、又はＭＺＭ７００を含むＭＺＭの出力における信号の電力をリアルタイムで追跡するために使用されることができる。監視用フォトダイオード９１０は、ＭＺＭの出力の電力を測定し、この電力は、トランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ：ｔｒａｎｓｉｍｐｅｄａｎｃｅａｍｐｌｉｆｉｅｒ）９１２を抵抗器９１３と共に並列に使用して増幅され、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）９１４を使用してフィルタリングされ、ピーク検出器９１６に渡される。ピーク検出器９１６は、ダイオード９１７及びコンデンサ９１８を含む。ピーク検出器９１６は、ピーク電力を測定する。従って、図９に示されるピーク検出器を含むことができる、図７に例示されるＭＰＤを使用して強度を監視することによって、移相器（例えば、図７の位相１及び位相２）に印加される信号は、測定信号を最大化し、従って、ヌルバイアスを得るために変更されることができる。一実施形態において、移相器は、ＭＺＭアームにおける位相を調整するために、熱デバイス（例えば、加熱器）又は他の適切なシステムを使用して実装されることができる。

[0057]図１０は、本発明の一実施形態に係るトランスインピーダンス増幅器の出力を例示するグラフである。ＴＩＡ９１２の出力は、例示されるように、時間の関数として振動する。図１１は、本発明の一実施形態に係るピーク検出器出力及びフィルタ出力を例示するグラフである。図１１に示されるように、ＢＰＦ９１４の出力は、ＴＩＡ出力と比較して、低減された振動振幅、及び振動の数（興味の対象となる低周波数のみが保持されるため）を示す。ピーク検出器９１６の出力は、ピーク検出器のコンデンサ９１８の電圧に関連付けられるため、実質的に一定である。従って、図９に例示されるピーク検出器を使用することによって、ＭＰＤは、例示されるような様々なノードにおけるＲＭＳ電力の測定値を供給することが可能である。

[0058]図１２は、本発明の一実施形態に係るトランスインピーダンス増幅器のスペクトルを例示するグラフである。

[0059]図１３は、本発明の一実施形態に係るフィルタ出力（図９に例示されるようなＢＰＦ９１４）のスペクトルを例示するグラフである。図１３に例示されるように、ピークは、２つのパイロットトーンの間の差周波数に関連付けられる１ｋＨｚにおいて存在する。

[0060]図１４は、本発明の別の実施形態に係るネスト型変調器システムを例示する簡略概略図である。図７に示されるネスト型変調器システムと共通の要素を共有する、図１４に例示されるネスト型変調器システムにおいて、ノード１４０５において測定される電力は、位相３によって変調器アームに適用される位相を調整するために利用される。ＱＰＳＫの変調フォーマット内で、２つの独立した疑似ランダムデータストリームは、２つの内側ＭＺＭに適用される。（典型的には、無相関である）２つの独立したデータストリームの適用は、直交バイアスが維持されない場合、外側ＭＺＭの出力におけるブロードバンド「ノイズ（ｎｏｉｓｅ）」を生成する。図１４に例示されるように、ＲＭＳアナログ回路１４１０は、監視用フォトダイオードＭＰＤ３に関連して使用されて、電力を検出し、生成されたノイズを低減又は最小化し、直交バイアスを維持する。

[0061]「ノイズ」は、π／２の所望の位相シフトに関連する位相誤差に相互に関連付けられる。それ故に、ブロードバンドノイズの一部は、サンプリングされ、所望の位相シフトを達成するために低減又は最小化される。例示されるように、ＭＰＤ３は、位相３と関連付けられるバイアスを制御するために使用されることができ、外側ＭＺＭに直交位相を供給する。従って、本実施形態において、積分されたＡＣ時間信号電力又は積分された電力スペクトルは、直交バイアスを制御するために低減又は最小化される。

[0062]数学的には、ブロードバンドノイズの低減を通じた直交バイアスの制御は、次のように説明される。

ただし、φ_１は、（第１の内側ＭＺＭの後段の）ノード１４２０における相対位相であり、φ_２は、（第２の内側ＭＺＭの後段の）ノード１４２２における相対位相であり、φ_ｂは、位相３によって適用されるバイアスであり、Δφ_ｂは、位相における誤差であり、Ｅは、内側ＭＺＭがコヒーレントに結合した後の１４０５における結合電界である。
ＭＰＤ３において測定される電力は、

に比例する。
ＡＣ成分は、

である。
Ｉ及びＱは、値±１のみを受け取ることができるため、

が成り立ち、その結果、３つの場合すべてについて、Δφ_ｂ＝０の場合、Ｐ_Ｄ，ＡＣ（ｔ）＝０である。従って、位相３を調整することによって、ＭＰＤ３において測定される電力は、Δφ_ｂ＝０のようにゼロに向かって駆動されることができる。

[0063]図１５は、本発明の一実施形態に係る、様々なバイアスについての光電力を時間の関数として例示するグラフである。０．９５π／２に等しいバイアスの場合、データ中の「ノイズ」に関連付けられる光電力は、正規化された電力ベース（換言すれば、任意の単位）で約０．４６〜約０．５４に及ぶ。バイアスが目標値π／２に近付くように調整されるにつれて、換言すれば、０．９７π／２に調整されると、光電力は、約０．４８〜約０．５２の範囲に低減する。所望のπ／２におけるバイアスレベルの場合、ノイズに関連付けられる光電力の振幅変動は、無視できる。従って、一定の（ＤＣ）出力電力に向けてのノイズレベルの低減は、バイアスが所望の値にあるかを判定するために使用されることができる。

[0064]図１６は、本発明の一実施形態に係る、積分信号をバイアスの関数として例示するグラフである。ノイズ電力（換言すれば、１ＧＨｚの帯域幅にわたる積分信号）１６０５は、π／２に正規化されたバイアスの関数として描かれている。いくつかの実施形態は、広い帯域幅（例えば、３０ＧＨｚ）を有するＲＦ信号を利用するが、広帯域ノイズ（例えば、１ＧＨｚ）の一部は、本発明の実施形態に従って使用されることができる。ノイズレベルを測定し、ノイズレベルを低減することによって、０．５度未満に対応する、直交バイアスに対する１％よりも良好な制御を提供することが可能である。１ＧＨｚの「ノイズ」電力帯域幅は図１５及び図１６において利用されるが、これは本発明に必須ではなく、他の帯域幅が利用されてもよい。

[0065]図１６における曲線１６１０は、他のシステム要素からもたらされるノイズレベルを表し、最小化のための下限を提供する。従って、本発明の実施形態は、位相誤差に関連付けられるノイズを、他のシステム要素からのノイズ下限よりも小さく低減することができる。

[0066]図１７は、本発明の一実施形態に係る電力検出器についての簡略回路図である。図１７に例示される例示的なＲＭＳ回路は、フィルタリングされたノイズ信号を受け取ることができる。出力は、フィルタリングされたノイズ帯域に存在する電力を示す。

[0067]図１７に例示される電力検出器の場合、入力信号がＡＣ結合され、二乗され、ローパスフィルタリングされると、ＲＭＳ電圧の二乗と比例する出力電圧を得ることが可能である。
入力信号について、

である。入力信号がＡＣ結合され、その結果が二乗されると、

である。ローパスフィルタリング後、出力電圧は、

である。

[0068]図１８は、本発明の一実施形態に係る電力検出器の出力における過度応答を例示するグラフである。−１％〜＋１％の位相誤差の場合、出力電圧は、それぞれ曲線１８１０及び１８１２によって表わされる。曲線１８１０及び１８１２は、小さい振幅によって特徴付けられる。位相誤差が±５％及び±１０％に増加するにつれて、出力電圧は、曲線１８２０（±５％）並びに曲線１８３０（−１０％）及び１８３２（＋１０％）によって例示されるように増加する。図１８に例示されるように、過度応答は、高速変化が実現されることができることを実証する。

[0069]図１９は、本発明の一実施形態に係る電力検出器の出力における定常応答を例示するグラフである。約１０％の誤差の場合、定常電圧は、約０．６Ｖ（−１０％の場合は曲線１９３０、＋１０％の場合は曲線１９３２）である。誤差が減少するにつれて、電圧は、±５％の場合には約０．１３Ｖにおける曲線１９２０、±１％の場合には約０Ｖにおける曲線１９１０によって示されるように低下する。

[0070]図２０は、本発明の一実施形態に係る、入力ノイズにおける変化（換言すれば、位相バイアス誤差における急な変化）についての電圧出力を例示するグラフである。直交誤差が、約１７μｓの時点において５％から１０％へ増加されると、電圧は、約０．１５Ｖの定常値から約１０μｓの期間において約０．６Ｖの新たな定常値に変化した。位相値を変更するために熱制御を使用するシステムの場合、外部刺激の時定数は、典型的には、ミリ秒のオーダである。このようなシステムの場合、図２０に例示されるミリ秒の応答時間は、完全に適切である。

[0071]図２１は、ＢＰＳＫ変調器を動作させる方法を例示する簡略フローチャートである。本方法は、ＢＰＳＫ変調器においてＲＦ信号を受け取ること（２１１０）と、ＲＦ信号を第１の部分及び第１の部分に対して反転される第２の部分に分割すること（２１１２）とを含む。図７に例示されるように、ＲＦのＩ信号及びＱ信号は、反転信号に分割され、ＢＰＳＫ変調器に印加される。本方法は、ＢＰＳＫ変調器の第１のアームにおいて第１の部分を受け取ること（２１１４）と、ＢＰＳＫ変調器の第２のアームにおいて第２の部分を受け取ること（２１１６）とも含む。

[0072]本方法は、ＢＰＳＫ変調器の第１のアームに第１のトーンを適用すること（２１１８）と、ＢＰＳＫ変調器の第２のアームに第２のトーンを適用することとをさらに含む。また、本方法は、ＢＰＳＫ変調器の出力に関連付けられる電力を測定すること（２１２２）と、測定された電力に応じて、ＢＰＳＫ変調器の第１のアーム又はＢＰＳＫ変調器の第２のアームのうちの少なくとも１つに適用される位相を調整すること（２１２４）とを含む。位相を調整することは、ＢＰＳＫ変調器の出力に関連付けられる電力を増加させること、例えば、電力を最大化することを含むことができる。いくつかの実施形態において、ＢＰＳＫ変調器の出力に関連付けられる電力を測定することは、例えば、第１のトーン及び第２のトーンの差周波数でバンドパスフィルタリングを実行することによって、出力をスペクトル的にフィルタリングすることを含む。

[0073]図２１に例示される特定のステップは、本発明の実施形態に係る、ＢＰＳＫ変調器を動作させる特定の方法を提供することが認識されるべきである。ステップの他のシーケンスも、別の実施形態に従って実行され得る。例えば、本発明の別の実施形態は、上述されたステップを異なる順序で実行することができる。さらに、図２１に例示される個々のステップは、個々のステップに応じた適切な様々なシーケンスで実行されることができる複数のサブステップを含むことができる。さらには、付加的なステップが、特定の用途に応じて追加又は除去されてもよい。当業者は、多くの変形例、変更例、及び代替例を認識するであろう。

[0074]図２２は、ＱＰＳＫ変調器を動作させる方法を例示する簡略フローチャートである。本方法は、第１のＢＰＳＫ変調器において光信号を受け取ること（２２１０）と、第１のＢＰＳＫ変調器の出力において第１の変調信号を生成すること（２２１２）とを含む。一実施形態において、光信号は、レーザ源によって供給されるｃｗ信号である。本方法は、第２のＢＰＳＫ変調器において光信号を受け取ること（２２１４）と、第２のＢＰＳＫ変調器の出力において第２の変調信号を生成すること（２２１６）とをさらに含む。

[0075]本方法は、第１の変調信号及び第２の変調信号をＱＰＳＫ変調器の出力において結合すること（２２１８）と、ＱＰＳＫ変調器の出力に関連付けられる電力を測定すること（２２２０）とも含む。図１４に例示されるように、電力を測定することは、ＲＭＳアナログ回路の使用を含むことができる。また、電力を測定することは、例えば、１ＧＨｚの帯域幅のバンドパスフィルタを出力に適用することによって、フィルタリングされた信号を検出器に渡す前に、ＱＰＳＫ変調器の出力を１つ又は複数のスペクトル帯域にスペクトル的にフィルタリングすることを含むことができる。また、本方法は、測定された電力に応じて、第２のＢＰＳＫ変調器の出力に適用される位相を調整すること（２２２２）を含む。２つのＢＰＳＫ変調器の間の位相差のみが重要であることが理解されるべきである。従って、位相は、ＢＰＳＫ変調器の各々の後段で、又はＢＰＳＫ変調器の双方で調整されることができる。

[0076]図１６に例示されるように、第２のＢＰＳＫ変調器の出力に適用される位相を調整することは、位相をπ／２バイアスに向かって増加させて、積分信号がπ／２バイアスにおいて最小値に接近するにつれて電力の減少をもたらすことを含むことができる。さらに、第２のＢＰＳＫ変調器の出力に適用される位相を調整することは、位相をπ／２バイアスに向かって減少させて、電力の減少をもたらすことを含むことができる。位相調整は、第２のＢＰＳＫ変調器に関連付けられる加熱器の温度を調整することを含めて、数種の方法において実現されることができる。

[0077]図２２に例示される特定のステップは、本発明の一実施形態に係る、ＱＰＳＫ変調器を動作させる特定の方法を提供することが認識されるべきである。ステップの他のシーケンスも、別の実施形態に従って実行されることができる。例えば、本発明の別の実施形態は、上述されたステップを異なる順序で実行することができる。さらに、図２２に例示される個々のステップは、個々のステップに応じた適切な様々なシーケンスで実行されることができる複数のサブステップを含むことができる。さらには、付加的なステップが、特定の用途に応じて追加又は除去されてもよい。当業者は、多くの変形例、変更例、及び代替例を認識するであろう。

[0078]本明細書において説明される例及び実施形態は、例示の目的のために過ぎないこと、及び、この例及び実施形態を踏まえた様々な変更又は変化は、当業者に示唆され、本願の精神及び権限並びに添付の特許請求の範囲内に含まれるべきであることも理解されるべきである。

Claims

ＢＰＳＫ変調器を動作させる方法であって、前記方法が、
前記ＢＰＳＫ変調器においてＲＦ信号を受け取るステップと、
前記ＲＦ信号を第１の部分及び前記第１の部分に対して反転される第２の部分に分割するステップと、
前記ＢＰＳＫ変調器の第１のアームにおいて前記第１の部分を受け取るステップと、
前記ＢＰＳＫ変調器の第２のアームにおいて前記第２の部分を受け取るステップと、
前記ＢＰＳＫ変調器の前記第１のアームに第１のトーンを適用するステップと、
前記ＢＰＳＫ変調器の前記第２のアームに第２のトーンを適用するステップと、
前記ＢＰＳＫ変調器の出力に関連付けられる電力を測定するステップと、
測定された前記電力に応じて、前記ＢＰＳＫ変調器の前記第１のアーム又は前記ＢＰＳＫ変調器の前記第２のアームのうちの少なくとも１つに適用される位相を調整するステップと、
を含む、方法。
前記位相を調整するステップが、前記ＢＰＳＫ変調器の前記出力に関連付けられる前記電力を増加させるサブステップを含む、請求項１に記載の方法。
前記電力を増加させるサブステップが、前記電力を最大化することを含む、請求項２に記載の方法。
前記ＢＰＳＫ変調器の前記出力に関連付けられる前記電力を測定するステップが、前記出力をスペクトル的にフィルタリングするサブステップを含む、請求項１に記載の方法。
前記出力をスペクトル的にフィルタリングするサブステップが、前記第１のトーン及び前記第２のトーンの差周波数でバンドパスフィルタリングを実行することを含む、請求項４に記載の方法。
前記ＢＰＳＫ変調器の前記出力に関連付けられる前記電力を測定するステップが、ピーク検出器を使用するサブステップを含む、請求項１に記載の方法。
ＱＰＳＫ変調器を動作させる方法であって、前記方法が、
第１のＢＰＳＫ変調器において光信号を受け取るステップと、
前記第１のＢＰＳＫ変調器の出力において第１の変調信号を生成するステップと、
第２のＢＰＳＫ変調器において前記光信号を受け取るステップと、
前記第２のＢＰＳＫ変調器の出力において第２の変調信号を生成するステップと、
前記ＱＰＳＫ変調器の出力において前記第１の変調信号及び前記第２の変調信号を結合するステップと、
前記ＱＰＳＫ変調器の前記出力に関連付けられる電力を測定するステップと、
測定された前記電力に応じて、前記第１のＢＰＳＫ変調器又は前記第２のＢＰＳＫ変調器のうちの少なくとも１つの前記出力に適用される位相を調整するステップと、
を含む、方法。
前記電力を測定するステップが、ＲＭＳアナログ回路を使用するサブステップを含む、請求項７に記載の方法。
前記電力を測定するステップが、前記ＱＰＳＫ変調器の前記出力をスペクトル的にフィルタリングするサブステップを含む、請求項７に記載の方法。
スペクトル的にフィルタリングするサブステップが、１ＧＨｚの帯域幅のバンドパスフィルタを前記出力に適用することを含む、請求項９に記載の方法。
２つの前記ＢＰＳＫ変調器の間の位相差を調整するステップが、前記位相をπ／２バイアスに向かって増加させて、電力の減少をもたらすサブステップを含む、請求項７に記載の方法。
２つの前記ＢＰＳＫ変調器の間の位相差を調整するステップが、前記位相をπ／２バイアスに向かって減少させて、電力の減少をもたらすサブステップを含む、請求項７に記載の方法。
２つの前記ＢＰＳＫ変調器の間の位相差を調整するステップが、前記ＢＰＳＫ変調器のうちの１つ又は複数に関連付けられる加熱器の温度を調整するサブステップを含む、請求項７に記載の方法。
光入力ポートと、
前記光入力ポートに結合され、第１のアーム及び第２のアームを有する光結合器と、
前記第１のアームに結合される第１の内側マッハツェンダ変調器（ＭＺＭ）であって、前記第１の内側ＭＺＭが、位相制御部及び出力を含む、前記第１の内側ＭＺＭと、
前記第１のＭＺＭの前記出力に結合される第１の光検出器と、
前記第１の光検出器を前記位相制御部に接続するフィードバックループと
前記第２のアームに結合され、第２の位相制御部及び出力を有する第２の内側ＭＺＭと、
前記第１のＭＺＭの前記出力及び前記第２のＭＺＭの前記出力を受け取る第２の光結合器と、
を備える、ネスト型マッハツェンダ変調器システム。
前記第１のＭＺＭの前記出力又は前記第２のＭＺＭの前記出力のうちの少なくとも１つに結合される第３の位相制御部をさらに備える、請求項１４に記載のネスト型マッハツェンダ変調器システム。
前記第２の光結合器の出力に結合される第３の光検出器をさらに備える、請求項１５に記載のネスト型マッハツェンダ変調器システム。
前記第３の光検出器を前記第３の位相制御部に接続する第２のフィードバックループをさらに備える、請求項１６に記載のネスト型マッハツェンダ変調器システム。
前記第２のＭＺＭの前記出力に結合される第２の光検出器をさらに備える、請求項１４に記載のネスト型マッハツェンダ変調器システム。